FR2907987A1

FR2907987A1 - Dispositif de boucle fermee d'asservissement et modulateur sigma-delta

Info

Publication number: FR2907987A1
Application number: FR0609560A
Authority: FR
Inventors: Jean-Michel Hode
Original assignee: Thales SA
Current assignee: Thales SA
Priority date: 2006-10-31
Filing date: 2006-10-31
Publication date: 2008-05-02
Anticipated expiration: 2026-10-31
Also published as: US7965210B2; US20100060499A1; FR2907987B1; WO2008052948A1; EP2097982A1

Abstract

La présente invention concerne un dispositif d'asservissement d'un premier composant en boucle fermée, un deuxième composant dans le circuit de retour vers l'entrée de boucle présentant un bruit multiplicatif. Elle concerne également un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique d'entrée en un signal numérique de sortie à partir d'un convertisseur analogique-numérique asservi dans une boucle fermée utilisant ce dispositif.Un bruit de compensation est ajouté au signal d'entrée de la boucle d'asservissement, le bruit de compensation étant égal au signal d'entrée de la boucle d'asservissement multiplié par le bruit multiplicatif du deuxième composant.Application : électronique

Description

1 Dispositif de boucle fermée d'asservissement et modulateur sigma- dellta

La présente invention concerne un dispositif d'asservissement d'un premier composant dans une boucle fermée, comportant dans le circuit de retour vers l'entrée de boucle un deuxième composant présentant un facteur de bruit. Elle concerne également un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique d'entrée en un signal numérique de sortie et utilisant ce dispositif de boucle fermée d'asservissement. Elle s'applique par exemple dans le domaine de l'électronique hyperfréquence.

La conversion d'un signal analogique en un signal numérique est devenue une opération classique dans les circuits électroniques actuels, grâce à des composants standards du marché couramment regroupés sous l'acronyme CAN signifiant Convertisseur Analogique-Numérique . II s'agit de représenter un signal e(t) variant cle manière continue dans le temps et pouvant prendre n'importe quelle valeur sous une forme s(t) échantillonnée dans le temps. Chaque échantillon peut prendre un nombre fini de valeurs quantifiées possibles et chaque valeur est codée sur un nombre de bits bien déterminé. Chaque bit peut prendre uniquement deux valeurs possibles, 1 ou -.1 par exemple. Les CAN classiques offrent des performances en précision qui sont suffisantes à des fréquences relativement basses du signal d'entrée, de l'ordre de quelques mégahertz. Cela signifie qu'à ces fréquences, la différence entre le signal représenté numériquement en sortie et le signal analogique d'entrée est acceptable. Mais dans le domaine des hyperfréquences, lorsque la fréquence du signal d'entrée est de l'ordre de plusieurs gigahertz, la dynamique des CAN classiques, c'est-à-dire leur capacité à échantillonner/quantifier rapidement le signal d'entrée, s'avère nettement insuffisante. Ceci est principalement dû à un phénomène de rémanence sur un composant interne des CAN appelé échantillonneur/bloqueur. Un échantillonneur/bloqueur peut difficilement stabiliser un signal d'entrée en vue de le quantifier s'il est à trop haute 2907987 2 Fréquence : la durée de stabilisation devient trop courte et les amplitudes entre les échantillons à stabiliser trop élevée. Ceci introduit des erreurs, c'est-à-dire que des échantillons numériques peuvent ne pas être représentatifs du signal analogique. Ainsi, à fréquence élevée la différence 5 entre le signal représenté numériquement en sortie et le signal analogique en entrée devient non négligeable et la précision du CAN n'est plus suffisante. En résumé, la précision des CAN classiques diminue quand la fréquence du signal analogique e(t) appliqué à leur entrée augmente. Ils ne sont donc pas adaptés à l'utilisation dans des applications à très hautes fréquences 10 exigeant une bonne précision numérique, comme les radars par exemple. Un procédé appelé modulation EA permet d'améliorer la précision d'un CAN localement autour d'une fréquence, éventuellement autour d'une fréquence élevée. L'idée de base est de faire varier arbitrairement le signal 15 numérique de sortie, ou de le moduler , de manière à minimiser l'erreur sur la puissance, quitte à ce que des échantillons du signal numérique de sortie puissent sembler non représentatifs du signal analogique d'entrée. Pour cela, la modulation EA s'appuie notamment sur un principe de sur-échantillonnage du signal d'entrée sur un petit nombre de bits. II s'agit d'une 20 part d'augmenter la précision temporelle en découpant le signal en un grand nombre d'échantillons très brefs. D'autre part, il s'agit de diminuer la précision en amplitude en ne codant, pour chaque échantillon, que peu de valeurs d'amplitude distinctes, ceci en utilisant peu de bits. Intrinsèquement, cela génère une erreur due au manque de précision sur la quantification de 25 l'amplitude de chaque échantillon. Par conséquent, l'erreur inhérente à tout procédé de numérisation et abusivement appelée bruit de quantification , est importante. Mais en s'appuyant sur le sur-échantillonnage, le signal numérique de sortie est modulé comme précédemment explicité, ce qui permet de minimiser la puissance de ce bruit de quantification dans une 30 bande de fréquences déterminée. Dans le domaine fréquentiel ou spectral, il est couramment dit que la modulation EA conforme le bruit de quantification. En effet, la modulation du signal numérique de sortie, qui est adaptée à la fréquence du signal d'entrée, revient à minimiser la puissance du bruit de quantification autour de cette fréquence, ou encore à diminuer la densité spectrale du bruit 2907987 3 de quantification autour du signal utile. En fait, le spectre du bruit de quantification doit être rendu conforme à un spectre idéal présentant un creux au voisinage de la fréquence d'utilisation. Ainsi, même si un bruit de quantification important est intrinsèquement généré en modulation E0, ceci 5 quelle que soit la fréquence du signal en entrée, au moins ce bruit de quantification est de faible puissance au voisinage de la fréquence d'utilisation. Dans la pratique et comme explicité par la suite, un modulateur : A est obtenu par compression du bruit à la fréquence d'utilisation.

