EP1925056B1

EP1925056B1 - Filtre a guide d'onde pour micro-ondes a parois non paralleles

Info

Publication number: EP1925056B1
Application number: EP06808113.2A
Authority: EP
Inventors: Jaime Huesco Gonzalez; David Raboso Garcia-Baquero; Dietmar Schmitt
Original assignee: Agence Spatiale Europeenne
Current assignee: Agence Spatiale Europeenne
Priority date: 2005-09-12
Filing date: 2006-09-12
Publication date: 2014-04-09
Anticipated expiration: 2026-09-12
Also published as: EP1925056A1; FR2890787B1; FR2890787A1; WO2007031639A1; US20100141357A1; US8593236B2

Description

L'invention porte sur un filtre à guide d'onde pour micro-ondes présentant une géométrie modifiée de manière à le rendre plus résistant aux décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons, ainsi que sur un émetteur à micro-ondes, particulièrement pour des applications spatiales, équipé d'un tel filtre.
Par le terme « micro-ondes » on désigne ici les rayonnements électromagnétiques ayant une fréquence comprise entre 1 et 100 GHz environ.
La décharge auto-entretenue à avalanche d'électrons (appelée « multipactor », « multipaction » ou encore « multipacting » dans la littérature en langue anglaise) est un phénomène non souhaité susceptible de se produire dans les dispositifs à guide d'onde pour micro-ondes fonctionnant dans le vide en conditions de forte puissance (typiquement au-dessus d'1 kW). Cette décharge est provoquée par des électrons libres qui, accélérés par le champ électrique oscillant à hyperfréquence, percutent les parois du guide et provoquent ainsi l'émission d'électrons secondaires. Lorsque la fréquence d'oscillation des électrons entre en résonance avec la fréquence du champ électrique, le nombre d'électrons croît exponentiellement, ce qui induit des effets gênants tels que des pertes et un niveau de bruit important, voire même un endommagement du guide. Une discussion plus approfondie de ce phénomène peut être trouvée dans l'article de M. Ludovico, G. Zarba, L. Accatino et D. Raboso « Multipaction Analysis and Power Handling Evaluation in Waveguide Components for Satellite Antenna Applications », exp, Vol. 1, n°1, décembre 2001.
Les filtres à guide d'onde pour micro-ondes utilisés dans les satellites, en particulier dans les sections de sortie des émetteurs multicanaux, mais également dans les section d'entrée des récepteurs, dans les diplexeurs, les jonctions orthomodes, les chaînes d'alimentation des antiennes, etc., sont fortement affectés par les décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons. La prévention de ces décharges présente donc un grand intérêt pour l'industrie spatiale et des télécommunications, d'autant plus qu'il existe une tendance à augmenter le niveau de puissance des signaux devant être transmis à l'intérieur d'un même dispositif à guide d'onde.
Plusieurs solutions à ce problème ont été proposées, mais aucune ne donne pleine satisfaction.
Une première solution, connue depuis l'article « High Frequency Breakdown characteristics of Various Electrode Geometries in Air », de W. G. Dunbar, D. L. Schweickart, J, C. Hotwath et L. C. Walk, Conference Record of the 1998 Twenty-Third International Power Modulator Symposium, 1998, 22-25 juin 1998, pages 221 - 224, consiste simplement à utiliser des guides d'onde présentant un écartement minimal entre les plans E relativement important: de cette façon le champ électrique maximal dans le guide est maintenu au-dessous d'une valeur de seuil de la décharge. Malheureusement, cette solution dégrade les propriétés de filtrage des dispositifs ; en outre elle conduit à augmenter leur masse et leur encombrement, ce qui est très gênant dans le cadre des applications spatiales.
Une autre solution consiste à maintenir à l'intérieur du guide un gaz à une pression suffisamment élevée, de façon à réduire le libre parcours moyen des électrons, ce qui augmente la puissance de seuil pour l'apparition des décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons. Cette solution présente également des inconvénients, car la présence de gaz peut induire des effluves et constitue une source potentielle d'intermodulation passive (PIM). En outre, les équipements de pressurisation augmentent d'une manière importante la masse, l'encombrement et le coût du système.
Pour réduire le libre parcours moyen des électrons il est également possible de remplir le guide d'un diélectrique solide ou sous la forme d'une mousse, mais cela augmente le niveau des pertes. Voir à ce propos l'article de R. A. Kishek et Y. Y. Lau "Multipactor discharge on a dielectric", Proceedings of the 1997 Particle Accelerator Conference, Volume 3, 12-16 mai 1997, pages 3198 - 3200, volume 3.
R. L. Geng et H. Padamsee (PAC[13], 1999, page 429) ont proposé d'utiliser des champs électriques et/ou magnétiques constants pour perturber la trajectoire des électrons et les empêcher d'entrer en résonance avec le champ hyperfréquence. Malheureusement cette solution nécessite des équipements spécifiques pour générer les champs constants, ce qui augmente la masse, l'encombrement et le coût du système.
