FR2889358A1 - Filtre a elimination de bande a micro-ondes pour multiplexeur de sortie - Google Patents

Abstract

Filtre à élimination de bande à micro-ondes caractérisé en ce qu'il comporte un tronçon de guide d'onde (10) dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale modulée par une fonction d'amplitude continue, la période (Lambda1, Lambda2, Lambda25, Lambda26) de ladite variation longitudinale de type sinusoïdale étant la période de Bragg pour le mode guidé fondamental à une fréquence centrale de la bande à éliminer.Ensemble de filtrage (20) caractérisé en ce qu'il comporte un filtre passe-bas à micro-ondes (23), présentant une fréquence de coupure et au moins une bande passante parasite à des fréquences supérieures à ladite fréquence de coupure, et au moins un filtre à élimination de bande tel que défini ci-dessus (25, 26), connecté à la sortie dudit filtre passe-bas (23), dans lequel l'amplitude et la période (Lambda25, Lambda26) de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une élimination de ladite bande passante parasite dudit filtre passe-bas (23).Multiplexeur de sortie d'un émetteur multicanaux à micro-ondes comportant un tel ensemble de filtrage (20).

Description

FILTRE A ELIMINATION DE BANDE A MICRO-ONDES POUR

MULTIPLEXEUR DE SORTIE

L'invention porte sur un filtre à élimination de bande destiné à opérer dans la région spectrale des micro-ondes, et plus particulièrement dans les bandes X à K ou Ka, et permettant la transmission de signaux de puissance élevée, de l'ordre du kilowatt ou supérieure.

Un tel filtre est destiné en particulier, mais pas exclusivement, à être appliqué aux multiplexeurs de sortie des émetteurs des satellites pour télécommunications.

L'invention porte également sur un ensemble de filtrage comportant un tel filtre à élimination de bande, et sur un multiplexeur de sortie d'un émetteur multicanaux à micro-ondes comportant un tel ensemble de filtrage.

Les émetteurs à micro-ondes des satellites pour télécommunications utilisent un multiplexeur de sortie ( output multiplexer ou OMUX) pour combiner les différents canaux de transmission. Dans les systèmes modernes il peut être nécessaire de combiner jusqu'à 18 canaux ou plus et, comme la puissance de chaque canal en bande Ku (12 à 18 GHz) est généralement comprise entre 150 et 250 W, le multiplexeur de sortie doit pouvoir supporter des puissances totales de plusieurs kilowatts. Un tel multiplexeur utilise généralement une structure à collecteur commun pour combiner les différents canaux. A la sortie commune du collecteur, des effets non-linéaires dus par exemple à des brides de connexion provoquent l'apparition de signaux parasites d'intermodulation ( intermodulation products ou PIMP), qui peuvent tomber dans la bande passante du récepteur. L'approche traditionnelle pour diminuer l'importance des produits d'intermodulation consiste à prévoir, en amont du collecteur commun, un filtre passe-bas pour chaque canal, de manière à éliminer les harmoniques des signaux utiles; en particulier, il s'avère nécessaire d'éliminer efficacement les signaux parasites au moins jusqu'à la troisième harmonique.

Pour réduire la masse et l'encombrement du multiplexeur, il serait préférable d'utiliser un filtre passe-bas commun à la place des filtres individuels pour chaque canal. Cependant, les filtres connus de l'art antérieur ne permettent pas d'obtenir un filtrage satisfaisant et, en même temps, de transmettre une puissance élevée. En effet, les filtres en guide d'onde adaptés pour ces applications, tels que les filtres de type gaufrier ( waffle- iron filters ) ou à guide d'onde ondulé, présentent des bandes passantes parasites au-dessus de la fréquence de coupure nominale, et en particulier à des fréquences harmoniques de cette dernière. Ces bandes passantes parasites sont d'autant plus importantes que l'écartement entre les parois du guide dans la direction du champ électrique des ondes transmises est grand, ce qui conduit à un fonctionnement de type multimode: par conséquent, afin d'éliminer efficacement les fréquences indésirables il serait nécessaire d'utiliser des filtres avec un faible écartement, ce qui n'est cependant pas possible dans des applications à haute puissance (de l'ordre du kilowatt ou plus), en particulier lorsque le filtre est amené à être utilisé dans le vide, à cause du risque de décharges à avalanche d'électrons ( multipaction ). Une discussion du phénomène de décharge à avalanche d'électrons peut être trouvée dans l'article de M. Ludovico, G. Zarba, L. Accatino et D. Raboso Multipaction Analysis and Power Handling Evaluation in Waveguide Components for Satellite Antenna Applications , exp, Vol. 1, n 1, décembre 2001.