10 Un modulateur EA peut être mis en oeuvre à partir d'un CAN asservi dans une boucle d'asservissement de manière classique, en vue d'atténuer l'influence de son bruit de quantification sur sa sortie numérique. Dans ce cas, un convertisseur numérique-analogique, appelé CNA par la suite, permet de re-convertir en analogique le signal numérique de sortie du 15 CAN en vue de le soustraire au signal d'entrée par principe de la boucle fermée d'asservissement. Un amplificateur et un filtre dans la boucle permettent de contourner l'inconvéniient des CAN classiques : ils permettent d'associer haute fréquence et fine résolution. Comme détaillé par la suite, l'architecture d'un tel circuit est tout à fait remarquable, car elle applique des 20 principes de montage classiques à des composants très spécifiques, le comportement individuel des composants étant toujours complémentaire des principes de montage. Cela permet à l'ensemble du système de converger de manière plutôt naturelle vers le but recherché. Le système n'est plus limité que par un bruit propre du CNA. Or à fréquence égale, il est plus facile de 25 limiter le bruit d'un CNA que de limiter le bruit d'un CAN, et donc le système est limité par les performances de son composant le plus ajustable. En ce sens également, l'architecture d'un tel circuit est tout à fait remarquable. Cependant, le bruit propre du CNA se décompose en deux 30 contributions distinctes et inégalement contrôlables : un bruit d'amplitude d'origine statique et un bruit dynamique. Un CNA comporte un certain nombre de sources de courant identiques et commutables vers l'une ou l'autre de deux résistances de charge en fonction du signal numérique appliqué à l'entrée du CNA. Ces 35 sources possèdent une référence de tension commune et des dispersions 2907987 faibles pour que le CNA ait la meilleure linéarité possible. Les sources commutées sont ainsi sommées dans l'une ou l'autre des deux résistances de charge en fonction du signal numérique. L'écart de tension entre les deux résistances de charge, dite tension différentielle , constitue le signal 5 analogique de sortie. Le bruit dynamique est causé par de petites impulsions de bruit générées à chaque commutation dans un intervalle de temps pendant lequel les deux bras des commutateurs qui changent d'état sont passants. Pendant ce court laps de temps, qui est d'autant plus court que les commutateurs 10 commutent vite, les bruits des tensions de commande des commutateurs sont fortement amplifiés. A priori, ces bruits ne sont pas corrélés, donc ils s'ajoutent en puissance. La puissance totale du bruit dynamique est d'une part proportionnelle à la fréquence d'échantillonnage et d'autre part proportionnelle au nombre de commutateurs changeant d'état à chaque 15 instant d'échantillonnage. Par conséquent la puissance totale du bruit dynamique est proportionnelle à la fréquence du signal. Le bruit statique est quant à lui lié à la référence de tension commune à toutes les sources de courant commutables alimentant le CNA. Cette tension commune possède un bruit propre qui se répercute 20 proportionnellement sur chaque source de courant, le courant de bruit correspondant étant proportionnel à la tension de bruit de la référence commune de tension. On obtient à la sortie de chacune des deux résistances de charge un courant pollué par un bruit proportionnel au courant reçu par les résistances, si bien que la tension différentielle est elle-même entachée 25 d'un bruit proportionnel au signal. Suivant son niveau qui est lié à la qualité de la référence de tension, ce bruit multiplicatif peut devenir une limitation quant aux performances du modulateur EA. En effet et comme détaillé par la suite, le bruit multiplicatif du CNA, vu sa position dans le circuit, se retrouve par sommation directement sur le signal d'entrée, sans aucune compression.

