FR2684502A1 - Dispositif d'alimentation a convertisseur hyporesonant commande en opposition de phase. - Google Patents

Abstract

L'invention concerne les dispositifs d'alimentation comportant un convertisseur hyporésonant à quatre interrupteurs assemblés par paire et deux circuits résonants connectés à un enroulement primaire d'un transformateur. L'invention réside dans le fait que le dispositif comprend un circuit de commande qui est prévu de manière à faire circuler dans l'enroulement primaire des courants (I"1 , I"2 ) de sens contraires pendant tout ou partie de la durée des impulsions alternatives de manière à obtenir à la sortie de moyens de redressement et filtrage une quantité d'électricité (Q') par impulsion qui peut varier d'une valeur nulle à une valeur maximale. L'invention est applicable à l'alimentation haute tension des tubes à rayons X.

Description

DISPOSITIF D'ALIMENTATION
A CONVERTISSEUR HYPORESONANT COMMANDE
EN OPPOSITION DE PHASE
L'invention concerne les dispositifs d'alimentation en tension continue régulée du type comportant un convertisseur hyporésonant, c'est-à-dire dont la fréquence F de commutation des commutateurs est inférieure à la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant du convertisseur.

Ces convertisseurs sont notamment utilisés pour obtenir une haute tension continue qui est appliquée entre la cathode et l'anode d'un tube à rayons X.

Un tube 10 à rayons X, pour diagnostic médical par exemple, est constitué (figure 1) comme une diode, c'est-à-dire avec une cathode 11 et une anode 12 ou anticathode, ces deux électrodes étant enfermées dans une enveloppe 13 étanche au vide, ce qui permet de réaliser l'isolement électrique entre ces deux électrodes. La cathode 11 produit un faisceau d'électrons 8 et l'anode 12 reçoit ces électrons sur une petite surface qui constitue un foyer d'où sont émis les rayons X.

Quand la haute tension d'alimentation est appliquée par un générateur 14 aux bornes de la cathode 11 et de l'anode 12 de façon que la cathode soit à un potentiel négatif -HT et l'anode à un potentiel +HT, un courant dit anodique s'établit dans le circuit au travers du générateur 14 produisant la haute tension d'alimentation; le courant anodique traverse l'espace entre la cathode et l'anode sous la forme du faisceau d'électrons 8 qui bombardent le foyer.

Pour une meilleure dissipation de l'énergie, l'anode 12 a la forme d'un disque plat qui est porté par un arbre 18 d'axe 17 solidaire d'un rotor 16 d'un moteur dont le stator 15 est disposé à l'extérieur de l'enveloppe 13. Pour refroidir le tube 10, ce dernier est disposé dans une enceinte 19 remplie d'un fluide réfrigérant et isolant 9.

Les caractéristiques des rayons X qui sont émis par le tube, notamment leur dureté, dépendent de nombreux paramètres et l'un d'entre eux est la valeur de la haute tension qui est appliquée entre l'anode et la cathode du tube, cette haute tension devant être réglable pour obtenir les caractéristiques recherchées et devant rester constante pendant toute la durée de la pose radiologique pour ne pas modifier les caractéristiques de fonctionnement d'un récepteur de rayons X qui reçoit les rayons X ayant traversé l'objet en cours d'examen.

Des dispositifs pour obtenir une haute tension continue réglable sont connus et sont basés sur le redressement et le filtrage d'une tension alternative, cette dernière étant fournie soit par le réseau 50/60 hertz, soit par un convertisseur fonctionnant à une fréquence généralement supérieure à dix kilohertz.

Un dispositif d'alimentation haute tension du type à convertisseur comprend, comme le montre la figure 2, un circuit d'alimentation 20 qui fournit une tension continue E, éventuellement réglable, à partir d'une tension alternative "e" fournie par le secteur. La tension E est appliquée aux bornes d'un circuit onduleur 21 qui comprend un circuit hacheur 22, un circuit résonant 27 et un circuit de commande 24.

Le signal alternatif fourni par le circuit onduleur 21 est appliqué à un transformateur élévateur de tension 25 dont l'enroulement secondaire est connecté à un circuit de redressement et filtrage 26. Ce circuit 26 fournit une tension continue Vs qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 d'un tube 10 à rayons X.

De manière classique, le circuit hacheur 22 comprend, par exemple, un premier couple de transistors T1l, T12 qui sont connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20 et un deuxième couple de transistors T21 et T22 qui sont également connectés en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation 20. Des diodes D1l, D12 T21 et T22 sont connectées respectivement en parallèle entre le collecteur et l'émetteur des transistors T11, T12 T21 et T22 de manière que leur anode soit connectée à l'émetteur du transistor correspondant. Les bases ou grilles des transistors T1l, T12 T21 et T22 sont connectées au circuit de commande 24 qui fournit des signaux de commutation desdits transistors. Les deux bornes de sortie du circuit hacheur 22 sont constituées, d'une part, par le point commun A des transistors T11 et
T12, et, d'autre part, par le point commun B des transistors T21 et T22.