Un but de la présente invention est de rendre possible un filtrage efficace et à large bande aux hautes fréquences, même dans des applications à puissance élevée, et cela à l'aide d'un dispositif présentant une structure particulièrement simple et facile à construire. A titre d'exemple, l'invention permet d'obtenir une atténuation d'au moins 25 dB sur une bande d'une largeur de plusieurs GHz à des fréquences supérieurs à 15 GHz en utilisant uniquement une structure passive en forme de guide d'onde.

L'invention repose sur le principe de la réflexion de Bragg, qui a déjà été utilisé dans le domaine des micro-ondes pour réaliser des convertisseurs de mode et des filtres, mais jamais dans des filtres multimode, à haute puissance et à large bande comme dans le cas présent.

Par exemple, l'article Wave transformation in a multimode waveguide with corrugated walls de N. F. Kovalev, I. M. Orlova et M. I. Petelin, Radiophysics and Quantum Electronics, Vol. 11, Numéro 5, pages 449 - 450 (1968) divulgue l'utilisation d'un guide d'onde à parois ondulées en tant que filtre à bande étroite. Les ondulations des parois ont un profil sinusoïdal et une amplitude crête à crête approximativement égale au 3,8% de la section transverse moyenne du guide.

L'utilisation de guides d'ondes avec des parois présentant des perturbations sinusoïdales en tant que convertisseurs de mode fonctionnant à bande étroite et en régime quasi-optique est également décrite dans l'ouvrage de B. Z. Katsenelenbaum, L. Mercader del Rio, M. Pereyaslavets, M. Sorolla Ayza et M. Thumm Theory of Nonuniform Waveguides the cross-section method , IEEE Electromagnetic Waves Series, Vol. 44, Londres (1998).

En outre, le document US 5,600,740 divulgue l'utilisation d'un guide d'onde à parois ondulées présentant un saut de phase de 180 en tant que filtre passe-bande à bande étroite.

Un objet de l'invention est un filtre à élimination de bande à microondes caractérisé en ce qu'il comporte un tronçon de guide d'onde dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale modulée par une fonction d'amplitude continue, la période de ladite variation longitudinale de type sinusoïdale étant la période de Bragg pour le mode guidé fondamental à une fréquence centrale de la bande à éliminer.

Selon des caractéristiques avantageuses de l'invention: - Le tronçon de guide d'onde peut être un tronçon de guide d'onde métallique à section transversale rectangulaire, la variation longitudinale de ladite section transversale étant obtenue par une déformation symétrique de deux faces opposées, et de préférence des deux faces opposées de plus grande longueur.

- L'amplitude maximale de la variation de ladite section transversale peut être telle que l'écartement minimal entre lesdites deux 30 parois opposées soit compris entre 30% et 70% et de préférence entre 40% et 60% de l'écartement moyen.

- Ledit tronçon de guide d'onde peut s'étendre sur une longueur comprise entre 10 et 30 périodes de ladite variation longitudinale de 5 type sinusoïdale de sa section transversale.

- Ladite fonction d'amplitude peut présenter un front montant et un front descendant dont la pente est suffisamment faible pour que le coefficient de réflexion en entrée dudit tronçon de guide d'onde soit inférieur ou égal à -20 dB pour des fréquences inférieures à celles de ladite bande à éliminer.

- Ladite fonction d'amplitude peut être choisie parmi: un cosinus carré, une puissance paire de cosinus, une gaussienne, une fenêtre de Hamming, une fenêtre de Kaiser Müller, une fenêtre de Black.

- Ladite variation longitudinale de type sinusoïdale de la section transversale du tronçon de guide d'onde peut présenter également une modulation continue de phase (ou de fréquence, ce qui constitue un cas particulier de modulation de phase).

Selon un mode particulier de réalisation: - les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde constituant ledit ou chaque filtre à élimination de bande et l'amplitude maximale de la variation longitudinale de sa section transversale sont telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance d'au moins 0,5 kW dans la région spectrale des micro-ondes sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide; - l'amplitude et la période de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une atténuation d'au moins 25 dB par réflexion de Bragg dans une bande d'une largeur d'au moins 1 GHz.

Encore plus en particulier, les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde et l'amplitude maximale de ladite variation longitudinale de sa section transversale peuvent être telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance d'au moins 1 kW dans les bandes X et Ku sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide, et l'amplitude et la période de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend être telles qu'elles produisent une atténuation d'au moins 25 dB par réflexion de Bragg dans une bande d'une largeur d'au moins 1 GHz dans les bandes K et supérieures.