30 Les modulateurs EA actuels s'accommodent du bruit d'amplitude du CNA, notamment en s'attachant à avoir une excellente qualité de la référence de tension. Mais cela n'est pas toujours possible et surtout, cela n'annule pas complètement le phénomène.

35 2907987 L'invention a notamment pour but de pallier l'inconvénient précité en comprimant le bruit multiplicatif généré par le CNA situé dans le circuit de retour vers l'entrée de boucle dans les mêmes proportions que la boucle 5 fermée d'asservissement comprime le bruit de quantification du CAN. A cet effet, l'invention a pour objet un dispositif de boucle fermée d'asservissement d'un premier composant, un deuxième composant dans le circuit de retour vers l'entrée de boucle présentant un bruit multiplicatif. Un bruit de compensation est ajouté au signal d'entrée de la boucle d'asservissement, le 10 bruit de compensation étant sensiblement égal au signal d'entrée de la boucle d'asservissement multiplié par le bruit multiplicatif du deuxième composant. Avantageusement, le bruit de compensation ajouté peut être fonction de la tension de référence de la source de courant qui alimente le 15 deuxième composant, le bruit multiplicatif du deuxième composant dépendant de cette tension. Le bruit de compensation peut être généré par un amplificateur différentiel recevant en entrée la tension d'entrée de la boucle d'asservissement et dont la tension cle référence est celle du courant qui 20 alimente le deuxième composant. L'invention a également pour objet un modulateur sigma-delta permettant de convertir un signal analogique d'entrée en un signal numérique de sortie à partir d'un convertisseur analogique-numérique, le signal analogique d'entrée étant amplifié d'un facteur élevé à l'entrée du 25 convertisseur analogique-numérique et le signal numérique de sortie étant soustrait au signal d'entrée après conversion par un convertisseur numérique-analogique présentant un bruit multiplicatif. Un bruit de compensation est ajouté au signal d'entrée du modulateur, le bruit de compensation étant sensiblement égal au signal d'entrée du modulateur 30 multiplié par le bruit mutliplicatif du convertisseur numérique-analogique. Avantageusement, le signal d'entrée et le bruit de compensation peuvent être injectés dans le modulateur par utilisation d'un sommateur analogique. Le bruit de compensation peut être généré par un amplificateur 35 différentiel recevant en entrée le signal d'entrée du modulateur et dont la 2907987 6 tension de référence est celle du courant qui alimente le convertisseur numérique-analogique. Dans un mode de réalisation particulier, le signal d'entrée et le bruit de compensation peuvent être injectés dans le modulateur par 5 sommation des courants de l'amplificateur différentiel dans les branches d'un cascode du convertisseur numérique-analogique. L'invention a pour principal avantage que sa mise en oeuvre peut 10 se faire de manière élémentaire et à coût minimal, ne nécessitant que l'ajout de composants standards pour sommer à l'entrée du modulateur un courant obtenu à partir d'une tension déjà disponible par ailleurs.