Le circuit résonant 27 comprend, par exemple, en série une bobine L1, un condensateur C1 et l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Une des bornes de la bobine L1 est connectée à la borne de sortie A du circuit hacheur 22 et la borne de l'enroulement primaire 25p du transformateur 25, celle qui n'est pas connectée au condensateur C1, est connectée à la borne de sortie B du circuit hacheur 22. Le circuit résonant est traversé par un courant I1 qui est mesuré par un circuit 28.

Le transformateur 25, du type élévateur de tension, comporte, outre l'enroulement primaire 25p, un enroulement secondaire 25S dont les bornes de sortie sont connectées au circuit de redressement et filtrage 26.

Le circuit de redressement est constitué, par exemple de manière classique, d'un pont à quatre diodes D1, D2, D3 et D4 qui fournit un courant redressé double alternance appliqué au circuit de filtrage constitué par un condensateur CF. C'est la tension de sortie Vs aux bornes de ce condensateur CF qui est appliquée entre l'anode 12 et la cathode 11 d'un tube 10 à rayons X.

Le circuit de commande 24 comprend un circuit convertisseur tension/fréquence 29 qui fournit des signaux de commutation Cd1l, Cd22, Cdl2 et Cd21 à la fréquence variable F selon la différence d'amplitude entre un signal V's, proportionnel à Vs, et un signal Vc dit de consigne qui indique la valeur souhaitée pour la tension V's, c'est-à-dire celle de Vs. Le signal V's est proportionnel à la tension Vs par un diviseur résistif constitué des résistances R1, R2. La différence entre
V's et Vc est indiquée par un circuit comparateur 23.

Dans la suite de la description, on considérera que le circuit 23, ou tout autre circuit équivalent, fournit un signal qui est proportionnel à la différence entre une valeur de consigne Vc égale à la tension Vs à obtenir et la tension Vs qui est appliquée au tube.

Par ailleurs, le convertisseur tension/fréquence 29 reçoit l'information du passage à la valeur nulle du courant I1 circulant dans l'enroulement primaire 25p par le circuit de détection et de mesure 28.

Le fonctionnement classique de l'onduleur de type connu de la figure 2 sera maintenant expliqué en relation avec les figures 3a à 3g.

Les diagrammes temporels des figures 3a à 3d représentent respectivement les signaux de commutation ou de commande Cd11, Cd22, Cd12 et Cd21 des transistors T11, T22, T12 et T21 qui sont fournis par le circuit de commande 24 tandis que le diagramme temporel de la figure 3e représente le courant I1 qui circule dans le circuit résonant 27, c'est-à-dire dans l'enroulement primaire 25p du transformateur 25. Le diagramme temporel de la figure 3f représente le courant I2 à la sortie du circuit de redressement tandis que le diagramme temporel de la figure 3g représente la variation de la tension de charge Vs du condensateur CF, c'est-à-dire la tension appliquée au tube 10 à rayons X.

Les signaux de commande Cd1l et Cd22, identiques et en phase, ont pour effet de rendre simultanément conducteurs les transistors T11 et T22 de sorte qu'un courant I1, dit positif, circule dans l'enroulement primaire 25p et a la forme représentée par la demi-sinusoïde positive 30 de la figure 3e. Lorsque le courant I1 s'annule et devient négatif, il circule dans les diodes associées D11 et D22, dites de roue libre, ce qui correspond à la demi-sinusoïde négative 32.

Les signaux de commutation ou de commande Cd12 et Cd21, identiques entre eux et aux signaux Cd1l et Cd22, sont également en phase et ont pour effet de rendre simultanément conducteurs les transistors T12 et T21 de sorte qu'un courant I1, dit négatif, circule dans l'enroulement primaire 25p. Ce courant a la forme de la demi-sinusoïde négative 34 de la figure 3e. Lorsque le courant négatif I1 s'annule et devient positif, il circule dans les diodes associées D12 et D21 dites de roue libre, ce qui correspond à la demi-sinusoïde positive 36.

Il est à remarquer que, sur ces diagrammes temporels, d'une part, les signaux de commande ont une durée plus longue que celle des demi-sinusoïdes correspondantes 30 et 34 et, d'autre part, leur fréquence F est inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit résonant 27.

