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Die
Erfindung bezieht sich auf einen integrierten statischen Schutzschalter
zur Kopplung einer Last an eine elektrische Quelle mit mindestens
einem Transistor der bipolaren Art mit isoliertem Gate, mit einer
von einem in einer Richtung von der Quelle zur Last fließenden Strom
durchflossenen Emitter-Kollektor-Strecke,
wobei der Transistor bei Wahl des Emitter-Potentials als Nullpunkt einen Emitter-Kollektorstrom
aufweist, der von der Gate-Spannung abhängt und darüber hinaus von einer Sättigungsspannung,
die weitgehend unabhängig
von der Kollektorspannung ist, sowie mit mit dem Gate verbundenen
Einrichtungen, die auf eine elektrische Größe reagieren, die von dem den
Schalter durchfließenden
Strom abgeleitet ist, und die eingerichtet sind, an das Gate eine
Sperrvorspannung zu legen als Antwort auf ein Überschreiten eines von dem Strom
bestimmten Wertes.
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Ein
derartiger Schutzschalter ist aus der
EP 0 467 681 A2 bekannt.
5 zeigt
mit dem Gate eines Schalt-IGBT verbundene Einrichtungen, die auf eine
von dem dem Transistor durchfließenden Strom abgeleitete Größe reagieren
und eingerichtet sind, dem Gate eine Sperrvorspannung als Antwort
auf ein Überschreiten
eines bestimmten Wertes durch den Strom zu geben.
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Aus
der
US-PS 5,164,659 ist
ein Schalter bekannt, der einen Rückkopplungskreis umfasst, der ein
Subtrahierglied aufweist, mit einem ersten Eingang, auf den die
Spannung des Drains des Schalttransistors gelegt ist, und mit einem
zweiten Eingang, auf den eine Sollspannung gelegt ist, der an das
Gate des Schalttransistors eine Rückkopplungsspannung legt, so
dass der Rückkopplungskreis
zum Gleichgewicht strebt. Es liegt jedoch kein Schutzschalter vor, der
mit dem Gate verbundene Einrichtungen aufweist, die dem Gate eine
Sperrvorspannung als Antwort auf ein Überschreiten eines bestimmten
Stromwertes geben.
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Durch
1 der
EP 0 369 048 A1 ist ein Schutzschalter
mit einem Rückkopplungskreis
offenbart, mit dem als Antwort auf ein Überschreiten eines bestimmten
Stromwertes (Überlast-
oder Kurzschlussfall) die Drain-Source-Spannung des Schalt-Transistors auf die
Höhe der
Einsatzspannung eines zweiten Transistors eingeregelt wird.
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Aus
1 der
US-PS 4,937,697 ist ein
gattungsähnlicher
Stand der Technik bekannt, bei dem ebenfalls dem Gate eines Schalttransistors
eine Sperrvorspannung als Antwort auf ein Überschreiten eines bestimmten
Stromwertes, repräsentiert
durch einen Grenzspannungswert für
die Drain-Source-Spannung, gegeben wird, wobei der Grenzspannungswert
einen von einem mit dem Transistor verbundenen thermischen Temperaturdetektor
gelieferten Anteil aufweist.
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In
bezug auf bekannte Schalter mit elektromagnetischer Steuerung und
mechanischer Trennung weisen die statischen Schalter den Vorteil
auf, keine beweglichen Teile zu umfassen, was diese geräuscharm,
schnell und praktisch unverwüstlich macht,
und während
des Betriebes keine Funken zu erzeugen; außerdem kann man sie mit einer
Wechselstromquelle auf einfache Weise mit der Quelle synchronisieren,
um den Schalter bei Spannung Null zu schließen und bei Strom Null zu öffnen, wodurch die
elektromagnetischen Störstrahlen
deutlich reduziert werden. Dagegen halten die Halbleitereinrichtungen
statischer Schalter im allgemeinen Überströme weniger gut aus, insbesondere
aufgrund von inneren Spannungsabfällen, und die Sperrung des
hindurchfließenden
Stromes wird mit der Stärke
des zu unterbrechenden Stromes zunehmend schwieriger, was sie wenig
geeignet macht, hohe Überströme zu trennen.
Schließlich
sind die Eigenschaften dieser Halbleitervorrichtungen im allgemeinen
stark von ihrer inneren Temperatur abhängig, was zu Schwierigkeiten
beim Einstellen der Abtrennschwellen führen kann.