15 D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à l'aide de la description qui suit faite en regard de dessins annexés qui représentent : les figures la, lb, 2a et 2b, par des graphes une illustration du principe de modulation EA, 20 les figures 3a et 3b, par des synoptiques un exemple de réalisation d'un modulateur EA, la figure 4, par un synoptique une illustration du principe de la boucle fermée d'asservissement selon l'invention dans un modulateur EA, 25 la figure 5, par un synoptique un exemple d'estimation du bruit de compensation dans un modulateur EA selon l'invention. Les figures la, lb, 2a et 2b, illustrent par des graphes le principe 3o de la modulation E4 dans le cas d'un fonctionnement à un seul bit en bande de base. Comme illustré par la figure la, un signal analogique e(t) peut être converti en un signal numérique si(t) sur 1 bit à fréquence d'échantillonnage basse. La figure lb illustre alors l'erreur commise sur la puissance du signal 2907987 7' par une aire AI située entre l'intégrale de e(t) représentée par une courbe 1 et l'intégrale de si(t) représentée par une courbe 2. De même et comme illustré par la figure 2a, le signal analogique e(t) peut également être converti en un signal numérique s2(t), toujours sur 1 5 bit mais à fréquence d'échantillonnage plus élevée. Le signal numérique s2(t) présente des variations ou des modulations arbitraires, c'est-à-dire des échantillons qui peuvent sembler non représentatifs du signal analogique d'entrée e(t). Cependant la figure 2b illustre l'erreur commise sur la puissance du signal par une aire A2 située entre l'intégrale de e(t) 10 représentée par la courbe 1 et l'intégrale de s2(t) représentée par une courbe 3. Il apparaît clairement que l'erreur A2 commise en puissance en approximant e(t) par le signal s2(t) modulé est plus faible que l'erreur AI commise en puissance en approximant e(t) par le signal si(t) non modulé.