Un autre objet de l'invention est un ensemble de filtrage caractérisé en ce qu'il comporte: - un filtre passe-bas à micro-ondes présentant une fréquence de coupure et au moins une bande passante parasite à des fréquences 10 supérieures à ladite fréquence de coupure; et - au moins un filtre à élimination de bande tel que défini ci-dessus, connecté à la sortie dudit filtre passe-bas, dans lequel l'amplitude et la période de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une élimination de ladite bande passante parasite dudit filtre passe-bas.

Avantageusement: - Les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde et l'amplitude maximale de ladite variation longitudinale de sa section transversale sont telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance au moins égale à la puissance maximale de sortie dudit filtre passe-bas sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide.

- La fréquence de coupure dudit filtre passe-bas est située dans la bande Ku et ladite bande parasite est située dans la bande K ou Ka.

- Ledit ensemble de filtrage comporte au moins deux filtres tel que définis ci-dessus, dimensionnés pour supprimer des bandes parasites dudit filtre passe-bas centrées en correspondance de la deuxième et de la troisième harmonique de sa fréquence de coupure.

Encore un autre objet de l'invention est un multiplexeur de sortie d'un émetteur multicanaux à micro-ondes comportant un filtre de sortie, caractérisé en ce que ledit filtre de sortie comprend un tel ensemble de filtrage.

D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemple et qui représentent, respectivement: La figure 1A, une vue en perspective d'un premier filtre selon l'invention, constitué par un tronçon de guide d'onde dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale modulée en amplitude et en fréquence; Les figures 1B, 1C et ID, des graphiques illustrant les 10 propriétés de filtrage du dispositif de la figure 1A; La figure 2A, une vue en perspective d'un ensemble de filtrage selon l'invention, constitué par la connexion en cascade d'un filtre passe-bas selon l'art antérieur et de deux tronçons de guide d'onde dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale modulée en amplitude; Les figures 2B et 2C, des graphiques illustrant les propriétés de filtrage de l'ensemble de la figure 2A; La figure 3, un multiplexeur de sortie comprenant un ensemble de filtrage du type représenté sur la figure 2A; et Les figures 4A et 4B, un schéma d'un procédé de conception d'un filtre à élimination de bande selon l'invention.

Un filtre à élimination de bande selon l'invention est essentiellement constitué par un tronçon de guide d'onde dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale, modulée par une fonction continue d'amplitude et/ou de phase. Si on indique par S(x) la section transversale du tronçon de guide d'onde, x étant une coordonnée longitudinale, on peut donc écrire: S(x)=So+P(x) É sin [S2oÉx+(b(x)] [1l So étant la section moyenne et P(x) . sin [S2oÉx+c(x)] 30 représentant la variation sinusoïdale modulée.

D'une manière avantageuse, le filtre peut être obtenu à partir d'un guide d'onde à section rectangulaire tel que, par exemple, un guide WR75 ayant des côtés de longueur a = 19,05 mm et b= 9,525 mm. Un tel guide d'onde est généralement utilisé pour propager des modes TE dont le champ électrique est perpendiculaire aux parois de plus grande longueur, qui sont dites par conséquent plans E . On observe qu'un tel guide, lorsqu'il est utilisé dans une bande comprise entre 10 et 15 GHz et au- dessus présente un caractère multimode.

Dans le mode de réalisation de l'invention représenté sur la figure 1A, la distance b entre les plans E d'un tronçon 10 d'un guide d'onde du type WR75, connue comme écartement ( gap dans la littérature en langue anglaise), dépend de la coordonnée longitudinale x selon une loi de la forme: b(x)=bo+P(x) É sin [S2o.x+D(x)] [2] Cette perturbation est obtenue en déformant d'une manière symétrique les plans E du guide d'onde.

Dans ce mode de réalisation, la fonction de phase T(x) se maintient constante dans une première région 11 du tronçon 10, puis elle augmente linéairement dans une deuxième région 12. Cela signifie que la période perturbation quasi-sinusoïdale de l'écartement présente une première période spatiale A1=27r/çlo dans la première région 11 et une deuxième période spatiale A2=27r/(S2o+d(D/dx) dans la deuxième région 12, le raccordement entre lesdites régions se faisant sans discontinuité de phase. Plus précisément, la première période A1=7,142 mm correspond à la période de Bragg pour une onde électromagnétique de fréquence f1=23 GHz se propageant dans le guide selon le mode fondamental TE10, et la deuxième période A2=5,26 mm à la période de Bragg pour une onde de fréquence f2=30 GHz se propageant également selon le mode TE10. On rappelle que la période de Bragg AB pour une onde électromagnétique de fréquence f se propageant avec un nombre d'onde guidée [3(f) est donnée par AB=lr/(3(f). Lorsque cette condition est vérifiée, le coefficient de réflexion de l'onde est maximisé.

