FR2700647A1 - Commutateur statique à protection intégrée pour le couplage d'une charge à une source électrique, comportant un transistor bipolaire à grille isolée. - Google Patents

Abstract

Le commutateur statique (1) est disposé en série avec une charge (12) entre les pôles (10, 11) d'une source électrique. Il comporte un transistor (2) bipolaire à grille isolée avec un émetteur (2b) à la masse interne et relié à la charge (12), un collecteur (2a) au pôle (10) de la source, et attaquant une entrée d'un soustracteur (41), dont l'autre entrée est reliée à une source (42) de tension de consigne. La sortie du soustracteur (41) est en tête d'une chaîne de rétroaction (4) couplée à la grille (2c) du transistor. La tension de grille (2c) est alors représentative du courant dans le commutateur, et est appliquée à des moyens de coupure (5) qui émettent un signal de coupure en cas de dépassement d'une valeur de seuil (de déclenchement) par la tension de grille. Le signal de coupure envoie à un circuit d'aiguillage (45) une tension de blocage qui induit une polarisation de blocage, et inhibe le circuit de rétroaction (4).

Description

i "Commutateur statique à protection intégrée pour le couplage d'une

charge à une source électrique, comportant un transistor bipolaire à grille isolée" L'invention se rapporte à un commutateur statique à protection intégrée pour le couplage d'une charge à une source électrique, comportant un transistor au moins, du

type bipolaire à grille isolée avec un espace émetteur-

collecteur traversé par un courant unidirectionnel de la source à la charge, le transistor présentant, le potentiel

d'émetteur étant pris pour origine, un courant émetteur-

collecteur fonction de la tension de grille et, au-delà d'une tension de saturation, sensiblement indépendant de la tension de collecteur, et des moyens de coupure couplés à la grille, sensibles à une grandeur électrique dérivée du courant traversant le commutateur et agencés pour délivrer à la grille une polarisation de blocage en réponse à un

dépassement d'une valeur déterminée par le courant.

Par rapport aux commutateurs classiques à commande électromagnétique et coupure mécanique, les commutateurs statiques présentent les avantages de ne pas comporter de pièces mobiles, ce qui les rend silencieux, rapides, et pratiquement inusables, et de ne pas engendrer d'étincelles lors des manoeuvres; en outre avec une source alternative on peut, de façon simple, les synchroniser sur la source pour fermer le commutateur à tension nulle et l'ouvrir à courant nul, ce qui réduit notablement les rayonnements électromagnétiques parasites En contrepartie les dispositifs semi-conducteurs des commutateurs statiques supportent en général moins bien les surintensités, en raison notamment des chutes internes de tension, et le blocage du courant traversant devient souvent de difficulté croissante avec l'intensité de ce courant à interrompre, ce

qui les rend peu aptes à couper des surintensités élevées.

Enfin, les caractéristiques de ces dispositifs semi- conducteurs sont généralement fortement dépendantes de leur température interne, ce qui peut créer des difficultés

pour ajuster les seuils de coupure.

Le technicien a, à sa disposition, différents types de dispositifs semiconducteurs capables d'agir de façon contrôlée sur un passage de courant à travers eux On peut citer les thyristors et triacs, les thyristors GTO (à coupure commandée par la gâchette), les transistors MOS, les transistors bipolaires classiques et les transistors

bipolaires à grille isolée.

Les thyristors et les triacs présentent une bonne résistance aux surintensités, et des chutes internes de tension à l'état passant faibles Mais ils présentent l'inconvénient majeur de ne pas pouvoir être bloqués; ils ne cessent d'être passants qu'après annulation du courant traversant Ils ne sont utilisables qu'avec des sources alternatives, et ne donnent pas de coupures rapides, surtout si la charge ou la source comporte des composants réactifs De plus ces dispositifs présentent une durée de rétablissement après passage d'un courant pendant laquelle l'application d'une tension est susceptible de provoquer une remise à l'état passant Cette durée de rétablissement, liée à la neutralisation des charges libérées par le passage du courant (courant d'avalanche), croit avec le courant traversant dans les instants qui précèdent l'annulation Ces dispositifs sont ainsi peu aptes à

fonctionner en protection intégrée.

On remarquera que la capacité de résistance aux surintensités peut voir son efficacité largement réduite si la durée de coupure est relativement grande, les pertes

thermiques d'énergie augmentant avec la durée de coupure.