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Dem
Techniker stehen verschiedene Arten von Halbleitervorrichtungen
zur Verfügung,
die fähig sind,
kontrolliert auf einen Stromdurchgang durch sie zu reagieren. Zu
nennen sind Thyristoren und Triacs, GTO-Thyristoren (mit Gate-gesteuerter
Trennung), MOS-Transistoren, klassische bipolare Transistoren und
bipolare Transistoren mit isoliertem Gate.
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Thyristoren
und Triacs weisen eine gute Beständigkeit
gegen Überströme auf und
geringe innere Spannungsabfälle
im Durchlaßzustand.
Aber sie weisen den Hauptnachteil auf, nicht gesperrt werden zu können; sie
bleiben solange durchlässig,
bis der hindurchfließende
Strom Null ist. Sie sind nur mit Wechselstromquellen verwendbar
und bewirken kein schnelles Abtrennen, vor allem wenn die Last oder die
Quelle Blindanteile aufweisen. Des weiteren weisen diese Vorrichtungen
nach dem Durchfluß eines Stromes
eine Wiederherstellungszeit auf, während der das Anlegen einer
Spannung eine Rückkehr
in den Durchlaßzustand
hervorrufen kann. Diese Wiederherstellungszeit, die mit der Neutralisation
der durch den Durchfluß des
Stromes (Lawinenstrom) freigesetzten Ladungen verbunden ist, wächst mit dem
durchfließenden
Strom kurz vor dem Nullwerden. Diese Vorrichtungen sind daher wenig
geeignet, als integrierter Schutz zu wirken.
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Man
kann feststellen, daß die
Bestandsfähigkeit
gegen Überströme stark
reduziert ist, wenn die Abtrennzeit relativ groß ist, da die thermischen Energieverluste
mit der Abtrennzeit steigen.
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Die
GTO-Thyristoren können
durch Zuführung
von Ladung auf das Gate gesperrt werden, aber sind praktisch dennoch
auch nicht besser für
einen integrierten Schutz geeignet, denn die Größe der auf das Gate zuzuführenden
Ladung wächst
in erster Näherung
mit dem durchfließenden,
zu unterbrechenden Strom. Ein integrierter Schutz versagt also im Falle
von starken Überströmen, wobei
er gerade in diesem Fall besonders nützlich wäre.
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MOS-Transistoren
können
durch eine sehr geringe Steuerenergie gesperrt werden und weisen im
Sättigungszustand
eine geringe Source-Drain-Spannung auf, wobei diese im übrigen näherungsweise
proportional zum durchfließenden Strom
ist, was es erlaubt, die Source-Drain-Strecke des MOS als Aufnehmer
für Überströme des Trennmittels
zu benutzen. Aber, wenn die MOS Überströme gut aushalten,
ist die Nennstromdichte begrenzt, zumal die Trennzeit gering sein
kann, so daß die Schalter
sperrig wären,
wenn die durchfließende Leistung
nicht gering ist. Darüber
hinaus sind die MOS-Transistoren bei gleicher Nennleistung die teuersten
der zuvor aufgezählten
Halbleitervorrichtungen.
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Der
klassische bipolare Transistor beansprucht wenig Platz und ist nicht
teuer; seine Sperrung ist einfach. Er hält, wenn überhaupt, nur mittelmäßig Überströme aus,
was zu einer Überdimensionierung
führen
würde.
Die zu seiner Sättigung
notwendige Steuerleistung ist relativ hoch, wenn man einen geringen
inneren Spannungsabfall zwischen Emitter und Kollektor wünscht, um
die Verluste im Normalbetrieb zu reduzieren; aber dann ist die für eine Sperrung
als Antwort auf einem Überstrom
einzusetzende Leistung nicht vernachlässigbar.
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Der
schwache Spannungsabfall zwischen Emitter und Kollektor ist wenig
brauchbar, um Überströme des durchfließenden Stromes
zu erfassen, zumal er sich spürbar
mit der Temperatur verändert.
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Ein
bipolarer Transistor mit isoliertem Gate weist die meisten Vorteile
eines basisgesteuerten bipolaren Transistors auf, insbesondere den
moderaten Preis und den geringen Platzbedarf. Aufgrund seiner Steuerung
durch ein isoliertes Gate verleiht er dem MOS den Vorteil der Beständigkeit
gegenüber Überströmen und
der einfachen Steuerung, wobei das Gate nur während des Trennens Energie
aufnimmt. Es ist jedoch anzumerken, daß er keine hohen Gegenspannungen
aushält,
was Vorsichtsmaßnahmen
erfordert, wenn Last und Quelle derart sind, daß die Trennvorgänge fähig sind,
Gegenspannungen zu erzeugen (antiparallele Dioden mit geeigneten
Eigenschaften).