Les mêmes auteurs ont également proposé d'ouvrir des fentes dans les parois du guide («Multipacting in a rectangular waveguide», R. Geng, H. Padamsee, V.Shemélin, Proceedings of the Particle Accelerator Conférence, Chicago 2001). Un inconvénient de cette solution est le risque de perte de rayonnement à travers lesdites fentes.
Une autre solution connue de l'art antérieur, proposée par exemple par Y. Saito («Surface Breakdown Phenomena in Alumina RF Windows», IEEE Transactions on Dielectrics and Electrical Insulation Vol. 2 No. 2, Avril 1995) et par K. Primdahl et collaborateurs («Réduction of multipactor in RF ceramic windows using a simple titanium-vapor deposition system», Primdahl, K.; Kustom, R.; Maj, J.; Proceedings of the 1995 Particle Accelerator Conference, 1995) consiste à utiliser des revêtements et/ou des traitement de surface adaptés, qui sont cependant susceptibles d'introduire un niveau élevé de pertes.
Le document JP2004048486 A décrit un filtre comprenant des guides d'onde de section transversale en forme hexagonal, avec la possibilité d'avoir des sections trapézoïdales.
Par conséquent, il existe un besoin pour augmenter la puissance pouvant être injectée dans un filtre pour micro-ondes sans risque d'induire une décharge auto-entretenue à avalanche d'électrons, tout en évitant de détériorer ses propriété électriques, telles que le niveau de pertes en bande passante, la largeur de bande, l'atténuation en bande de coupure et/ou les niveaux de bruit et d'intermodulation, ou tout de moins en maintenant ces dégradations à un niveau acceptable, et sans augmenter excessivement le coût, la masse et/ou l'encombrement du filtre.
L'invention fournit une solution à au moins un des problèmes mentionnés ci-dessus.
Le principe à la base de l'invention est que l'utilisation d'un guide d'onde présentant deux parois opposées non parallèles entre elles, mais une section transversale au moins localement constante, c'est-à-dire constante sur une certaine longueur, permet de modifier les trajectoires des électrons secondaires de manière à augmenter fortement le seuil d'apparition des décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons. Cet effet a été observé pour la première fois par E. Chojnacki (Physical Review Special Topics - Accelerators and Beams, Vol. 3, 032001 -2000) dans le cas de guides d'ondes à section constante, opérant à radiofréquence (500 MHz) en régime continu ou quasi-continu.
En général, il est attendu qu'une modification de la géométrie d'un guide d'onde perturbe fortement les propriété électriques d'un dispositif construit à partir dudit guide, et en particulier sa réponse en fréquence : voir à ce propos le cas, discuté plus haut, de l'augmentation de l'écart minimal. Cela ne pose pas de problèmes particuliers dans le cas de l'application considérée par Chojnacki, c'est-à-dire la transmission en régime continu ou quasi-continu et sensiblement mono-fréquentiel, mais peut être rédhibitoire dans le cas d'un filtre.
Cependant, les inventeurs ont découvert qu'en remplaçant dans un filtre pour micro-ondes des tronçons d'un guide d'onde rectangulaire conventionnel par des tronçons d'un guide d'onde dont la section transversale présente deux côtés opposés non parallèles entre eux, et en modifiant d'une façon opportune certaines dimensions des différents éléments dudit filtre, il est possible d'obtenir une fonction de transfert substantiellement identique à celle du filtre de départ, au moins à l'intérieur d'une bande utile. De cette façon il est possible d'augmenter la résistance du filtre aux décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons tout en conservant ses propriétés de filtrage. En outre, la solution de l'invention permet de maintenir sensiblement constants l'encombrement et la masse du filtre. Même si le coût de la fabrication est susceptible d'augmenter légèrement par rapport au cas d'un filtre conventionnel, ce surcoût reste inférieur à celui associé à la plupart des solutions connues de l'art antérieur.
Les inventeurs ont également développé un procédé de conception pour déterminer les modifications dimensionnelles à apporter au filtre conventionnel de départ de manière à maintenir ses propriétés de filtrage malgré le remplacement de tronçons de guide d'onde rectangulaire par des tronçons de guide d'onde à parois non parallèles.
Un objet de l'invention est donc un filtre à guide d'onde pour micro-ondes comportant une pluralité de parois latérales et ayant, sur au moins une partie de sa longueur, une section transversale comprenant une pluralité de côtés formés par des sections desdites parois latérales et une région interne creuse unique, dont le contour est défini par lesdits côtés; caractérisé en ce que deux desdits côtés opposés l'un à l'autre ne sont pas parallèles entre eux.
Selon des modes de réalisation particuliers de l'invention :