15 C'est ce qui permet de minimiser la puissance du bruit de quantification. Les figures 3a et 3b illustrent par des synoptiques un exemple de réalisation d'un modulateur EA. Comme illustré par la figure :3a, un modulateur EA peut être mis en 20 oeuvre à partir d'un CAN 10 asservi dans une boucle fermée de manière classique. Le CAN 10 est disposé dans une boucle fermée d'asservissement en vue d'atténuer l'influence de son (bruit de quantification bcAN sur sa sortie numérique s en fonction d'un signal analogique d'entrée e à convertir. La boucle fermée d'asservissement comporte un sommateur 12 prenant e et s 25 en entrée et dont le rôle dans la boucle est de réaliser l'opération de soustraction e ùs (opération 0 du modulateur) par principe de la boucle fermée d'asservissement. La portion de circuit entre la sortie du modulateur EA et l'entrée du sommateur 12 qui permet d'envoyer s vers le sommateur 12 est couramment appelée retour de boucle . Dans le cas particulier de 30 la figure 3a, le retour de boucle comporte en plus un convertisseur numérique-analogique 11, que l'on appellera CNA de retour de boucle par la suite, qui permet de re-convertir en analogique le signal numérique s de sortie du CAN 10 en vue de le soustraire au signal d'entrée e par principe de la boucle fermée d'asservissement. Un amplificateur 13 de gain G élevé 35 amplifie ensuite e--s. Le rôle de l'amplificateur 13 dans la boucle est de 2907987 comprimer le bruit bcAN par principe de la boucle fermée d'asservissement. En effet, si l'on appliquait le signal e directement à l'entrée du CAN 10, c'est-à-dire si le CAN 10 n'était pas asservi dans une boucle fermée, alors le signal s en sortie du CAN 10 serait s = e + bcAN et le 5 rapport signal sur bruit serait égal à ù`~ . Alors que si le CAN 10 est asservi bc4N dans une boucle fermée comme illustré par la figure 3a, il se montre facilement que le signal s en sortie du CAN 10 et le rapport signal sur bruit (SNR) associé sont donnés par les relations (1) et (2) suivantes : bCAN G s = ±--e 1+G 1+G SNR = G x e- bCAN Or, G est élevé par principe de la boucle fermée d'asservissement, donc 1 z- 0 et G 1. Ainsi s e et le rapport signal sur bruit est amélioré 1+G 1+G 15 d'un facteur G élevé. En cela, l'amplificateur 13 de gain G élevé comprime d'un facteur 1 + G le bruit de quantification bcAN induit par le CAN 10. Une boucle fermée d'asservissement est un montage générique en électronique pour comprimer le bruit d'un composant. Dans l'exemple de 20 la figure 3a, une boucle d'asservissement est appliquée au CAN 10 pour comprimer son bruit de quantification bcAN . Seul le CNA 11 de retour de boucle est une spécificité qui n'est pas donné par le principe de la boucle fermée d'asservissement. II permet de remettre s dans le même mode de représentation analogique que le signal e et autorise ainsi de calculer e -s.

25 Un inconvénient majeur du circuit de la figure 3a asservissant le CAN 10 est le retard temporel du signal s sur le signal e . Ce retard est inhérent au principe de boucle fermée d'asservissement. Son application à un CAN peut constituer un problème sérieux de stabilité par un effet comparable à l'effet Larsen, car les deux opérations de conversion 30 d'analogique en numérique puis de numérique en analogique sont particulièrement coûteuses en temps. Plus précisément, une étude de la 10 (1) (2) 2907987 9 stabilité des modulateurs EA menée par Thalès a montré que le produit G x B x T, où B est la bande du modulateur et T le retard de la boucle, ne peut pas dépasser une certaine valeur dépendant de la raideur de la réponse fréquencielle du modulateur.

5 Pour obtenir une boucle stable et comme illustré par la figure 3b, un composant 14 de filtrage à variation de phase minimale est inséré entre le sommateur 12 et l'amplificateur 13 et réalise une opération d'intégration (opération E du modulateur). Le composant 14 qui filtre les fréquences élevées en dehors de la bande utile ciblée par le modulateur EA est réalisé 10 de telle sorte que la réponse en fréquence globale (en amplitude et en phase) de la boucle respecte le critère de stabilité de Nyquist. Il est à noter que le filtrage dans un modulateur EA fait l'objet d'un brevet déposé par Thalès. Ainsi, l'amplificateur 13 et le filtre 14 dans la boucle de contreréaction de la figure 3b permettent par combinaison de contourner l'inconvénient des CAN classiques : ils permettent d'associer haute fréquence et fine résolution. L'amplificateur 13 comprime le bruit de quantification, donc diminue l'erreur el: augmente la précision. Le filtre 14 permet d'augmenter la fréquence en empêchant la boucle de diverger.

20 L'architecture du circuit de la figure 3b est tout à fait remarquable, car elle applique des principes de montage classiques à des composants très spécifiques, le comportement individuel des composants étant toujours complémentaire des principes de montage. Cela permet à l'ensemble du système de converger de manière plutôt naturelle vers le but recherché.