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Hierzu
ist anzumerken, daß alle
gesteuerten Halbleitervorrichtungen mit Ausnahme der Triacs nur in
einer Richtung leitend sind und nur bei geeigneter Anordnung mit
elektrischen Wechselstromquellen mit vollständiger Welle benutzt werden
können,
sei es paarweise, wobei jede Vorrichtung auf eine Halbwelle wirkt,
sei es in einer Anordnung, in der die Vorrichtung von beiden Halbwellen
gleichsinnig durchflossen wird.
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Aber
der bipolare Transistor mit isoliertem Gate besitzt nicht die für die Verwirklichung
eines integrierten Schutzes günstigen
Eigenschaften des MOS, nämlich
daß der
innere Spannungsabfall weitgehend proportional zu dem die Source-Drain-Strecke durchfließenden Strom
ist. Tatsächlich
ist, wenn man das Emitter-Potential als Nullpunkt nimmt, der Emitter-Kollektorstrom
abhängig
von der Gate-Spannung und darüber
hinaus von einer Sättigungsspannung,
die weitgehend unabhängig
ist von der Kollektorspannung.
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Man
sieht, daß die
Kollektorspannung aufgrund der Abhängigkeit von der Gate-Spannung
kein geeignetes Abbild des Stromes ist, der die Emitter-Kollektorstrecke
durchfließt.
Außerdem
verändert sich
die Sättigungsspannung
mit der Temperatur des Halbleiters.
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Die
Verwendung einer Reihenimpedanz in dem Schalter, um von den Trennmitteln
eine Steuerspannung abzuleiten, hätte den Nachteil, daß der Spannungsabfall
im Schalter erhöht
und der Platzbedarf der Vorrichtung vergrößert würde.
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Das
von der Erfindung zu lösende
Problem ist die Verwirklichung eines integrierten statischen Schutzschalters
mit einem bipolaren Transistor mit isoliertem Gate, bei welchem
die von dem den Schalter durchfließenden Strom abgeleitete Größe vom Transistor
selbst entnommen ist, und ermöglicht,
daß der
bestimmte Wert, oberhalb dessen die Sperrung bewirkt wird, ausreichend
repräsentativ
ist für
die Schwelle des Überstroms,
welcher die Abtrennung hervorrufen muß.
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Um
dieses Ziel zu erreichen, schlägt
die Erfindung einen integrierten statischen Schutzschalter zur Verbindung
einer Last mit einer elektrischen Quelle vor, mit mindestens einem
Transistor bipolarer Art mit isoliertem Gate, mit einer von einem
in einer Richtung von der Quelle zur Last fließenden Strom durchflossenen
Ermitter-Kollektor-Strecke, wobei der Transistor einen Emitter-Kollektor-Strom aufweist, der
bei Verwendung des Emitter-Potentials
als Nullpunkt von der Gate-Spannung abhängt und darüber hinaus von einer Sättigungsspannung,
die weitgehend unabhängig
ist von der Kollektorspannung, und mit mit dem Gate verbundenen
Einrichtungen, die auf eine von dem den Schalter durchfließenden Strom abgeleiteten
Größe reagieren
und eingerichtet sind, dem Gate eine Sperrvorspannung als Antwort
auf ein Überschreiten
eines bestimmten Wertes durch den Strom zu geben, dadurch gekennzeichnet,
dass die Einrichtungen einen Rückkopplungskreis
umfassen, der ein Subtrahierglied aufweist, mit einem ersten Eingang,
auf den die Kollektorspannung gelegt ist, und mit einem zweiten
Eingang, auf den ein Spannungssollwert gelegt ist, und der an das
Gate eine Rückkopplungsspannung
legt, so dass der Rückkopplungskreis
zum Gleichgewicht strebt.