Les thyristors GTO peuvent être bloqués par injection de charges sur la gâchette, mais ne sont pourtant pas pratiquement plus aptes à une protection intégrée, car la quantité de charge à injecter sur la gâchette croit comme le courant traversant à interrompre, en première approximation Une protection intégrée serait alors défaillante en cas de surintensités fortes, alors qu'elle

serait particulièrement utile en ce cas.

Les transistors MOS peuvent être bloqués par une énergie de commande minime, et présentent, à l'état saturé, une faible tension source-drain, celle-ci étant en outre approximativement proportionnelle au courant traversant, ce qui permet d'utiliser l'espace source-drain du MOS en capteur de surintensités en entrée des moyens de coupure Mais, si les MOS supportent bien les surintensités, d'autant que la durée de coupure peut être très faible, la densité de courant nominal est limitée, de sorte que des commutateurs seraient encombrants si la puissance traversante n'était pas faible De surcroît, les

transistors MOS sont les plus chers des dispositifs semi-

conducteurs énumérés précédemment, à même puissance nominale. Le transistor bipolaire classique est peu encombrant et peu coûteux; son blocage est aisé Il ne supporte toutefois que moyennement des surintensités, ce qui conduirait à le surdimensionner La puissance de commande nécessaire pour le saturer est relativement élevée si l'on recherche une chute interne de tension émetteur-collecteur faible, pour réduire les pertes en marche normale; mais alors la puissance à mettre en jeu pour le blocage en réponse à une surintensité n'est pas négligeable La chute de tension entre émetteur et collecteur, faible, est peu utilisable pour déceler les surintensités du courant traversant, d'autant qu'elle varie sensiblement avec la température. Le transistor bipolaire à grille isolée présente la plupart des avantages d'un transistor bipolaire à commande par la base, notamment le prix modéré et l'encombrement faible En raison de sa commande par grille isolée, il emprunte au MOS les avantages de résistance aux surintensités et de simplicité de commande, la grille n'absorbant d'énergie que lors des commutations On notera toutefois qu'il ne supporte pas des tensions inverses élevées, ce qui nécessite des précautions si les charge et source sont telles que les commutations sont susceptibles d'engendrer des tensions inverses (diodes antiparallèles de

caractéristiques appropriées).

On notera à ce sujet que tous les dispositifs semi-

conducteurs commandés, à l'exception des triacs, sont à conduction unidirectionnelle et ne peuvent être utilisés avec des sources électriques alternatives en ondes entières que dans des montages appropriés, soit par paire o chaque dispositif fonctionne en demi-onde, soit dans un montage o le dispositif est traversé dans le même sens pour les deux

demi-ondes.

Mais le transistor bipolaire à grille isolée ne possède pas la propriété du MOS favorable à la réalisation de la protection intégrée, à savoir que la chute interne de tension est sensiblement proportionnelle au courant traversant l'espace source-drain En effet, en prenant le

potentiel d'émetteur pour origine, le courant émetteur-

collecteur est fonction de la tension de grille et, au-delà d'une tension de saturation, sensiblement indépendant de la

tension de collecteur.

On comprend que la tension de collecteur n'est pas une

image appropriée du courant qui traverse l'espace émetteur-

collecteur en raison de la dépendance de la tension de grille En outre la tension de saturation varie avec la

température du semi-conducteur.

L'utilisation d'une impédance série dans le commutateur pour dériver une tension de commande des moyens de coupure aurait l'inconvénient d'augmenter la chute de tension dans le commutateur, et l'encombrement du dispositif. Le problème que devait résoudre l'invention est la réalisation d'un commutateur statique à protection intégrée comportant un transistor bipolaire à grille isolée o la grandeur dérivée du courant traversant le commutateur est prélevée sur le transistor lui-même, et permet que la valeur déterminée au- delà de laquelle le blocage est provoqué soit convenablement représentative du seuil de

surintensité qui doit provoquer la coupure.