Cette durée plus longue des signaux de commande a pour effet qu'il n'y a pas de blocage brusque des transistors qui conduisent, ce qui élimine les signaux parasites.

Du fait que la fréquence F est inférieure à la moitié de la fréquence Fr, il en résulte une variation de la tension Vs due à la décharge du condensateur de filtrage
CF entre deux impulsions consécutives de courant dans l'enroulement primaire. En effet, par suite du redressement du courant secondaire induit par le courant primaire I1, le courant redressé I2 a la forme représentée sur le diagramme temporel de la figure 3f, c'est-à-dire que les demi-sinusoïdes 30, 32, 34 et 36 deviennent celles référencées 30', 32', 34' et 36' dont le sens est tel qu'elles chargent le condensateur CF comme le montre le diagramme temporel de la figure 3g.

Pendant l'intervalle de temps séparant les demi-sinusoïdes 32 et 34, le condensateur CF est déchargé par le courant I3 d'alimentation du tube 10 à rayons X de sorte que la tension Vs diminue, ce qui modifie les caractéristiques de rayonnement du tube 10 à rayons X.

On comprend que la variation 8V5 de la tension Vs est d'autant plus importante que l'intervalle de temps entre les demi-sinusoïdes 32' et 34' est grand, c'est-à-dire que la fréquence F des signaux de commande Cd1l, Cd22 et
Cd12, Cd21 est nettement inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit résonant.

On comprend également que la variation dVs dépend de la valeur du courant I3, valeur qui peut varier selon les caractéristiques du rayonnement X à obtenir ou simplement du fait que le tube est entre deux poses radiologiques et ne consomme donc aucun courant.

Dans la demande de brevet d'invention déposée ce jour par la demanderesse et intitulée : DISPOSITIF
D'ALIMENTATION EN TENSION CONTINUE REGULEE A
CONVERTISSEUR HYPORESONANT CONMANDE EN DEPHASAGE RETARD, il est décrit un dispositif dans lequel la réduction de la fluctuation 6V5 est obtenue en modifiant la quantité d'électricité fournie par chaque sinusoïde en fonction de la différence entre la haute tension mesurée Vs et une valeur de consigne Vc correspondant à la valeur choisie. Cette modification de la quantité d'électricité est obtenue en retardant respectivement les signaux de commande Cd22 et Cd21 par rapport à Cdll et Cd12, ou inversement.

Le principe de fonctionnement d'une telle commande en retard de déphasage est illustré par les diagrammes temporels de la figure 4 dans lesquels la conduction de
T22 et de T21 a été retardée d'une durée e1 par rapport à T11 et T12 respectivement. Du fait qu'un seul transistor conduit pendant la durée el, le courant I' est plus petit que le courant I1 dans le cas (figure 3) où les deux transistors sont commandés en phase. De ce fait, la quantité d'électricité Q' contenue dans l'impulsion 30", 32" ou 34", 36" est plus petite que la quantité Q de l'impulsion 30, 32 ou 34, 36 (figure 3) du fonctionnement en phase. Après redressement (figure 4f), la quantité d'électricité Q' qui charge le condensateur CF étant plus petite, l'augmentation 6Vs de la tension de charge du condensateur est aussi plus petite, ce qui permet de l'adapter à une diminution du courant I3.

Bien entendu, si le courant 13 augmente, le retard 81 devra être réduit, et éventuellement revenir à la valeur zéro, pour augmenter la quantité d'électricité fournie par chaque impulsion.

Une telle commande en déphasage retard ne permet pas de réduire au-delà d'une certaine valeur la quantité d'électricité Q' fournie par chaque impulsion du circuit onduleur et il en résulte une fluctuation résiduelle minimale qui ne peut être éliminée par un tel déphasage retard.

Un but de la présente invention est donc de réaliser un dispositif d'alimentation en tension continue dans lequel la fluctuation résiduelle minimale de la tension est pratiquement nulle.

Un tel but est atteint en commandant les commutateurs du convertisseur en opposition de phase, c'est-à-dire que les transistors T11 et T221 d'une part, et les transistors T12 et T211 d'autre part, ne sont pas conducteurs en même temps. En fait, les transistors T11 et T21 sont conducteurs en même temps pour obtenir une première impulsion puis c'est au tour des transistors T12 et T22 d'être conducteurs pour obtenir l'impulsion suivante.