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Indem
man als Sollspannung eine Spannung verwendet, die weitgehend gleich
ist mit der Sättigungsspannung
bei Nennstrom und normaler Betriebstemperatur, erhält man eine
Wirkungsweise mit minimalen Verlusten im Betriebszustand. Außerdem führt jede
Steigerung der Stromstärke über die
Nennstromstärke
hinaus, die ohne Rückkopplung
die Kollektorspannung deutlich anwachsen ließe, dazu, die Gate-Spannung auf einen
Wert einzustellen, der der Aufrechterhaltung des Sättigungszustandes
des Transistors bei gestiegener Stromstärke entspricht, praktisch unabhängig davon,
welcher Überstrom
auftritt. Der Bereich der Gate-Spannung, die dem Abstand zwischen
Nennstrom und erwartbarem Spitzenstrom entspricht, ist groß, und der
bestimmte Wert, oberhalb dessen die Einrichtungen arbeiten, ist ausreichend
präzise,
um den notwendigen Schutz sicherzustellen, ohne ein Trennen bei
für die
Last ungefähr lichen Überströmen zu bewirken.
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Bevorzugt
umfasst die Sollspannung einen Anteil, der von einem thermisch mit
dem Transistor verbundenen Temperaturfühler geliefert wird. Auf diese
Weise kann die Sollspannung an die Änderungen der Sättigungsspannung
mit der Temperatur angepasst werden.
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Ebenfalls
bevorzugt umfassen die Einrichtungen Trennmittel, die zwischen dem
Rückkopplungskreis
und dem Transistor-Gate angeordnet und zusammen mit einem Verzweigungsmittel
so ausgebildet sind, dass die Rückkopplungsspannung
durch die Sperrvorspannung ersetzt wird als Antwort auf ein Überschreiten
einer Spannungsschwelle durch die Rückkopplungsspannung; auf diese
Weise wird ein sehr schnelles Trennen sichergestellt.
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Weiterhin
bevorzugt umfassen die Trennmittel ein Verzögerungsmittel, welches an einen
Spannungsschwellen-Generator gekoppelt ist, so dass die Spannungsschwelle
mit der Zeit nach einer festen Regel abnimmt. Es ist häufig der
Fall, dass Lasten, wie Motoren oder Leuchtblitzgeräte, bei
Spannungsbeaufschlagung Stromstärken
hervorrufen, welche die Stromstärke
im Betriebszustand bei weitem übersteigen.
Es ist daher nützlich,
dass der Schalterdurchfluss Überströme aufnimmt,
die umso größer sind,
je kürzer
sie sind. Die bekannten Schalter mit elektromagnetischer Überstromaufnahme
setzen die Trägheit
der beweglichen Teile ein, um eine Eigenschaft dieser Art zu erhalten;
bei vollständiger
Ausgestaltung mit Halbleitern ist es möglich, eine exakt an die Bedürfnisse
angepasste Abnahmeregel auszuwählen.
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Wenn
es sich bei der elektrischen Quelle um eine Wechselspannungsquelle
wie ein elektrisches Verteilungsnetz handelt, ist es notwendig,
dem bipolaren Transistor mit isoliertem Gate Gleichrichterkomponenten
zuzuordnen, um einerseits zu vermeiden, dass der Transistor hohen
Gegenspannungen ausgesetzt wird, die er schlecht verträgt, und
andererseits um beide Halbperioden der Quellenwechselspannung auszunutzen, um
dieser Quelle nicht einen Gleichstromanteil zu übertragen. Zwei Anordnungen sind
bevorzugt:
Entweder verwendet man zwei in Reihe geschaltete Transistoren
mit isoliertem Gate, welche über
ihre beiden Emitter verbunden sind, und zwei Dioden, die jeweils
mit ihrer Anode mit den Emittern und mit ihrer Kathode mit dem Kollektor
eines der beiden Transistoren verbunden sind. Auf diese Weise durchfließt der Strom
in jeder Halbperiode eine Diode und den der anderen Diode zugeordneten
Transistor.
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Oder
man verwendet nur einen Transistor mit isoliertem Gate, welcher
in einer Gleichstrom-Ausgangsdiagonale einer Gleichrichterbrücke mit
vier Dioden angeordnet ist, deren Wechselstrom-Eingangsdiagonale
zwischen Quelle und Last geschaltet ist. Auf diese Weise wird der
Transistor durch einen in einer Richtung fließenden Strom durchflossen,
den er während
beider Halbperioden der Quelle unterbrechen kann. Es ist jedoch
anzumerken, daß diese
Anordnung bedingt, daß der
innere Spannungsabfall im Schalter der Summe der inneren Abfälle der
drei Halbleiterbestandteile, Transistor und zwei Dioden, entspricht.