Pour parvenir à ce but, l'invention propose un commutateur statique à protection intégrée pour le couplage d'une charge à une source électrique, comportant un transistor au moins, du type bipolaire à grille isolée avec un espace émetteur-collecteur traversé par un courant unidirectionnel de la source à la charge, le transistor présentant, le potentiel émetteur étant pris pour origine, un courant émetteur-collecteur fonction de la tension de grille et, au-delà d'une tension de saturation, sensiblement indépendant de la tension de collecteur, et des moyens de coupure couplés à la grille, sensibles à une grandeur dérivée du courant traversant le commutateur et agencés pour délivrer à la grille une polarisation de blocage en réponse à un dépassement d'une valeur déterminée par le courant, commutateur caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de rétroaction précédé d'un soustracteur recevant sur une première entrée la tension de collecteur et sur une seconde une tension de consigne, et délivrant à la grille une tension de rétroaction telle que

le circuit de rétroaction tende à l'équilibre.

En prenant pour tension de consigne une tension sensiblement égale à la tension de saturation à courant nominal et à température de fonctionnement normale, on obtient un fonctionnement en régime établi correspondant à des pertes minimales Mais en outre tout accroissement d'intensité au-delà de l'intensité nominale, qui aurait, en l'absence de rétroaction, l'effet de faire croître de façon considérable la tension collecteur, va conduire à ajuster la tension de grille à la valeur correspondant au maintien de l'état de saturation du transistor sous l'intensité accrue, pratiquement quelle que soit la surintensité apparaissant La gamme de tensions de grille correspondant à l'écart entre le courant nominal et le courant de crête envisageable est large, et la valeur déterminée au-delà de laquelle les moyens de coupure agissent est suffisamment précise pour assurer la protection nécessaire sans provoquer de coupure sur des surintensités non dangereuses

pour la charge.

De préférence la tension de consigne comprend une composante délivrée par un capteur de température thermiquement couplé au transistor Ainsi on peut adapter la tension de consigne aux variations de la tension de

saturation avec la température.

De préférence également les moyens de coupure comprennent un moyen d'aiguillage disposé entre le circuit de rétroaction et la grille du transistor et agencé pour substituer à la tension de rétroaction la polarisation de blocage en réponse à un dépassement par la tension de rétroaction d'un seuil de tension; on assure ainsi une

coupure très rapide.

De préférence encore les moyens de coupure comportent des moyens de temporisation couplés à un générateur de seuil de tension, tel que le seuil de tension décroisse avec le temps suivant une loi fixée Il est fréquent que des charges, telles que des moteurs ou des appareils d'éclairage à incandescence, appellent à la mise sous tension des intensités très supérieures à l'intensité en régime établi Il est donc utile que le commutateur accepte des surintensités transitoires d'autant plus grandes qu'elles sont brèves Les commutateurs à capteurs de surintensités électromagnétiques classiques mettent en jeu l'inertie des pièces mobiles pour obtenir une caractéristique de ce genre; en disposition intégralement à semi-conducteurs, il est possible de choisir une loi de

décroissance adaptée exactement aux besoins.

Lorsque la source électrique est une source de tension alternative telle qu'un réseau de distribution électrique, il est nécessaire d'associer au transistor bipolaire à grille isolée des composants redresseurs pour, d'une part, éviter de soumettre le transistor à des tensions inverses élevées, qu'il supporte mal, et, d'autre part, utiliser les deux demi-périodes de la tension alternative de source pour ne pas communiquer à cette source une composante de courant continu Deux montages sont préférés: Soit on utilise deux transistors à grille isolée montés en série reliés par les deux émetteurs, et deux diodes montées chacune avec son anode reliée aux émetteurs et sa cathode reliée au collecteur d'un respectif des deux transistors Ainsi, pour chaque demi-alternance, le courant traverse une diode et le transistor associé à l'autre diode. Soit on n'utilise qu'un transistor à grille isolée disposé dans une diagonale de sortie continue d'un pont redresseur à quatre diodes dont la diagonale d'entrée alternative est insérée entre source et charge Ainsi le transistor est traversé par un courant unidirectionnel qu'il peut interrompre pendant les deux demi- alternances de la source On notera toutefois que ce montage implique que la chute interne de tension dans le commutateur corresponde à la somme des chutes internes de trois composants

semi-conducteurs, le transistor et deux diodes.

Lorsqu'on utilise le montage à deux transistors et deux diodes, il est préférable que les collecteurs des transistors soient reliés à la première entrée du soustracteur chacun par une diode respective dans le sens passant Ce montage correspond à une porte OU, et la première entrée du soustracteur reçoit celle des tensions de collecteur qui est la plus élevée Or la tension de collecteur du transistor qui est passant ne peut être inférieure à la tension de saturation, alors que la tension de collecteur du transistor non passant est la chute de tension dans la diode associée, inférieure à la tension de saturation On peut donc n'utiliser qu'un soustracteur et

un circuit de rétroaction pour les deux transistors.