L'invention concerne donc un dispositif d'alimentation en tension continue régulée Vs à convertisseur hyporésonant comprenant - des moyens d'alimentation pour élaborer une tension
continue E, - des moyens pour onduler ladite tension continue E de
manière à obtenir des impulsions alternatives de
fréquence F correspondant chacune à une certaine
quantité d'électricité (Q'), - des moyens pour redresser et filtrer lesdites
impulsions alternatives de manière à obtenir ladite
tension continue régulée Vst - lesdits moyens pour onduler ladite tension continue E
comprenant quatre interrupteurs (tel, T121 T211 T22)
disposés par paire en série et chaque paire étant
connectée auxdits moyens d'alimentation, - le point commun (A, B) des interrupteurs d'une paire
(T11, T12 ou T21, T22) étant chacun connecté à une
borne d'entrée d'un transformateur par l'intermédiaire
d'un circuit résonant (L'1, C'1 ou L'2, C'2), le point
milieu (M) dudit transformateur étant connecté au
point milieu (S) des moyens d'alimentation, - lesdits interrupteurs étant commandés par des signaux
(Cd11, Cd12 et Cd21, Cd22) fournis par des moyens de
commande de manière qu'un interrupteur de chaque paire
puisse être fermé simultanément pour fournir une
impulsion alternative dans l'enroulement primaire
dudit transformateur, caractérisé en ce que lesdits moyens de commande sont prévus de manière à faire circuler dans ledit enroulement primaire des courants de sens contraire pendant tout ou partie de la durée desdites impulsions alternatives et ainsi obtenir à la sortie du moyen de redressement et filtrage une quantité d'électricité (Q') par impulsion alternative qui peut varier d'une valeur nulle à une valeur maximale.

D'autres buts, caractéristiques et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description suivante d'un exemple particulier de réalisation, ladite description étant faite en relation avec les dessins joints dans lesquels - la figure 1 est une vue schématique d'un tube à
rayons X dont l'anode et la cathode sont alimentées
par un générateur haute tension; - la figure 2 est un schéma électrique d'un générateur
haute tension selon l'art antérieur; - les figures 3a à 3g sont des diagrammes temporels de
signaux utiles pour comprendre le fonctionnement du
générateur de la figure 2 et montrer certains de ses
inconvénients; - les figures 4a à 4g sont des diagrammes temporels
analogues à ceux des figures 3a à 3g qui montrent le
principe de la commande en déphasage retard selon la
demande de brevet précitée et ses effets sur la
réduction de la variation d'amplitude 6Vs de la haute
tension Vs; - la figure 5 est un schéma fonctionnel d'un dispositif
d'alimentation en tension continue auquel s'applique
l'invention; - les figures 6a à 61 sont des diagrammes temporels qui
montrent le principe de la commande en opposition de
phase selon l'invention ainsi que les signaux fournis
par le circuit de la figure 8; - la figure 7 est un schéma fonctionnel d'un circuit de
commande séquentiel qui génère les signaux de commande
des transistors du circuit onduleur conformément à la
présente invention, - la figure 8 est un schéma fonctionnel d'un circuit qui
génère les déphasages à appliquer entre les signaux de
commande des transistors, et - la figure 9 est une représentation fonctionnelle d'un
circuit qui détermine le sens du courant dans le
circuit résonant et son passage à la valeur nulle.

Dans les différentes figures, les références identiques désignent des éléments ayant les mêmes fonctions. Les figures 1, 2, 3 et 4 auxquelles il a été fait référence dans le préambule pour exposer l'art antérieur ne seront pas décrites à nouveau mais font partie intégrante de la description.

Il est d'abord rappelé que dans un circuit onduleur du type hyporésonant, la charge électrique contenue dans chaque impulsion constituée des deux demi-sinusoïdes (30, 32 ou 34, 36) est constante quelle que soit la fréquence F à condition, bien entendu, que cette dernière soit inférieure à la moitié de la fréquence de résonance Fr du circuit oscillant.

En effet, la charge électrique d'une impulsion est donnée par:

T 2 V+E T 2 E-V III dt = -.- + +
2 ir Z 2 ir Z avec E, la tension d'alimentation,
V, la tension aux bornes de l'enroulement primaire
25p,
Z = 4wC, l'impédance du circuit résonant, T = v , la période à la résonance.

On en déduit Q = 4C.E, c'est-à-dire une constante si E et C sont constants, ce qui est le cas car le circuit d'alimentation 20 fournit une tension continue et la capacité C est fixée par construction.

Par ailleurs, le courant I3 qui circule dans le tube 10 à rayons X est donné par:
I3 = Q.F de sorte que la tension Vs = R.I3 = R.Q.F (R étant la résistance équivalente du tube) est proportionnelle à F car R et Q sont des constantes.

Pour une fréquence F qui est constante, la tension Vs a une valeur moyenne constante mais, comme on l'a expliqué dans le préambule, sa valeur instantanée fluctue autour de cette valeur moyenne par l'effet de la décharge du condensateur de filtrage CF.