Lesdits côtés opposés non parallèles entre eux peuvent être les côtés de plus grande longueur ;
Ladite région interne creuse peut présenter une section transversale en forme de triangle, de trapèze ou de secteur de cercle ou de couronne circulaire ;
Lesdits deux côtés opposés non parallèles peuvent être reliés entre eux par deux côtés opposés parallèles entre eux ;
Ladite section transversale peut présenter un axe de symétrie ;
Ladite section transversale peut être constante par intervalles ;
Lesdits deux côtés opposés non parallèles peuvent former entre eux un angle compris entre 5° et 35°, de préférence entre 15° et 35° et d'une manière encore préférée entre 20° et 30° ;
Ladite partie de la longueur du filtre où la section transversale présente deux côtés opposés non parallèles entre eux peut comprendre au moins le ou les tronçons à l'intérieur desquels l'intensité maximale du champ électrique est la plus élevée ;
Le filtre peut être du type à iris et cavités résonantes ;
Le filtre peut présenter au moins une fréquence de coupure dans l'une des bandes X, Ku, K ou Ka. Selon la convention britannique, adoptée ici, la bande X s'étend de 8 à 12 GHz, la bande Ku de 12 à 18 GHz, la bande K de 18 à 26 GHz et la bande Ka de 26 à 40 GHz.

Un autre objet de l'invention est un émetteur à micro-ondes comportant au moins un tel filtre, en particulier un émetteur présentant une puissance de pic d'au moins 0,5 kW dans les bandes X à Ka. En effet, des valeurs typiques pour le seuil de formation des décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons dans les bandes considérées sont d'environ 500 W à 2 kW pour des filtres passe-bande et de 4 kW ou plus pour des filtres passe-bas.
D'autres caractéristiques, détails et avantages de l'invention ressortiront à la lecture de la description faite en référence aux dessins annexés donnés à titre d'exemple et qui représentent, respectivement :

La figure 1, une section transversale d'un filtre selon un mode de réalisation de l'invention ;
Les figure 2A et 2B, respectivement, des vues en élévation d'un filtre conventionnel et du filtre correspondant selon un mode de réalisation de l'invention;
La figure 3, un graphique illustrant la dépendance fréquentielle des paramètres S des filtres des figures 2A et 2B ;
La figure 4, la distribution de l'amplitude du champ électrique à centre bande dans le filtre selon l'invention de la figure 2B ; et
La figure 5, la variation du nombre d'onde de coupure pour les deux modes d'ordre plus bas d'un filtre selon l'invention en fonction de l'angle formé par ses deux côtés opposés non parallèles.

