FR2768241A1 - Dispositif et procede de regulation a commande optimale d'un convertisseur a transistors - Google Patents

Abstract

Procédé de régulation d'un convertisseur à transistors, dans lequel on mesure et on mémorise la valeur d'un nombre N1 de variables d'état, puis on agit sur un nombre N2 de variables de commande. N1 étant supérieur à N2 , la valeur des variables de commande est calculée, à un instant donné, pour un nombre P de périodes tel que le produit de N2 par P soit supérieur ou égal à N1 .

Description

La présente invention concerne le domaine de la conversion de

l'énergie électrique.

Les onduleurs sont alimentés par une tension continue et

fournissent en sortie une tension alternative grace à un ou plusieurs demi-

ponts à transistor. La tension alternative de sortie fait l'objet

généralement d'un filtrage.

De tels onduleurs sont utilisés, entre autres, pour l'alimentation électrique d'un tube à rayons X. Un tube à rayons X monté, par exemple, dans un appareil de radiologie médicale, comprend une cathode et une anode toutes deux enfermées dans une enveloppe étanche sous vide, de façon à réaliser un isolement électrique entre ces deux électrodes. La cathode produit un faisceau d'électrons qui est reçu par l'anode sur une petite surface constituant un foyer d'o sont émis les rayons X. Lors de l'application d'une haute tension d'alimentation par un générateur aux bornes de la cathode et de l'anode de façon que la cathode soit à un potentiel négatif -V et l'anode à un potentiel positif + V par rapport à celui de la cathode, un courant dit anodique s'établit dans le circuit au travers du générateur qui produit la haute tension d'alimentation. Le courant anodique traverse l'espace entre la cathode et

l'anode sous la forme du faisceau d'électrons qui bombarde le foyer.

L'anode a la forme d'un disque plat porté par un arbre entraîné en rotation par un rotor d'un moteur électrique dont le stator est disposé à l'extérieur de l'enveloppe, dans le but de favoriser la dissipation de l'énergie. Le tube à rayons X est disposé dans une enceinte remplie d'un

fluide réfrigérant et isolant.

Les caractéristiques des rayons X qui sont émis par le tube, notamment leur dureté, dépendent de nombreux paramètres parmi lesquels la valeur de la haute tension appliquée aux électrodes. Cette haute tension doit être réglable pour obtenir les caractéristiques recherchées et doit rester constante pendant toute la durée de la pose radiologique afin de ne pas modifier les caractéristiques de fonctionnement d'un récepteur de rayons X qui reçoit les rayons X ayant

traversé l'objet en cours d'examen.

Les tubes à rayons X pour diagnostic médical fonctionnent par impulsion. Il est donc important que le temps d'établissement de la haute tension ainsi que le temps de retour de cette haute tension à une valeur

nulle soit aussi bref que possible.

Un générateur haute tension pour tube à rayons X comprend généralement un circuit d'alimentation qui fournit une tension continue E à partir d'une tension alternative fournie par le secteur. La tension E est

appliquée aux bornes d'un onduleur du type comprenant au moins un demi-

pont à transistors, chaque branche du demi-pont comprenant un interrupteur S constitué d'un transistor T et d'une diode de roue libre D montée en anti-parallèle. Le signal alternatif fourni par l'onduleur est appliqué au primaire d'un transformateur élévateur de tension de rapport de transformation k, par l'intermédiaire d'un filtre. Le secondaire du transformateur élévateur de tension est connecté à un circuit de redressement et de filtrage comprenant au moins un dermi-pont à diodes et

des condensateurs Cf de filtrage de la tension.

De façon connue, l'onduleur comprend un couple de transistors connecté en série sur les bornes de sortie du circuit d'alimentation. Une diode est connectée entre le collecteur et l'émetteur de chaque transistor T de façon que son anode soit connectée à l'émetteur du transistor correspondant. Les bases des transistors sont connectées à un circuit de commande qui fournit des signaux de commutation des transistors. Les deux bornes de sortie de l'onduleur sont constituées, dans le cas d'un seul demi-pont par le point commun des deux branches du demi-pont et par un point commun à deux condensateurs montés en parallèle du demi-pont, et, dans le cas de deux demrni-ponts par chaque point commun aux deux

transistors d'un demi-pont.