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Wenn
man den Aufbau mit zwei Transistoren und zwei Dioden verwendet,
ist es vorzuziehen, daß die
Kollektoren der Transistoren mit dem ersten Eingang des Subtrahiergliedes
jeweils über
eine in Durchflußrichtung
geschaltete Diode verbunden werden. Dieser Aufbau entspricht einem
ODER-Glied, und der erste Eingang des Subtrahiergliedes erhält diejenige
Kollektorspannung, die am höchsten
ist. Folglich kann die Kollektorspannung des durchlässigen Transistors
nicht kleiner sein als die Sättigungsspannung,
während
die Kollektorspannung des nicht durchlässigen Transistors den Spannungsabfall
in der zugeordneten Diode darstellt, die geringer ist als die Sättigungsspannung.
Man kann also nur ein Subtrahierglied und einen Rückkopplungskreis
für zwei Transistoren
verwenden.
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Häufig ist
der Schalter mit Ein- und Ausschaltern versehen. Da die Steuerschaltungen
des bipolaren Transistors mit isoliertem Gate eine eigene und vom
Schalter unabhängige
Gleichstromversorgung erfordern, und damit diese Versorgung von
der Wechselstromquelle abgeleitet werden kann, kann man einen Detektor
für Nullwerden
der Spannung und einen Detektor für den Durchflussstrom vorsehen
und einen Einschaltbefehl bei Nullwerden der Spannung sowie einen
Ausschaltbefehl bei Nullwerden des Stromes gültig machen. Diese Vorrichtungen bedingen
eine Verzögerung
der Antwort auf Ein- oder Ausschaltbefehle, die bei einer 50 Hz-Quelle
stets unter 10 msec betragen und auf Verteilernetz gerichtete Störungen begrenzen.
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Weitere
Eigenschaften und Vorteile der Erfindung ergeben sich im übrigen aus
der nachfolgenden Beispielsbeschreibung unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung,
in welcher zeigen:
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1 ein Schema der wesentlichen
Vorrichtungen der Erfindung,
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2 ein Aufbauschema mit zwei
Transistoren für
eine Wechselstromquelle,
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3 ein Schema einer Variante
für eine Wechselstromquelle
mit einem einzigen einer Diodenbrücke zugeordneten Transistor.
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Gemäß der ausgewählten und
dargestellten Ausführungsfom
von 1 umfasst ein in
seiner Gesamtheit mit 1 bezeichneter Schalter zwischen
dem Pluspol 10 und dem Minuspol 11 einer Gleichspannungsquelle
einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate 2 in Reihe
mit einer Last 12, wie Motor-, klassisches oder Halogenleuchtblitzgerät. Der bipolare Transistor
mit isoliertem Gate 2, üblicherweise
IGBT (für
isolated gate bipolar transistor) genannt, umfasst einen Kollektor 2a,
einen Emitter 2b und ein von der Verbindung zwischen Emitter
und Kollektor isoliertes Gate 2c. Aufgrund der diesem Transistortyp
eigenen geringen umgekehrten Durchbruchspannung ist eine mit ihrer
Anode mit dem Emitter 2b und mit ihrer Kathode mit dem
Kollektor 2a verbundene Diode 3 angeordnet. Die
innere Masse des Schalters ist mit dem Emitter 2b verbunden,
dessen Potential als Spannungsnullpunkt genommen wird.
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Eine
Verbindungsleitung 40 verbindet den Anschluß des Kollektors 2a mit
einem ersten invertierenden Eingang eines als Subtrahierglied eingebauten
Operationsverstärkers 41,
auf dessen zweitem direktem Eingang eine Referenzspannung gelegt
ist, die von einer Quelle 42 ausgegeben wird, die mit einem
thermischen Fühler 43 ausgestattet
ist, welcher mit Kühlrippen
in Kontakt steht, auf denen der IGBT-Transistor 2 angeordnet
ist. Dieser thermische Kontakt ist aus Gründen der Klarheit in 1 nicht dargestellt.
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Der
Ausgang des Substrahiergliedes 41 ist auf den direkten
Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 44 gelegt, der
als Schieber arbeitet, indem er der von dem Subtrahierglied 41 gelieferten Spannung
eine positive Schwellenspannung hinzufügt, so daß sich sein Ausgangssignal
zwischen dieser Schwellenspannung und einer maximalen positiven
Spannung bewegt, die sich aus einem zwischen Null und einem positiven
Wert wechselnden Ausgangssignal des Subtrahiergliedes ergibt. Auf
diese Weise wird sichergestellt, daß der IGBT-Transistor 2 selbst für Emitter-Kollektorströme, die
gegen Null gehen, gesättigt
ist.