La fonction d'amplitude P(x) est un cosinus carré dont l'amplitude maximale vaut environ bo/2=4,7625 mm. La fonction P(x) a son pic en correspondance de l'interface entre la première et la deuxième région du tronçon 10 et ses premiers zéros au niveau des extrémités desdites régions, au-delà desquelles elle est tronquée. Chaque région 11, 12 compte quatorze périodes de la perturbation correspondante.

Une telle structure peut supporter une puissance transmise de l'ordre de 1 kW à une fréquence de 10 15 GHz sans qu'une décharge à avalanche d'électrons ne risque de se produire.

La figure 1B montre la dépendance fréquentielle des paramètres de dispersion S11 et S21 pour le mode fondamental TE10 du dispositif de la figure 1A. On rappelle d'abord la signification physique de ces termes: si on considère qu'une onde électromagnétique est injectée à l'extrémité d'entrée 13 du tronçon de guide d'onde 10 sous la forme d'un mode TE10 et que l'extrémité de sortie 14 dudit tronçon 10 est bouclée sur une charge adaptée, S11 représente le coefficient de réflexion et S21 le coefficient de transmission pour la composante TE10 de ladite onde.

Les courbes S11_1-E1 et S21-TE10 montrent que la perturbation des plans E du tronçon de guide d'onde 10 réfléchit les composantes spectrales du signal en entrée comprises entre environ 16 GHz et 39 GHz, en induisant une atténuation qui atteint les 100 dB aux alentours de 25 GHz. Par contre les pertes dans la bande utile de 10 GHz à 15 GHz, restent très faibles (S21_TE10 supérieur à -0,2 dB, bien que cela ne soit pas visible sur la figure).

Aux alentours de 33 35 GHz, la courbe S11_TE10 présente un minimum local: en effet, dans cette région spectrale, la conversion vers des modes supérieurs contribue fortement à l'atténuation du mode TE10 transmis. Les figures 1C et 1 D montrent les paramètres S11 et S21 pour la conversion du mode TE10 au mode TE12 et au mode TM12 respectivement (courbes S11TE12 et S21TE12 sur la figure 1C, S11TM12 et S21TM12 sur la figure 1C). On peut voir que la conversion de mode est négligeable dans la bande utile de 10 à 15 GHz, ainsi que jusqu'à 30 GHz environ.

Un filtre du type décrit ci-dessus pourrait être dimensionné de manière à éliminer une bande s'étendant par exemple de 13 à 39 GHz et être utilisé directement en tant que filtre passe-bas de sortie du multiplexeur d'un émetteur à micro-ondes. Cependant, un tel filtre présenterait un encombrement important: en effet la période de Bragg est d'autant plus grande que la fréquence du rayonnement à arrêter est basse, par conséquent il serait nécessaire d'utiliser un tronçon de guide d'onde relativement long, ce qui n'est pas souhaitable, particulièrement dans le cadre d'applications spatiales. Par conséquent, il est préférable d'utiliser un filtre conventionnel, par exemple du type à guide d'onde ondulé ou à gaufrier, pour éliminer les fréquences comprises entre 13 et 20 GHz environ. Contrairement aux filtres selon l'invention, qui se caractérisent par des ondulations quasi-sinusoïdales réparties sur une longueur relativement importante, des telles structures présentent des variations de section brusques, ce qui permet d'obtenir une atténuation importante sur une faible longueur. Cependant, comme cela a été mentionné plus haut, des tels filtres conventionnels présentent inévitablement des bandes passantes parasites au-dessus de la fréquence de coupure nominale, et ce d'autant plus qu'ils sont adaptés à opérer à des puissances élevées (écartement important). Les filtres de Bragg de l'invention conviennent particulièrement bien à l'élimination desdites bandes passantes parasites: en effet, comme ces dernières présentent des fréquences élevées, leur période de Bragg est relativement courte, ce qui conduit à des structures compactes. A titre d'exemple, pour une transmission en bande X (8 12 GHz) ou Ku (12 18 GHz), les filtres selon l'invention peuvent être dimensionnés pour opérer dans les bandes K (18 26 GHz) et Ka (26 40 GHz).