Le filtre de sortie de l'onduleur comprend par exemple une bobine Lr et un condensateur Cr disposés en série, et une bobine Lp disposée en parallèle du condensateur Cr. Une des bornes du filtre est connectée à une borne de sortie de l'onduleur et l'autre borne est connectée à une borne du circuit primaire du transformateur. Un filtre à simple

résonance peut également être utilisé.

Le circuit de redressement connecté au secondaire du transformateur élévateur de tension est constitué, par exemple, par un pont à deux diodes, le point commun au deux diodes étant connecté à l'une des bornes des sorties du secondaire du transformateur, deux condensateurs Cf étant disposés en parallèle du pont à diode, l'autre borne du secondaire du transformateur étant connectée au point commun aux

deux condensateurs Cf.

Le circuit de commande comprend essentiellement un comparateur, un circuit de mesure du courant Ilr au primaire du transformateur et un circuit d'élaboration des signaux de commutation des transistors de l'onduleur. Les deux bornes d'entrée du comparateur sont connectées, l'une, au point commun de deux résistances d'un diviseur de tension auquel est appliqué la tension continue Vcf d'alimentation du tube à rayons X, et, l'autre, à une source de tension de consigne. La borne de sortie du comparateur fournit un signal dont l'amplitude est proportionnelle à la différence entre les deux tensions appliquées aux bornes d'entrée et est connectée à une borne d'entrée du circuit d'élaboration des signaux de commutation, de façon à faire évoluer la fréquence des signaux de commande des transistors. La borne de sortie du circuit de mesure du courant dans le primaire du transformateur est connectée à une autre borne d'entrée du circuit d'élaboration des signaux de commutation dans le but de détecter et d'éviter certains mauvais

fonctionnements de l'onduleur.

De façon classique, la variable de commande sur laquelle agit le circuit de commande est le délai Td à l'amorçage des transistors à compter

de l'instant de passage du courant de l'onduleur à la valeur nulle.

La présence d'un filtre à double résonance permet d'obtenir une évolution du courant de l'onduleur en fonction de la fréquence, monotone croissante entre la fréquence de résonance parallèle et la fréquence de résonance série dont les valeurs dépendent des valeurs du condensateur Cr, de la bobine série Lr et de la bobine parallèle Lp du filtre. Il apparaît donc que l'on peut commander la puissance transmise au tube à rayons X par la fréquence de fonctionnement de l'onduleur et par conséquent par le délai à l'amorçage Td. Un filtre à simple résonance permet également de

commander la puissance par le délai à l'amorçage Td.

Toutefois, les circuits de commande connus ne permettent d'établir la tension continue Vcf d'alimentation du tube à rayons X à sa valeur souhaitée qu'après une durée trop importante qui se traduit par une

perte de temps et par une dose de rayons X inutilement reçue par le patient.

En effet, l'efficacité des rayons X pour la prise des clichés est proportionnelle à la tension Vcf élevée à la puissance cinq. La dose de rayons X reçue avant l'établissement de la tension Vcf souhaitée n'est pas

utilisable pour la prise de clichés.

Ces circuits de commande laissent subsister une certaine ondulation de la tension Vcf après son établissement. Cette ondulation est à une fréquence de 100 ou de 300 Hz suivant le type d'alimentation monophasée ou triphasée utilisé. Ces ondulations sont d'autant plus gênantes que la prise de clichés peut atteindre trente images par seconde et qu'elle se traduit par une instabilité des images. Pour un scanner, pourvu d'une source rotative de façon à obtenir des informations tridimensionnelles, le calcul d'images suppose que les images soient

stables et par conséquent que la tension soit constante.

La présente invention a donc pour objet de remédier aux inconvénients évoqués ci-dessus en proposant un procédé et un dispositif de régulation permettant de diminuer le temps d'établissement de la

tension Vcf au début de la prise d'un cliché.

L'invention a également pour objet de diminuer les ondulations

de la tension Vcf en régime continu.