La figure 1 montre la section transversale d'un tronçon de guide d'onde à parois non parallèle prévu pour remplacer, conformément à l'invention, un tronçon de guide d'onde rectangulaire à l'intérieur d'un filtre pour micro-ondes. La section transversale du guide d'onde rectangulaire de référence, représentée en trait pointillé et identifié par le signe de référence 100, présente un premier côté 101 d'une longueur a=22,86 mm (« largeur » du guide) et un deuxième côté 102 d'une longueur b=4 mm (« hauteur » du guide). D'une manière conventionnelle, le champ électrique des ondes se propageant dans le guide est perpendiculaire au côté le plus long 101. Dans le guide 110 à parois non parallèles, les côtés 101 de la section transversale du guide rectangulaire 100 sont remplacés par deux côtés 111' et 111" formant entre eux un angle α=19°, et les côtés 102 par des côtés 112'et 112" parallèles entre eux, mais d'une longueur différente. En particulier, le côté 112' présente une longueur b_max=7,8 mm et le côté 112" une longueur b_min=0,2 mm : de cette façon la hauteur moyenne du guide 110, (b_max+ b_min)/2, est égale à celle du guide rectangulaire de référence 100, c'est-à-dire 4 mm.
Le signe de référence 120 indique les vecteurs représentant le champ électrique à l'intérieur du guide 110. On peut observer que le champ est plus intense dans la région centrale dudit guide et que ses lignes de force 121 ont une forme approximativement circulaire. Même dans le domaine fréquentiel considéré ici (bandes X à Ka, c'est-à-dire de 8 à 40 GHz environ), cette distribution du champ électrique supprime efficacement les décharges auto-entretenues en déviant les trajectoires des électrons, comme observé par Chojnacki à des fréquences beaucoup plus basses (500 MHz).
Il est entendu que les dimensions données ici le sont uniquement à titre d'exemple et peuvent être modifiées pour les adapter aux différentes applications de l'invention. En particulier, l'angle α formé par les côtés non parallèles 111' et 111" ne doit pas nécessairement avoir une valeur de 19° : en règle générale, plus la valeur de l'angle α est grande, plus l'effet de suppression des décharges auto-entretenues est efficace, mais plus les caractéristiques électriques du filtre modifié s'écartent de celles du filtre de référence à section rectangulaire. Typiquement, des valeurs acceptables pour l'angle α sont compris entre 5° et 35°, de préférence entre 15° et 35° et d'une manière encore préférée entre 20° et 30°, une valeur de 30° environ étant particulièrement préférée.
Dans l'exemple de la figure 1, la section transversale du guide d'onde 110 a une forme trapézoïdale, presque triangulaire. Il est entendu que cela ne constitue pas non plus une limitation : une section transversale selon l'invention peut par exemple avoir une forme de trapèze, de triangle
Dans le mode de réalisation de la figure 1, les côtés 112' et 112" sont parallèles entre eux et le guide 110 présente un plan de symétrie 130. Bien que préférées, ces caractéristiques ne sont pas essentielles.
Il est également possible de concevoir un guide dans lequel les côtés les plus courts ne sont pas parallèles entre eux, alors que les côtés les plus long le sont. Dans ce cas, cependant, afin de préserver l'effet de suppression des décharges auto-entretenues, il est nécessaire que le champ électrique des ondes se propageant dans le guide soit perpendiculaire au côté le plus long, ce qui est inhabituel.
Le principe du guide d'onde à parois non parallèles est maintenant appliqué, à titre d'exemple non limitatif, à la réalisation d'un filtre passe-bande du 4^e ordre du type symétrique à cavités résonantes et iris. Le cahier des charge requiert une atténuation d'au moins 25 dB sur une bande d'une largeur de 100 MHz autour d'une fréquence centrale f_c=9,5 GHz (9,45 GHz - 9,55 GHz). Le filtre de référence, constitué par des éléments de guide d'onde à section rectangulaire, est représenté sur la figure 2A. Un tel filtre 200 est constitué de quatre cavités en forme de parallélépipède 201, 202, 203 et 204, ayant la même largeur a_cav=22,86 mm et la même hauteur b=4 mm, mais des longueurs L^P ₂₀₁, L^P ₂₀₂, L^P ₂₀₃ et L^P ₂₀₄ différentes. Les cavités sont reliées entre elles et à des guides d'onde d'entrée 231 et de sortie 232 par cinq sections plus étroites, dites « iris », 211 (entre le guide d'entrée 231 et la première cavité 201), 212 (entre les cavités 201 et 202), 213 (entre les cavités 202 et 203), 214 (entre les cavités 203 et 204) et 213 (entre la cavité 204 et le guide de sortie 232). Les iris présentent tous la même hauteur b=4 mm, mais dés largeurs a^P ₂₁₁, a^P ₂₁₂, a^P ₂₁₃, a^P _214, a^P ₂₁₅ et des longueurs L^P ₂₁₁, L^P ₂₁₂, L^P ₂₁₃, L^P ₂₁₄, L^P ₂₁₅ différentes. Le filtre est symétrique dans le sens que les deux cavités « externes » 201 et 204 sont égales entre elles, ainsi que les deux cavités « internes» 202 et 203, les deux iris « externes » 211 et 215 et les deux iris « moyens » 212 et 214 : un plan de symétrie du filtre traverse donc l'iris central 213. Les dimensions des cavités et des iris sont les suivantes :

