EP2965483A1 - Procédé de reduction de papr dans une transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants - Google Patents

Procédé de reduction de papr dans une transmission d'un signal multiporteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants

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Publication number
EP2965483A1
EP2965483A1 EP14715040.3A EP14715040A EP2965483A1 EP 2965483 A1 EP2965483 A1 EP 2965483A1 EP 14715040 A EP14715040 A EP 14715040A EP 2965483 A1 EP2965483 A1 EP 2965483A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
complex
samples
carrier
correction
constellation
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP14715040.3A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Marc Lanoiselee
Pierre Siohan
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Orange SA
Original Assignee
Orange SA
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Filing date
Publication date
Application filed by Orange SA filed Critical Orange SA
Publication of EP2965483A1 publication Critical patent/EP2965483A1/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/3405—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power
    • H04L27/3411—Modifications of the signal space to increase the efficiency of transmission, e.g. reduction of the bit error rate, bandwidth, or average power reducing the peak to average power ratio or the mean power of the constellation; Arrangements for increasing the shape gain of a signal set
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/26—Systems using multi-frequency codes
    • H04L27/2601—Multicarrier modulation systems
    • H04L27/2614—Peak power aspects
    • H04L27/2621—Reduction thereof using phase offsets between subcarriers

Definitions

  • a method of transmitting a multi-carrier signal, transmission device and corresponding computer program is a method of transmitting a multi-carrier signal, transmission device and corresponding computer program.
  • the field of the invention is that of radiofrequency communications for which a multicarrier modulation, in particular OFDM type ("Orthogonal Frequency Division Multiplex" in English, for “orthogonal frequency division multiplexing”), is used.
  • OFDM type Orthogonal Frequency Division Multiplex
  • OFDM modulation is increasingly used for digital transmission, especially on multipath transmission channels.
  • This multicarrier modulation technique notably makes it possible to overcome the inter-symbol interference generally observed when using a single-carrier modulation on a multipath channel.
  • this technique has a very good spectral efficiency and saves radio spectral resources by the implementation of single frequency networks.
  • OFDM modulation is particularly, but not exclusively, used in wireless local area networks (WiFi), 3GPP LTE cellular mobile radio (of the "3rd Generation Partnership Project” and “Long Term Evolution”), as well as ADSL (of the English “Asymmetric Digital Subscriber Line”), but also for standards such as those related to Digital Audio Broadcasting (DAB for "Digital Audio Broadcasting"), Digital Broadcasting, including DVB-T (Digital Video Broadcasting - Terrestrial) or the new DVB-T2 standard.
  • WiFi wireless local area networks
  • 3GPP LTE cellular mobile radio of the "3rd Generation Partnership Project” and “Long Term Evolution”
  • ADSL of the English “Asymmetric Digital Subscriber Line”
  • a major disadvantage of the OFDM technique is inherent to the large amplitude fluctuations of the envelope of the modulated signal and therefore to the large variations in the instantaneous power.
  • the summation of these multiple independently modulated carriers is carried out in power most of the time, but also in a coherent manner which leads to peaks of instantaneous power that can exceed more than 10 dB the average power of the signal at certain times.
  • the peak-to-average power ratio (PAP) of the transmitted signals in other words the factor which characterizes the level of these power peaks with respect to the average power of the signal, is thus generally very high and increases with the number of carriers N.
  • the power amplifiers have nonlinear characteristics which, coupled with the amplification of so-called high-frequency signals, lead to distortions: spectral rise in the level of the secondary lobes, generation of harmonics, creation of non-linear interactions between symbols, creation of interferences between carriers. Thus, these distortions lead in particular to transmission errors and a degradation of the bit error rate (BER).
  • BER bit error rate
  • each carrier is modulated by a symbol X n belonging to a constellation (QPSK, MAQ16, etc.).
  • the inverse Fourier transform of the band B frequency signal then provides in the time domain the signal x (t), which will be transmitted.
  • the PAPR can become as large as N in the particular case but also very rare where
  • CCDF complementary cumulative distribution function
  • CCDF TM Pr [PAPR (X L )> y,
  • this equation indicates, for example, that the signal can not be correctly transmitted without sample saturation of at least one symbol out of one hundred with a signal comprising 2048 carriers if the digital analog and / or digital analog converters and the amplifiers power do not work with a dynamic range between average power and peak power of at least 12.2dB, which represents for the amplifier an operating power ratio of 1 to 16.
  • a common solution is to ensure that the operating range of the amplifier remains limited to a linear amplification zone, which unfortunately limits the efficiency of the amplifier (a few% instead of, typically, 50%) and therefore a significant increase in the consumption of the transmitter. This is a very strong constraint for the use of OFDM especially in mobile terminals, knowing that the consumption of the power amplifier can represent more than 50% of the total consumption of a terminal.
  • a second approach is the application of a constraint or coding on the data sequence transmitted to limit the PAPR.
  • This method involves building a code word game that minimizes the PAPR.
  • Several construction techniques for these codes have been proposed.
  • the advantage of this solution lies in the fact that it does not introduce distortion.
  • the spectral efficiency is penalized without even providing a coding gain.
  • its field of application is limited to OFDM modulators with low numbers of N carriers because of too much computational complexity.
  • a third approach commonly referred to as "TI-CES (Tone Injection - Constellation Extension Scheme") proposes to increase the number of constellation points that modulate OFDM carriers so that for one point in the constellation The origin can correspond to several possibilities of coordinates in the new constellation. According to this approach, this extra degree of freedom is used to generate a signal of lower PAPR.
  • this method has several disadvantages because the constellation extension will lead to an increase in the average signal power since the additional symbols have higher power levels.
  • selecting the best possibility of coordinates for each point requires an increase in the complexity of the computation implemented, rendering it unsuitable for a hardware implementation for the signal processing in real time.
  • a fourth approach is also based on a constellation change and is based on the assumption that the output level of the transmit amplification is limited by the peaks of higher PAP and that if the amplitude of these peaks can be decreased then the power emitted can be increased.
  • a convex optimization problem is solved in order to develop an OFDM signal with a minimum overall PAPR level.
  • this method requires a very significant increase in the average power output to compensate for the loss in terms of signal-to-noise ratio.
  • the calculation complexity implemented increases exponentially when the constellation order becomes high.
  • a fifth technique commonly called “ACE (Active Constellation Extension) technique
  • ACE Active Constellation Extension
  • this technique is characterized by a lower efficiency for higher order constellations and by increasing the average power of the signal, and by a very high calculation complexity.
  • TR technique A sixth method, commonly called "TR technique"
  • Reservation proposes to reserve certain carriers of the OFDM multiplex, which do not carry information but optimized symbols on transmission to reduce the PAPR.
  • the optimization of these symbols can be performed using, for example, a convex optimization algorithm of the SOCP (Second Order Cone Programming) type.
  • SOCP Serviced Order Cone Programming
  • this solution does not distort the transmitted signal, but a major disadvantage of this method lies in the fact that a number of carriers must be reserved to reduce the PAPR significantly. These carriers are not used to transmit useful information data, which leads to a reduction in spectral efficiency.
  • a seventh technique consists of applying a phase rotation to each symbol of the sequence to be transmitted.
  • Several phase rotation patterns can be defined. For each pattern applied to the sequence to be transmitted, the operations are performed to obtain a corresponding OFDM signal, and the one with the lowest PAPR is transmitted.
  • this technique does not distort, but it greatly increases the complexity on the show, since several treatments should be done in parallel, to then choose the most effective. The other treatments, although having been carried out, are therefore not exploited.
  • it requires to communicate to the receiver the rotation sequence used in the transmission with a very high reliability, which leads to a reduction of the spectral efficiency and a significant increase in the complexity of the system for conveying the rotation pattern applied used via a dedicated channel. In addition, if this transmission is erroneous, the entire OFDM frame will be lost.
  • a final approach is the "clipping” technique, which consists in clipping the amplitude of the signal when it exceeds a predefined threshold. But this clipping is by nature non-linear and introduces a distortion of the emitted signal resulting not only in a degraded BER but also in a rise in the secondary lobes of the DSP (Power Spectral Density).
  • the inventors have therefore identified a need for a new technique to improve the reduction of the PAP while remaining simple to implement.
  • the invention proposes a new solution that does not have all of these disadvantages of the prior art, in the form of a method for transmitting a multicarrier signal representative of a source signal comprising blocks each consisting of N carriers, said OFDM blocks, each carrier being modulated by a constellation symbol and identified by an index n, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl.
  • the method comprises the following steps, for at least one OFDM block:
  • a pre-processing step implemented in the frequency domain, comprising: a pre-construction phase of complex temporal samples, delivering M preconstructed complex time samples representative of the N bearers of the block
  • the correction phase comprising the following steps, repeated for each carrier:
  • a modulation step implementing a transformation of the frequency domain into the time domain of a signal resulting from said pre-processing step
  • a step of transmitting and / or storing a signal resulting from said modulation step is a step of transmitting and / or storing a signal resulting from said modulation step.
  • the invention is based on a novel and inventive approach to reducing the PAPR of an OFDM signal.
  • the present invention makes it possible to improve the reduction performance of PAPR with a low computational complexity with regard to the techniques of the prior art.
  • the present invention has a great constellation modification flexibility with regard to the constellation changes imposed by the TI-CES, CD, ACE and TR techniques.
  • the method according to the invention modifies successively and in a controlled manner the constellation symbols modulating the carriers of an OFDM block in the frequency domain before the implementation of a transformation from the frequency domain to the time domain, for example a fast inverse Fourier transform (IFFT).
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the invention uses, for the reduction of the PAPR, a real-time servocontrol of the correction of a carrier, called the current carrier, with respect to the previously corrected carriers of the same OFDM block.
  • the number of power peaks varies from one carrier to another as the correction of the OFDM block advances.
  • the detection step according to the invention delivers M complex time samples to be corrected comprising on the one hand (MP) complex temporal samples, samples whose value is set to zero corresponding to (MP) temporal samples having a power lower than the predetermined threshold and therefore an acceptable power with respect to the desired PAPR, and secondly the P complex temporal samples detected.
  • a complex correction data is obtained. This complex correction data is then used to define the correction to be made to the coordinates of the constellation symbol modulating the current carrier that is to be corrected.
  • the "preconstruction" in the frequency domain of the corrected time signal associated with the OFDM block considered is carried out.
  • the invention therefore allows a global correction of the OFDM block by reducing, for each carrier, all the power peaks whose amplitude is greater than the predetermined threshold a corresponding to the desired final PAPR level.
  • the invention proposes an improvement with regard to PAPR reduction techniques aimed at correcting only a single maximum peak of power.
  • pre-construction means that, even though we are in the frequency domain, the M temporal samples of the signal response that "could” be obtained after the transformation of the signal are determined. frequency domain to the time domain, for example an IFFT.
  • the invention aims to correct the complex coordinates of the constellation symbol modulating a current carrier in the frequency domain.
  • Such a method therefore leads to a global correction of the OFDM time signal because each carrier of an OFDM block is corrected, taking into account the power peaks detected successively for each carrier.
  • This correction is optimized because the complex displacement of constellation coordinates is determined as a function of a complex correction data evolving for each carrier as a function of the correction made on the previous carrier.
  • such a dependence between the complex displacement of constellation coordinates and the complex correction data makes it possible to construct a new constellation which may correspond for example and in a particular way to a modified and / or combined constellation of the constellations resulting from constellation modification techniques previously cited namely TI-CES, CD, ACE and T techniques.
  • an advantage of the technique proposed according to the invention is therefore to be able to regain efficiency by allowing to associate several constellation modification techniques, the respective respective defects of which can be compensated to a certain extent by the correction control based on on the implementation of a real-time servocontrol between a current carrier to be corrected and the carriers that precede it in time and which were previously corrected.
  • said complex correction data results from the complex correlation of said M complex temporal samples to be corrected with M complex time samples associated with said carrier of index n.
  • the complex correction data is the result of a complex correlation operation, and is also called complex correlation data.
  • the implementation of the complex correlation according to the invention advantageously makes it possible to vary proportionally the correction of the constellation symbol modulating each carrier.
  • the complex correlation operation makes it possible to obtain a result that is different from one carrier to the other, in particular by taking account correction of the correction symbol of the previous carriers.
  • the implementation of the complex correlation according to the invention allows a fine optimization of the reduction of the PAPR with regard to the techniques of the prior art.
  • Such oversampling advantageously allows to obtain a higher resolution in the reduction of PAPR.
  • the pre-construction phase comprises the following steps, repeated for each carrier of index n:
  • the accumulation of the M complex time samples associated with a current carrier of index n with M complex temporal samples associated with the previous carriers allows, once this accumulation treatment applied to the N carriers, to obtain M complex temporal samples preconstructed representative of the N carriers of the OFDM block considered even while we are in the frequency domain.
  • real displacement of the complex displacement is meant the displacement along the axis of the reals of the real part of the complex displacement.
  • imaging displacement of the complex displacement is meant the displacement along the imaginary axis of the imaginary part of the complex displacement.
  • the invention proposes a control of the complex displacement of each constellation symbol modulating a carrier on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the constellation of this symbol.
  • a controlled complex displacement of the constellation symbols which can be distinct, whether by its displacement value, or by its polarity of a constellation symbol modulating a carrier to another constellation symbol modulating another carrier, is obtained.
  • the complex displacements implemented can lead to keep the constellation points in their decision area or in the constellation of origin or to move them outside.
  • the absolute value of the real part VI, respectively imaginary V2, of said complex displacement is proportional to the real part, respectively imaginary, of said complex correction data.
  • the values VI and V2 according to the example above being proportional to the complex correction data item (also called complex correlation data) which results from the complex correlation mentioned above.
  • the real components of two distinct constellation symbols SI and S2 modulating two distinct carriers can be corrected by two distinct displacement values dA g and dA n , just as the imaginary components dB g and dB n are distinct. from one symbol to another.
  • the correction step also implements a weighting of the real or imaginary part of the complex displacement as a function of said original coordinates of said constellation symbol.
  • the transmission method further comprises a step of weighting the complex correction data by a weighting factor.
  • Such weighting makes it possible in particular to homogenize the correction amplitudes of the constellation symbols.
  • the weighting factor varies from one carrier to the other as a function of the value of the index n of the carrier.
  • varying the weighting factor from one carrier to another as a function of the index value n makes it possible to homogenize the correction over the "duration" of the OFDM block.
  • the correction is “smoothed” over the entire “duration” of an OFDM block.
  • This variant embodiment therefore makes it possible in particular to very significantly reduce the error rate relating to the use of the CD technique, but also the peak amplitudes of the constellation deviations which could lead to saturation.
  • the transmission method comprises a step of normalizing the complex correction data item.
  • This normalization step is a variant of the weighting step as a function of the value of the index n of the aforementioned carrier. This alternative therefore also aims to homogenize the correction dynamic over the entire OFDM block considered.
  • the normalization implements a multiplication by a positive constant, said constant being identical for each normalization step implemented for each carrier of an OFDM block, and said constant being proportional and / or inversely proportional to the value of at least one parameter belonging to the group comprising:
  • said predetermined threshold a allowing said detection of said P samples
  • said predetermined threshold a varies from one carrier to another as a function of the value of said index n of said carrier, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ N-1.
  • This variation of the value of the predetermined threshold used for the detection of the power peak or peaks is another alternative aimed at homogenizing the correction dynamic over the entire OFDM block considered.
  • the transmission method further comprises a switching step for transferring said M preconstructed complex time samples from said pre-construction phase input of said step of detecting said phase of correction.