Le procédé de régulation d'un convertisseur à transistors, selon l'invention, comprend des étapes de mesure et de mémorisation de la valeur d'un nombre N1 de variables d'état, puis d'action sur un nombre N2 de variables de commande. Le nombre Ni de variables d'état étant supérieur au nombre N2 de variables de commande, la valeur des variables de commande est calculée, à un instant donné, pour un nombre P de périodes tel que le produit de N2 de P soit supérieur ou égal à N1. On peut ainsi agir sur l'ensemble des variables d'état tout en conservant la possibilité d'établir une hiérarchie entre celles-ci et d'accorder la priorité à telle ou telle. Dans un mode de réalisation de l'invention, on dispose d'une seule variable de commande qui est une variable temporelle. Dans ce cas, on choisira généralement un nombre P de périodes égal au nombre N1 de variables d'état, ce qui se traduit par un système de N1 équations à P inconnues, les P inconnues étant les valeurs de la variable temporelle à

chaque période.

Dans un mode de réalisation de l'invention, la régulation est du type proportionnel-intégral pour l'une des variables d'état et du type

proportionnel pour les autres variables d'état.

Avantageusement, la mesure des variables d'état est effectuée à chaque fois que l'une desdites variables d'état atteint une valeur seuil

prédéterminée, par exemple une valeur nulle.

Dans un mode de réalisation de l'invention, les variables d'état sont le courant Ilr dans une inductance de filtrage série, le courant Ilp dans une inductance de filtrage parallèle, la tension Vcr aux bornes d'un

condensateur de filtrage et la tension Vcf en sortie du convertisseur.

Le dispositif de régulation d'un ensemble de conversion de l'énergie, selon l'invention, comprend des moyens pour mesurer de façon discrète les valeurs d'un nombre N1 de variables d'état, et des moyens pour commanderun nombre N2 de variables de commande, dans le but d'obtenir en sortie de l'ensemble de commande une évolution temporelle optimale de l'une ou de plusieurs des variables d'état, l'évolution de l'ensemble de conversion de l'énergie sur une période comprise entre deux instants de mesure, pouvant être estimée en connaissant les variables d'état au premier instant de mesure et les variables de commande durant la période considérée. Le dispositif comprend des moyens pour élaborer les valeurs des N2 variables de commande sur un nombre P d'instants de mesure, N1 étant supérieur à N2, avec P tel que le produit de N2 par P soit supérieur ou

égal à N1.

Grâce à l'invention, on obtient une diminution significative, de l'ordre de 60%, du temps d'établissement de la tension Vcf. On obtient ainsi une diminution très important de la dose inutilement reçue par le patient pendant le temps d'établissement. On améliore aussi la qualité des images obtenues par le dispositif de radiologie grâce à une meilleure stabilité de la tension Vcf en régime permanent. Bien entendu, l'invention peut s'appliquer à différents types de convertisseurs et permet d'améliorer significativement leurs performances. L'invention sera mieux comprise et d'autres avantages

apparaîtront à la description détaillée d'un mode de réalisation pris à titre

d'exemple nullement limitatif et illustré par les dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma fonctionnel d'un dispositif de conversion de l'énergie; la figure 2 est un diagramme temporel montrant la variation du courant Ilr dans l'inductance série la figure 3 montre l'évolution de l'état des transistors et des diodes du convertisseur sur une alternance; la figure 4 montre les formes d'onde des principales variables pendant un transitoire; les figures 5 à 7 sont des diagrammes temporels de l'évolution des variables d'état consécutivement à une modification de Vcr, de Ilp et de Td; et la figure 8 est un schéma fonctionnel du dispositif de régulation

conforme à l'invention.

Comme on peut le voir sur la figure 1, une source de tension continue E alimente un demi-pont pourvu de deux interrupteurs S1 et S2 chacun composé d'un transistor de puissance, par exemple du type transistor bipolaire à grille isolée (IGBT) et d'une diode de roue libre. Les inductances L1 et L2 servent d'aide à la commutation. Les condensateurs C1 et C2 sont montés en série et assurent le filtrage de la tension E. La tension E est fournie par la tension alternative du secteur qui est redressée

par des moyens non représentés.

La sortie du milieu du demi-pont formé par les interrupteurs S et S2est reliée à une borne du primaire d'un transformateur TR, l'autre borne

étant reliée au point commun aux deux condensateurs de filtrage C1 et C2.