Fréquemment le commutateur sera muni de commandes de marche et d'arrêt Comme les circuits de pilotage de transistor bipolaire à grille isolée demandent une alimentation en courant continu propre et indépendante du commutateur, et que cette alimentation sera dérivée de la source alternative, on peut disposer un détecteur d'annulation de tension et un détecteur de courant traversant, et valider la commande de marche à l'annulation de tension, et la commande d'arrêt à courant nul Ces dispositions entraînent un retard de réponse aux commandes marche ou arrêt toujours inférieur à 10 millisecondes pour une source à 50 Hz, et limitent les parasites renvoyés vers

le réseau de distribution.

Des caractéristiques secondaires et les avantages de l'invention ressortiront d'ailleurs de la descripiton qui va suivre à titre d'exemple, en référence aux dessins annexés dans lesquels: la figure 1 est un schéma des dispositions essentielles de l'invention; la figure 2 est un schéma d'un montage à deux transistors pour une source électrique alternative; la figure 3 est un schéma d'une variante pour source électrique alternative, avec un transistor unique associé

à un pont de diodes.

Selon la forme de réalisation choisie et représentée figure 1, un commutateur 1 dans son ensemble comprend, entre les pôles plus 10 et moins 11 d'une source de tension continue, un transistor bipolaire à grille isolée 2 en série avec une charge 12, telle qu'un moteur, un appareil d'éclairage à incandescence classique ou à halogène Le transistor bipolaire à grille isolée 2, dit couramment IGBT (pour Isolated Gate Bipolar Transistor) comporte un collecteur 2 a, un émetteur 2 b et une grille 2 c isolée de la jonction entre émetteur et collecteur En raison de la faible tension de claquage inverse inhérente à ce type de transistor, une diode 3 est montée avec son anode reliée à l'émetteur 2 b et sa cathode au collecteur 2 a La masse interne du commutateur est reliée à l'émetteur 2 b, dont le

potentiel sera pris comme origine des tensions.

Un conducteur de liaison 40 relie la connexion de collecteur 2 a à une première entrée, inverseuse, d'un amplificateur opérationnel 41 monté en soustracteur qui reçoit sur sa seconde entrée, directe, une tension de référence issue d'une source 42 munie d'un capteur thermique 43 en contact avec le radiateur sur lequel est monté le transistor IGBT 2 Ce contact thermique n'est pas

schématisé sur la figure 1 pour ne pas nuire à sa clarté.

La sortie du soustracteur 41 attaque l'entrée directe d'un second amplificateur opérationnel 44 qui fonctionne en décaleur en ajoutant une tension positive de seuil 44 a à la tension délivrée par le soustracteur 41, de sorte que son signal de sortie évolue entre cette tension de seuil et une tension positive maximale en réponse à un signal de sortie du soustracteur variant de zéro à une valeur positive On assure ainsi que le transistor IGBT 2 sera saturé même pour

des courants émetteur-collecteur tendant vers zéro.

La tension de sortie de l'amplificateur décaleur est appliquée à l'entrée directe d'un amplificateur 45 Sur l'entrée inverseuse de cet amplificateur peut être appliqué un signal de blocage positif issu d'un circuit générateur de signal de blocage 51, réalisé spécialement pour commander le transistor IGBT 2 Le signal de blocage est ici un signal positif d'amplitude suffisante pour abaisser la tension de sortie de l'amplificateur 45 à une valeur négative ou polarisation de blocage suffisante pour bloquer le transistor IGBT 2 quelle que soit la tension positive

appliquée à l'entrée directe de cet amplificateur 45.

Celui-ci présente ainsi une fonction d'aiguillage, le signal issu du soustracteur 41 étant présent amplifié et décalé en sortie de l'amplificateur 45 en l'absence de signal de blocage, ce signal de blocage se substituant, sous forme de polarisation de blocage, par priorité à la tension de sortie, amplifiée et décalée, du soustracteur

41.