  • the invention also relates to a device for transmitting a multicarrier signal representative of a source signal comprising blocks each consisting of N carriers, said OFDM blocks, each carrier being modulated by a constellation symbol and identified by an index n, n being an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl.
  • the transmission device comprises, for at least one block
  • a preprocessing unit implemented in the frequency domain, comprising: a pre-construction module for complex temporal samples, delivering M preconstructed complex time samples representative of the N carriers of said OFDM block, M being an integer, and
  • a constellation symbol correction module that modulates the carriers of said OFDM block, said correction module comprising the following entities, repeated for each carrier:
  • a modulator implementing a transformation of the frequency domain into the time domain of a signal from said pre-processing unit
  • a unit for transmitting and / or storing a signal from said modulator is particularly suitable for implementing the transmission method according to the invention as described above.
  • said correction entity comprises:
  • the invention also relates to a computer program comprising instructions for implementing a transmission method described above when this program is executed by a processor.
  • FIGS. 1A and 1B respectively represent the processing diagram of an OFDM signal and a simplified block diagram of the PAP reduction system according to the invention
  • FIG. 2 illustrates the main steps of a transmission method according to the invention
  • FIG. 3 illustrates a detailed block diagram of the PAPR reduction system according to the invention
  • FIG. 4 illustrates different substeps implemented by the method according to the invention
  • FIG. 5 illustrates the operating principle of the weighting means of the real part, respectively imaginary part, of a complex displacement applied to the constellation symbol modulating a carrier.
  • FIG. 6 illustrates the structure of a transmission device according to the invention
  • FIG. 7 illustrates two types of corrected constellations obtained according to the invention
  • FIGS. 8A to 8D respectively illustrate a comparison between a constellation of origin and a corrected constellation according to the invention for a modulation of the MAQ64 type and a modulation of the MAQ16 type. 5. Description of an embodiment of the invention
  • the invention is therefore based on the use of a constellation correction control modulating an OFDM signal so as to optimally reduce the peak to average power ratio, or PAPR.
  • the invention implements a pre-construction phase of a complex digital signal representative of an OFDM block of the signal obtained without correction at the output of the transmission device.
  • the method according to the invention implements a correction phase which detects, for each carrier, in particular peaks of PAPR within the set of preconstructed complex temporal samples representative of the N carriers of the OFDM block previously preconstructed.
  • the detected peaks thus correspond to peaks of amplitude greater than a predetermined threshold corresponding to the final PAPR level sought for the entire OFDM block which would be obtained without correction at the output of the transmission device. Correcting such a set of peaks at each carrier provides an improvement over the PAPR reduction techniques aimed at correcting a single maximum peak power.
  • the method according to the invention delivers a complex correction data making it possible to optimize the modification of the constellation associated with the OFDM signal carriers in order to reduce these peaks.
  • the complex correction data results from a complex correlation between:
  • the temporal samples corresponding to power peaks whose amplitude is greater than a predetermined threshold detected among said M preconstructed complex temporal samples from said pre-construction phase when n 0, or among M complex temporal samples from an update step implemented for a previous carrier when 0 ⁇ n ⁇ Nl, and
  • the invention therefore makes it possible to adapt carrier by carrier the constellation of the signal to be transmitted. New signal modulation constellations for reducing PAP are thus obtained according to the invention.
  • An OFDM signal is, according to the embodiment as described by the general diagram in relation to FIG. 1A, processed according to a succession of steps:
  • IFFT inverse fast Fourier Transform
  • reception 110 of a so-called received signal OFDM demodulation 111 of said received signal implementing a Fast Fourier Transform (FFT) delivering a transformed received signal, channel estimation 112 , demodulation 113 of said transformed received signal delivering a demodulated signal, deinterleaving and decoding 114 of said demodulated signal, determination of the bit error rate (of the English "bit error rate").
  • FFT Fast Fourier Transform
  • the invention therefore proposes a specific correction technique 105 which makes it possible to effectively reduce the PAPR while being simple to implement.
  • the correction according to the invention is implemented only in the transmission and does not require modifications of the existing receivers.
  • the reduction method of PAPR 105 according to the invention is presented according to the simplified block diagram of FIG. 1B. More precisely, the essential steps of the transmission method according to the invention are implemented in the frequency domain between the standard insertion steps 104 of pilot carriers and of OFDM modulation 106 implementing in particular a fast inverse Fourier transform.
  • the method according to the invention corresponds to a servo system of retroactive type (of the English “Feed-Back") nested with a type of active servocontrol type "Feed-Forward".
  • This method is non-iterative, in other words a correction on a block of N carriers (N also corresponding to the size of the fast Fourier transform and the fast reverse Fourier transform) is fully calculated in a duration of N complex time samples at the frequency Fe.
  • the operation of the method consists in a pre-build phase by means of a pre-construction and storage module 1055 comprising a storage entity M1 represented in FIG. 1B, before transformation. from the frequency domain to the time domain, for example a fast inverse Fourier transform (I FFT), the complex temporal signal that could be obtained at the output of the transmission device from the following of the different carriers of a signal block m OFDM which are modulated by constellation sym boles.
  • I FFT fast inverse Fourier transform
  • the processing of the complex temporal signal involves a processing of a number M of temporal samples (real and imaginary) twice as important as the processing of a real time signal.
  • the pre-construction and storage module 1055 delivers an "image" of the complex temporal signal that would be obtained for the considered OFDM block.
  • the vector SM. ] obtained over the duration of the OFDM block considered is transferred to a correction and update module 1051 with a storage entity M2 to be subsequently used by a detection module 1050.
  • the correction and updating module 1051 is thus initialized with the vector it] by switching a switch SW2 making it possible to connect the memory entity M1 of the pre-construction and storage module 1055 to the memory entity M2 of the correction and update module 1051.
  • the storage entity M 1 of the pre-construction and accumulation module 1055 is thereby reset to zero and the pre-construction of the time signal corresponding to the OFDM block m + 1 begins.
  • the sequence of the constellation symbols of the OFDM block of index m have transited in a delay line 1057, which causes the first symbol X 0 to come out when the memory entity M2 has just been initialized by connection with the storage entity M1.
  • the switch SW2 connecting the storage entities M1 and M2 is then disconnected and remains in this state for the duration of the OFDM block of index m (as shown in FIG. 1B).
  • the detection 1050 of the appearance of any higher power peak in absolute value at a predetermined threshold a on a particular sample of the set M complex time samples of the vector SM. ] is first implemented. This detection step makes it possible to isolate a set comprising P complex time samples whose amplitude in absolute value is greater than the predetermined threshold a, the other M-P complex time samples whose amplitude is lower than the threshold a are set to zero.
  • the predetermined threshold value a makes it possible to set the desired level of PAP.
  • the P complex time samples to be corrected and the M-P null temporal samples form a set of M complex temporal samples called "M complex temporal samples to be corrected”.
  • the invention therefore allows a global correction of the OFDM block by reducing, for each carrier, all the power peaks whose amplitude is greater than the predetermined threshold a corresponding to the desired final PAPR level.
  • the invention proposes an improvement with regard to PAPR reduction techniques aimed at correcting only a single maximum peak of power.
  • a new input namely a constellation symbol Xn
  • a new output is updated, namely a corrected constellation symbol X'n, the values corresponding ones are then maintained during a clock cycle.
  • a weighting module 1053 applies a weighting of the constellation correction modifying the coordinates of the constellation symbol X 0 by imposing a weighted complex displacement d 0 .
  • the additional weighting module 1053 makes it possible to weight the correction displacements as a function of the location of the constellation symbol. Indeed, according to the ACE technique, external displacements are only allowed for symbols located on the periphery of the constellation.
  • This update will therefore produce a new value of the vector S ' N _i [], of the sequence of complex temporal samples preconstructed in parallel, with a regression constraint on the samples of the highest level.
  • the method according to the invention is then reproduced with each new constellation symbol, associated with each carrier, in other words for all the next carrier N1, as long as the amplitude of the detected peak has not returned to a comparable level. or less than the other peak levels of the signal.
  • the correction phase according to the invention ends at the end of the current OFDM block once all the carriers that constitute it have been traversed and corrected if necessary.
  • the correction and update module 1051 is then reset to zero to process the vector SM. ] associated with the following OFDM block m + 1 and transmitted by the preconstruction and storage module 1055.
  • the method according to the invention will therefore determine a sequence of displacements.
  • correction complexes dn dAn + j.dBn which will be variable from one carrier to another depending on the result of the correlation operation complex.
  • These complex displacements dn of correction are thereafter both combined with the original constellation symbols Xn to form a sequence of X'n symbol leading to a lower PAP after OFDM modulation 106 implementing in particular a fast Fourier transform inverse, and taken into account in the updating of the vector S N _i [] performed for each carrier.
  • FIG. 2 represents in detail all the steps implemented according to the invention in order to develop a correction of the constellation which modulates each carrier of an OFDM block and this with a view to reducing the PAPR of the transmitted signal while the Figure 3 shows the physical implementation of these steps.
  • IFFT Fast Fourier Transform
  • this pre-processing step (20) comprises a pre-construction phase (201) of a set of M preconstructed complex temporal samples representative of all the N modulated and multiplexed carriers of an OFDM block of index m, M being an integer.
  • the pre-construction phase (201) performs, for each carrier modulated by a constellation symbol, a treatment equivalent to that comprising successively at least the substeps represented in relation to FIG. 4.
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • X n . e 2 j Tl Nl a ⁇ , and k. Te, and 0 ⁇ ⁇ ⁇ LK
  • the envelope of the signal (t) must not exceed the threshold a and must therefore verify the following equation:
  • an oversampling factor L equal to 2 is considered. Indeed, this oversampling value is a good compromise between the increase in complexity and the efficiency of the desired PAPR reduction system.
  • the resulting signal 5 (Z.-) without correction resulting from the modulation (45) is obtained at the end of the pre-construction phase (201) and is used thereafter as a reference in the correction phase (202).
  • the object of the pre-construction phase (201) is to obtain a complex digital signal representative of the dynamic point of view and peak values, of the analog signal at the output of the transmission device, in other words a "Image" of the analog signal at the output of the transmission device.
  • the pre-construction phase (201) of the transmission method 20 according to the invention comprises a storage step 2012 and accumulation combining two by two the M complex time samples associated with the current carrier of index n with the previously memorized set of M complex time samples associated with the preceding n carriers.
  • the transmission method 20 comprises a correction phase (202) of this signal vector SM. ] transferred by activation of a switch SW2 for connecting the pre-construction module and the correction module respectively implementing the pre-construction phase and the correction phase.
  • the correction phase (202) makes it possible to correct progressively the signal vector S N _i [] without correction resulting from the pre-construction phase (201). More precisely, a correction is made as and when carrier-borne, by small complex and variable displacements from one carrier to another (dAn, dBn), from each original value of the real and imaginary components (An , Bn) of a constellation symbol modulating a carrier to obtain a preconstructed and corrected signal whose PAP is reduced.
  • a step of detection (2021) of P complex time samples P being an integer, corresponding to power peaks whose amplitude is greater than a predetermined threshold of the complex time samples of the signal vector S N _i [].
  • the correction step 2022 implements a summation of the coordinates of the constellation symbol X 0 , said original coordinates of said constellation symbol, with coordinates representative of a complex displacement (dA 0 , dB 0 ) of the constellation symbol on the abscissa and ordinate axes of the complex plane of the symbol constellation, said complex displacement being selected by means of the complex correction data F 0 , among the complex displacements belonging to at least one of the following categories:
  • the absolute value of the real or imaginary part of said complex displacement is proportional to the real or imaginary part of the complex correction data F 0 .
  • the complex displacement of correction is thus carried out in the opposite direction of the formation of the peaks of PAPR and in a variable manner from one carrier to another. Indeed, since the method results in an overall decrease of the signal peaks from one carrier to the other, the set of M complex temporal samples to be corrected also varies from one carrier to the other, and consequently the correction data relating to a carrier also. We thus obtain a series of complex displacements that evolve from one carrier to another in an adaptive manner with regard to the overall level of PAPR sought.
  • two successive carriers may also each have a complex displacement close to their respective constellation symbol, or even identical.
  • the detection step (2021) is carried out among the complex temporal samples of the updated signal vector S ' N _i [] taking into account by accumulation the corrections associated with the five carriers previous ones, namely the carriers of index 0, 1, 2, 3 and 4.
  • the correction phase (202) of the transmission method 20 according to the invention comprises a step of constructing (2023) a set of M preconstructed complex time samples associated with the carrier correction data, in addition to term the complex displacement previously defined.
  • the correction phase (202) of the transmission method 20 comprises a step 2024 of updating the signal vector S N _i [] by pairing in pairs the M complex time samples of the signal vector S N _i [ ] with the set of M preconstructed complex temporal samples (from the construction step 2023 above) representative of the complex displacement dn correction carried out delivering a signal vector S ' N _i [] used for the next carrier.
  • the set of detection (2021), correction (2022), construction (2023) and update (2024) steps is applied to each of the N carriers.
  • a corrected OFDM block is thus obtained at the end of the correction phase 202 of the pre-processing step (20) in the frequency domain.
  • This corrected OFDM block is then transmitted (21) by implementing a transformation from the frequency domain to the time domain, for example a fast inverse Fourier transform (IFFT) and a carrier frequency modulation operation U (t ). Then, the signal from the modulation step (21) is transmitted and / or stored (22).
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • U (t ) carrier frequency modulation operation
  • the implementation of the method according to the invention comprises nine processing modules, from 301 to 309 as described below.
  • the method according to the invention preconstructs progressively by accumulation and simultaneously all the samples of the signal S (I.Te / 2) over the duration of an OFDM block.
  • the cosine and sine samples of the carrier of index n constitute the elements of the COS vectors n [] and SIN n [], are defined in the following way: . ⁇ ) 3 ⁇ 4
  • the set of real time preconstructed samples of S (I.Te / 2) over the duration of an OFDM symbol, with the exception of a last value that is neglected, are contained in the vector SM. at the output of the storage entity 307 and a validation signal V is activated during a clock cycle.
  • the vector SM. has two distinct vector parts:
  • this signal V then has the effect of transferring the 2.N temporal samples of the storage entity 307 into the updating entity 305.
  • the updating entity 305 is thus reinitialized at this time, by the closing of a switch SW2 controlled by the signal V in order to connect the output of the storage entity 307 to the input of the entity of update 305 and simultaneously by opening a switch SW1 controlled by the complementary signal W so as to erase the accumulation process in the previous updating entity 305 by interrupting the return of the updating entity 305 on his entry.
  • the switches SW1 and SW2 are switched back to the remainder of the OFDM block in respectively closed and open positions, and the updating entity 305 then works in "accumulation only" mode from the real time samples provided by the calculation 306 allowing the construction of M complex samples associated with the complex correction data obtained according to the invention.
  • the storage entity 307 is then completely reset by a synchronous signal of the loading signal V.
  • the pre-construction calculations and the memorizations restart then on an OFDM block of index m + 1.
  • the sequence of the constellation symbols Xn of the block of index m have transited in a delay line 309 of duration N.
  • the first symbol X 0 of the index block m comes out when the updating entity 305 comes from to be reset by the storage entity 307.
  • the correction weighting entity 301 From this first symbol X 0 of the OFDM block of index m, the correction weighting entity 301 then receives, successively and at the rate of the clock, the original constellation values decomposed according to two components An and Bn a constellation symbol Xn modulating a carrier index n, and renders optimized displacements (dAn, dBn) for each of the two real and imaginary components that will have the effect of changing the constellation of the current symbol Xn.
  • the method according to the invention thus makes it possible to optimize a pair of complex displacement solution (dAn, dBn) and by addition with the original components An and Bn, a new pair (A'n, B'n) is obtained .