L^P ₂₀₁=L^P ₂₀₄= 17,825 mm
L^P ₂₀₂=L^P ₂₀₃=20,47 mm
L^P ₂₁₁= L^P ₂₁₂= L^P ₂₁₃= L^P ₂₁₄=L^P ₂₁₅= 3 mm
a^P _cav=22,86 mm pour les quatre cavités 201, 202, 203, 204
a^P ₂₁₁=a^P ₂₁₅=11,83 mm
a^P ₂₁₂=a^P ₂₁₄=6,78 mm
a^P ₂₁₃=6,22 mm
b = 4 mm pour tous les éléments.

L'exposant P rappelle qu'il s'agit des dimensions du filtre de référence, ayant une section transversale rectangulaire, c'est-à-dire à côtés parallèles.
Les guides d'onde d'entrée 221 et de sortie 222 sont des tronçons de guides standard à section rectangulaire, du type WR90 (a_guide=22,86 mm, b_guide=10,16 mm), d'une longueur de 10 mm.
On observe qu'aussi bien les cavités 201 - 204 que les iris 211 - 215 sont en fait constitués de tronçons de guide d'onde à section rectangulaire, présentant tous la même hauteur b et des largeurs a et longueurs L différentes.
La dépendance de la fréquence des paramètres S₁₁ (transmission du guide d'onde d'entrée 231 au guide d'onde de sortie 232) et S₁₂ (réflexion des ondes injectées dans le filtre à partir du guide d'onde d'entrée 231) du filtre 200 est représentée sur la figure 3 (courbes S₁₁ ^P et S₂₁ ^P).
Pour modifier le filtre 200, d'un type connu de l'art antérieur, de manière à parvenir à un filtre selon l'invention, on commence par remplacer chaque tronçon de guide d'onde à section rectangulaire par un tronçon de guide d'onde à parois non parallèles ayant la même hauteur moyenne : (b_max+ b_min)/2 = b. Plus précisément, on choisit la même géométrie que dans le cas de la figure 1, c'est-à-dire une section en forme de trapèze isocèle. La valeur de l'angle α est choisie, d'une manière arbitraire, égale à 19°. Dans un cas réel, on prendra la valeur de α la plus petite possible telle qu'elle permette d'éliminer les décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons. La détermination de la valeur optimale de α pour une application déterminée pourra, par exemple, être effectuée par essais successifs.
La modification des sections transversales des différents éléments du filtre ne laisse pas inchangées les caractéristiques électriques du dispositif. Cependant, les inventeurs ont découvert qu'un procédé systématique d'ajustement de certaines dimensions permet de retrouver, d'une manière simple et relativement rapide, une fonction de transfert très proche de celle d'origine.
Le filtre 200^NP selon l'invention obtenu en appliquant ce procédé est représenté sur la figure 2B. Les différents éléments du filtre et les dimensions correspondantes sont identifiés par les mêmes signes de référence utilisés pour le filtre de type conventionnel 200 de la figure 2A, avec un exposant «NP», pour «côtés non parallèles».