La figure 2A montre donc un ensemble de filtrage 20 comportant: un tronçon de guide d'onde d'entrée 21, un filtre passe-bas à guide d'onde ondulé 23 pourvu de deux sections d'adaptation d'impédance 22 et 24, un premier et un deuxième filtre à élimination de bande selon l'invention (25 et 26 respectivement) et un tronçon de guide d'onde de sortie 27. io

Le filtre passe-bas 22, connu de l'art antérieur, présente une fréquence de coupure à 13 GHz; pour pouvoir supporter des puissances de l'ordre de plusieurs kW, l'écartement minimal entre ses plans E est relativement important (4,75 mm), ce qui provoque l'apparition de bandes passantes parasites pour des fréquences supérieures à 20 GHz. Les deux filtres 25, 26, tous deux constitués par un tronçon de guide d'onde WR75 dont l'écartement présente une variation longitudinale selon l'équation [2], sont dimensionnés de manière à éliminer lesdites bandes passantes parasites jusqu'à une fréquence de 39 GHz, correspondant à la 3e harmonique du filtre primaire 22. Plus précisément, la perturbation quasi-sinusoïdale du filtre 25 présente 17 périodes d'une longueur A25= 7 mm, ce qui correspond à la période de Bragg pour un rayonnement à 21 GHz se propageant selon le mode TE10, modulés par une fonction d'amplitude à cosinus carré ayant une amplitude maximale de 2,1 mm. D'une manière similaire la perturbation quasi- sinusoïdale de chaque plan E du filtre 26 présente une perturbation consistant en 22 périodes d'une longueur A26= 5,26 mm (période de Bragg pour un rayonnement à 30 GHz), également modulée par une fonction d'amplitude à cosinus carré d'amplitude maximale égale à 1,3 mm. Cela conduit, dans le cas d'un guide WR75, à un écartement minimal de 5,325 mm, supérieur à celui du filtre 22 (4,75 mm). Dans les deux cas, la fonction de phase D(x) est constante, ce qui signifie que la perturbation longitudinale ne présente pas de modulation de phase.

La figure 2B montre la dépendance fréquentielle des paramètres S11 et S21 pour le mode fondamental TE10 de l'ensemble de filtrage 20 (courbes S11TE10 et S21_TE1o). On peut observer que les bandes passantes parasites sont efficacement supprimées (atténuation supérieure à 25 dB) jusqu'à une fréquence de 39 GHz, correspondante à la troisième harmonique de la fréquence de coupure du filtre 23 (13 GHz). En même temps, les pertes dans la bande utile (10 13 GHz) restent limitées à moins de -20 dB. Il

Comme les tronçons de guide d'onde 25 et 26 présentent un écartement qui se maintient en tout point supérieur à bo/2 et, de plus, ils ne comportent pas de variations brusques de section, ces éléments de l'ensemble de filtrage présentent une faible tendance à provoquer des décharges à avalanche d'électrons. En fait, l'élément qui limite à environ 1 kW la puissance maximale qui peut être transmise par l'ensemble est le filtre passe-bas 22, à cause de son plus faible écartement minimal et de ses ondulations à profil rectangulaire.

La figure 2C montre le résultat d'une mesure des paramètres S11 (courbe S11_exp) et S21 (courbe S21_exp) effectuée sur un prototype de l'ensemble de filtrage 20 de la figure 2A. On observe qu'une atténuation supérieure à 40 dB est obtenue dans une bande s'étendant de 13,75 GHz à 39 GHz environ, cette dernière fréquence correspondant à la troisième harmonique de la limite supérieure de la bande utile (13 GHz). L'atténuation descend au-dessous de 40 dB seulement sur deux bandes très étroites aux alentours de 25 GHz et 37 GHz, se maintenant en tout cas supérieure à 20 dB.

Comme expliqué plus haut, un ensemble de filtrage du type de la figure 2A est particulièrement bien adapté pour être utilisé dans la réalisation de multiplexeurs de sortie d'émetteurs multicanaux à micro-ondes.

La figure 3 montre une représentation schématique d'un tel multiplexeur 30, qui est essentiellement constitué par un collecteur 31 auquel sont raccordés des générateurs de signaux à micro-ondes 32a 32h, chacun correspondant à un canal de transmission. Selon l'art antérieur, entre chaque générateur 32a 32h et le collecteur 31 doit être interposé un filtre passe-bas destiné à supprimer les harmoniques des signaux utiles afin de prévenir l'apparition de signaux parasites d'intermodulation; l'invention permet de supprimer ces filtres, ou au moins de les simplifier considérablement. En effet, un multiplexeur 30 selon l'invention comporte, à la sortie du collecteur 31, un ensemble de filtrage 20 tel que décrit en référence à la figure 2A. Un tel ensemble de filtrage comprend un filtre passe-bas unique 23 qui remplace les filtres prévus pour chaque émetteur individuel; par rapport à ces derniers, le filtre 23, qui doit pouvoir transmettre une puissance beaucoup plus élevée, présente inévitablement une fonction de transfert moins bonne, caractérisée par des bandes passantes parasites relativement importantes. Les filtres à élimination de bande 25 et 26 permettent de supprimer ces bandes passantes parasites sans limiter la puissance maximale pouvant être transmise. L'utilisation d'un seul ensemble de filtrage 20 en remplacement de la pluralité de filtres associés aux générateurs 32a 32h permet de réduire sensiblement la masse et l'encombrement du multiplexeur 30, ce qui est particulièrement important pour des applications spatiales.