  • This new pair applied at the input of the transformation of the frequency domain towards the time domain, for example an IFFT and after modulation 106 in relation with FIG. 1A, will make it possible to generate a signal S '(t) which will have a level of PAPR reduced.
  • 4N temporal samples are delivered by the generator 302 identically and synchronously to the two computing entities 308 and 306 supplying respectively the entity of storage 307 and the updating entity 305.
  • the delay between the operations involving the same components corresponds to the period of an OFDM block exactly.
  • the method according to the invention thus makes it possible to optimize a pair of complex displacement solution (dAn, dBn) and by addition with the original components An and Bn, a new pair (A'n, B'n) is obtained .
  • This new pair applied at the input of a transformation from the frequency domain to the time domain, for example a fast inverse Fourier transform (IFFT) and after modulation 106 in relation with FIG. 1A, will make it possible to generate a signal S '( t) which will have a reduced level of PAP.
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • dP n , i [dA n cos (nl + dA n sin (n Z.) j.
  • a result pair is accumulated in the update entity 305 and the carrier output samples of the generator 302, which were previously at the order n-1, then switch to those of the carrier of index n following which will be represented by a constellation symbol corrected by the new displacement torque (dAn, dBn).
  • a detection entity 304 then makes it possible to identify the P power peaks greater than a determined threshold value a, by setting to zero all the MP signal values between - a and + a and keeping only the peak values.
  • This threshold value a sets the desired final PAPR level.
  • the detection entity 304 then provides the information to a correction entity implementing a correlator 303 which will perform a complex correlation product between the cosine and sine samples of the sub-carrier at the order n provided by the generator 302, and the real and imaginary components, respectively EP n [] and EQ n [], at the output of detection entity 304 for detecting P samples.
  • the method according to the invention results in a modification of the carrier frequency modulation constellation in the frequency domain before IFFT, to then obtain in the time domain. a reduced PAPR signal.
  • the advantage of the method according to the invention is the flexibility of constellation correction. Indeed, any type of correction can be applied according to the invention, as long as it can result in a controlled complex movement of the real and / or imaginary components of the constellation symbol associated with a carrier.
  • the complex displacements of positive or negative direction on the abscissa axis and the ordinate axis of the complex plane can lead to keep the constellation points in their decision area or in the constellation of origin or in the move outside.
  • the method according to the invention makes it possible to apply both complex displacements inside (71) as well as outside (72) of the original constellation.
  • OCS Outside Constellation Shift
  • the constellation correction implemented according to the invention can therefore be substituted for any of the constellation corrections of the prior art PAPR reduction techniques previously described, by adopting, for each of them, taken separately. , all the benefits or not.
  • An advantage of the proposed system is then to be able to regain efficiency by allowing to associate several techniques, the respective respective defects may to some extent offset.
  • the method according to the invention makes it possible to obtain two new types of constellation called “ICS” or “OCS” depending on whether the constellation points are moved respectively towards the inside or the outside of the constellation of origin, which each combine the advantages of the different techniques of the prior art.
  • the amplitude of the displacements which are imposed is advantageously proportional to the result of the correlation product Fn.
  • the advantage of the correlation product correction principle implemented by the correlator 303 is that it can provide weighted correction information according to the relative levels and phases of the different peaks with each other.
  • This technique thus makes it possible to dispense with imposing a threshold of effectiveness for taking into account or not a displacement operation.
  • ⁇ 0 is a positive constant depending for example:
  • IFFT fast inverse Fourier transform
  • the results of the real and imaginary parts of the correlation product determine the complex displacements of the constellation symbols in order to obtain a reduced PAPR. These displacements are therefore adapted according to the result of the complex correlation product of each carrier. We have a displacement whose amplitude can vary from one symbol to another.
  • the additional weighting entity 301 weights the correction values according to the location of the constellation symbol.
  • the additional weighting entity 301 weights the correction values according to the location of the constellation symbol.
  • the operating principle of the additional weighting entity 301 is illustrated in FIG. 5.
  • the additional weighting entity 301 receives as input the real and imaginary parts of the correlation product and applies to each of them a gain respectively YA n and YB n , followed by a saturation of the positive and negative values, distinctly, following threshold values respectively VSA n +, VSA n - and VSB n +, VSB n -.
  • a "symbol parameters" module (not shown) then identifies the current Xn symbol in the constellation, and according to its position determines the set of gain and saturation threshold values to be applied to the real and imaginary components of the correlation result so that to deliver displacement values dAn and dBn in accordance with the type of correction sought.
  • FIGS. 8C and 8D similarly illustrate a comparison between an original constellation and a corrected constellation according to the invention for a modulation of the MAQ type.
  • the simplified structure of a transmission device of a representative multicarrier signal comprising blocks each composed of N carriers, called OFDM blocks, each carrier being modulated by a constellation symbol and identified by an index n, where n is an integer such that 0 ⁇ n ⁇ Nl.
  • Such a transmission device comprises a storage module 60 comprising a buffer Mem, a processing unit 61, equipped for example with a microprocessor juP, and driven by the computer program 62, implementing the transmission method according to the invention.
  • the code instructions of the computer program 62 are for example loaded into a RAM memory before being executed by the processor of the processing unit 61.
  • the processing unit 61 receives as input a signal multi-carrier x.
  • the microprocessor of the processing unit 61 implements the steps of the transmission method described above, according to the instructions of the computer program 62, to perform a correction of the modulation constellation to reduce the PAPR of the signal x.

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Abstract

L'invention concerne un procédé de transmission multiporteuse d'un signal comprenant des blocs OFDM constitués de N porteuses modulées par un symbole de constellation, Selon l'invention, le procédé comprend, pour au moins un bloc OFDM : o une phase (201) de pré-construction de M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses dudit bloc OFDM, et o une phase (202) de correction des symboles de constellation modulant les N porteuses comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse: - détection (2021) de P échantillons présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé (a), délivrant lesdits P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger, - correction (2022) du symbole de constellation en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe (Fn), - construction (2023) de M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe, - actualisation (2024) desdits M échantillons temporels complexes préconstruits.

Description

Procédé de transmission d'un signal multi orteuse, dispositif de transmission et programme d'ordinateur correspondants.
1. Domaine de l'invention
Le domaine de l'invention est celui des communications radiofréquence pour lesquelles une modulation multiporteuse, notamment de type OFDM (« Orthogonal Frequency Division Multiplex » en anglais, pour « multiplexage par répartition orthogonale en fréquence »), est utilisée.
Plus précisément, la modulation OFDM est de plus en plus utilisée pour la transmission numérique, en particulier sur les canaux de transmission à trajets multiples. Cette technique de modulation multiporteuse permet notamment de s'affranchir de l'interférence entre symboles généralement observée lorsqu'on utilise une modulation monoporteuse sur un canal à trajets multiples. En outre, cette technique présente une très bonne efficacité spectrale et permet d'économiser des ressources spectrales radio par la mise en œuvre de réseaux monofréquence.
Du fait de sa robustesse intrinsèque aux canaux multi-trajets et aux canaux sélectifs en fréquence, la modulation OFDM est notamment, mais non exclusivement, utilisée dans les réseaux locaux sans-fil (WiFi), la radiotéléphonie mobile cellulaire 3GPP LTE (de l'anglais « 3rd Génération Partnership Project » et « Long Term Evolution ») », ou encore l'ADSL (de l'anglais « Asymmetric Digital Subscriber Line »), mais aussi pour des standards tels que ceux relatifs à la diffusion Audio Numérique (DAB pour « Digital Audio Broadcasting » en anglais), la Télédiffusion Numérique, dont notamment DVB-T (de l'anglais « Digital Video Broadcasting - Terrestrial » ) ou encore le nouveau standard DVB-T2.
2. Art antérieur
2.1 Inconvénients de la modulation OFDM
Un inconvénient majeur de la technique OFDM est inhérent aux fortes fluctuations en amplitude de l'enveloppe du signal modulé et donc aux variations importantes de la puissance instantanée.
En effet, dans le domaine temporel, la sommation de ces multiples porteuses modulées de façon indépendante s'effectue en puissance la majeur partie du temps, mais aussi de façon cohérente ce qui conduit à des pics de puissance instantanée qui peuvent surpasser de plus de 10 dB la puissance moyenne du signal à certains instants.
Le rapport puissance crête à puissance moyenne (PAP , pour « Peak to Average Power Ratio » en anglais) des signaux émis, en d'autres termes le facteur qui caractérise le niveau de ces pics de puissance par rapport à la puissance moyenne du signal, est ainsi généralement très élevé et il augmente avec le nombre de porteuses N. Les amplificateurs de puissance présentent des caractéristiques non-linéaires qui, couplées à l'amplification des signaux dits à fort PAPR conduisent à des distorsions : remontée spectrale du niveau des lobes secondaires, génération d'harmoniques, création d'interférences non linéaires entre symboles, création d'interférences entre porteuses. Ainsi, ces distorsions entraînent notamment des erreurs de transmission et une dégradation du taux d'erreur binaire (TEB).
2.2 Définition du PAPR
Plus précisément, on utilise, selon un mode de réalisation particulier, un signal OFDM de bande B constitué de la somme de N porteuses orthogonales modulées régulièrement espacées d'intervalle de fréquence Af tel que : B = N. Af. Pour un bloc OFDM donné, chaque porteuse est modulée par un symbole Xn appartenant à une constellation (QPSK, MAQ16, etc.). La transformée de Fourier inverse du signal fréquentiel de bande B, fournit alors dans le domaine temporel le signal x(t), qui sera transmis. Dans le domaine temporel, la durée d'un bloc OFDM est de N.Te = l/Af, avec Te la période d'échantillonnage, et a pour expression : x(t) =— . V x el2 .n.Lf.t , n < t < N Te
■JN t—i
71=0
En supposant que les variables Xn, sont aléatoires, statistiquement indépendantes et centrées, on en déduit le PAPR du signal OFDM qui s'exprime comme :
|x(t) |2
PAPR =
£. [|x(t) l2]
On constate qu'avec cette définition du PAPR, et x(t) étant la transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT, de variables aléatoires discrètes, le PAPR peut devenir aussi grand que N dans le cas particulier mais aussi très rare où
{¾)fe=o = 1·
En pratique, les pics de PAPR d'une amplitude donnée surviennent suivant une certaine probabilité d'apparition. Il est notamment peu probable que l'amplitude du signal soit aussi grande que N, et ce d'autant plus que N sera grand. Aussi, de manière classique, pour caractériser le PAPR d'un système OFDM, on fait appel à la fonction de distribution cumulative complémentaire (CCDF) qui fournit la probabilité que l'amplitude du signal dépasse un certain seuil. Cette fonction est la plus utilisée pour caractériser les systèmes de réduction de PAPR et a pour expression :
CCDF™ = Pr[PAPR(XL) > y, En pratique, cette équation indique par exemple que le signal ne pourra pas être correctement transmis sans saturation d'échantillon d'au moins un symbole sur cent avec un signal comportant 2048 porteuses si les convertisseurs numérique analogique et/ou analogique numérique et les amplificateurs de puissance ne travaillent pas avec un écart de dynamique entre puissance moyenne et puissance crête d'au moins 12,2dB, ce qui représente pour l'amplificateur un rapport de puissance de fonctionnement de 1 à 16.
En dessous de cette marge le signal sera écrêté ou pour le moins fortement distordu avec des répercussions sur les conditions de transmission et de réception.
2.3 Art antérieur pour la réduction du PAPR
Dans la littérature, de nombreuses techniques ont déjà été proposées pour pallier ce problème.
Une solution courante consiste à s'assurer que la plage de fonctionnement de l'amplificateur reste limitée à une zone d'amplification linéaire, ce qui limite malheureusement le rendement de l'amplificateur (quelques % au lieu de, classiquement, 50 %) et donc une augmentation importante de la consommation de l'émetteur. Ceci est une contrainte très forte pour l'utilisation de l'OFDM notamment dans les terminaux mobiles, sachant que la consommation de l'amplificateur de puissance peut représenter plus de 50% de la consommation totale d'un terminal.
Une deuxième approche est l'application d'une contrainte ou codage sur la séquence de données émise pour limiter le PAPR. Cette méthode consiste à construire un jeu de mots de code qui minimise le PAPR. Plusieurs techniques de construction de ces codes ont été proposées. L'avantage de cette solution réside dans le fait qu'elle n'introduit pas de distorsion. En revanche, l'efficacité spectrale est pénalisée sans même pour autant apporter un gain de codage. De plus, à ce jour, son champ d'application est limité aux modulateurs OFDM à faibles nombres de porteuses N du fait d'une trop grande complexité de calcul.
Une troisième approche, appelée communément « technique TI-CES (de l'anglais « Tone Injection - Constellation Extension Scheme »), propose d'augmenter le nombre de points des constellations qui modulent les porteuses OFDM afin que pour un point de la constellation d'origine il puisse correspondre plusieurs possibilités de coordonnées dans la nouvelle constellation. Selon cette approche, ce degré de liberté supplémentaire est utilisé pour générer un signal de plus faible PAPR. Cependant, cette méthode présente plusieurs inconvénients du fait que l'extension de constellation va conduire à un accroissement de la puissance moyenne du signal puisque les symboles supplémentaires ont des niveaux de puissance supérieurs. En outre, la sélection de la meilleure possibilité de coordonnées pour chaque point requiert un accroissement de la complexité du calcul mis en œuvre, le rendant inadapté à une implémentation matérielle pour le traitement de signaux en temps réel.
Une quatrième approche, appelée communément « technique CD (de l'anglais «Constellation Distortion») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur l'hypothèse selon laquelle le niveau de sortie de l'amplification d'émission est limité par les pics de plus fort PAP et que si l'amplitude de ces pics peut être diminuée alors la puissance émise peut être augmentée. Selon cette technique, pour un taux de distorsion donné, un problème d'optimisation, dit convexe est résolu afin d'élaborer un signal OFDM avec un niveau de PAPR global minimal. Cependant, cette méthode nécessite d'augmenter de façon très significative la puissance moyenne de sortie pour compenser la perte en termes de rapport signal à bruit. En outre, la complexité de calcul mise en œuvre augmente de manière exponentielle lorsque l'ordre de constellation devient élevé.
Une cinquième technique, appelée communément « technique ACE (de l'anglais « Active Constellation Extension ») » est également basée sur une modification de constellation et repose sur un déplacement effectué dans le sens d'un éloignement des axes de décision. Cependant, de la même manière que pour les deux méthodes précédentes, cette technique se caractérise par une efficacité moindre pour des constellations d'ordre élevé et par l'accroissement de la puissance moyenne du signal, et par une complexité de calcul très élevée.
Une sixième méthode, appelée communément « technique TR (de l'anglais « Tone
Réservation ») », propose de réserver certaines porteuses du multiplex OFDM, qui ne transportent pas d'informations mais des symboles optimisés à l'émission pour réduire le PAPR. L'optimisation de ces symboles peut être effectuée en utilisant par exemple un algorithme d'optimisation convexe de type SOCP (Second Order Cone Programming). Tout comme la méthode précédente, cette solution n'apporte pas de distorsion au signal émis, mais un inconvénient majeur de cette méthode réside dans le fait qu'un certain nombre de porteuses, doivent être réservées pour pouvoir réduire le PAPR de façon significative. Ces porteuses ne sont pas utilisées pour émettre des données d'informations utiles, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale.