25 La figure 4 illustre le principe de la boucle fermée d'asservissement selon l'invention dans un modulateur EA à partir du même exemple de circuit que celui de la figure 3b. Par exemple, le CAN 10, le CNA 11, le sommateur 12 et l'amplificateur 13 sont assemblés dans une boucle 30 fermée d'asservissement. Le filtre 14 permet avantageusement de filtrer les hautes fréquences, le bruit par exemple, et ainsi de réaliser un modulateur EA. Le signal analogique e est appliqué à l'entrée du modulateur, le signal numérique s se retrouve à la sortie du modulateur et est appliqué à l'entrée du CNA 11 de retour de boucle.

2907987 10 Z Le bruit d'amplitude du CNA 11 de retour de boucle est donné par bCNA = f6cNA s , où /CNA traduit le bruit multiplicatif introduit par le CNA. Le bruit multiplicatif QcNA est propre à la source de courant et à la tension de référence utilisées pour alimenter le CNA 11. De la même manière que pour 5 la relation (1), on montre facilement qu'en réalité s est donné par la relation (3) suivante : G b s e + CAN _ 1+G 1+G 1+G~ 10 Ainsi, même si le bruit de quantification bcAN introduit par le CAN 10 est bien comprimé par la boucle d'un facteur 1 + G 0, ce n'est pas le cas du bruit introduit par le CNA 11 puisque 1 G I . L'invention propose par exemple d'ajouter un sommateur 15 en entrée du modulateur E0. Il permet d'ajouter au signal d'entrée e une 15 composante de bruit be = NcNA • e , dite bruit de compensation . Pour générer le bruit de compensation be à l'entrée du modulateur, il faut par exemple utiliser la même tension de référence que celle utilisée pour alimenter en courant le CNA 11. Alors, on montre facilement que s est donné par la relation (4) suivante : 20 s = G e + bcAN + G PCNA (e ù s) (4) 1+G 1+G 1+G Comme s 1 G G e par principe de l'asservissement, il vient : S G e + bCAN ù G _ NCNA e (5) 1+G 1+G 1+G 1+ G 1 du même ordre de grandeur que le facteur 1 + G par lequel est comprimé le bruit bcAN du CAN 10. Ainsi, les bruits du CAN et du CNA sont comprimés dans les mêmes proportions, mais par des moyens différents : le bruit du 30 CAN est classiquement comprimé par la boucle, alors que le bruit du CNA (3) 25 Cette fois, le bruit introduit par le CNA 11 est comprimé d'un facteur G (1+G)2 2907987 1'I est comprimé grâce au dispositif selon l'invention par l'ajout du bruit de compensation au signal d'entrée. La figure 5 illustre un exemple d'estimation du bruit de 5 compensation dans un modulateur EA selon l'invention à partir du même CNA 11 que les figures 3a, 3b et 4. III s'agit essentiellement de générer le bruit de compensation be à partir du bruit multiplicatif NCNA du CNA 11 et de l'ajouter au signal d'entrée e . Avantageusement, un amplificateur différentiel 20 utilise la même 10 tension de référence Vref que les sources de courant alimentant le CNA 11. L'amplificateur différentiel 20 reçoit en entrée le signal e , caractérisé par la tension d'entrée ue . Par les principes de l'amplificateur différentiel connus par ailleurs et en ajustant les paires différentielles de l'amplificateur avec des résistances Ro et Re vérifiant Re = Ro/g (où g est le gain en tension de 15 l'amplificateur), le courant de sortie de l'amplificateur 20 est proportionnel au signal d'entrée et est caractérisé par la tension de sortie g x ue et le bruit ajouté /CNA xgx ue. Le signal de sortie de l'amplificateur 20 peut ainsi contenir le bruit de compensation be . Le signal numérique en entrée du CNA 11 est caractérisé par les 20 tensions u,,..., um,...,uN. Le signal analogique s en sortie du CNA 11 est caractérisé par us. s est obtenu par la différence des tensions entre les deux résistances de charge égales entre elles R, et R2, qui elles-mêmes contiennent des sommes de signaux sources en fonction des commutations. II est très important que la source de courant de l'amplificateur 25 différentiel d'entrée soit la plus proche possible de la somme des sources de courant du CNA, de sorte que son bruit multiplicatif donné pour être égal à f3CNA soit effectivement le plus proche possible de cette valeur. Par exemple, un composant 21 opérant une différence reçoit en entrée le signal d'entrée amplifié et le bruit de compensation be en 30 provenance de l'amplificateur différentiel 20 d'une part et le signal de sortie s du CNA 11 entâché de son bruit ajouté d'autre part. Il réalise l'opération de différence entre les deux signaux utiles tout en retranchant le bruit de compensation au bruit ajouté par le CNA : (g. lie + be)û(s+ bCNA ) = (g. ue ù s) + (be ù bCNA) avec bCNA = NCNA s 35 2907987 12 Par exemple, le composant :21 peut être constitué de deux paires différentielles dont les courants sont sommés deux à deux dans deux cascodes.