Lors de la conception d'un filtre à élimination de bande selon l'invention, le type de guide d'onde qui doit être utilisé est généralement imposé par l'application spécifique considérée: il s'agira le plus souvent d'un guide rectangulaire, mais des guides à section circulaire ou à moulures peuvent également être utilisés. Dans ce cas, le dimensionnement consiste essentiellement à déterminer: - la fréquence spatiale Q0 de la perturbation quasi-sinusoïdale; - la forme de la fonction d'amplitude P(x), par exemple un cosinus carré ou une gaussienne.

- son facteur d'échelle longitudinal, c'est-à-dire la longueur sur laquelle P(x) 0, et par conséquent le nombre de périodes de la perturbation; son amplitude de pic, ce qui détermine à son tour le rétrécissement maximal de la section transverse du guide d'onde; - la présence éventuelle d'une modulation de phase 11J(x) ; de manière à satisfaire à certaines conditions: - une atténuation minimale sur une bande d'une largeur déterminée; - un niveau maximal admissible de pertes en bande utile; 30 et - un niveau minirnal de la puissance qui peut être transmise sans risque de décharge à avalanche d'électrons. 25

La détermination de la fréquence spatiale S2o ne pose généralement pas de problèmes particuliers: elle est déterminée de manière à satisfaire à la condition de Bragg S2o=2(3(fcB) pour une fréquence fcB située approximativement au milieu de la bande à éliminer.

Le nombre de périodes de la perturbation constitue un compromis entre deux exigences contradictoires: un nombre élevé de périodes permet de réfléchir efficacement le rayonnement à la fréquence centrale fcB même en présence de perturbations d'une faible amplitude, mais détermine également un filtrage à bande étroite. Pour obtenir l'élimination d'une bande suffisamment large (1 GHz et plus) centrée autour de fcB il est donc nécessaire d'utiliser un nombre limité de périodes, mais cela réduit le coefficient de réflexion pour une amplitude donnée de la perturbation. En même temps, il n'est pas possible d'augmenter ladite amplitude de la perturbation au-delà d'une certaine limite sans provoquer l'apparition de décharges à avalanche d'électrons à la puissance maximale de fonctionnement. Typiquement on est donc amené à utiliser des perturbations s'étendant sur 10 à 30 périodes et avec une amplitude maximale comprise entre 30% et 70%, et de préférence entre 40% et 60%, de l'écartement moyen bo du guide d'onde.

La fonction d'amplitude P(x) ne peut généralement pas être une simple fonction à rectangle, car elle induirait des pertes par réflexion en bande passante et des conversions vers des modes d'ordre supérieur trop importantes. Il est donc opportun d'utiliser des fonctions continues, présentant des transitions douces et des fronts montants et descendants ayant des pentes suffisamment faibles. On observe que dans les applications à haute puissance les pertes par réflexion en bande passante sont particulièrement nuisibles car, en plus d'atténuer les signaux transmis, elles peuvent endommager les émetteurs en réfléchissant vers eux une fraction trop importante de la puissance générée. Dans les modes de réalisation décrits ci- 3 0 dessus la fonction d'amplitude P(x) avait une forme de cosinus carré. D'autres formes adaptées sont les puissances paires supérieurs à 2 du cosinus, qui présentent des fronts de montée et descente plus raides et une région centrale presque constante, les gaussiennes et les fenêtres de Hamming, Kaiser-Mueller ou de Black. Généralement, le choix d'une forme particulière n'est pas critique.

Une modulation de phase 1'(x) peut être utilisée pour élargir ultérieurement la bande de filtrage. Pour limiter les pertes en bande utile et les conversions vers des modes d'ordre supérieur cette fonction doit, elle aussi, être continue et présenter des transitions douces . La modulation de phase peut déterminer une modulation linéaire de fréquence ( chirp ), ou bien un raccordement continu entre deux sinusoïdes de périodes différentes, comme dans l'exemple de la figure 1A. Un procédé rationnel de dimensionnement d'un filtre selon l'invention peut

être décrit à l'aide de l'organigramme de la figure 4A et du tableau de la figure 4B.