Une septième technique, appelée « Selected Mapping », consiste à appliquer une rotation de phase à chaque symbole de la séquence à transmettre. Plusieurs motifs de rotation de phase peuvent être définis. Pour chaque motif appliqué à la séquence à transmettre, on effectue les opérations pour obtenir un signal OFDM correspondant, et on transmet celui présentant le plus faible PAPR. De nouveau cette technique n'apporte pas de distorsion, mais elle augmente considérablement la complexité à l'émission, puisque plusieurs traitements doivent être effectués en parallèle, pour choisir ensuite le plus efficace. Les autres traitements, bien qu'ayant été effectués, ne sont par conséquent pas exploités. De plus, elle nécessite de communiquer au récepteur la séquence de rotation utilisée à l'émission avec une très grande fiabilité, ce qui conduit à une réduction de l'efficacité spectrale et une augmentation significative de la complexité du système pour acheminer le motif de rotation appliqué utilisé via un canal dédié. En outre, si cette transmission est erronée, toute la trame OFDM sera perdue.
Une dernière approche est la technique de « clipping », ou limiteur, qui consiste à écrêter l'amplitude du signal lorsqu'il dépasse un seuil prédéfini. Mais cet écrêtage est par nature non linéaire et introduit une distorsion du signal émis se traduisant non seulement par un TEB dégradé mais également par une remontée des lobes secondaires de la DSP (Densité Spectrale de Puissance).
Dans ce contexte particulier, les inventeurs ont donc identifié un besoin pour une nouvelle technique permettant d'améliorer la réduction du PAP tout en restant simple à implémenter.
3. Exposé de l'invention
L'invention propose une solution nouvelle qui ne présente pas l'ensemble de ces inconvénients de l'art antérieur, sous la forme d'un procédé de transmission d'un signal multiporteuse représentatif d'un signal source comprenant des blocs constitués chacun de N porteuses, dits blocs OFDM, chaque porteuse étant modulée par un symbole de constellation et identifiée par un indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l.
Selon l'invention, le procédé comprend les étapes suivantes, pour au moins un bloc OFDM :
• une étape de pré-traitement, mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, comprenant : o une phase de pré-construction d'échantillons temporels complexes, délivrant M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses du bloc
OFDM, M étant un entier, et
o une phase de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses du bloc OFDM, la phase de correction comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse:
- détection de P échantillons, P étant un entier, parmi les M échantillons temporels complexes préconstruits issus de la phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé, l'étape de détection délivrant les P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger,
- correction du symbole de constellation modulant la porteuse en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe du symbole de constellation,
- construction de M échantillons temporels complexes associés à la donnée de correction complexe,
- actualisation des M échantillons temporels complexes préconstruits, l'actualisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux les M échantillons temporels complexes associés à la donnée de correction complexe avec les M échantillons temporels complexes préconstruits issus de la phase de préconstruction lorsque n=0, ou avec les M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, délivrant M échantillons temporels complexes utilisés pour la porteuse suivante ;
• une étape de modulation mettant en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel d'un signal issu de ladite étape de pré-traitement ;
• une étape de transmission et/ou stockage d'un signal issu de ladite étape de modulation.
Ainsi, l'invention repose sur une approche nouvelle et inventive de la réduction du PAPR d'un signal OFDM.
Plus précisément, la présente invention permet d'améliorer les performances de réduction de PAPR avec une complexité de calcul faible au regard des techniques de l'art antérieur.
En outre, la présente invention présente une grande flexibilité de modification de constellation au regard des modifications de constellation imposées par les techniques TI-CES, CD, ACE et TR.
En effet, le procédé selon l'invention modifie successivement et de manière contrôlée les symboles de constellations modulant les porteuses d'un bloc OFDM dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT).
Pour cela, l'invention utilise, pour la réduction du PAPR un asservissement temps réel de la correction d'une porteuse, dite porteuse courante, par rapport aux porteuses précédemment corrigées d'un même bloc OFDM.
Cet asservissement est notamment basé sur la mise en œuvre d'une détection de P échantillons, P étant un entier, parmi les M échantillons temporels complexes préconstruits issus de la phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé (a), l'étape de détection délivrant les P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger.
En d'autres, termes parmi les M échantillons temporels complexes préconstruits on détecte au moins un pic (P=l), ou une pluralité (P>1) de pics de puissance supérieure à un seuil prédéterminé a, la valeur de seuil fixant le niveau de PAP final recherché.
En effet, il est à noter que le nombre de pics de puissance varie d'une porteuse à l'autre au fur et à mesure que la correction du bloc OFDM avance. Ainsi, il est par exemple possible de détecter dix pics de puissance (Po=10) pour la porteuse d'indice n=0 et un seul pic pour la porteuse d'indice N-l du fait que les neuf autres pics ont été suffisamment réduits par correction des N-l porteuses précédentes.
L'étape de détection selon l'invention délivre M échantillons temporels complexes à corriger comprenant d'une part (M-P) échantillons temporels complexes, échantillons dont la valeur est mise à zéro correspondant aux (M-P) échantillons temporels présentant une puissance inférieure au seuil prédéterminé et donc une puissance acceptable au regard du PAPR désiré, et d'autre part les P échantillons temporels complexes détectés.
Puis, en tenant compte des M échantillons temporels complexes à corriger, une donnée de correction complexe est obtenue. Cette donnée de correction complexe est ensuite utilisée pour définir la correction à apporter aux coordonnées du symbole de constellation modulant la porteuse courante que l'on cherche à corriger.
Ainsi, à l'issue des deux phases de pré-construction et de correction respectivement mentionnées ci-dessus mises en œuvre pour chacune des N porteuses, on réalise la « préconstruction » dans le domaine fréquentiel du signal temporel corrigé associé au bloc OFDM considéré.
L'invention permet donc une correction globale du bloc OFDM en réduisant, pour chaque porteuse, l'ensemble des pics de puissance dont l'amplitude est supérieure au seuil prédéterminé a correspondant au niveau de PAPR final recherché. Ainsi, l'invention propose une amélioration au regard des techniques de réduction de PAPR visant la correction que d'un seul pic maximal de puissance.
Il est à noter que le terme « pré-construction » signifie que l'on détermine, alors même que l'on est dans le domaine fréquentiel, les M échantillons temporels de la réponse du signal qui « pourraient » être obtenus après la transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT. En effet, l'invention vise à corriger les coordonnées complexes du symbole de constellation modulant une porteuse courante dans le domaine fréquentiel.
Par « complexe », on entend « qui peut avoir une valeur réelle et/ou imaginaire telle que cette valeur est par exemple définie par v=a+jb ».
Un tel procédé aboutit donc à une correction globale du signal temporel OFDM du fait que chaque porteuse d'un bloc OFDM est corrigée, en tenant compte des pics de puissance détectés successivement pour chaque porteuse. Cette correction est optimisée du fait que le déplacement complexe de coordonnées de constellation est déterminé en fonction d'une donnée de correction complexe évoluant pour chaque porteuse en fonction de la correction effectuée sur la porteuse précédente.
Comme décrit par la suite, une telle dépendance entre le déplacement complexe de coordonnées de constellation et la donnée de correction complexe permet de construire une nouvelle constellation qui peut correspondre par exemple et de manière particulière à une constellation modifiée et/ou combinée des constellations issues des techniques de modification de constellation précédemment citées à savoir les techniques TI-CES, CD, ACE et T .
Dans cette configuration un avantage de la technique proposée selon l'invention est donc de pouvoir regagner en efficacité en permettant d'associer plusieurs techniques de modification de constellation, dont les défauts respectifs distincts peuvent se compenser dans une certaine mesure grâce au contrôle de correction basé sur la mise en œuvre d'un asservissement temps réel entre une porteuse courante à corriger et les porteuses qui la précèdent dans le temps et qui ont été précédemment corrigées.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, ladite donnée de correction complexe résulte de la corrélation complexe desdits M échantillons temporels complexes à corriger avec M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse d'indice n.
Une telle opération de corrélation complexe permet en effet d'élaborer une donnée de correction complexe dont la prise en compte et l'évolution à chaque porteuse permet de faire progresser la réactualisation du signal dans le sens de la diminution globale des P pics détectés. Ainsi, la donnée de correction complexe est le résultat d'une opération de corrélation complexe, et est également dite donnée de corrélation complexe.
La mise en œuvre de la corrélation complexe selon l'invention permet avantageusement de faire varier de manière proportionnelle la correction du symbole de constellation modulant chaque porteuse.
Ainsi, on évite une correction fixe de chaque symbole de constellation, une telle correction fixe pouvant limiter la réduction du PAP désirée.
En effet, du fait que le nombre P de pics supérieurs à un seuil prédéterminé peut varier d'une porteuse à l'autre l'opération de corrélation complexe permet d'obtenir un résultat différent d'une porteuse à l'autre en prenant notamment en compte la correction du symbole de correction des porteuses précédentes.
Ainsi, la mise en œuvre de la corrélation complexe selon l'invention permet une fine optimisation de la réduction du PAPR au regard des techniques de l'art antérieur.
Selon une particularité de l'invention, la phase de pré-construction d'échantillons temporels complexes, met en œuvre une étape de sur-échantillonnage tel que M= N.L, L étant un facteur entier de sur-échantillonnage. Le procédé selon l'invention construit M=L.N échantillons temporels avec L > 1. Lorsque L=l alors M= N. Lorsque L > 1, par exemple lorsque L= 2 ou 4, il y a sur échantillonnage. Un tel sur échantillonnage permet avantageusement d'obtenir une plus grande résolution dans la réduction de PAPR.
Selon un aspect particulier de l'invention, la phase de pré-construction comprend les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse d'indice n:
- construction de M échantillons temporels complexes associés à la porteuse,
- mémorisation des M échantillons temporels complexes associés à la porteuse, par accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse avec M échantillons temporels complexes associés aux porteuses précédentes.
Ainsi, lors de la phase de pré-construction on obtient pour chaque porteuse, M échantillons temporels complexes associés qui seront notamment également utilisés par l'opération de corrélation complexe.
Par ailleurs, l'accumulation des M échantillons temporels complexes associés à une porteuse courante d'indice n avec M échantillons temporels complexes associés aux porteuses précédentes permet, une fois ce traitement d'accumulation appliqué aux N porteuses, d'obtenir M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses du bloc OFDM considéré alors même que l'on est dans le domaine fréquentiel.
Avantageusement, l'étape de correction met en œuvre une sommation des coordonnées (par exemple An et Bn)du symbole de constellation (par exemple Xn = An + j.Bn), dites coordonnées d'origine du symbole de constellation, avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe (par exemple dn = dAn + j.dBn) du symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation dudit symbole, ledit déplacement complexe étant sélectionné au moyen de ladite donnée de correction complexe, parmi les déplacements complexes appartenant à au moins une des catégories suivantes :
déplacement réel, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe, négatif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de ladite donnée de correction complexe sont identiques;
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe positif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de ladite donnée de correction complexe sont opposés.
Par « déplacement réel du déplacement complexe » on entend le déplacement selon l'axe des réels de la partie réelle du déplacement complexe. Par « déplacement imaginaire du déplacement complexe » on entend le déplacement selon l'axe des imaginaires de la partie imaginaire du déplacement complexe. En effet, les déplacements de la partie réelle et de la partie imaginaire du symbole de constellation sont indépendants l'un de l'autre. Par exemple la partie réelle du symbole de constellation peut être déplacé positivement au regard de l'axe des réels. Tandis que la partie imaginaire peu être déplacée négativement au regard de l'axe des imaginaires.
Ainsi, l'invention propose un contrôle du déplacement complexe de chaque symbole de constellation modulant une porteuse sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation de ce symbole. On obtient donc un déplacement complexe contrôlé des symboles de constellation qui peut être distinct, que ce soit par sa valeur de déplacement, ou encore par sa polarité d'un symbole de constellation modulant une porteuse à un autre symbole de constellation modulant une autre porteuse.
En d'autres termes, il est par exemple possible que les composantes réelles et/ou imaginaire du symbole de constellation modulant une porteuse d'indice n+g, avec g entier tel que 0≤n+g≤ N-1 soient corrigées selon un déplacement réel et/ou imaginaire positif de valeur dg tandis que les composantes réelles et/ou imaginaire du symbole de constellation modulant la porteuse d'indice n sont corrigées selon un déplacement réel et/ou imaginaire négatif de valeur dn = dAn +j.dBn.
La nature du déplacement complexe étant contrôlée, les déplacements complexes mis en œuvre peuvent conduire à conserver les points de constellation dans leur secteur de décision ou dans la constellation d'origine ou bien à les déplacer en dehors.
Avantageusement, la valeur absolue de la partie réelle VI, respectivement imaginaire V2, dudit déplacement complexe est proportionnelle à la partie réelle, respectivement imaginaire, de ladite donnée de correction complexe. On obtient donc une grande précision de correction, les valeurs VI et V2 selon l'exemple ci-dessus étant proportionnelles à la donnée de correction complexe (également appelée donnée de corrélation complexe) qui résulte de la corrélation complexe précédemment citée. En d'autres termes, les composantes réelles de deux symboles SI et S2 de constellation distincts modulant deux porteuses distinctes peuvent être corrigées par deux valeurs distinctes de déplacement dAg et dAn, de même que les composantes imaginaires dBg et dBn sont distinctes d'un symbole à l'autre. De même pour une même porteuse d'ordre n donné, les valeurs VI et V2, et donc dAn et dBn qui en résultent, sont distinctes car les déplacements de la partie réelle et de la partie imaginaire du symbole de constellation sont indépendants l'un de l'autre.
La valeur de déplacement varie donc d'une porteuse à l'autre en fonction de la corrélation complexe tenant compte des P pics de puissance détectés parmi les M échantillons temporels complexes préconstruits issus de la phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l.
Selon un aspect particulier de l'invention, l'étape de correction met également en œuvre une pondération de la partie réelle, respectivement imaginaire, du déplacement complexe en fonction desdites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation.
En effet, dans le cas de constellation imposées par la techniques ACE, par exemple, des déplacements correcteurs des coordonnées du symboles de constellation vers l'extérieur de la constellation d'origine ne sont autorisés que pour les symboles situés en périphérie de la constellation. La pondération mise en œuvre selon l'invention permet donc de respecter les règles propres aux techniques de l'art antérieur, tel que la technique ACE ou encore une combinaison de ces techniques par exemple les techniques CD et ACE.
Selon un aspect particulier de l'invention, le procédé de transmission comprend en outre une étape de pondération de la donnée de correction complexe par un facteur de pondération.
Une telle pondération permet notamment d'homogénéiser les amplitudes de correction des symboles de constellation.
Selon une variante de réalisation de cet aspect particulier de l'invention, le facteur de pondération varie d'une porteuse à l'autre en fonction de la valeur de l'indice n de la porteuse.
En effet, la dynamique du signal de corrélation au début de la correction d'un bloc OFDM est très élevée comparativement à la fin du bloc, où les pics restant à corriger sont peu nombreux et de faible amplitude de dépassement par rapport au seuil prédéterminé. En conséquence, les déviations de correction sont très importantes au commencement, avec par exemple un taux d'erreur très élevé selon la technique CD, pour devenir presque nulles en fin de traitement.
Faire varier selon l'invention le facteur de pondération d'une porteuse à l'autre en fonction de la valeur d'indice n permet d'homogénéiser la correction sur la « durée » du bloc OFDM. Ainsi, la correction est « lissée » sur l'ensemble de la « durée » d'un bloc OFDM.
Cette variante de réalisation permet donc en particulier de réduire très significativement le taux d'erreur relatif à l'utilisation de la technique CD, mais également les amplitudes de crêtes des déviations de constellation qui pourraient conduire à des saturations.