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Die
Ausgangsspannung des Schieberverstärkers wird auf den direkten
Eingang eines Verstärkers 45 gelegt.
Auf den invertierenden Eingang dieses Verstärkers kann ein positives Sperrsignal
gelegt werden, welches von einer Sperrsignal-Generatorschaltung 51 abgeleitet
wird, die speziell zur Steuerung des IGBT-Transistors 2 ausgeführt ist.
Das Sperrsignal ist hier ein positives Signal mit einer Amplitude,
die ausreicht, die Ausgangsspannung des Verstärkers 45 auf einen
negativen Wert oder Sperrvorspannung abzusenken, die ausreicht,
den IGBT-Transistor 2 zu sperren, welche positive Spannung
auch immer an den direkten Eingang dieses Verstärkers 45 gelegt wird.
Dieser weist also die Funktion einer Weiche auf, wobei das vom Subtrahierglied 41 gelieferte
Signal bei Abwesenheit eines Sperrsignals verstärkt und verschoben am Ausgang des
Verstärkers 45 vorhanden
ist, während
sich dieses Sperrsignal in Form einer Sperrvorspannung mit Priorität an die
Stelle der verstärkten
und verschobenen Ausgangsspannung des Subtrahiergliedes 41 setzt.
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Subtrahierglied 41,
Schiebeverstärker 44 und
Weichenverstärker 45 bilden
zusammen einen Rückkopplungskreis 4,
der an das Gate 2c des IGBT-Transistors 2 ein
Signal oder eine Rückkopplungsspannung
legt, die von der Differenz zwischen der von der Leitung 40 übertragenen
Spannung des Kollektors 2a und der von der Quelle 42 gelieferten Sollspannung
abhängt,
so daß der
den IGBT-Transistor vom Emitter 2b zum Kollektor 2a durchfließende Strom
sich so einstellt, daß die
Kollektorspannung mit der Referenzspannung abgeglichen ist; die
Referenzspannung wird so gewählt,
daß sie
weitgehend dem linearen Arbeitsbereich des IGBT-Transistors 2 entspricht,
ohne die Sättigungsspannung
zu erreichen. Wenn ein Überstrom
auftritt, reagiert der Rückkopplungskreis
durch Erhöhen
der Gate-Spannung, um die Kollektorspannung auf die Sollspannung
zurückzuführen.
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Übrigens
ist die Spannung des Gates 2c repräsentativ für den Strom, der die Emitter-Kollektorstrecke
des IGBT-Transistors 2 durchfließt.
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Der
Schalter 1 umfaßt
in ihrer Gesamtheit mit 5 bezeichnete Trennmittel, die aus einem
Schwellenkreis 50 und dem Sperrsignal-Generator 51 bestehen.
Die Spannung des Gates 2c ist an den Schwellenkreis 50 gelegt,
welcher ein Trennsignal in Richtung des Sperrsignal-Generators 51 aussendet, wenn
die Spannung des Gates 2c einen bestimmten Wert übersteigt,
der einem an der Zulässigkeitsgrenze
liegenden Strom durch den Transistor entspricht.
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Der
Sperrsignal-Generator 51 seinerseits wirkt als Kippschaltung,
die sich durch die Steuerung 52 als Antwort auf die Aussendung
eines Einschaltsignals scharfschaltet, um ein positives Sperrsignal
am invertierenden Eingang des Verstärkers 45 zu löschen, und
die sich entspannt in Antwort auf sei es ein von der Steuerung 53 ausgesandtes
Stoppsignal, sei es auf ein von der Schwellenschaltung 50 ausgesandtes
Trennsignal, wobei sich die Entspannung durch die Aussendung eines
positiven Sperrsignales äußert.
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Es
ist festzustellen, daß der
Schwellenkreis 50 eine Vielzahl von Schwellen umfassen
kann, die Verzögerungsmitteln
zugeordnet sind, so daß die Schwellenspannung
mit der Zeit abnimmt. Tatsächlich
werden beispielsweise drei abgestufte Trennschwellen vorgesehen,
denen man Verweilzeiten zuordnet, während derer jeder einer Schwelle
zugeordnete Strom zulässig
ist. Ein Überschreiten
der niedrigsten Schwelle läßt die Verzögerungszeit
ablaufen, und das Trennsignal wird ausgesandt, wenn das Überschreiten
einer der Stufen am Ende der zugeordneten Verzögerungszeit weiterhin besteht.