Les soustracteur 41, amplificateur décaleur 44 et amplificateur d'aiguillage 45 forment ensemble un circuit de rétroaction 4 qui va délivrer sur la grille 2 c du transistor IGBT 2 un signal ou tension de rétroaction fonction de la différence entre la tension de collecteur 2 a transmise par la ligne 40 et la tension de consigne issue de la source 42, tension de rétroaction telle que le courant traversant le transistor IGBT de l'émetteur 2 b au collecteur 2 a va s'ajuster pour amener la tension de collecteur à équilibrer la tension de référence; la tension de référence sera choisie pour correspondre sensiblement à la zone de fonctionnement linéaire du

transistor IGBT 2 sans atteindre la tension de saturation.

S'il advient une surintensité, le circuit de rétroaction réagira pour augmenter la tension de grille pour ramener la

tension de collecteur vers la tension de consigne.

Par ailleurs, la tension de grille 2 c est

représentative du courant qui traverse l'espace émetteur-

collecteur du transistor IGBT 2.

Le commutateur 1 comporte des moyens de coupure 5 dans leur ensemble qui sont constitués d'un circuit à seuil 50 et du générateur de signal de blocage 51 La tension de grille 2 c est appliquée au circuit à seuil 50, qui émettra un signal de coupure en direction du générateur de blocage 51 si la tension de grille 2 c dépasse une valeur déterminée correspondant à un courant traversant le transistor à la

limite tolérable.

De son côté, le générateur de signal de blocage 51 fonctionne comme une bascule, qui s'arme par la commande 52 en réponse à l'émission d'un signal de marche, pour annihiler un signal de blocage positif sur l'entrée inverseuse de l'amplificateur 44, et se désarme en réponse, soit à un signal d'arrêt émis par la commande 53, soit à un signal de coupure émis par le circuit à seuil 50, le désarmement se traduisant par l'émission d'un signal

positif de blocage.

On notera que le circuit à seuil 50 peut comporter une pluralité de seuils associés à des moyens de temporisation,

de sorte que la tension de seuil décroisse avec le temps.

En fait on prévoit par exemple trois seuils de coupure étagés, auxquels on fera correspondre des durées de temporisation pendant lesquelles chacun des courants correspondant à un seuil respectif est tolérable Un dépassement du seuil le plus faible lance les il temporisations, et le signal de coupure est émis si le dépassement de l'un des seuils persiste à la fin de la temporisation associée L'émission du signal de coupure remet à zéro les temporisations, ainsi que la fin de la temporisation la plus longue, en l'absence d'émission de

signal de coupure.

La figure 1 représente un commutateur prévu pour coupler une charge à une source de tension continue; cette disposition a été décrite en premier parce qu'elle est plus simple; mais le plus généralement les commutateurs devront être prévus pour des sources alternatives, telles que les

réseaux de distribution électrique.

La figure 2 représente un premier montage pour coupler une charge 12 à une source alternative comportant un pôle de phase 15 et un pôle de neutre 16 La charge 12 est

disposée entre le commutateur et le pôle de neutre.

Le commutateur comporte deux transistors IGBT 20 et 21, avec des collecteurs 20 a et 21 a, des émetteurs 20 b et 21 b, et des grilles 20 c et 21 c respectivement Les transistors IGBT 20 et 21 sont montés en série entre pôle de phase 15 et source 12, avec leurs émetteurs 20 b, 21 b reliés entre eux et à la masse interne du commutateur Deux diodes 30 et 31 sont montées avec leurs anodes reliées aux émetteurs 20 b et 21 b, et leurs cathodes respectivement reliées aux collecteurs 20 a et 21 a des transistors 20 et 21 Pendant une demi-alternance le courant passera du pôle de phase 15 au pôle de neutre 16 en passant par le transistor IGBT 20, la diode 31 et la charge 12, et pendant l'autre demi- alternance du pôle de neutre 16 au pôle de phase 15 en passant par la charge 12, le transistor IGBT 21

et la diode 30 On remarquera que pendant la première demi-

alternance, le transistor 21 est court-circuité par la diode 31, tandis que pendant la seconde demi-alternance, le transistor 20 est courtcircuité par la diode 30, de sorte que les tensions inverses appliquées aux transistors IGBT sont réduites aux chutes de tension dans les diodes passantes. Les collecteurs 20 a et 2 la sont reliés à la ligne de rétroaction 40 respectivement par des diodes 40 a et 40 b, qui constituent l'équivalent d'une porte OU La tension de collecteur du transistor passant est supérieure à la chute de tension dans la diode passante, de sorte que la ligne 40 sera en permanence à la tension de collecteur du transistor IGBT passant Le circuit 4, 5 est l'équivalent des circuits de rétroaction 4 et de coupure 5 décrits en référence à la figure 1, de sorte que les tensions de grille des deux transistors 20 et 21 sont en permanence les mêmes, qu'il s'agisse d'ajuster le courant traversant le transistor passant pour que la tension de collecteur tende vers la tension de consigne, ou qu'il s'agisse de bloquer les transistors pour le sens passant selon la demi- alternance

de source.