Selon un autre aspect particulier de l'invention, le procédé de transmission comprend une étape de normalisation de la donnée de correction complexe.
Cette étape de normalisation est une variante de l'étape de pondération en fonction de la valeur de l'indice n de la porteuse précédemment mentionnée. Cette alternative vise donc également à homogénéiser la dynamique de correction sur l'ensemble du bloc OFDM considéré.
Selon un aspect particulier de cette variante, la normalisation met en œuvre une multiplication par une constante positive, ladite constante étant identique pour chaque étape de normalisation mise en œuvre pour chaque porteuse d'un bloc OFDM, et ladite constante étant proportionnelle et/ou inversement proportionnelle à la valeur d'au moins un paramètre appartenant au groupe comprenant :
- ledit seuil prédéterminé a permettant ladite détection desdits P échantillons ;
le nombre N desdites porteuses dudit bloc OFDM ;
un paramètre représentatif d'une efficacité de correction à appliquer audit symbole de constellation.
Selon un autre aspect particulier de l'invention, ledit seuil prédéterminé a varie d'une porteuse à l'autre en fonction de la valeur dudit indice n de ladite porteuse, n étant un entier tel que 0<n< N-l.
Cette variation de la valeur du seuil prédéterminé utilisé pour la détection du ou des pics de puissance est une autre alternative visant à homogénéiser la dynamique de correction sur l'ensemble du bloc OFDM considéré.
Selon un mode de réalisation particulier de l'invention, le procédé de transmission comprend en outre une étape de commutation permettant de transférer lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction en entrée de ladite étape de détection de ladite phase de correction.
L'invention concerne également un dispositif de transmission d'un signal multiporteuse représentatif d'un signal source comprenant des blocs constitués chacun de N porteuses, dits blocs OFDM, chaque porteuse étant modulée par un symbole de constellation et identifiée par un indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l.
Selon l'invention, le dispositif de transmission comprend, pour au moins un bloc
OFDM :
· une unité de pré-traitement, mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, comprenant : o un module de pré-construction d'échantillons temporels complexes, délivrant M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses dudit bloc OFDM, M étant un entier, et
o une module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM, ledit module de correction comprenant les entités suivantes, répétées pour chaque porteuse:
- une entité de détection de P échantillons, P étant un entier, parmi lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de préconstruction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes préconstruits actualisés issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé, ladite entité de détection délivrant lesdits P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger,
- une entité de correction du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe dudit symbole de constellation,
- une entité de construction de M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe,
- une entité d'actualisation desdits M échantillons temporels complexes préconstruits, ladite entité d'actualisation mettant en œuvre un accumulateur associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe avec lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus dudit module de pré-construction lorsque n=0, ou avec lesdits M échantillons temporels complexes issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, délivrant M échantillons temporels complexes utilisés pour la porteuse suivante,
• un modulateur mettant en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel d'un signal issu de ladite unité de pré-traitement ;
• une unité de transmission et/ou stockage d'un signal issu dudit modulateur. Un tel dispositif de transmission est notamment apte à mettre en œuvre le procédé de transmission selon l'invention tel que décrit précédemment.
Selon un mode de réalisation particulier, ladite entité de correction comprend :
- des moyens de sommation des coordonnées dudit symbole de constellation, dites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation, avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe dudit symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation dudit symbole, et
- des moyens de pondération de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe en fonction desdites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation.
L'invention concerne également un programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission décrit précédemment lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
4. Liste des figures
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront plus clairement à la lecture de la description suivante d'un mode de réalisation particulier, donné à titre de simple exemple illustratif et non limitatif, et des dessins annexés, parmi lesquels :
les figures 1A et 1B représentent respectivement le schéma de traitement d'un signal OFDM et un schéma synoptique simplifié du système de réduction du PAP selon l'invention ;
la figure 2 illustre les principales étapes d'un procédé de transmission selon l'invention ;
la figure 3 illustre un schéma synoptique détaillé du système de réduction du PAPR selon l'invention;
la figure 4 illustre différentes sous-étapes mises en œuvre par le procédé selon l'invention ;
la figure 5 illustre le principe de fonctionnement des moyens de pondération de la partie réelle, respectivement imaginaire, d'un déplacement complexe appliqué au symbole de constellation modulant une porteuse.
la figure 6 illustre la structure d'un dispositif de transmission selon l'invention, la figure 7 illustre deux types de constellations corrigées obtenues selon l'invention ; les figures 8A à 8D illustrent respectivement une comparaison entre une constellation d'origine et une constellation corrigée selon l'invention pour une modulation de type MAQ64 et une modulation de type MAQ16. 5. Description d'un mode de réalisation de l'invention
5.1 Principe général
L'invention repose donc sur l'utilisation d'un contrôle de correction de la constellation modulant un signal OFDM de façon à réduire de façon optimale le rapport puissance crête à puissance moyenne, ou PAPR.
Plus précisément, l'invention met en œuvre une phase de pré-construction d'un signal numérique complexe représentatif d'un bloc OFDM du signal obtenu sans correction en sortie du dispositif de transmission.
Une fois la pré-construction du signal numérique représentatif d'un bloc OFDM effectuée, le procédé selon l'invention met en œuvre une phase de correction qui détecte, pour chaque porteuse, notamment des pics de PAPR au sein de l'ensemble d'échantillons temporels complexes préconstruit représentatif des N porteuses du bloc OFDM précédemment préconstruit.
Les pics détectés correspondent ainsi aux pics d'amplitude supérieure à un seuil prédéterminé correspondant au niveau de PAPR final recherché pour l'ensemble du bloc OFDM qui « serait » obtenu sans correction en sortie du dispositif de transmission. Corriger un tel ensemble de pics à chaque porteuse offre une amélioration au regard des techniques de réduction de PAPR visant la correction d'un unique pic maximal de puissance.
En effet, détecter ces pics pour chaque porteuse sur l'ensemble de la « durée » du bloc OFDM permet de faire progresser porteuse par porteuse la diminution globale des pics du signal supérieurs au seuil prédéterminé correspondant au niveau de PAPR final recherché.
En présence de ces pics, le procédé selon l'invention délivre une donnée de correction complexe permettant d'optimiser la modification de la constellation associée aux porteuses du signal OFDM afin de réduire ces pics.
En particulier, pour chaque porteuse considérée, la donnée de correction complexe résulte d'une corrélation complexe entre :
d'une part, les échantillons temporels correspondant aux pics de puissance dont l'amplitude est supérieure à un seuil prédéterminé détectés parmi lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, et
les échantillons temporels complexes associée à ladite porteuse considérée d'autre part. L'invention permet donc d'adapter porteuse par porteuse la constellation du signal à émettre. De nouvelles constellations de modulation de signal permettant une réduction du PAP sont donc obtenues selon l'invention.
On décrit ci-après en relation avec la figure 1A, le schéma général de traitement d'un signal OFDM visant à réduire le PAPR. Un signal OFDM est, selon le mode de réalisation tel que décrit par le schéma général en relation avec la figure 1A, traité selon une succession d'étapes :
à l'émission 1000 : génération 101 de données source, codage et entrelacement 102 desdites données délivrant des données entrelacées, modulation desdites données entrelacées 103 par exemple selon une modulation QAM, insertion 104 de porteuses pilotes, correction 105 des symboles OFDM visant à réduire le PAPR selon le procédé de l'invention, modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier rapide inverse (IFFT de l'anglais « Inverse Fast Fourier Transform ») délivrant des symboles OFDM, transmission 107 dudit signal OFDM sur un canal de transmission 108 en présence de bruit par exemple un bruit blanc gaussien 109 ;
et à la réception 1010 : réception 110 d'un signal dit reçu, démodulation 111 OFDM dudit signal reçu mettant en œuvre une transformée de Fourier rapide (FFT pour « Fast Fourier Transform » en anglais) délivrant un signal reçu transformé, estimation de canal 112, démodulation 113 dudit signal reçu transformé délivrant un signal démodulé, désentrelacement et décodage 114 dudit signal démodulé, détermination du taux d'erreur binaire (de l'anglais « bit error rate »).
L'invention propose donc une technique de correction 105 spécifique qui permet de réduire efficacement le PAPR tout en étant simple d'implémentation. En outre, la correction selon l'invention est mise en œuvre uniquement à la transmission et ne nécessite pas de modifications des récepteurs existants.
Le procédé de réduction de PAPR 105 selon l'invention est présenté selon le synoptique simplifié de la figure 1B. Plus précisément, les étapes essentielles du procédé de transmission selon l'invention sont mises en œuvre dans le domaine fréquentiel entre les étapes classiques d'insertion 104 de porteuses pilotes et de modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse.
Plus précisément, selon la figure 1B, le procédé selon l'invention correspond à un système d'asservissement de type rétroactif (de l'anglais « Feed-Back ») imbriqué avec un asservissement de type actif de type « Feed-Forward ».
Ce procédé est non-itératif, en d'autres termes une correction portant sur un bloc de N porteuses (N correspondant également à la taille de la transformée de Fourier rapide et de la transformée de Fourier inverse rapide) est entièrement calculée en une durée de N échantillons temporels complexes à la fréquence Fe.
Comme détaillé par la suite en relation avec la figure 2, le fonctionnement du procédé consiste dans une phase à pré-construire grâce à un module de pré-construction et de mémorisation 1055 comprenant une entité de mémorisation Ml représenté sur la figure 1B, avant transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (I FFT), le signal temporel complexe qui pourrait être obtenu en sortie du dispositif de transmission à partir de la suite des différentes porteuses d'un bloc m de signal OFDM qui sont modulées par des sym boles de constellation.
Pour chaque porteuse modulée par un symbole Xn, sont calculés simultanément tous les échantillons temporels complexes de sa réponse temporelle qui pourraient être obtenus après transformée de Fourier inverse rapide, si cette porteuse était transformée dans le domaine temporel isolément.
Il est à noter que le traitement du signal temporel complexe, et non simplement réel, implique un traitement d'un nombre M d'échantillons temporels (réels et imaginaires) deux fois plus important que le traitement d'un signal temporel réel.
Puis, les différentes réponses temporelles de chaque porteuses sont accumulées dans le module de pré-construction et de mémorisation 1055 qui délivre en sortie un vecteur signal
SN_i[ ] de taille M constitué de l'ensemble des M échantillons calculés parallèlement pour les N porteuses du bloc OFDM sans qu'aucune correction ne soit mise en œuvre. Ainsi, le module de pré-construction et de mémorisation 1055 délivre une « image » du signal temporel complexe qui serait obtenu pour le bloc OFDM considéré.
Puis, le vecteur SM. ] obtenu sur la durée du bloc OFDM considéré, est transféré à un module de correction et d'actualisation 1051 doté d'une entité de mémorisation M2 pour être ensuite utilisé par un module de détection 1050.
Le module de correction et d'actualisation 1051 est de ce fait initialisé avec le vecteur it ] grâce à la commutation d'un commutateur SW2 permettant de relier l'entité de mémorisation Ml du module de pré-construction et de mémorisation 1055 à l'entité de mémorisation M2 du module de correction et d'actualisation 1051.
L'entité de mémorisation M l du module de pré-construction et d'accumulation 1055 est de ce fait réinitialisée à zéro et la pré-construction du signal temporel correspondant au bloc OFDM suivant m+1 débute.
Dans le module de correction et d'actualisation 1051, la suite des symboles de constellation du bloc OFDM d'indice m ont transité dans une ligne à retard 1057, ce qui entraîne que le premier symbole X0 ressort lorsque l'entité de mémorisation M2 vient d'être initialisée par connexion avec l'entité de mémorisation Ml. Le commutateur SW2 reliant les entités de mémorisation Ml et M2 est alors déconnecté et reste dans cette état toute la durée du bloc OFDM d'indice m (comme représenté sur la figure 1B).
Dans le module de correction et d'actualisation 1051, pour la porteuse d'indice n=0, la détection 1050 de l'apparition de tout pic de puissance supérieur en valeur absolue à un seuil prédéterminé a sur un échantillon particulier de l'ensemble des M échantillons temporels complexes du vecteur SM. ] est tout d'abord mise en œuvre. Cette étape de détection permet d'isoler un ensemble comprenant P échantillons temporels complexes dont l'amplitude en valeur absolue est supérieure au seuil a prédéterminé, les autres M-P échantillons temporels complexes dont l'amplitude est inférieure au seuil a sont mis à zéro.
La valeur de seuil prédéterminé a permet notamment de fixer le niveau de PAP désiré. Les P échantillons temporels complexes à corriger et les M-P échantillons temporels nuls forment un ensemble de M échantillons temporels complexes appelés « M échantillons temporels complexes à corriger ».
Une opération de corrélation complexe 1052 est ensuite appliquée aux M échantillons temporels complexes à corriger et aux M échantillons temporels complexe associés à la porteuse d'indice n=0 générés par une entité de génération d'échantillons temporels complexe alimentant également le module de pré-construction et de mémorisation 1055. Il en résulte une donnée de correction complexe Fn dont la valeur est utilisée pour mettre en œuvre un déplacement proportionnel du symbole de constellation modulant la porteuse d'indice n=0 tel qu'illustrée par la suite selon les exemples des figures 5A à 5C.
Du fait que l'ensemble des échantillons temporels complexes associés au bloc OFDM d'indice m ont été préalablement construits, la détection de P pics est directement pertinente car les pics détectés sont bien représentatifs des pics de PAPR du bloc OFDM d'indice m qui seraient émis sans correction.
L'invention permet donc une correction globale du bloc OFDM en réduisant, pour chaque porteuse, l'ensemble des pics de puissance dont l'amplitude est supérieure au seuil prédéterminé a correspondant au niveau de PAPR final recherché. Ainsi, l'invention propose une amélioration au regard des techniques de réduction de PAPR visant la correction que d'un seul pic maximal de puissance.
La donnée de correction complexe Fn, calculée pour la première porteuse d'indice n=0 du bloc OFDM d'indice m à partir du vecteur SM. ], comporte un cycle d'horloge de retard, représenté par une barre verticale noire 1054, par rapport au symbole X0 car une prise en compte registrée à une fréquence Fe est effectuée en sortie du module de correction et d'actualisation 1051. Ainsi, à chaque front de cette horloge, une nouvelle entrée, à savoir un symbole de constellation Xn, est chargée et/ou une nouvelle sortie est actualisée, à savoir un symbole de constellation corrigé X'n, les valeurs correspondantes sont alors maintenues durant un cycle d'horloge.
En fonction de la donnée de correction complexe Fn, un module de pondération 1053 applique une pondération de la correction de constellation modifiant les coordonnées du symbole de constellation X0 en lui imposant un déplacement complexe pondéré d0.
Le module de pondération additionnel 1053 permet de pondérer les déplacements de correction en fonction de l'emplacement du symbole de constellation. En effet, selon la technique ACE des déplacements extérieurs ne sont autorisés que pour des symboles situés en périphérie de la constellation.
Un tel déplacement complexe d0 est pris en compte pour actualiser ensuite le vecteur it ] ce qui a pour effet à la prochaine phase de correction mise en œuvre pour la porteuse d'indice n=l de réduire l'amplitude du pic détecté pour le bloc OFDM d'indice m par rapport à ce qu'elle aurait pu être sans correction.
Cette actualisation produira donc une nouvelle valeur du vecteur S'N_i[ ], de la suite des échantillons temporels complexes préconstruits en parallèle, avec une contrainte de régression sur les échantillons de plus fort niveau.
Ainsi, dès la première porteuse d'indice n=0 du bloc OFDM m, les pics de PAP de plus forts niveaux vont être réduits.