Pour mettre en oeuvre l'invention, il faut utiliser un convertisseur (figure 5) qui comporte deux circuits résonants (L'1, C'1) et (L'2, C'2) localisés respectivement chacun dans un enroulement primaire 25'1 ou 25'2 d'un transformateur 25'. Les deux enroulements primaires 25'î et 25'2 ainsi que l'enroulement secondaire 25's ont un sens d'enroulement indiqué par les points 70. Les deux enroulements primaires ont un point commun M qui est connecté au point milieu S de la source 20' représentée schématiquement par deux batteries 20'1 et 20'2 connectées en série au point S.

La bobine L'1 est connectée, d'un côté, à l'enroulement primaire 25'1 par l'intermédiaire du condensateur C'1 et de l'autre côté, au point commun A des transistors T11 et T12. La bobine L'2 est connectée, d'un côté, à l'enroulement primaire 25'2 par l'intermédiaire du condensateur C'2 et, de l'autre côté, au point commun B des transistors T21 et T22.

Les sens positifs des courants I1 et I"2 qui circulent respectivement dans les enroulements primaires 25'1 et 25'2 sont définis par les flèches associées et il en résulte que le courant I"3 de l'enroulement secondaire, qui a le sens positif représenté par la flèche correspondante, est relié aux courants primaires par la relation : I"3 = (I1 + I"2).n n étant le rapport de transformation.

Le dispositif de la figure 5 fonctionne de manière classique lorsqu'il est nécessaire de fournir au tube des puissances élevées (charges Q élevées), c'est-à-dire que les transistors T11 et T22 conduisent simultanément pour une impulsion et que les transistors T12 et T21 conduisent simultanément pour l'impulsion suivante.

(figure 3).

Selon l'invention, pour des puissances faibles qui correspondent à des charges Q également faibles, il est prévu de faire conduire le transistor T21 en même temps que le transistor T11 (diagrammes des figures 6a et 6b) pour obtenir une impulsion et, ensuite, de faire conduire le transistor T22 en même temps que le transistor T12 (diagrammes des figures 6c et 6d) pour obtenir l'impulsion suivante.

Les diagrammes temporels des figures 6e, 6f et 6g, qui représentent respectivement les formes des courants I''1,
I"2 et I"3, montrent que, au début de la conduction du transistor T11, le courant I"1 donne lieu à un courant I"3. Au terme d'un délai a1, dit de déphasage opposition, le transistor T21 conduit, ce qui fait circuler un courant I"2 < 0 et tel que I"2 = -I1 de sorte que I"3 s'annule. L'énergie des impulsions de courant est renvoyée vers la source 20 à compter de la conduction du transistor T21.

Le diagramme temporel de la figure 6h montre le courant 1r qui circule dans le tube 10 après redressement et filtrage du courant secondaire I"3. Il en résulte que la fluctuation 6Vs de la tension Vs est faible, ce qui est le but recherché par l'invention.

Les signaux de commande Cd1l, Cd22, Cd12 et Cd21 des transistors respectifs Tll, T22, T12 et T21 sont obtenus à l'aide des circuits électroniques représentés par les schémas des figures 7, 8, et 9, lesdits circuits correspondant au rectangle 29' de la figure 5.

Sur la figure 7, les huit rectangles 111 à 118 représentent, respectivement, les différents états ST1 à
STg du système de commande séquentiel des transistors Tll, T22, T12 et T21, le passage d'un état à un autre étant commandé par des signaux FRA1 et FRA2 fournis par un circuit 96 (figure 8) et par des signaux IO, I+ et Ifournis par un circuit 98 (figure 9).

Les états ST1 et ST5 sont ceux pendant lesquels aucun des transistors ou diodes n'est conducteur (figure 6e); l'état ST2 correspond au début de la conduction du transistor T11 (présence du signal Cd11); l'état ST3 correspond à la conduction simultanée des transistors
T11 et T21 (présence des signaux Cd1l et Cd21); l'état
ST4 correspond à la conduction des diodes D11 et D21; l'état ST6 correspond au début de la conduction du transistor T12 (présence du signal Cdl2); l'état ST7 correspond à la conduction simultanée des transistors
T12 et T22 (présence des signaux Cdl2 et Cd22). L'état
ST8, le dernier de la boucle séquentielle, correspond à la conduction des diodes D12 et D22
Le passage de l'état ST1 à l'état ST2 est commandé par le signal FRA2 (figure 6j) qui est fourni par le circuit 96 (figure 8).

Le passage de l'état ST2 à l'état ST3 est commandé par le signal FRA1 (figure 6i) qui est fourni par le circuit 96 (figure 8).