Das Aussenden des Trennsignales setzt die Verzögerungszeit auf Null zurück, ebenso
wie das Ende der längsten
Verzögerungszeit
bei Ausbleiben des Aussendens eines Trennsignals.
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1 stellt einen Schalter
dar, der zur Verbindung einer Last mit einer Gleichspannungsquelle vorgesehen
ist; diese Vorrichtung wurde als erstes beschrieben, da sie am einfachsten
ist; aber hauptsächlich
müssen
Schalter für
Wechselstromquellen vorgesehen werden wie elektrische Verteilernetze.
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2 zeigt eine erste Anordnung
zur Verbindung einer Last 12 mit einer Wechselstromquelle, welche
einen Phasenpol 15 und einen Massepol 16 umfaßt. Die
Last 12 ist zwischen dem Schalter und dem Massepol angeordnet.
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Der
Schalter umfaßt
zwei IGBT-Transistoren 20 und 21 mit Kollektoren 20a bzw. 21a,
Emittern 20b bzw. 21b und Gates 20c bzw. 21c.
Die IGBT-Transistoren 20 und 21 sind in Reihe
zwischen dem Phasenpol 15 und der Quelle 12 geschaltet,
wobei ihre Emitter 20b, 21b untereinander und
mit der inneren Masse des Schalters verbunden sind. Zwei Dioden 30 und 31 sind
vorgesehen, deren Anoden mit den Emittern 20b und 21b und
deren Kathoden mit den Kollektoren 20a und 21a der
Transistoren 20 und 21 verbunden sind. Während einer
Halbperiode fließt
der Strom vom Phasenpol 15 zum Massepol 16, wobei
er den IGBT-Transistor 20, die Diode 31 und die
Last 12 durchfließt,
und während
der anderen Halbperiode vom Massepol 16 zum Phasenpol 15,
wobei er die Last 12, den IGBT-Transistor 21 und
die Diode 30 durchfließt.
Es ist ersichtlich, daß während der
ersten Halbperiode der Transistor 21 durch die Diode 31 kurzgeschlossen
ist, während
während
der zweiten Halbperiode der Transistor 20 durch die Diode 3 kurzgeschlossen
ist, so daß die
an den IGBT-Transistoren anliegenden Sperrspannungen auf den Spannungsabfall
in den durchflossenen Dioden reduziert sind.
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Die
Kollektoren 20a und 21a sind mit der Rückkopplungsleitung 40 über Dioden 40a bzw. 40b verbunden,
die einem ODER-Glied entsprechen. Die Kollektorspannung des durchlässigen Transistors
ist größer als
der Spannungsabfall in der durchlässigen Diode, so daß die Leitung 40 dauernd
auf der Kollektorspannung des durchlässigen IGBT-Transistors liegt.
Die Schaltung 4, 5 entspricht dem in bezug auf 1 besprochenen Rückkopplungskreis 4 und Trennkreis 5,
so daß die
Gate-Spannungen der beiden Transistoren 20 und 21 dauernd
gleich sind, ob es sich nun darum handelt, den Strom über den durchlässigen Transistor
abzugleichen, damit die Kollektorspannung sich in Richtung auf die
Sollspannung bewegt, oder darum, die Transistoren in Durchlaßrichtung
gemäß der Halbperiode
der Quelle zu sperren.
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Man
erkennt, daß der
Transistor, der sich in Sperrichtung für eine Halbperiode befindet,
auf seinem Gate eine positive Spannung erhält, wenn der Schalter geschlossen
ist, das heißt
Strom von der Quelle zur Last durchläßt; dies stellt aber keinen Nachteil
dar, da das Gate ja isoliert ist und die Spannung zwischen Emitter
und Kollektor durch die zwischen ihre Elektroden in Durchlaßrichtung
geschaltete Diode begrenzt ist.
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Die
in 3 dargestellte Variante
setzt einen einzigen IGBT-Transistor 22 ein mit einem Kollektor 22a,
einem Emitter 22b auf interner Masse des Schalters und
einem Gate 22c. Ein Rückkopplungs- und
ein Trennkreis 4, 5 sind mit einer Verbindung 40 zum
Kollektor 22a und einer Verbindung zum Gate 22c in
gleicher Anordnung wie in 1 angeordnet.