Le procédé selon l'invention est reproduit ensuite à chaque nouveau symbole de constellation, associé à chaque porteuse, en d'autres termes pour toutes les N-l porteuses suivantes, tant que l'amplitude du pic détecté n'est pas revenue à un niveau comparable ou inférieur aux autres niveaux crêtes du signal. La phase de correction selon l'invention se termine à la fin du bloc OFDM courant une fois que l'ensemble des porteuses qui le constitue ont été parcourues et corrigées si nécessaire.
Le module de correction et d'actualisation 1051 est alors réinitialisé à zéro pour traiter le vecteur SM. ] associé au bloc OFDM m+1 suivant et transmis par le module de préconstruction et de mémorisation 1055.
De ce fait la correction des pics de PAPR d'un bloc OFDM d'indice m est améliorée porteuse par porteuse sur toute la durée N de ce bloc OFDM.
Tout au long du bloc OFDM d'indice m, en d'autres termes au fur et à mesure que l'on parcours les N porteuses du bloc OFDM d'indice m, le procédé selon l'invention va donc déterminer une suite de déplacements complexes dn = dAn + j.dBn de correction qui seront variables d'une porteuse à une autre en fonction du résultat de l'opération de corrélation complexe. Ces déplacements complexes dn de correction sont par la suite à la fois combinés aux symboles de constellation d'origine Xn pour former une suite de symbole X'n conduisant à un plus faible PAP après modulation OFDM 106 mettant notamment en œuvre une transformée de Fourier rapide inverse, et pris en compte dans l'actualisation du vecteur SN_i[ ] effectuée pour chaque porteuse.
5.2 Description détaillée et implémentation des différentes étapes du procédé de transmission selon l'invention
La figure 2 représente en détail l'ensemble des étapes mises en œuvre selon l'invention afin d'élaborer une correction de la constellation qui module chaque porteuse d'un bloc OFDM et ceci en vue de réduire le PAPR du signal transmis tandis que la figure 3 représente l'implémentation physique de ces étapes. Ces deux aspects sont détaillés ci-après.
5.2.1 Description des différentes étapes du procédé selon l'invention
Ainsi, comme illustré par la figure 2, le procédé de transmission selon l'invention permettant d'appliquer une correction de la constellation de modulation en vue de réduire le PAPR du signal transmis comprend, une étape de pré-traitement (20) mise en œuvre dans le domaine fréquentiel avant la mise en œuvre d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse Rapide (IFFT).
Plus précisément, cette étape de pré-traitement (20) comprend une phase (201) de pré-construction d'un ensemble de M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs de l'ensemble des N porteuses modulées et multiplexées d'un bloc OFDM d'indice m, M étant un entier.
En particulier, les M échantillons temporels complexes sont obtenus par application d'un sur-échantillonnage tel que M= N.L, L étant un facteur entier de sur-échantillonnage.
En effet, la réduction de PAPR doit s'appliquer au signal temporel qui « serait » émis sans correction en sortie du dispositif de transmission OFDM.
Plus précisément, la phase (201) de pré-construction effectue, pour chaque porteuse modulée par un symbole de constellation, un traitement équivalent à celui comprenant successivement au moins les sous-étapes représentées en relation avec la figure 4.
A partir de la suite des symboles de constellation qui modulent les porteuses, chaque symbole de constellation Xn étant défini par un couple de valeurs (An, Bn) qui définissent les coordonnées du symbole de constellation Xn dans le plan complexe tel que Xn=An+j.Bn, le procédé selon l'invention préconstruit un signal réel numérique représentatif du signal analogique radiofréquence qui sera obtenu en sortie du dispositif de transmission.
Pour ce faire, selon le procédé selon l'invention, on considère tout d'abord la mise en œuvre d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) (41) sur les composantes réelle (An) et imaginaire (Bn) du symbole de constellation Xn.
On obtient alors l'expression suivante en sortie d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) à, t = k. Te, avec 0 < k < K = N et K. Te = T, la durée du bloc OFDM considéré : x(k. Te) = ∑n=o ¾,- e '1Μ'^' 6
Puis, une transposition (42) des composantes réelles et imaginaire en bande de base est effectuée conformément à l'équation : y (k. Te) = ∑n=o cos k. π). Xn. e2 '] M'~N'k
Ensuite, un sur-échantillonnage (43) à une fréquence égale à LFe des composantes réelle et imaginaire en bande de base est mis en œuvre conformément à l'équation suivante :
n l
νίι· ) = ∑n=o Cos(l. ). Xn. e2 j Tl Nl a\,e t = k. Te, et 0≤\ < L. K.
On procède également (43) à une conversion numérique analogique idéale lorsque L tend vers l'infini :z(£) = limL→∞ y
Puis, une modulation (45) des composantes à une fréquence v est mise conformément à l'équation suivante : R(t) = Re[z(t). U(t)] avec U{t) = e2 ^n v t , ou encore avec arg [z(t)] = 0 (t) :
R t) = |z(t) |ffe[e^W. e2 ^ v i]
Il est à noter qu'au regard de l'objectif de l'invention, l'enveloppe du signal (t) ne doit pas excéder le seuil a et doit donc vérifier l'équation suivante : |ff (t) | < , Vv ce qui conduit par équivalence à : |z(t) < a, Vv et par simplification |z(t) | < a.
On en déduit alors que le signal numérique y(l. Te/L) doit vérifier :
zl"m < a VL qui peut être obtenu lorsque
Il est à noter qu'en pratique il n'est pas envisageable de pouvoir sur-échantillonner le signal d'un facteur aussi grand que souhaitable pour pouvoir vérifier l'équation ci-dessus. Cependant, il est connu et notamment divulgué dans le document "An Overview of Peak-to- Average Power Ratio, Réduction Techniques for OFDM Signais" (T. Jiang, Y. Wu, IEEE Trans. On Broadcasting, vol. N°2 June 2008), qu'à partir d'un facteur de sur-échantillonnage de 4, il n'y a presque plus d'évolution de la courbe de la fonction de distribution cumulative complémentaire (CCDF) lorsque L augmente puisque pour L=16 les deux courbes sont pratiquement confondues. Il est donc possible de fixer un facteur de sur-échantillonnage L relativement faible, et l'écart entre le PAP du signal numérique qui a été obtenu et celui qui sera réellement observé sur le signal analogique est estimé à partir des résultats du document cité ci-dessus.
Par la suite, on considère par exemple un facteur de sur-échantillonnage L égal à 2. En effet, cette valeur de sur-échantillonnage est un bon compromis entre l'augmentation de complexité et l'efficacité du système de réduction de PAPR recherchée.
L'expression du signal numérique doit donc vérifier :
avec :∑n=o Pn,i = Re ) ] et∑n=o Qn,i = I™- ) en d'autres termes : Ρη,ι = [Ancos(2. n. ^ . ^) - Bnsin(2. n. ^ . Qn l = ^Bncos 2. n. -1 . J) + Ansin(2. n. -1 . J)] et pour L=2 :
Ρη,ι = [Ancos(n. L J) - Bnsin(n. I. J)], Qn l = ^Bncos n. L ^) + Ansin(n. I. J)].
Afin de pouvoir agir sur le niveau de PAPR du signal, le procédé selon l'invention
Te
préconstruit les parties réelles et imaginaires du signal temporel x(Z.— ) directement obtenu en sortie d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT.
Pour L=2, 2.N échantillons pour chaque composante réelle et imaginaire sont préconstruits afin que le principe puisse s'appliquer pour toutes les fréquences du spectre radio. Ainsi, aucune contrainte en terme de fréquence porteuse n'est appliquée.
On évite ainsi, de ce placer dans le cas particulier d'une fréquence porteuse égale à Fe/2 qui est un cas particulier de transmission d'un signal réel dans les fréquences dévolues à la bande de base, mais qui requiert une complexité de mise en œuvre minimale, ce qui est peu applicable à tout système.
Te
Ainsi, le signal résultant 5(Z.— ) sans correction issu de la modulation (45), est obtenu à l'issue de la phase de pré-construction (201) et est utilisée par la suite comme référence dans la phase de correction (202). Ainsi, l'objet de la phase de pré-construction (201) est d'obtenir un signal numérique complexe représentatif du point de vue dynamique et valeurs de crêtes, du signal analogique en sortie du dispositif de transmission, en d'autres termes une « image » du signal analogique en sortie du dispositif de transmission.
Ainsi, comme illustré par la figure 2, la phase de pré-construction (201) comprend, pour une porteuse courante d'indice n modulée par un symbole de constellation Xn, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, une étape de construction (2011) d'un ensemble de M=L.N échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse courante d'indice n, L étant un entier égal à 2 par exemple.
Ainsi, pour chaque porteuse courante d'indice n, l'étape de construction ci-dessus décrite délivre un ensemble de 2.N échantillons temporels complexes (du fait que selon cet exemple L=2) associés à la porteuse courante d'indice n.
Puis, la phase (201) de pré-construction du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une étape de mémorisation 2012 et d'accumulation associant deux à deux les M échantillons temporels complexes associés à la porteuse courante d'indice n avec l'ensemble précédemment mémorisé de M échantillons temporels complexes associés aux n porteuses précédentes.
Une fois que l'ensemble des N porteuses ont été traitées selon ces deux étapes de construction (2011) et de mémorisation (2012), on obtient donc à l'issue de la phase de préconstruction (201) un vecteur signal SN_i[ ] constitué de l'ensemble des échantillons complexes calculés parallèlement pour les N porteuses du bloc OFDM sans qu'aucune correction ne soit mise en œuvre.
Puis le procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une phase de correction (202) de ce vecteur signal SM. ] transféré par activation d'un commutateur SW2 permettant de relier le module de pré-construction et le module de correction mettant respectivement en œuvre la phase de pré-construction et la phase de correction.
Puis une fois ce transfert (matérialisé sur la figure 2 par une ligne en pointillé) effectué, la phase de correction devient indépendante de la phase de pré-construction par ouverture du même commutateur SW2.
La phase de correction (202) permet de corriger au fur et à mesure le vecteur signal SN_i [ ] sans correction issu de la phase de pré-construction (201). Plus précisément, une correction est effectuée au fur et à mesure porteuse par porteuse, par de petits déplacements complexes et variables d'une porteuse à l'autre (dAn, dBn), de chaque valeurs d'origine des composantes réelle et imaginaire (An, Bn) d'un symbole de constellation modulant une porteuse afin d'obtenir un signal préconstruit et corrigé dont le PAP est réduit.
Ainsi, la phase de correction (202) met en œuvre pour la porteuse modulée d'indice n=0 par un symbole de constellation X0, une étape de détection (2021) de P échantillons temporels complexes, P étant un entier, correspondant à des pics de puissance dont l'amplitude est supérieure à un seuil prédéterminé a parmi les échantillons temporels complexe du vecteur signal SN_i[ ] . Parmi les échantillons temporels complexes du vecteur signal SM. ], on détecte par exemple, pour un nombre M=256, dix pics correspondant aux : quatrième, vingtième, cinquante-cinquième, soixante-dix-huitième centième, centième, cent vingt-deuxième, cent cinquante et unième, cent soixante treizième, cent soixante quatre vingt quinzième et deux cent vingtième échantillons temporels complexes du vecteur signal SN_i [ ] .
L'étape de détection délivre ces P=10 échantillons et les autres M-P=90 échantillons temporels sont mis à zéro pour former un ensemble de M échantillons temporels complexes à corriger.
Puis, la phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une deuxième étape de correction 2022 du symbole de constellation X0 modulant la porteuse courante d'indice n=0 en fonction de l'ensemble de M échantillons temporels complexes à corriger issu de l'étape de détection (2012) décrite ci-dessus, délivrant une donnée de correction complexe F0 du symbole de constellation modulant la porteuse courante.
Plus précisément, la donnée de correction complexe F0 résulte d'une opération de corrélation complexe (20220) des M échantillons temporels complexes à corriger comprenant les P=10 échantillons dont l'amplitude est supérieure au seuil prédéterminé a issus de l'étape de détection 2021 et des M échantillons temporels complexes associés à la porteuse courante d'indice n=0.
L'étape de correction 2022 met en œuvre une sommation des coordonnées du symbole de constellation X0, dites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation, avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe (dA0, dB0) du symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation du symbole, ledit déplacement complexe étant sélectionné au moyen de la donnée de correction complexe F0, parmi les déplacements complexes appartenant à au moins une des catégories suivantes :
déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe, négatif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de la donnée de correction complexe F0 sont identiques;
- déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe positif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de la donnée de correction complexe F0 sont opposés.
En outre, selon une particularité de l'invention, la valeur absolue de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe est proportionnelle à la partie réelle, respectivement imaginaire de la donnée de correction complexe F0. Une fois ce déplacement complexe sélectionné de la donnée de correction complexe F0, la sommation des coordonnées d'origine (A0, B0) du symbole de constellation X0 avec les coordonnées (dA0, dB0) du déplacement complexe sélectionné est effectuée et délivre les nouvelles coordonnées (A'0, B'0) du symbole de constellation corrigé X'0 correspondant.
Le déplacement complexe de correction est donc effectué dans le sens inverse de la formation des pics de PAPR et de manière variable d'une porteuse à une autre. En effet, du fait que le procédé entraîne d'une porteuse à l'autre une diminution globale des pics de signal, l'ensemble des M échantillons temporels complexes à corriger varie également d'une porteuse à l'autre, et en conséquence la donnée de correction relative à une porteuse également. On obtient donc une série de déplacements complexes qui évoluent d'une porteuse à l'autre de manière adaptative au regard du niveau de PAPR global recherché.
Toutefois, et de manière logique, deux porteuses successives peuvent également présenter chacune un déplacement complexe proche de leur symbole de constellation respectif, voire identique.
Dans le cas où n>l, par exemple n=5, l'étape de détection (2021) est effectuée parmi les échantillons temporels complexes du vecteur signal actualisé S'N_i[ ] prenant en compte par accumulation les corrections associées aux cinq porteuses précédentes, à savoir les porteuses d'indice 0, 1, 2, 3 et 4.
Puis, la phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une étape de construction (2023) d'un ensemble de M échantillons temporels complexes préconstruits associés à la donnée de correction de la porteuse, en d'autre terme le déplacement complexe précédemment défini.
Puis, la phase de correction (202) du procédé de transmission 20 selon l'invention comprend une étape d'actualisation 2024 du vecteur signal SN_i[ ] en associant deux à deux les M échantillons temporels complexes du vecteur signal SN_i[ ] avec l'ensemble de M échantillons temporels complexes préconstruits (issus de l'étape de construction 2023 ci- dessus) représentatifs du déplacement complexe dn de correction effectuée délivrant un vecteur signal S'N_i[ ] utilisé pour la porteuse suivante.
L'ensemble des étapes de détection (2021), de correction (2022), de construction (2023) et d'actualisation (2024) est appliqué à chacune des N porteuses.
Une fois ces N porteuses traitées, on obtient donc un bloc OFDM corrigé à l'issue de la phase de correction 202 de l'étape de pré-traitement (20) dans le domaine fréquentiel. Ce bloc OFDM corrigé est ensuite transmis (21) par mise en œuvre d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) et d'une opération de modulation sur fréquence porteuse U(t). Puis, le signal issu de l'étape de modulation (21) est transmis et/ou stocké (22).
5.2.2 Implémentation physique des différentes étapes du procédé selon l'invention
Conformément au schéma de la figure 3, l'implémentation du procédé selon l'invention comprend neuf modules de traitement, de 301 à 309 tel que décrit par la suite.