Le passage de l'état ST3 à l'état ST4 est commandé par le signal I- qui indique que le courant I"1 est négatif; ce signal est fourni par le circuit 98 recevant le signal I"1 détecté par le circuit 941 (figure 5). Il est à noter que l'on pourrait utiliser le signal I"2 détecté par le circuit 942, soit en remplacement, soit en combinaison, mais avec des conventions différentes.

Le passage de l'état ST4 à l'état ST5 est commandé par le signal I qui est fourni par le circuit 96 et qui indique que le courant I''1, de sens négatif, devient nul.

Le passage de l'état ST5 à l'état ST6 est commandé par le signal FRA2 (figure 6j) qui est fourni par le circuit 96.

Le passage de l'état ST6 à l'état ST7 est commandé par le signal FRA1 (figure 6i) qui est fourni par le circuit 96.

Le passage de l'état ST7 à l'état STg est commandé par le signal I+ qui est fourni par le circuit 98 et qui indique que le courant I''1 est positif.

Le passage de l'état STg à l'état ST1 est commandé par le signal I qui est fourni par le circuit 98 et qui indique que le courant I''1, de sens positif, devient nul.

Le circuit 98 (figure 9) est un circuit comparateur logique qui fournit, pendant un cycle de commutation complet des transistors, le signal I-, puis une première fois le signal IO, ensuite le signal I+ et enfin de nouveau le signal IO, les deux signaux IO étant différenciés par le signal I ou I+ qui le précède.

Le circuit 96 (figure 8) génère, d'une part, un déphasage temporel al entre les signaux de commande Cdll et Cd21 ou entre les signaux Cdl2 et Cd22 et, d'autre part, un intervalle de temps a2 entre la fin de la conduction de deux diodes D11 et D21 par exemple et le début de la conduction du transistor T12.

Le circuit 96 comprend, notamment, un circuit 82 qui fournit un signal V1 dont la valeur est proportionnelle à la différence E entre le signal de consigne Vc et la tension Vs appliquée au tube à rayons X conformément aux conventions définies ci-dessus.

Le circuit 82 comprend un circuit soustracteur 80 qui soustrait Vs à Vc et un amplificateur 84, dit proportionnel-intégral (PI), qui amplifie et intègre la différence E = Vc - Vs. Cet amplificateur 84 est tel que
V1 augmente lorsque la différence E est positive et diminue lorsque la différence E est négative.

Le signal V1 est appliqué à une entrée de deux comparateurs 66 et 68 et à un circuit soustracteur 86.

L'autre entrée de chacun des deux comparateurs 66 et 68 reçoit, respectivement, un signal en dents de scie RA1 d'un circuit 76 et une tension V3 qui sera définie ci-après. Cette tension V3 est aussi appliquée au circuit soustracteur 86 pour se soustraire au signal V1.

Le circuit 76 est un générateur de dents de scie RA1 qui comprend un amplificateur opérationnel OP3 dont une borne d'entrée est connectée à la masse tandis que l'autre borne d'entrée est connectée à une tension de référence Vf par l'intermédiaire d'une résistance R3. Un condensateur C3 connecte la borne de sortie de l'amplificateur OP3 à la résistance R3 et un interrupteur CC3 permet de court-circuiter le condensateur C3. Cet interrupteur est commandé par les signaux des états ST2 et ST6 de manière à être ouverts pendant la durée de ces états ST2 et ST6 et ainsi permettre la charge linéaire du condensateur C3 pour obtenir la dent de scie RA1 (figure 6i).

Le circuit 96 comprend également un deuxième générateur 78 de dents de scie dont les signaux en dents de scie
RA2 sont appliqués à une entrée d'un comparateur 70, l'autre entrée recevant un signal de sortie d'un circuit soustracteur 90. Ce circuit soustracteur 90 comporte deux entrées, l'une à laquelle est appliquée une tension
V4 qui sera définie ci-après, et l'autre le signal de sortie du circuit soustracteur 86 au travers d'un circuit 88 qui ne transmet que la partie positive du signal à l'entrée.

Le deuxième générateur 78 de dents de scie est similaire au générateur 76 et comprend un amplificateur opérationnel OP4 dont une borne d'entrée est connectée à la masse tandis que l'autre borne d'entrée est connectée à la tension de référence Vf par l'intermédiaire d'une résistance R4. Un condensateur C4 connecte la borne de sortie de l'amplificateur OP4 à la résistance R4 et un interrupteur CC4 permet de court-circuiter le condensateur C4. Cet interrupteur CC4 est commandé par les signaux des états ST1 et STg de manière à être ouvert pendant la durée de ces états ST1 et STg et ainsi permettre la charge linéaire du condensateur C4 pour obtenir la dent de scie RA2 (figure 6j).