La première étape de ce procédé d'ajustement dimensionnel consiste à modifier la largeur des iris modifiées a^NP ₂₁₁, a^NP ₂₁₂, a^NP ₂₁₃, a^NP ₂₁₄ et a^NP ₂₁₅ jusqu'à que le module du paramètre S₂₁ à centre bande de chaque iris modifié soit le même. que celui de l'iris à section rectangulaire correspondante. Cela peut être fait à l'aide de simulations numériques, effectuées par exemple en utilisant le simulateur FEST3D, développé par l'ESTEC, ou HFSS, distribué par Ansoft Corp.
Ensuite, les iris modifiés 211^NP, 212^NP, 213^NP, 214^NP et 215^NP sont analysés, toujours à l'aide de simulations numériques, afin de calculer la phase de leurs paramètres S₁₁ et S₂₂. Enfin, ces valeurs sont utilisées pour déterminer la longueur des cavités 201^NP - 204^NP afin de retrouver la réponse fréquentielle voulue. D'une manière conventionnelle, la détermination de la longueur de chaque cavité comporte deux étapes : initialement la longueur de toutes les cavités est posée égale à λ_G/2, où λ_G est la longueur d'onde à centre bande dans le guide, ensuite on procède à un « réglage » des longueurs pour prendre en compte les effets de bord (déformation des lignes de force des champs) au niveau des discontinuités entre les cavités et les iris. Cette étape de réglage est connue, pour différents types de filtres à guide d'onde, depuis les publications suivantes : J. Kocbach et K. Folgero, "Design procedure for waveguide filters with cross-couplings", 2002 International Microwave Symposium Digest, IEEE MTT-S, volume 3, 2-7 juin 2002, pages 1449 - 1452 ; F. M. Vanin, D. Schmitt et R. Levy, "Dimensional synthesis for wideband waveguide filters"; 2004 International Microwave Symposium Digest, IEEE MTT-S, volume 2, 6-11 juin 2004, pages 463 - 466 ; et L. Young, "Stepped-Impedance Transformers and Filter Prototypes"; IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, volume 10, n° 5, septembre 1962, pages 339 - 359.
En général, λ_G est donné par : $λ_{G} = \frac{λ_{0}}{\sqrt{1 - {(\frac{λ_{0}}{λ_{coup}})}^{2}}}$

où λ₀ est la longueur d'onde à centre bande dans le filtre et λ_coup est la longueur d'onde de coupure du guide, obtenu au moyen de simulations numériques dans le cas du guide à parois non parallèles. Dans le cas du mode fondamental TE₁₀ d'un guide d'onde rectangulaire, λ_coup peut être exprimé sous une forme analytique et l'expression précédente se simplifie : $λ_{G} = \frac{c}{f} \frac{1}{\sqrt{1 - {(\frac{c}{2 af})}^{2}}}$