Un filtre à double résonance est disposé entre le point commun aux deux interrupteurs S1 et S2 et le transformateur TR. Ce filtre comprend une inductance série Lr, un condensateur série Cr et une inductance parallèle Lp montée en parallèle du condensateur Cr. Le transformateur TR élève la tension d'un coefficient K. Cette tension est ensuite redressée par un demi-pont à diodes et par deux condensateurs de filtrage Cf. Bien entendu, on pourrait utiliser un onduleur à quatre interrupteurs et un redresseur à quatre diodes. La tension Vcf en sortie du redresseur est envoyée à un tube

à rayons X non représenté.

On choisit la valeur des composants du filtre de façon à définir une fréquence de résonance parallèle Fp = 20 kHz de façon à se situer en dehors du spectre audible et une fréquence de résonance série Fs supérieure à la fréquence de résonance parallèle et choisie selon les limitations de fréquence imposées par les temps de commutation des transistors du demi-pont de l'onduleur, par exemple 70 kHz. Lorsque la fréquence de fonctionnement comprise entre la fréquence de résonance parallèle Fp et la fréquence de résonance série Fs, se rapproche de la fréquence de résonance série Fs, l'impédance du filtre diminue ce qui se traduit par une augmentation du courant et donc de la puissance transmise au transformateur. Au contraire, lorsque la fréquence de fonctionnement diminue et se rapproche de la fréquence de résonance parallèle Fp, l'impédance du filtre augmente et le courant de sortie Io tend vers une valeur nulle. On peut donc effectuer la commande du courant Ilr par la

fréquence de fonctionnement.

Toutefois, on ne connaît les valeurs des inductances Lr et Lp et du condensateur Cr du filtre qu'à 5% près. Or les fréquences de résonance sont déterminées par les valeurs de ces composants. La commande par la fréquence est peu efficace en raison de cette imprécision. On utilise donc une approche différente par la différence entre la fréquence de fonctionnement et la fréquence de résonance série réelle. En effet, lorsque la fréquence de fonctionnement tend vers la fréquence de résonance série

Fs, la durée Td de conduction des diodes des interrupteurs tend vers zéro.

On effectue une détection du passage à zéro du courant Ilr dans l'inductance série Lr, on déclenche un compteurjusqu'à la commande de la mise en conduction du transistor de la branche opposée du demi-pont. On peut ainsi se synchroniser sur le passage à zéro du courant Ilr Comme on peut le voir sur les figures 2 et 3, on définit des valeurs seuils faiblement positive et négative de Ilr à partir desquelles on décompte la durée Td à la fin de laquelle le transistor est mis en conduction. Lorsque le courant Ilr à la fin d'une alternance négative devient supérieur à la valeur de seuil négative, on déclenche le comptage de la durée Td. A la fin de la durée Td, le courant Ilr est devenu positif et on déclenche la mise en conduction du transistor Tl. Puis, lorsque le courant Ilr devient inférieur à la valeur de seuil positive, on déclenche de nouveau le comptage de la durée Td. Lorsque le courant Ilr devient négatif la diode D1 devient conductrice. Lorsque la durée Td est écoulée, le transistor T2

est mis en conduction.

Comme illustré sur la figure 4, on choisit les instants d'échantillonnage tels que le courant Ilr soit nul et on mesure à cet instant la valeur des autres variables d'état Vcf, Vcr et Ilp, Vcr étant la tension aux bornes du condensateur série Cr et Ilp le courant dans l'inductance parallèle Lp. Ces valeurs sont ensuite stockées dans une mémoire. Compte tenu des caractéristiques du système, la forme d'onde des variables d'état entre deux instants d'échantillonnage ne dépend que de la valeur des trois variables d'état précitées Vcf, Vcr, Ilp, et de la valeur du délai à l'amorçage Td choisie. A partir de ces données, on peut rechercher la fonction de transfert et effectuer des simulations sur une alternance tout en restant à

proximité des régimes permanents.

Le but essentiel de la régulation d'un convertisseur pour tube à rayons X est l'obtention de la tension Vcf en sortie tout en maintenant un fonctionnement correct du convertisseur. Mais en agissant sur l'unique variable de commande constituée par le délai d'amorçage Td, sur une alternance, on ne peut réguler que l'une des variables d'état, à savoir Vcf ce qui risque de conduire à des valeurs non souhaitées de la tension Vcr et du

courant Ilp.