5 L'invention décrite précédemment a encore pour principal avantage que le bruit d'amplitude est atténué comme s'il avait été généré en sortie de boucle et non dans le retour de boucle, c'est à dire comme s'il avait été généré par le CAN dont les défauts sont corrigés par la boucle et donc ~o comme si aucun bruit n'avait été introduit par le CNA de retour de boucle.

Claims

REVENDICATIONS

1. Dispositif de boucle fermée d'asservissement d'un premier composant (10), un deuxième composant (11) dans le circuit de retour vers l'entrée de boucle présentant un bruit multiplicatif (RcNA), caractérisé en ce qu'un bruit de compensation (be) est ajouté au signal d'entrée (e) de la boucle d'asservissement, le bruit de compensation (be) étant sensiblement égal au signal d'entrée (e) de la boucle d'asservissement multiplié par le bruit multiplicatif (RcNA) du deuxième composant (11).

2. Dispositif de boucle fermée d'asservissement selon la revendication 1, caractérisé en ce que le bruit de compensation (be) ajouté est fonction de la tension de référence (Vref) de la source de courant qui alimente le deuxième composant (11), le bruit multiplicatif (RCNA) du deuxième composant dépendant de cette tension.

3. Dispositif de boucle fermée d'asservissement selon la revendication 1, caractérisé en ce que le bruit de compensation (be) est généré par un amplificateur différentiel (20) recevant en entrée la tension d'entrée (ue) de la boucle d'asservissement et dont la tension de référence (Vref) est celle du courant qui alimente le deuxième composant (11).

4. Modulateur sigma-delta permettant: de convertir un signal analogique d'entrée (e) en un signal numérique de sortie (s) à partir d'un convertisseur analogique-numérique (10), le signal analogique d'entrée (e) étant amplifié d'un facteur élevé à l'entrée du convertisseur analogique-numérique (10) et le signal numérique de sortie (s) étant soustrait au signal d'entrée (e) après conversion par un convertisseur numérique-analogique (11) présentant un bruit multiplicatif (PCNA), caractérisé en ce qu'un bruit de compensation (be) est ajouté au signal d'entrée (e) du modulateur, le bruit de compensation (be) étant sensiblement égal au signal d'entrée (e) du modulateur multiplié par le bruit mutliplicatif (PCNA) du convertisseur numérique-analogique (11). 2907987 14

5. Modulateur sigma-delta selon la revendication 4, caractérisé en ce que le signal d'entrée (e) et le bruit de compensation (be) sont injectés dans le modulateur par utilisation d'un sonnmateur analogique (15). 5

6. Modulateur sigma-delta selon la revendication 4, caractérisé en ce que le bruit de compensation (be) est généré par un amplificateur différentiel (20) recevant en entrée le signal d'entrée (e) du modulateur et dont la tension de référence (Vfef) est celle du courant qui alimente le convertisseur numérique-analogique (11). 10

7. Modulateur sigma-delta selon la revendication 6, caractérisé en ce que le signal d'entrée (e) et le bruit de compensation (be) sont injectés dans le modulateur par sommation des courants de l'amplificateur différentiel (20) dans les branches d'un cascode du convertisseur numérique-analogique 15 (11).