où c est la vitesse de la lumière et f la fréquence à centre bande. On observe que λ_G n'est pas exactement la même pour le filtre de référence à section rectangulaire et pour le filtre à parois non parallèles.
La fréquence de coupure du mode fondamental du filtre a tendance à augmenter avec l'angle α (voir figure 5), ce qui entraîne une augmentation de λ_G et donc de la longueur du filtre. Afin de retrouver la même fréquence de coupure que le filtre rectangulaire de référence, et donc la même longueur, il est cependant suffisant d'augmenter légèrement largeur a_cav des cavités.
De plus, une modification de la hauteur moyenne b de la structure ne modifie pas sa réponse fréquentielle, mais permet d'en régler le facteur de qualité Q pour le faire coïncider avec celui du filtre rectangulaire de référence.

Les dimensions en millimètres des cavités et des iris du filtre modifié conformément à l'invention sont données dans le tableau suivant :

	a	b_max	b_min	L
Iris 211 et 215	13,038	6,167	1,833	3
Cavités 201 et 204	22,86	7,8	0,2	21,97
Iris 212 et 214	8,086	5,344	2,656	3
Cavités 202 et 204	22,86	7,8	0,2	25,455
Iris 213	7,423	5,234	2,766	3

Les tolérances sur ces dimensions doivent être assez étroites (inférieures à 10 µm dans cet exemple ; la valeur exacte dépend de l'application spécifique considérée), mais restent généralement compatibles avec une fabrication par fraisage. Une fabrication par électroformage, plus coûteuse, peut cependant être préférée en raison de ses tolérances plus étroites, qui permettent de simplifier l'étape de conception du filtre.
La figure 3 montre la dépendance fréquentielle des paramètres de diffusion du filtre 200 de référence (courbes S^P ₁₁ et S^P ₂₁) et du filtre modifié 200^NP (courbes S^NP ₁₁ et S^NP ₂₁). On peut observer que les propriétés de filtrage des deux dispositifs sont très similaires, sauf pour un léger décalage de la fréquence centrale de la bande passante, de l'ordre de 7 MHz. Pour éliminer ce décalage il est possible de recommencer le procédé d'ajustement dimensionnel à partir d'un filtre de référence légèrement modifié, en procédant par essais successifs. En outre, l'atténuation du filtre modifié 200^NP est légèrement moins élevée aux hautes fréquences : cela est dû au fait que le filtre à parois non parallèles présente des modes d'ordre supérieur à des fréquences plus basses que le filtre de référence à section rectangulaire. Une analyse étendue à des fréquence plus élevées montre que le filtre modifié 200^NP présente la première bande passante parasite, due aux modes d'ordre supérieur, à environ 13,2 GHz, alors que cette bande est située à environ 15 GHz pour le filtre de référence.
L'effet de décalage en fréquence des modes du filtre peut être compris à l'aide de la figure 5, qui montre comment les numéros d'onde de coupure kc1, kc2 des deux modes d'ordre plus bas (c'est à dire ayant le plus petit nombre d'onde de coupure kc) évoluent à l'augmenter de l'angle α. On observe que la distance D entre les modes reste pratiquement constante pour des angles α compris entre 0° (filtre à section rectangulaire) et 30°, ensuite elle diminue rapidement au-delà de 30°. Etant donné que l'effet de suppression des décharges auto-entretenues à avalanche d'électrons est d'autant plus important que l'angle α est grand, on comprend l'intérêt de choisir une valeur proche de 30° afin d'atteindre la puissance de seuil la plus élevée tout en conservant des bonnes propriétés de filtrage.
La figure 4 montre la distribution d'amplitude du champ électrique à l'intérieur du filtre 200^NP selon l'invention pour une puissance injectée normalisée à 1 W à 9,5 GHz. On peut observer que le pic d'amplitude du champ est localisé dans les cavités de résonance centrales, 202^NP et 203^NP. Ces cavités sont donc les seules parties du filtre dans lesquelles le risque d'apparition d'une décharge auto-entretenue d'électrons est significatif. Par conséquent, il aurait été possible de limiter l'application du principe du guide d'onde à parois non parallèles seulement aux cavités centrales, en gardant une section rectangulaire pour les cavités externes et les iris. Cependant, l'utilisation d'une structure à parois non parallèles sur toute la longueur du dispositif a été préférée pour en simplifier la fabrication.
Le procédé d'ajustement dimensionnel a été décrit en référence au cas particulier d'un filtre inductif à cavités résonantes et iris, mais il peut être facilement généralisé à d'autres familles de filtres, par exemple aux filtres passe-bas capacitifs. Dans tous les cas il est nécessaire de calculer, généralement à l'aide de simulations numériques, la fréquence de coupure du guide et les paramètres S de chaque cavité ou discontinuité. Ensuite, on modifie les différentes dimensions de la structure comme dans l'exemple.
Le filtre à parois non parallèles 200^NP de la figure 2B et son filtre de référence 200 de la figure 2A ont été fabriqués et leur puissance de seuil pour l'apparition d'une décharge auto-entretenue à avalanche d'électrons à été mesurée à centre bande (9,5 GHz). Il a été trouvé que ladite puissance de seuil passe de 690 W pour le filtre conventionnel 200 à 850 W pour le filtre de l'invention 200^NP. L'utilisation d'une géométrie selon l'invention permet donc d'augmenter la puissance maximale pouvant être transmise dans un filtre à micro-ondes d'environ 23 %, soit presque 1 dB. Une puissance de seuil encore plus élevée peut être obtenue en optimisant la forme du guide d'onde, et en particulier la valeur de l'angle α.