La première étape, El, consiste à déterminer une fréquence centrale de la bande à éliminer, fcB à déterminer son nombre d'onde guidée pour le mode fondamental du guide, (3( fcB). Cela permet de calculer la fréquence spatiale So de la perturbation.

L'étape suivante, E2, comporte la détermination de l'amplitude maximale Pmax de la perturbation quasi-sinusoïdale du guide compatible avec les exigences en termes de puissance transmise.

A l'étape E3 l'on choisit une forme, une valeur de pic et un facteur d'échelle longitudinale d'une fonction d'amplitude P(x), ladite valeur de pic étant inférieure à l'amplitude maximale Pmax déterminée à l'étape précédente. Ce choix peut être fait d'une manière relativement aléatoire, mais il est clair que l'expérience pourra guider vers la détermination de valeurs initiales permettant une convergence rapide du procédé de dimensionnement. La' forme exacte de la fonction d'amplitude P(x) est rarement critique, de moins dans la phase initiale de la conception. D'une manière optionnelle, le procédé de dimensionnement peut être répété pour différentes formes de P(x) afin d'optimiser la réponse du filtre pour une application déterminée.

Dans un souci de simplicité, il est opportun de considérer initialement i'(x)=constante.

L'étape E4 comporte le calcul, au moyen de simulations numériques, de la fonction de transfert du filtre ainsi obtenu et sa comparaison avec les exigences en terme de propriétés de filtrage à atteindre. Si le résultat est satisfaisant, le procédé est terminé, autrement il est nécessaire de modifier au moins certains paramètres à l'étape E5.

Le tableau 4B montre comment le facteur d'échelle longitudinale de P(x), sa valeur de pic et la modulation de phase c(x) peuvent être modifiés. Pour ce faire, l'on détermine si l'atténuation au centre de la bande A(fcB) et la largeur de la bande éliminée LB sont sensiblement supérieures, approximativement égales ou inférieures aux valeurs minimales requises A(fcB)' et LB'.

Si A(fcB) A(fcB)' et LB LB', il n'est pas nécessaire, de 15 moins dans un premier temps, de modifier le facteur d'échelle longitudinale de P(x) ou sa valeur de pic, ni d'introduire un terme c(x).

Si l'atténuation au centre de la bande A(fcB) est insuffisante et la bande d'atténuation est, elle, plus large que nécessaire, il est possible d'augmenter le facteur d'échelle de P(x), et donc le nombre de périodes de la perturbation. II est également possible d'augmenter la valeur de pic de P(x), à condition de ne pas dépasser la valeur maximale Pm,ax.

Si l'atténuation au centre de la bande A(fcB) est insuffisante, mais la largeur de la bande d'atténuation est, elle, à peine suffisante, il est nécessaire d'augmenter la valeur de pic de P(x). Si cela n'est pas possible, il faut en augmenter le facteur d'échelle et corriger le rétrécissement de bande qui en résulte en introduisant une modulation de phase T(x). Cette modulation de phase peut être déterminée en sélectionnant des fréquences additionnelles à l'intérieur de la bande à éliminer, en déterminant les périodes de Bragg correspondantes et en reliant entre elles des perturbations sinusoïdales présentant lesdites périodes tout en garantissant la continuité de la phase. Des fréquences additionnelles sont ajoutées jusqu'à l'obtention de la largeur de bande souhaitée. Le dispositif de la figure 1A présente une modulation de phase de ce type.

Si la largeur de la bande d'atténuation est insuffisante et l'atténuation au centre de la bande est plus élevée de ce qui est requis, il est possible de diminuer le facteur d'échelle de P(x), et donc le nombre de périodes de la perturbation, sans en modifier l'amplitude.

Si, par contre, la largeur de la bande d'atténuation est insuffisante, mais l'atténuation au centre de la bande est à peine suffisante, voire insuffisante, il sera nécessaire de diminuer le facteur d'échelle de P(x) et, en même temps, augmenter sa valeur de pic. Si cela n'est pas possible à cause des limitations de puissance qui en suivraient, il est nécessaire de maintenir constant le nombre de périodes de la perturbation et d'introduire une modulation de fréquence pour élargir la bande atténuée.

Si aussi bien A(fcB) que LB présentent des valeurs satisfaisantes, mais les pertes en bande passante ou les coefficients de conversion vers des modes d'ordre supérieur sont excessifs, il est nécessaire de modifier la forme de la fonction d'amplitude P(x), et éventuellement de la fonction de phase 1(x), en choisissant une fonction présentant des transitions plus douces et des fronts montants et descendants ayant des pentes plus faibles.

Les modifications sont effectuées d'une manière itérative, en recalculant à chaque fois la fonction de transfert de la structure.