Le comparateur 66 fournit un signal FRA1 (figure 6i) lorsque la tension de la dent de scie RA1 devient supérieure à V1 tandis que le comparateur 70 fournit un signal FRA2 (figure 6j) lorsque la tension de la dent de scie RA2 devient supérieure à [V4 - (V1 - V3) ] lorsque la différence (V1 - V3) est positive ou lorsque la dent de scie RA2 devient supérieure à V4 lorsque la différence (V1 - V3) est négative ou nulle.

Le comparateur 68 fournit un signal FRA1 lorsque le signal V1 devient supérieur à la tension V3.

La tension V3 est déterminée par la durée maximum du déphasage a1 et correspond à la tension atteinte par la dent de scie RA1 après u de la figure 7. Dans cet état ST2 (soit T11 conducteur) ou dans l'état ST6 (T12 conducteur), l'interrupteur CC3 et le conducteur C3 se charge de sorte que la tension de sortie de l'amplificateur OP3 est la dent de scie RA1 qui est appliquée au comparateur 66. Lorsque la dent de scie RA1 atteint V1, le comparateur (66) fournit le signal FRA1 qui déclenche le passage du système séquentiel de l'état ST2 à l'état ST3 (ou ST7) et donc la conduction du transistor T21.

Si Vs augmente, (Vc - Vs) diminue ainsi que V1, ce qui a pour effet de diminuer a1 et donc de diminuer la charge par impulsion; Vs diminue jusqu'à ce que (Vc - Vs) = 0, ce qui est l'effet recherché. Cette charge par impulsion diminuera jusqu'à devenir pratiquement nulle pour a1 = 0.

Si Vs diminue, (Vc - Vs) augmente ainsi que V1, ce qui a pour effet d'augmenter a1 et donc d'augmenter la charge par impulsion : Vs augmente jusqu'à ce que (Vc - Vs) = 0, ce qui est l'effet recherché. Cette charge par impulsion deviendra maximale lorsque 1 = al max = 1/(2.Fr).

Dans les deux cas décrits ci-dessus, tant que V1 ne dépasse pas le seuil V3 correspondant à a1 = al max = 1/(2.Fr), l'intervalle entre deux impulsions consécutives est maximal et est égal à a2 max défini par la tension V4 qui est appliquée au comparateur 70. Ainsi, lorsque le signal I (I''1 < 0) apparaît, le système passe de l'état ST3 à l'état ST4 puis à l'état STg lorsque le signal IO (I"1 = O) apparaît.

L'état STg ouvre l'interrupteur CC4 et l'amplificateur opérationnel OP4 fournit la dent de scie RA2 qui est comparée à V4. A l'égalité, le comparateur 70 fournit le signal FRA2 qui fait passer le système à l'état ST6 : le signal Cd12 débloque le transistor T12 et l'interrupteur
CC3 s'ouvre. La dent de scie RA1 est à nouveau comparée au signal V1 de manière à déclencher, à l'égalité, la conduction du transistor T22 par le signal Cd22.

Lorsque le courant I" devient positif (signal I+), le système passe à l'état STg puis à l'état ST1 lorsque le courant I"3 devient nul (signal IO).

L'état ST1 ouvre l'interrupteur CC4 de sorte que l'amplificateur opérationnel OP4 fournit à nouveau la dent de scie RA2 qui est comparée à la tension V4. A l'égalité, le comparateur 70 fournit le signal FRA2, c'est-à-dire à l'état de départ de l'explication du fonctionnement.

Si Vs diminue de telle sorte que le signal V1 devient supérieur à V3, on a atteint la charge maximale par impulsion et il est nécessaire d'augmenter la fréquence des impulsions en diminuant a2 de la valeur a2 max, correspondant à la tension V4, à des valeurs de plus en plus faibles en soustrayant à V4, la différence (V1 - V3) lorsqu'elle est positive.

L'invention a été décrite suivant un mode particulier de fonctionnement suivant lequel le transistor T21 est commandé en opposition de phase par rapport au transistor T11 et est déphasé par rapport à ce dernier mais l'invention s'applique dans le cas inverse où le transistor T11 est commandé en opposition de phase par rapport au transistor T21 et déphasé par rapport à ce dernier. Il en est de même de la commande des transistors T12 et T22 qui peut être inversée par rapport à celle décrite.