Par rapport à une chaîne conventionnelle qui génère un signal S(t) à partir de la suite des valeurs (Αη,Βη) des coordonnées dans le plan complexe qui définissent un symbole de constellation Xn (Xn=An+j.Bn) étant transformées par une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT, le procédé selon l'invention génère à l'issue de la deuxième phase de correction (202), des valeurs corrigées (Α'η,Β'η) porteuse par porteuse qui donneront après transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel et modulation un signal S'(t) corrigé dans lequel les pics de PAP qui affectent S(t) ont été atténués de sorte à être inférieur à un seuil prédéterminé a.
Pour ce faire, au cours de la première phase de pré-construction (201) décrite précédemment, le procédé selon l'invention préconstruit d'abord progressivement par accumulation et simultanément l'ensemble des échantillons du signal S(I.Te/2) sur la durée d'un bloc OFDM.
Plus précisément, l'entité de génération d'échantillons temporels complexes 302 reçoit en entrée l'ensemble des symboles de constellation Xn d'un bloc OFDM d'indice m de N porteuses et calcule simultanément la suite des M=N.L= 2.N échantillons de la réponse temporelle complexe qui serait obtenue après transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT.
L'entité 302 de génération s'un signal multiporteuse délivre donc à chaque symbole de constellation Xn, la suite des 2.N (L=2) échantillons temporels complexes en cosinus et sinus de la porteuse qui lui correspond dans le bloc OFDM de taille N.
A chaque coup d'horloge tous les échantillons du signal S(I.Te/2) sont ainsi préconstruits progressivement en accumulant dans l'entité de mémorisation 307 les résultats de calcul courants avec les différents résultats des pré-construction précédemment effectuées.
Par exemple, les échantillons en cosinus et en sinus de la porteuse d'indice n, constituent les éléments des vecteurs COSn[ ] et SINn [ ], sont définis de la façon suivante : . §) ¾
Le calculateur 308 reçoit la succession des symboles de constellation Xn du bloc OFDM et calcule simultanément la suite des 2.N échantillons (N = Taille FFT et L=2) de chaque composante Pn et Qn conformément aux équations ∑π=ο Ρ-η,ι = Re [XC- ] et ∑n=o Qn,i =
Im |x(Z. -^) j.
Ces opérations s'effectuent donc entre la représentation dans un plan complexe de la constellation du symbole de constellation Xn=An+j.Bn et la génération des échantillons temporels des composantes en cosinus et sinus de la porteuse d'indice n par le module 302. On obtient en sortie du calculateur 308 les deux composantes suivantes :
A chaque coup d'horloge, matérialisant la cadence de traitement d'une porteuse à une autre, 2.N résultats sont chargés dans l'entité de mémorisation 307. En parallèle, les échantillons complexes des composantes en cosinus et sinus fournies par l'entité 302 de génération d'un signal multiporteuse, qui étaient précédemment à l'indice n-1, sont remplacés par ceux associés à la porteuse d'indice n.
A la fin du bloc OFDM d'indice m constitué de N porteuses, quand n=N-l, l'ensemble des échantillons temporels réels préconstruits de S(I.Te/2) sur la durée d'un symbole OFDM, à l'exception d'une dernière valeur qui est négligée, sont contenus dans le vecteur SM. ] en sortie de l'entité de mémorisation 307 et un signal V de validation est activé pendant un cycle d'horloge.
Le vecteur SM. ] comprend deux parties vectorielles distinctes :
- à l'initialisation les accumulateurs de l'entité de mémorisation 307 étant mis à zéro, on a : BP0 [ ] = [0] BQ0 [ ] = [0],
Et à l'ordre n, pour 0 < n < N : BPn [ ] = ∑ APi [ ] , BQn [ ] = ∑£ Q,1 AQt [ ]
L'activation de ce signal V a alors pour effet de transférer les 2.N échantillons temporels de l'entité de mémorisation 307 dans l'entité d'actualisation 305. L'entité d'actualisation 305 se trouve donc réinitialisée à cet instant, par la fermeture d'un commutateur SW2 commandé par le signal V afin de relier la sortie de l'entité de mémorisation 307 à l'entrée de l'entité d'actualisation 305 et simultanément par l'ouverture d'un commutateur SW1 commandé par le signal complémentaire W de manière à effacer le processus d'accumulation dans l'entité d'actualisation 305 précédent en interrompant le retour de l'entité d'actualisation 305 sur son entrée.
Puis, les commutateurs SW1 et SW2 sont rebasculés pour le restant du bloc OFDM en position respectivement fermée et ouverte, et l'entité d'actualisation 305 travaille ensuite en mode « accumulation seul » à partir des échantillons temporels réels fournis par l'entité de calcul 306 permettant la construction de M échantillons complexes associés à la donnée de correction complexe obtenue selon l'invention.
L'entité de mémorisation 307 est alors intégralement remise à zéro par un signal synchrone du signal V de chargement. Les calculs de pré-construction et les mémorisations redémarrent alors sur un bloc OFDM d'indice m+1.
Parallèlement, la suite des symboles de constellation Xn du bloc d'indice m ont transité dans une ligne retard 309 de durée N. Ainsi, le premier symbole X0 du bloc d'indice m ressort lorsque l'entité d'actualisation 305 vient d'être réinitialisée par l'entité de mémorisation 307.
A partir de ce premier symbole X0 du bloc OFDM d'indice m, l'entité de pondération de correction 301 reçoit ensuite, successivement et au rythme de l'horloge, les valeurs de constellation d'origine décomposées selon deux composantes An et Bn d'un symbole de constellation Xn modulant une porteuse d'indice n, et restitue des déplacements optimisés (dAn, dBn) pour chacune des deux composantes réelle et imaginaire qui auront pour effet de modifier la constellation du symbole Xn courant.
Le procédé selon l'invention permet donc d'optimiser un couple de solution de déplacement complexe (dAn, dBn) et par addition avec les composantes An et Bn d'origine, un nouveau couple (A'n, B'n) est obtenu. Ce nouveau couple, appliqué en entrée de la transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une IFFT et après modulation 106 en relation avec la figure 1A, va permettre de générer un signal S'(t) qui présentera un niveau de PAPR réduit.
L'entité de calcul 306 détermine un ensemble de L.N échantillons temporels réels préconstruits représentatifs du déplacement complexe (dAn, dBn) effectué pour chaque symbole de constellation tout en recevant les M = L.N = 2N échantillons temporels complexes de la porteuse modulée par ce symbole fournis par le générateur 302.
Ainsi, 4N échantillons temporels sont délivrés par le générateur 302 de façon identique et synchrone aux deux entités de calcul 308 et 306 alimentant respectivement l'entité de mémorisation 307 et l'entité d'actualisation 305. En effet, le délai entre les opérations faisant intervenir les mêmes composantes correspond à la période d'un bloc OFDM exactement.
Le procédé selon l'invention permet donc d'optimiser un couple de solution de déplacement complexe (dAn, dBn) et par addition avec les composantes An et Bn d'origine, un nouveau couple (A'n, B'n) est obtenu. Ce nouveau couple, appliqué en entrée d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT) et après modulation 106 en relation avec la figure 1A, va permettre de générer un signal S'(t) qui présentera un niveau de PAP réduit.
En sortie de l'entité de calcul 306 on obtient ainsi deux vecteurs signal : CdPn[] et CdQn[] dont les composantes réelle et imaginaire dPn ! et dQn ! respectives ont pour expressions :
dPn,i = [dAncos(n. l. + dAnsin(n. Z. )j.
Puis à chaque coup d'horloge et partant du vecteur signal SM. ] chargé à l'initialisation dans l'entité d'actualisation 305, tous les échantillons réels et imaginaires du signal S'(/.Te/2) sont réactualisés progressivement en accumulant dans l'entité d'actualisation 305, les résultats courant des équations ci-dessus obtenus en sortie de l'entité de calcul 306.
A chaque coup d'horloge, un couple de résultat est donc accumulé dans l'entité d'actualisation 305 et les échantillons de la porteuse en sortie du générateur 302, qui étaient précédemment à l'ordre n-1, commutent alors sur ceux de la porteuse d'indice n suivante qui sera représenté par un symbole de constellation corrigé par le nouveau couple de déplacement (dAn, dBn).
L'entité d'actualisation 305 étant registrée de la même façon que l'entité de mémorisation 307, on obtient donc deux vecteurs signaux en sortie de l'entité d'actualisation 305 qui ont pour expression :
- pour n=0, les accumulateurs du bloc D sont initialisés par le bloc B et : DP0 [ ] =
∑f=-0 2 BPi [ ] , DQ0 [ ] =∑ =-0 2 BQi [ ].
- à l'ordre n, pour 0 < n < N :
DPn [ ] CdQj [ ]
A partir de la sortie de l'entité d'actualisation 305, une entité de détection 304 permet ensuite d'identifier les P pics de puissance supérieurs à une valeur de seuil a déterminée, en mettant à zéro toutes les M-P valeurs de signal comprises entre - a et +a et en ne conservant que les valeurs crêtes. Cette valeur de seuil a fixe le niveau de PAPR final recherché.
En sortie de l'entité de détection 304, on obtient alors deux vecteurs signal définis de la façon suivante : EPn[ ] = Discr(DPn[ ]) EQn[ ] = Discr( DQn[ ]) DPn si [{DPnilf + (DQn )2]≥ a
avec : Discr(Z)Pn et
autrement Discr(DQn [ ]) = DQn,i si
0 autrement
un exemple de vecteurs pour lesquels les échantillons 0, 3,..., (2.N-4), et (2.N-2) constituent des pics de signal d'amplitude supérieure à a obtenus en sortie de l'entité de détection 304 est
donné ci-après :i¾[ ] =
L'entité de détection 304 fournit alors l'information à une entité de correction mettant en œuvre un corrélateur 303 qui va effectuer un produit de corrélation complexe entre les échantillons en cosinus et sinus de la sous-porteuse à l'ordre n fournit par le générateur 302, et les composantes réelle et imaginaire, respectivement EPn[ ] et EQn [ ], en sortie de l'entité de détection 304 de détection de P échantillons.
Si Gn[ ] = C0Sn [ ] + }. SINn[ ] , et En[ ] = EPn[ ] + }. EQn [ ], le produit de corrélation effectué a pour résultat :Fn = CEG n(0) = '∑ι=ο~1 En( ). G^{ï) avec : le conjugué de Gn et R (Fn) = et /m(Fn) = Σ^"1^. C0¾ - EP^. SIN^]
Le résultat de cette opération va permettre d'élaborer une correction par déplacement dn = dAn+j.dBn des symboles de constellation Xn, qui fera progresser la réactualisation du signal dans le sens de la diminution globale des pics de signal.
Ainsi lorsque la polarité de la partie réelle (imaginaire) du produit de corrélation Fn, appelée donnée de correction complexe, est positif alors une correction par déplacement dAn (dBn) négatif du symbole de constellation doit être choisie, inversement si la polarité est opposée une correction par déplacement dAn (dBn) positif doit être sélectionnée pour obtenir A'n (B'n), les nouvelles coordonnées du symbole de constellation X'n avec : A'n = An +dAn et B'n = Bn + dBn.
Comme pour les techniques TI-CES, CD, ACE et T de l'art antérieur, le procédé selon l'invention aboutit à une modification de la constellation de modulation des porteuses dans le domaine fréquentiel avant IFFT, pour obtenir ensuite dans le domaine temporel un signal à PAPR réduit. L'avantage du procédé selon l'invention est la flexibilité de correction de constellation. Effet, tout type de correction peut être appliqué selon l'invention, du moment que celle-ci peut se traduire par un déplacement complexe contrôlé des composantes réelle et/ou imaginaire du symbole de constellation associé à une porteuse.
Ainsi, les déplacements complexes de sens positif ou négatif sur l'axe des abscisses et l'axe des ordonnées du plan complexe, peuvent conduire à conserver les points de constellation dans leur secteur de décision ou dans la constellation d'origine ou bien à les déplacer en dehors.
En relation avec la figure 7, le procédé selon l'invention permet d'appliquer à la fois des déplacements complexes à l'intérieur (71) ainsi qu'à l'extérieur (72) de la constellation d'origine.
De ce fait, la mise en œuvre du procédé selon l'invention délivre deux nouvelles classes plus générales de correction de constellation:
la classe 71 ICS (de l'anglais « Inside Constellation Shift ») pour laquelle, lorsque la modification appliquée reste modérée, les points de constellation déplacés restent inscrits dans la constellation d'origine, cette classe incluant notamment en partie la technique CD de l'art antérieur précédemment décrite, et
la classe 72 OCS (de l'anglais Outside Constellation Shift) pour laquelle les points sont déplacés à l'extérieur de la constellation d'origine, cette classe incluant les techniques TI-CES et ACE de l'art antérieur précédemment décrites.
Au regard de la technique TR (de l'art antérieur précédemment décrite), il n'y a pas de notion de constellation, la constellation des porteuses pilote de réduction de pics (PRT) étant défini uniquement dans le but de réduire le PAPR, ce qui peut être également contrôlé par le procédé selon l'invention.
La correction de constellation mise en œuvre selon l'invention peut donc se substituer à n'importe laquelle des corrections de constellation des techniques de réduction de PAPR de l'art antérieur précédemment décrites, en y adoptant, pour chacune d'entre elles prise séparément, l'ensemble des avantages ou non.
Un avantage du système proposé est alors de pouvoir regagner en efficacité en permettant d'associer plusieurs techniques, dont les défauts respectifs distincts peuvent dans une certaine mesure se compenser.
Ainsi, le procédé selon l'invention permet d'obtenir deux nouveaux types de constellation dite « ICS » ou « OCS » selon que les points de constellations sont déplacés respectivement vers l'intérieur ou l'extérieur de la constellation d'origine, qui combinent chacun les avantages des différentes techniques de l'art antérieur. Selon une variante avantageuse de l'invention, l'amplitude des déplacements qui sont imposés est avantageusement proportionnelle au résultat du produit de corrélation Fn.
Ainsi dn =— β. Fn, avec β un facteur de proportionnalité tel que 0 < β < 1. L'expression Cdn[ ] = CdPn [ ] + j. CdQn[ ] du signal en sortie de l'unité de calcul 306 devient : Cdn[ ] = dn. Gn = — β. Fn. Gn. En considérant, pour I = p0, un échantillon complexe particulier constituant un pic de signal supérieur au seuil prédéterminé a isolé par l'entité de détection 304, on obtient alors : Cdn(p0) = -β. Εη(ρ0). G*(p0). Gn(p0) = -β. £>η(ρ0)
Et à l'ordre n+1 (pour n < N-2), l'échantillon pré-construit du pic d'amplitude maximale en p0 devient : Dn+1 (p0) =∑f-T0 2 Bt ÇjpQ) + ∑ o Cdj(p0) - β. £η(ρ0) = (1 - β). £>η(Ρο) -Et finalement on en déduit l'expression à l'ordre n : Dn(p0) = (1— β)π. [∑^2 Bj (p0)].
Le terme (1— β)η ne faisant que décroître au fur et à mesure de la progression de l'algorithme dans le bloc OFDM, l'équation ci-dessus démontre qu'à partir de la réponse temporelle initiale du signal x(I.Te/2) comportant un pic isolé à l'échantillon p0, l'algorithme va donc réduire l'amplitude de ce pic à chaque nouveau symbole Xn en appliquant une correction par un déplacement dn, jusqu'à ce qu'il soit devenu d'amplitude inférieure à a
Cette opération est appliquée simultanément pour l'ensemble des P pics détectés. Ainsi, en présence de plusieurs pics, l'opération étant linéaire, l'algorithme va tendre à réduire l'ensemble de ces pics. Néanmoins certains échantillons pourront nécessiter des déplacements dAn (dBn) de sens opposés aux déplacements nécessaires pour réduire certains autres échantillons.