Claims (15)

REVENDICATIONS

1. Filtre à élimination de bande à micro-ondes caractérisé en ce qu'il comporte un tronçon de guide d'onde (10) dont la section transversale présente une variation longitudinale de type sinusoïdale modulée par une fonction d'amplitude continue, la période (AI, A2, A25, A26) de ladite variation longitudinale de type sinusoïdale étant la période de Bragg pour le mode guidé fondamental à une fréquence centrale de la bande à éliminer.

2. Filtre selon la revendication 1 dans lequel le tronçon de guide d'onde (10) est un tronçon de guide d'onde métallique à section transversale rectangulaire, la variation longitudinale de ladite section transversale étant obtenue par une déformation symétrique de deux faces opposées.

3. Filtre selon la revendication 2 dans lequel la variation longitudinale de ladite section transversale étant obtenue par une déformation 15 symétrique des deux faces opposées de plus grande longueur.

4. Filtre selon la revendication 2 ou 3 dans lequel l'amplitude maximale de la variation de ladite section transversale est telle que l'écartement minimal entre lesdites deux parois opposées soit compris entre 30% et 70% et de préférence entre 40% et 60% de l'écartement moyen.

5. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ledit tronçon de guide d'onde (10) s'étend sur une longueur comprise entre 10 et 30 périodes de ladite variation longitudinale de type sinusoïdale de sa section transversale.

6. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite fonction d'amplitude présente un front montant et un front descendant dont la pente est suffisamment faible pour que le coefficient de réflexion en entrée (13) dudit tronçon de guide d'onde (10) soit inférieur ou égal à -20 dB pour des fréquences inférieures à celles de ladite bande à éliminer.

7. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite fonction d'amplitude est choisie parmi: un cosinus carré, une puissance paire de cosinus, une gaussienne, une fenêtre de Hamming, une fenêtre de Kaiser Müller, une fenêtre de Black.

8. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite variation longitudinale de type sinusoïdale de la section transversale du tronçon de guide d'onde (10) présente également une modulation continue de phase.

9. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel: - les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde (10) et l'amplitude maximale de ladite variation longitudinale de sa section transversale sont telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance d'au moins 0,5 kW dans la région spectrale des micro-ondes sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide; - l'amplitude et la période de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une atténuation d'au moins 25 dB par réflexion de Bragg dans une bande d'une largeur d'au moins 1 GHz.

10. Filtre selon la revendication 9 dans lequel: - les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde (10) et l'amplitude maximale de ladite variation longitudinale de sa section transversale sont telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance d'au moins 1 kW dans les bandes X et Ku sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide; - l'amplitude et la période de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une atténuation d'au moins 25 dB par réflexion de Bragg dans une bande d'une largeur d'au moins 1 GHz dans les bandes K et supérieures. 20 25

11. Ensemble de filtrage (20) caractérisé en ce qu'il comporte: -un filtre passe-bas à micro-ondes (23) présentant une fréquence de coupure et au moins une bande passante parasite à des 5 fréquences supérieures à ladite fréquence de coupure; et - au moins un filtre à élimination de bande selon l'une des revendications précédentes (25, 26), connecté à la sortie dudit filtre passe-bas (23), dans lequel l'amplitude et la période (A25, A26) de ladite variation longitudinale, ainsi que la longueur sur laquelle elle s'étend sont telles qu'elles produisent une élimination de ladite bande passante parasite dudit filtre passe-bas (23).

12. Ensemble de filtrage (20) selon la revendication 11, dans lequel les dimensions transversales moyennes du tronçon de guide d'onde constituant ledit ou chaque filtre à élimination de bande (25, 26) et l'amplitude maximale de la variation longitudinale de sa section transversale sont telles qu'elles permettent la transmission d'une puissance au moins égale à la puissance maximale de sortie dudit filtre passe-bas (23) sans que des décharges à avalanche d'électrons ne puissent se produire dans le vide.

13. Ensemble de filtrage (20) selon la revendication 11 ou 12 dans lequel la fréquence de coupure dudit filtre passe-bas (23) est située dans la bande Ku et ladite bande parasite est située dans la bande K ou Ka.

14. Ensemble de filtrage (20) selon l'une des revendications 11 à 13 comportant au moins deux filtres (25, 26) selon l'une des revendications 1 à 10 dimensionnés pour supprimer des bandes parasites dudit filtre passe-bas centrées en correspondance de la deuxième et de la troisième harmonique de sa fréquence de coupure.

15. Multiplexeur de sortie d'un émetteur multicanaux à micro-ondes comportant un filtre de sortie, caractérisé en ce que ledit filtre de sortie comprend un ensemble de filtrage (20) selon l'une des revendications 11 à 14.