On remarquera que, lorsque le commutateur est fermé, c'est-à-dire laisse passer le courant de la source à la charge, le transistor qui est dans le sens bloquant pour une demi-alternance reçoit sur sa grille une tension positive; mais ceci est sans inconvénient puisque la grille est isolée et que la tension entre émetteur et collecteur est limitée par la diode montée entre ces

électrodes dans le sens passant.

La variante représentée figure 3 met en oeuvre un seul transistor IGBT 22, avec un collecteur 22 a, un émetteur 22 b à la masse interne du commutateur, et une grille 22 c Des circuits de rétroaction et de coupure 4, 5 sont disposés avec une liaison 40 au collecteur 22 a et une liaison à la

grille 22 c dans la même disposition que sur la figure 1.

Un pont redresseur à quatre diodes 32, 33, 34, 35 présente une diagonale d'entrée alternative entre un sommet entre l'anode de la diode 32 et la cathode de la diode 33 relié au pôle de phase 15 de la source alternative, et un sommet entre l'anode de la diode 34 et la cathode de la diode 35, relié à la charge 12 à son tour reliée au pôle de neutre 16 de la source alternative Le pont présente également une diagonale de sortie continue entre un sommet o sont connectées les anodes des diodes 33 et 35, reliées à l'émetteur 22 b du transistor IGBT et à la masse interne, et un sommet o sont connectées les cathodes des diodes 32 et 34, relié au collecteur 22 a On comprend immédiatement que, bien que le courant passant de la source 15, 16 à la charge 12 soit alternatif, le courant qui traverse le

transistor 22 est unidirectionnel.

Par rapport au circuit représenté figure 2, le montage selon la figure 3 présente l'avantage de n'utiliser qu'un transistor IGBT, mais en contrepartie requiert quatre diodes au lieu de deux, et le courant traverse trois composants semi-conducteurs (un IGBT et deux diodes) au lieu de deux (un IGBT et une diode) La minimisation des pertes conduit à choisir des diodes à faible chute interne de tension Toutefois on remarquera que les contraintes de

tension inverse des diodes sont divisées par deux.

Bien entendu, les éléments qui constituent les circuits de rétroaction 4 et de coupure 5 nécessitent la présence d'une source continue de faible puissance pour leur alimentation, qui sera dérivée de la même source alternative 15, 16 que l'alimentation de la charge Il est intéressant que les commandes de marche et d'arrêt 52, 53 provoquent respectivement la fermeture du commutateur à tension nulle et l'ouverture à courant nul, pour limiter les transitoires dus aux composantes réactives de la charge

12 et de la source 15, 16.

On munira dans ce but le générateur de signal de blocage 51 d'un détecteur de nullité de tension, qui validera la commande marche 52 au passage par zéro de la tension, et un détecteur de courant nul qui validera la

commande arrêt 53 à courant traversant nul.

Les détecteurs de nullité de tension et de courant peuvent être constitués de toute façon que pourra le concevoir un homme du métier Par exemple, pour le détecteur de nullité de tension, on pourra disposer à la sortie du redresseur deux alternances, avant filtrage un amplificateur écrêteur débitant dans la diode électroluminescente d'un photocoupleur à la sortie duquel une impulsion apparaîtra en réponse à l'extinction de la diode électroluminescente Cette impulsion sera appliquée à une entrée d'une porte ET et la commande marche sur une seconde entrée. Un montage analogue disposé entre ligne de rétroaction et masse détectera la nullité du courant traversant, et en combinaison ET avec la commande d'arrêt 53 validera cette dernière commande On précise que la commande d'arrêt 53 est symbolisée par un poussoir à coupure, par analogie avec la commande classique d'un commutateur électromécanique Mais, en réalité, la commande arrêt peut être quelconque, et, en combinaison avec une porte ET,

délivrera un état haut pour commander l'ouverture.