Claims (6)

REVENDICATIONS

1. Dispositif d'alimentation en tension continue régulée

Vs à convertisseur hyporésonant comprenant - des moyens d'alimentation (20) pour élaborer une

tension continue (E), - des moyens (22, 27', 25', 29') pour onduler ladite

tension continue (E) de manière à obtenir des

impulsions alternatives de fréquence F correspondant

chacune à une certaine quantité d'électricité (Q'), - des moyens (26) pour redresser et filtrer lesdites

impulsions alternatives de manière à obtenir ladite

tension continue régulée (Vs), - lesdits moyens pour onduler ladite tension continue

(E) comprenant quatre interrupteurs (T1l, T12, T21,

T22) disposés par paire en série et chaque paire étant

connectée auxdits moyens d'alimentation (20), - le point commun (A, B) des interrupteurs d'une paire

(T11, T12 ou T21, T22) étant chacun connecté à une

borne d'entrée d'un transformateur (25') par

l'intermédiaire d'un circuit résonant (L'1, C'1 ou

L'2, C'2), le point milieu (M) dudit transformateur

étant connecté au point milieu (S) des moyens

d'alimentation (20), - lesdits interrupteurs étant commandés par des signaux

(Cd11, Cd12 et Cd21, Cd22) fournis par des moyens de

commande (29') de manière qu'un interrupteur de chaque

paire puisse être fermé simultanément pour fournir une

impulsion alternative dans l'enroulement primaire

dudit transformateur (25'), caractérisé en ce que lesdits moyens de commande (29') sont prévus de manière à faire circuler dans ledit enroulement primaire (25'1, 25'2) des courants (I1,

I"2) de sens contraire pendant tout ou partie de la durée desdites impulsions alternatives et ainsi obtenir à la sortie des moyens (26) de redressement et filtrage une quantité d'électricité (Q') par impulsion alternative qui peut varier d'une valeur nulle à une valeur maximale.

2. Dispositif d'alimentation selon la revendication 1, caractérisé en ce que lesdits moyens de commande (29') comprennent - un circuit séquentiel présentant une pluralité d'états

(ST1 à ST8), et - des circuits (96, 98) pour élaborer des signaux de

commande du circuit séquentiel (FRA1, FRA2, I+, IO,

I-) pour passer d'un état à un autre.

3. Dispositif d'alimentation selon la revendication 2 caractérisé en ce que les circuits (96, 98) d'élaboration des signaux de commande du circuit séquentiel comprennent - au moins un circuit de détection (941 ou 942) du

courant (I1 ou I"2) circulant dans au moins un

circuit résonant (L'1, C'1 ou L'2, C'2), - au moins un circuit comparateur (98) dont la borne

d'entrée est connectée à un circuit de détection (941

ou 942) pour fournir des signaux indiquant le sens du

courant (I-, I+) dans le circuit résonant concerné et

son passage à la valeur nulle (I 1), - un premier générateur (70) de dents de scie (RA1) dont

le point de départ de chaque dent de scie correspond à

la fermeture d'un interrupteur (T11 ou T12) d'une

paire, - un générateur (82) d'un signal (V1) qui est

proportionnel à l'intégrale de la différence (E) entre

une tension à obtenir (Vc) et la tension obtenue (Vs)

et - un premier comparateur (66) pour comparer l'amplitude

de chaque dent de scie au signal (V1) fourni par ledit

générateur (82) du signal (V1) et pour fournir, à

l'égalité, un signal (FRA1) de fermeture de

l'interrupteur (T21 ou T22) de l'autre paire un

certain intervalle (a1) après la fermeture du premier

interrupteur (T11 ou T12).

4. Dispositif d'alimentation selon la revendication 3, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, un deuxième comparateur (68) pour comparer ledit signal (V1) fourni par ledit deuxième générateur (82) à une tension (V3) représentative du retard maximum du signal (FRA1) de fermeture de l'interrupteur (T21 ou T22) de manière à fournir ledit signal de fermeture (FRA1) dès que ledit signal (V1) dépasse ladite tension (V3).

5. Dispositif d'alimentation selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, - un troisième générateur (78) de dents de scie (RA2)

dont le point de départ de chaque dent de scie

correspond à l'instant où chaque impulsion alternative

a une valeur nulle, - un générateur d'une tension maximum (V4)

représentative de la durée maximum (a2 max) de chaque

dent de scie (RA2), et - un troisième comparateur (70) pour comparer la tension

de chaque dent de scie (RA2) à ladite tension (V4) et

pour fournir un signal (FRA2) de fermeture d'un

interrupteur (T11 ou T12) d'une paire.

6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'il comprend, en outre, - des moyens (86, 88, 70) pour soustraire à ladite

tension maximum (V4) un signal résultant de la

différence entre ledit signal proportionnel-intégral

(V1) et la tension (V3) représentative du retard maximum du signal (FRA1), le résultat de la soustraction étant appliqué audit troisième comparateur (70) de manière à diminuer la durée de l'intervalle de temps entre deux impulsions alternatives consécutives.