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Eine
Gleichrichterbrücke
mit vier Dioden 32, 33, 34, 35 weist
eine Wechselstrom-Eingangsdiagonale zwischen einem mit dem Phasenpol 15 der Wechselstromquelle
verbundenen Punkt zwischen der Anode der Diode 32 und der
Kathode der Diode 33 und einem mit der Last 12 verbundenen
Punkt zwischen der Anode der Diode 34 und der Kathode der
Diode 35 auf, wobei die Last 12 ihrerseits mit
dem Massepol 16 der Wechselstromquelle verbunden ist. Ebenso
weist die Brücke
eine Gleichstromausgangsdiagonale zwischen einem Punkt, an dem die
Anoden der Dioden 33 und 35 verknüpft sind,
welcher mit dem Emitter 22b des IGBT-Transistors und der
inneren Masse verbunden ist, und einem Punkt, an welchem die Kathoden
der Dioden 32 und 34 verknüpft sind, welcher mit dem Kollektor 22a verbunden
ist. Es ist sofort erkennbar, daß der den Transistor 22 durchfließende Strom
nur in einer Richtung fließt,
auch wenn es sich bei dem von der Quelle 15, 16 zur
Last 12 fließenden
Strom um einen Wechselstrom handelt.
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In
bezug auf die in 2 dargestellte
Schaltung weist die Anordnung gemäß 3 den Vorteil auf, nur einen IGBT-Transistor zu benutzen,
benötigt dagegen
aber vier Dioden anstelle von zwei, und der Strom durchfließt drei
Halbleiterbauteile (ein IGBT und zwei Dioden) anstelle von zwei
(ein IGBT und eine Diode). Die Minimalisierung der Verluste führt zur
Wahl von Dioden mit geringem inneren Spannungsabfall. Man wird jedoch
feststellen, daß die
Belastung der Dioden mit Sperrspannung halbiert ist.
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Selbstverständlich erfordern
die den Rückkopplungskreis 4 und
den Trennkreis 5 bildenden Elemente eine Gleichstromquelle
schwacher Leistung zu ihrer Versorgung, die von derselben Wechselstromquelle 15, 16 wie
die Versorgung der Last abgeleitet wird. Es ist von Interesse, daß die Ein-
und Ausschalter 52, 53 das Schließen des
Schalters bei Spannung Null bzw. das Öffnen bei Strom Null hervorrufen,
um die Durchgänge
aufgrund der Blindkomponenten der Last 12 und der Quelle 15, 16 zu
begrenzen.
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Zu
diesem Zweck wird der Sperrsignal-Generator 51 mit einem
Nulldetektor für
die Spannung ausgerüstet,
der den Ein-Befehl 52 beim Nulldurchgang der Spannung gültig macht,
und einen Nulldetektor für
den Strom, der den Aus-Befehl 53 beim Nulldurchgang des
Stromes gültig
macht.
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Die
Nulldetektoren für
Spannung und Strom können
in fachmännischer
Weise ausgebildet werden. Beispielsweise kann man als Nulldetektor
für die Spannung
am Gleichrichterausgang zwei Wechsler anordnen, vor dem Filtern
einen auf die Lumineszenzdiode eines Photokopplers gelegten Begrenzungsverstärker, an
dessen Ausgang ein Impuls als Antwort auf das Erlöschen der
Lumineszenzdiode auftritt. Dieser Impuls wird auf einen Eingang
eines UND-Gliedes gelegt und der Ein-Befehl auf einen zweiten Eingang.
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Eine
analoge Anordnung zwischen Rückkopplungsleitung 40 und
Masse detektiert das Nullwerden des durchfließenden Stromes, und das UND-Glied
macht in Verbindung mit dem Aus-Befehl 53 diesen letzten
Befehl gültig.
Um genau zu sein, die Aus-Steuerung 53 wird
durch einen Tastunterbrecher verkörpert in Analogie mit der bekannten
Steuerung eines elektromagnetischen Schalters. Aber in Wirklichkeit
kann die Aus-Steue rung beliebig sein und liefert in Verbindung mit
einem UND-Glied
einen angehobenen Zustand, um die Öffnung zu steuern.
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Selbstverständlich ist
die Erfindung nicht auf die beschriebenen Beispiele beschränkt, sondern umfaßt alle
Ausführungsformen
im Rahmen der Ansprüche.