Bien entendu, l'invention n'est pas limitée aux exemples décrits mais en embrasse tous les modes

d'exécution, dans le cadre des revendications.

Claims (10)

REVENDICATIONS

1 Commutateur statique à protection intégrée pour le couplage d'une charge ( 12) à une source électrique ( 10-11, -16), comportant un transistor ( 2, 20, 21, 22) au moins, du type bipolaire à grille isolée ( 2 c, 20 c, 21 c, 22 c) avec un espace émetteur ( 2 b, 20 b, 21 b, 22 b)-collecteur ( 2 a, 20 a, 21 a, 22 a) traversé par un courant unidirectionnel de la source ( 10-11, 15-16) à la charge ( 12), le transistor ( 2, , 21, 22) présentant, le potentiel émetteur ( 2 b, 20 b,

21 b, 22 b) étant pris pour origine, un courant émetteur-

collecteur fonction de la tension de grille ( 2 c, 20 c, 21 c, 22 c) et, au-delà d'une tension de saturation, sensiblement indépendant de la tension de collecteur ( 2 a, 20 a, 21 a, 22 a), et des moyens de coupure ( 4, 5) couplés à la grille, sensibles à une grandeur dérivée du courant traversant le commutateur ( 1) et agencés pour délivrer à la grille ( 2 c, c, 21 c, 22 c) une polarisation de blocage en réponse à un dépassement d'une valeur déterminée par le courant, commutateur caractérisé en ce qu'il comporte un circuit de rétroaction ( 4) précédé d'un soustracteur ( 41) recevant sur une première entrée la tension de collecteur ( 40) et sur une seconde une tension de consigne ( 42), et délivrant à la grille ( 2 c, 20 c, 21 c, 22 c) une tension de rétroaction telle

que le circuit de rétroaction ( 4) tende à l'équilibre.

2 Commutateur selon la revendication 1, caractérisé en ce que la tension de consigne ( 42) comprend une composante délivrée par un capteur ( 43) de température

thermiquement couplé au transistor.

3 Commutateur selon l'une des revendications 1 et 2,

caractérisé en ce que les moyens de coupure ( 4, 5) comprennent un moyen d'aiguillage ( 51, 45) disposé entre le circuit de rétroaction ( 4) et la grille du transistor ( 2 c, c, 21 c, 22 c) et agencé pour substituer à la tension de rétroaction la polarisation de blocage en réponse à un dépassement par la tension de rétroaction d'un seuil de

tension ( 50).

4 Commutateur selon la revendication 3, caractérisé en ce que les moyens de coupure ( 50) comportent des moyens de temporisation couplés à un générateur de seuil de tension, tel que le seuil de tension décroisse avec le temps suivant une loi fixée.

Commutateur selon une quelconque des revendications

1 à 4, pour une source électrique alternative ( 15-16), caractérisé en ce qu'il comporte deux transistors ( 20, 21) à grille isolée montés en série reliés par leurs émetteurs ( 20 b, 21 b), et deux diodes ( 30, 31) montées chacune avec son anode reliée aux émetteurs ( 20 k, 21 b) et sa cathode au collecteur ( 20 a, 21 a) d'un respectif des deux transistors

( 20, 21).

6 Commutateur selon la revendication 5, caractérisé en ce que les collecteurs ( 20 a, 21 a) des deux transistors sont reliés à la première entrée ( 40) du soustracteur

chacun par une diode ( 40 a, 40 k) respective en sens passant.

7 Commutateur selon une quelconque des revendications

1 à 4, pour une source électrique alternative ( 15-16), caractérisé en ce qu'il comporte, en association avec un unique transistor ( 22) à grille isolée, un pont redresseur à quatre diodes ( 32, 33, 34, 35), avec une diagonale d'entrée alternative ( 32-33, 34-35) insérée entre source ( 15-16) et charge ( 12), et une diagonale de sortie ( 32-34,

33-35) continue o est inséré le transistor ( 22).

8 Commutateur selon l'une quelconque des

revendications 5 à 7, muni de commandes de marche ( 52) et

d'arrêt ( 53), caractérisé en ce qu'il comporte un détecteur d'annulation de tension de source agencé pour valider la commande de marche ( 52) à tension nulle et un détecteur de courant traversant agencé pour valider la commande arrêt

( 53) à courant nul.