L'avantage du principe de correction par produit de corrélation mis en œuvre par le corrélateur 303, est de pouvoir fournir des informations de correction pondérées suivant les niveaux et phases relatifs des différents pics entre eux.
Cette technique permet donc de s'affranchir d'imposer un seuil d'efficacité pour la prise en compte ou non d'une opération de déplacement.
Il est à noter qu'au début de la correction du bloc OFDM, la dynamique du signal de corrélation sera très élevée comparativement à la fin du bloc, où les pics restant à corriger seront peu nombreux et de faible amplitude de dépassement par rapport au seuil a.
Dans ce cas les déviations de correction seront donc très importantes au commencement, avec éventuellement un taux d'erreur très élevé au regard de la technique CD, pour devenir presque nulles en fin de traitement.
Afin d'homogénéiser les amplitudes de correction sur la durée d'un bloc avec pour conséquence, en particulier, de réduire très significativement le taux d'erreur au regard de la technique CD, et les amplitudes de crête des déviations de constellation qui pourraient conduire à des saturations, un aspect particulier de l'invention met en œuvre une pondération par l'entité de correction et de corrélation (303) du signal de corrélation issu du corrélateur 303 suivant l'avancement de l'algorithme dans le bloc OFDM, en définissant U comme : β = (βο. par exemple où β0, β1, δ sont des constantes positives et 5=2 par exemple.
Selon un autre aspect particulier de l'invention, de manière alternative à la pondération ci-dessus, une normalisation des parties réelle et imaginaire du produit de corrélation est mise en œuvre suivant les expressions :
où β0 est une constante positive dépendant par exemple :
de façon inversement proportionnelle de la taille d'une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel, par exemple une transformée de Fourier inverse rapide (IFFT),
de la valeur du seuil prédéterminé a
- de l'efficacité du type de correction employé
(PAPR— ct)^ 1
Un exemple d'équation de cette constante β0 est par exemple: β0 = .—
^Correction N avec 7=2 par exemple.
Une autre alternative à la normalisation et à la pondération décrites ci-dessus pour homogénéiser les amplitudes de correction sur la durée d'un bloc, consiste à faire varier le seuil prédéterminé , en fonction de la progression de l'algorithme dans le bloc OFDM.
Une expression du seuil prédéterminé a par exemple la forme suivante: ou U2 est une constante positive, 5=3 par exemple et a0 correspond au rapport entre la valeur d'amplitude maximale de puissance souhaitée et la puissance moyenne du signal.
Ainsi, les résultats des parties réelle et imaginaire du produit de corrélation déterminent les déplacements complexes des symboles de constellation en vue d'obtenir un PAPR réduit. Ces déplacements sont donc adaptés en fonction du résultat du produit de corrélation complexe de chaque porteuse. On a donc un déplacement dont l'amplitude peut varier d'un symbole à l'autre.
Selon un aspect avantageux de l'invention, une entité de pondération supplémentaire
301 est mise en œuvre indépendamment d'une éventuelle pondération mise en œuvre par l'entité de correction et de corrélation 303. L'entité de pondération supplémentaire 301 pondère les valeurs de correction en fonction de l'emplacement du symbole de constellation. Ainsi dans le cas de déplacements de symboles de constellation correspondant à la technique ACE ou de plusieurs types de correction de constellation combinés : correspondant aux techniques CD et ACE par exemple, tous les symboles ne sont pas modifiés de la même façon.
Dans le deuxième cas par exemple, de faibles déplacements sont autorisés pour les symboles intérieurs à la constellation, et de plus importants vers l'extérieur, pour les symboles situés en périphérie de la constellation.
Cette pondération est également nécessaire dans le cas de plusieurs constellations différentes employées dans un même bloc OFDM, ce qui rend le système complètement compatible avec la technique d'adaptation de la taille de la constellation connue en anglais selon le terme « Bit-Loading ».
Le principe de fonctionnement de l'entité de pondération supplémentaire 301 est illustré à la figure 5.
L'entité de pondération supplémentaire 301 reçoit en entrée les parties réelle et imaginaire du produit de corrélation et applique à chacune d'entre elles un gain respectivement YAn et YBn, suivi ensuite d'une saturation des valeurs positives et négatives, distinctement, suivant des valeurs de seuil respectivement VSAn+, VSAn- et VSBn+, VSBn-.
A partir d'un signal d'entrée hen, la fonction de saturation de la partie réelle (imaginaire) restitue un signal hsn qui vérifie les conditions suivantes :
VSAn + si hen > VSAn +
hs„ = VSA„ - si he„ < VSA„ - hen autrement
Un module « paramètres de symbole » (non représenté) identifie alors le symbole Xn courant dans la constellation, et suivant sa position détermine l'ensemble des valeurs de gain et de seuil de saturation à appliquer aux composantes réelles et imaginaire du résultat de corrélation afin de délivrer des valeurs de déplacement dAn et dBn conformes au type de correction recherchée.
Par exemple, on considère un signal OFDM dont les symboles de constellation Xn forment une constellation MAQ64, telles que représentée à la figure 8A. On a alors
( 1 3 5 7")
± -, ± -, ± -, ± -} . Les différents gains et valeurs de seuil de 4 4 4 4J
saturation, dans les branches de traitement des parties réelle et imaginaire du module H, peuvent alors être définis de la façon suivante :
1/2 si \An \ = 7/4 1/2 si \Bn \ = 7/4
YAn = YBn =
1/32 autrement 1/32 autrement 11/4 si An = +7/4 11/4 si Bn = +7/4
VSA + = 1/8 si An = -7/4 VSB + = 1/8 si Bn = -7/4
1/32 autrement 1/32 autrement
-11/4 si An = -7/4 -11/4 si Bn = -7/4
VSA„- = - 1/8 si An = +7/4 VSBn- = - 1/8 si Bn = +7/4
—1/32 autrement —1/32 autrement
Avec ces valeurs on obtient alors la constellation corrigée de la figure 8B. Ainsi, selon l'invention, malgré des modifications imposées relativement importantes pour réduire le PAPR, les déviations ACE (points périphériques) compensent complètement la détérioration du TEB apportée par CD (points intérieurs).
Les figures 8C et 8D, illustrent de manière similaire, une comparaison entre une constellation d'origine et une constellation corrigée selon l'invention pour une modulation de de type MAQ16
5.4 Description du dispositif de transmission selon l'invention
On présente finalement, en relation avec la figure 6, la structure simplifiée d'un dispositif de transmission d'un signal multiporteuse représentatif comprenant des blocs constiitués chacun de N porteuses, dits blocs OFDM, chaque porteuse étant modulée par un symbole de constellation et identifiée par un indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l.
Un tel dispositif de transmission comprend un module de mémorisation 60 comprenant une mémoire tampon Mem, une unité de traitement 61, équipée par exemple d'un microprocesseur juP, et pilotée par le programme d'ordinateur 62, mettant en œuvre le procédé de transmission selon l'invention.
A l'initialisation, les instructions de code du programme d'ordinateur 62 sont par exemple chargées dans une mémoire RAM avant d'être exécutées par le processeur de l'unité de traitement 61. L'unité de traitement 61 reçoit en entrée un signal multiporteuse x. Le microprocesseur de l'unité de traitement 61 met en œuvre les étapes du procédé de transmission décrit précédemment, selon les instructions du programme d'ordinateur 62, pour effectuer une correction de la constellation de modulation visant à réduire le PAPR du signal x.
Pour cela, le dispositif de transmission comprend, outre la mémoire tampon Mem, une unité de pré-traitement, mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, comprenant : un module de pré-construction d'échantillons temporels complexes 307, délivrant M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses dudit bloc OFDM, M étant un entier, et un module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM, ledit module de correction comprenant les entités suivantes, répétées pour chaque porteuse: une entité de détection 304 de P échantillons, P étant un entier, parmi lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes préconstruits actualisés issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé (a), ladite entité de détection délivrant lesdits P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger, une entité de correction 303 du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe (Fn) dudit symbole de constellation, ladite entité de correction mettant en œuvre une opération de corrélation complexe des M échantillons temporels complexes à corriger avec M échantillons temporels complexes associés à la porteuse courante, une entité de construction 306 de M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe, une entité d'actualisation 305 desdits M échantillons temporels complexes préconstruits, ladite entité d'actualisation mettant en œuvre un accumulateur associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe avec lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus dudit module de préconstruction lorsque n=0, ou avec lesdits M échantillons temporels complexes issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, délivrant M échantillons temporels complexes utilisés pour la porteuse suivante, un modulateur mettant en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel d'un signal issu de ladite unité de pré-traitement et une unité de transmission et/ou stockage d'un signal issu dudit modulateur.
Ces moyens sont pilotés par le microprocesseur de l'unité de traitement 61.

Claims

REVENDICATIONS
1. Procédé de transmission d'un signal multiporteuse représentatif d'un signal source comprenant des blocs constitués chacun de N porteuses, dits blocs OFDM, chaque porteuse étant modulée par un symbole de constellation et identifiée par un indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, caractérisé en ce qu'il comprend les étapes suivantes, pour au moins un bloc OFDM :
• une étape de pré-traitement (20), mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, comprenant :
o une phase de pré-construction (201) d'échantillons temporels complexes, délivrant M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses dudit bloc OFDM, M étant un entier, et
o une phase de correction (202) des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM, ladite phase de correction, délivrant un bloc OFDM corrigé, et comprenant les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse:
- détection (2021) de P échantillons, P étant un entier, parmi lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé (a), ladite étape de détection délivrant lesdits P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger,
- correction (2022) du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe (Fn) dudit symbole de constellation,
- construction (2023) de M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe,
- actualisation (2024) desdits M échantillons temporels complexes préconstruits, ladite actualisation mettant en œuvre une accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe avec lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction lorsque n=0, ou avec lesdits M échantillons temporels complexes issus d'une étape d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, délivrant M échantillons temporels complexes utilisés pour la porteuse suivante ; • une étape de modulation (21) mettant en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel d'un signal comprenant au moins ledit bloc OFDM corrigé issu de ladite phase de correction de ladite étape de pré-traitement ;
• une étape de transmission et/ou stockage (22) d'un signal issu de ladite étape de modulation.
2. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite donnée de correction complexe (Fn) résulte de la corrélation complexe (20220) desdits M échantillons temporels complexes à corriger avec M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse d'indice n.
3. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite phase de pré-construction (201) d'échantillons temporels complexes, met en œuvre une étape de suréchantillonnage tel que M= N.L, L étant un facteur entier de sur-échantillonnage.
4. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite phase de pré-construction comprend les étapes suivantes, répétées pour chaque porteuse d'indice n:
- construction (2011) de M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse,
- mémorisation (2012) desdits M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse, par accumulation associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite porteuse avec M échantillons temporels complexes associés aux porteuses précédentes.
5. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ladite étape de correction met en œuvre une sommation des coordonnées dudit symbole de constellation, dites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation, avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe (dAn, dBn) dudit symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation dudit symbole, ledit déplacement complexe étant sélectionné au moyen de ladite donnée de correction complexe (Fn), parmi les déplacements complexes appartenant à au moins une des catégories suivantes :
- déplacement réel, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe, négatif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de ladite donnée de correction complexe (Fn) sont identiques;
- déplacement réel, respectivement imaginaire, du déplacement complexe positif lorsque les signes de la partie réelle et de la partie imaginaire de ladite donnée de correction complexe (Fn) sont opposés.
6. Procédé de transmission selon la revendication 5, caractérisé en ce que la valeur absolue de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe est proportionnelle à la partie réelle, respectivement imaginaire, de ladite donnée de correction complexe (Fn).
7. Procédé de transmission selon la revendication 5, caractérisé en ce que ladite étape de correction met également en œuvre une pondération (301) de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe en fonction desdites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation.
8. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape de pondération de ladite donnée de correction complexe (Fn) par un facteur de pondération.
9. Procédé de transmission selon la revendication 8, caractérisé en ce que ledit facteur de pondération varie d'une porteuse à l'autre en fonction de la valeur dudit indice n de ladite porteuse.
10. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape de normalisation de ladite donnée de correction complexe (Fn).
11. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce que ledit seuil prédéterminé (a) varie d'une porteuse à l'autre en fonction de la valeur dudit indice n de ladite porteuse, n étant un entier tel que 0<n< N-l.
12. Procédé de transmission selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre une étape de commutation permettant de transférer lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré-construction en entrée de ladite étape de détection de ladite phase de correction.
13. Dispositif de transmission d'un signal multiporteuse représentatif d'un signal source comprenant des blocs constitués chacun de N porteuses, dits blocs OFDM, chaque porteuse étant modulée par un symbole de constellation et identifiée par un indice n, n étant un entier tel que 0<n≤N-l, caractérisé en ce qu'il comprend, pour au moins un bloc OFDM :
• une unité de pré-traitement, mise en œuvre dans le domaine fréquentiel, comprenant : o un module de pré-construction (307) d'échantillons temporels complexes, délivrant M échantillons temporels complexes préconstruits représentatifs des N porteuses dudit bloc OFDM, M étant un entier, et
o un module de correction des symboles de constellation qui modulent les porteuses dudit bloc OFDM, ledit module de correction, délivrant un bloc OFDM corrigé, et comprenant les entités suivantes, répétées pour chaque porteuse:
- une entité de détection (304) de P échantillons, P étant un entier, parmi lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus de ladite phase de pré- construction lorsque n=0, ou parmi M échantillons temporels complexes préconstruits actualisés issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, présentant une puissance supérieure à un seuil prédéterminé (a), ladite entité de détection délivrant lesdits P échantillons et M-P échantillons nuls, constituant M échantillons temporels complexes à corriger,
- une entité de correction (303) du symbole de constellation modulant ladite porteuse en fonction desdits M échantillons temporels complexes à corriger, délivrant une donnée de correction complexe (Fn) dudit symbole de constellation,
- une entité de construction (306) de M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe,
- une entité d'actualisation (305) desdits M échantillons temporels complexes préconstruits, ladite entité d'actualisation mettant en œuvre un accumulateur associant deux à deux lesdits M échantillons temporels complexes associés à ladite donnée de correction complexe avec lesdits M échantillons temporels complexes préconstruits issus dudit module de pré-construction lorsque n=0, ou avec lesdits M échantillons temporels complexes issus d'une entité d'actualisation mise en œuvre pour une porteuse précédente lorsque 0<n≤N-l, délivrant M échantillons temporels complexes utilisés pour la porteuse suivante,
• un modulateur mettant en œuvre une transformation du domaine fréquentiel vers le domaine temporel d'un signal comprenant au moins ledit bloc OFDM corrigé issu de ladite phase de correction de ladite unité de pré-traitement ;
• une unité de transmission et/ou stockage d'un signal issu dudit modulateur.
14. Dispositif de transmission selon la revendication 13, caractérisé en ce que ladite entité de correction comprend :
- des moyens de sommation des coordonnées dudit symbole de constellation, dites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation, avec des coordonnées représentatives d'un déplacement complexe (dAn, dBn) dudit symbole de constellation sur les axes des abscisses et des ordonnées du plan complexe de la constellation dudit symbole, et
- des moyens de pondération (301) de la partie réelle, respectivement imaginaire, dudit déplacement complexe en fonction desdites coordonnées d'origine dudit symbole de constellation.
15. Programme d'ordinateur comportant des instructions pour la mise en œuvre d'un procédé de transmission selon la revendication 1 lorsque ce programme est exécuté par un processeur.
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