Claims

Filtre (200^NP) à guide d'onde pour micro-ondes, caractérisé en ce qu'il comporte :
- des guides d'onde d'entrée (231) et de sortie (232) qui sont des tronçons de guide d'onde standard à section rectangulaire ;

- des cavités (201, 202, 203, 204) qui sont des tronçons de guide d'onde, chaque tronçon comportant :
• une pluralité de parois latérales,

• une section transversale comprenant une pluralité de côtés (111', 111", 112', 112") formés par des sections desdites parois latérales, ladite section transversale étant en forme de triangle ou de trapèze dans lequel deux côtés (111', 111"), opposés l'un à l'autre du trapèze ne sont pas parallèles entre eux ;

• une région interne creuse unique dont le contour est défini par lesdits côtés (111', 111", 112', 112").

- des iris (211, 212, 213, 214, 215) qui sont des tronçons de guide d'onde à section rectangulaire ou trapézoïdale, ayant des sections avec des dimensions plus étroites que les dimensions des cavités et des guides d'onde d'entrée et de sortie, et reliant les cavités (201, 202, 203, 204) entre elles et aux guides d'onde d'entrée (231) et de sortie (232).
Filtre selon la revendication 1 dans lequel ladite section transversale est en forme de trapèze dont lesdits côtés opposés (111', 111") non parallèles entre eux du trapèze sont les côtés de plus grande longueur.
Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite section transversale est en forme de trapèze dont lesdits deux côtés opposés (111', 111") non parallèles entre eux du trapèze sont reliés entre eux par deux côtés opposés (112', 112") parallèles entre eux.
Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite section transversale présente un axe de symétrie.
Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel lesdits deux côtés opposés non parallèles du trapèze forment entre eux un angle compris entre 5° et 35°, de préférence entre 15° et 35° et d'une manière encore préférée entre 20° et 30°.
Filtre selon l'une des revendications précédentes présentant au moins une fréquence de coupure dans l'une des bandes X, Ku, K ou Ka.
Emetteur à micro-ondes comportant au moins un filtre selon l'une des revendications précédentes.
Emetteur selon la revendication 9 présentant une puissance de pic d'au moins 0,5 kW dans les bandes X à Ka.