On effectue donc une régulation sur trois alternances et l'on dispose ainsi de trois variables de commande Tdk, Tdk+l Tdk+2, ce qui permet de disposer ainsi d'autant de variables de commande que de variables d'état et de parvenir à un état stable à l'issue de la troisième alternance. La régulation de la tension Vcf étant prioritaire par rapport à la régulation de la tension Vcr et du courant Ilp, on prévoit d'ajouter à la régulation de Vcf un terme intégral tandis que la régulation de Vcr et de Ilp est seulement proportionnelle. En d'autres termes, pour réguler convenablement un système comportant un nombre de variables d'état supérieur à celui des variables de commande, on effectue cette régulation sur un nombre d'alternances supérieur à 1 de façon que le produit du nombre d'alternances par le nombre de variables de commande soit supérieur au nombre de variables d'état pour avoir un nombre d'équations de transfert égal à ce produit et donc supérieur au nombre de variables d'état. On peut donc prévoir l'état futur du système de régulation avec des équations du type X(k+l) = A*

X(k) + B * Td dans laquelle X est le vecteur formé par les variables d'état.

Les valeurs des matrices A et B sont déterminées à proximité d'un point de

fonctionnement particulier en régime permanent.

Le calcul de ces constantes peut être effectué en simulant des transitoires de faible amplitude par rapport à ce point de fonctionnement, Vcf et Td étant fixés. On effectue successivement des simulations sur la tension Vcr (figure 5) en partant de conditions initiales suivantes: Vcrk = Vcrs+dVcr, Ilpk = Ilps et Vcfk = VcfS, les valeurs affectées d'un indice S correspondant au point de fonctionnement en régime permanent. On effectue la même simulation sur le courant Ilp en partant des conditions initiales suivantes: Vcrk = Vcrs, Ilpk = Ilps + dIlp et Vcfk = Vcfs. On obtient les courbes représentées à la figure 6. Une dernière simulation est effectuée en conservant les variables d'état à leur valeur du point de fonctionnement en régime permanent et en modifiant la valeur du délai à l'amorçage: Tdk =

Tds + dTd.

Grâce à cette simulation on obtient la fonction de transfert du convertisseur à proximité d'un état stable qui s'écrit de la façon suivante: eVCrk+l VCrkl VCrk+1 -VCrs aVCrk 8ILpk N 8fdk

( IFpk+l -!Lpskrk -,'CrskILpk+l Vdk -

8ILpk+1 ILk+î 0 ILp - ILps + *"c1 - ds'I ^^V^ - VCJs) aVCrk aILpk <VCfkVCfs atdk (CklYCfk+l VCfk+l C8VCk+lî l aVCLk -Lpk dk La valeur du délai à l'amorçage pour une alternance donnée est donc calculée d'après la formule suivante: VCrs - VCrk (5dk - tds) = (kr kILPr k VCf ILps - ILpk VCfs VCfi dans laquelle la dynamique du système en boucle fermée dépend du choix des gains kVcr, k11pet kVcf. Le calcul de ces gains peut être effectué par le procédé d'ACKERMANN à partir des gains de la fonction de transfert. Des tables de valeurs de ces gains peuvent être mises en mémoire pour différentes valeurs de courant et de tension pour être ensuite extraites lors

du fonctionnement du convertisseur, illustré sur la figure 8.

De la partie puissance 1 du convertisseur, sont extraites, aux instants d'échantillonnage, les valeurs des trois variables d'état Ilp, Vcr et Vcf qui sont reliées, par l'intermédiaire de cellules retard, à des comparateurs faisant partie d'une unité de traitement numérique 2. L'autre entrée des comparateurs est reliée à un circuit 3 d'élaboration des valeurs de consigne Vcfs Vcrs et lps Le circuit 3 élabore les valeurs de consigne précitées à partir de la tension Vcfs et du délai à l'amorçage Tds souhaité. A la sortie des comparateurs, les grandeurs AIIpk, AVcrk et AVcfk sont affectées de leurs coefficients de gain respectifs puis sommées. La grandeur AVcfk affectée d'un coefficient de gain k1 est fournie à un circuit intégrateur pour fournir un terme intégral à la régulation et garantir la priorité donnée à la régulation de Vcf. La sortie dudit circuit intégrateur est également reliée au circuit additionneur des autres grandeurs. La sortie du circuit 1l additionneur est reliée à un autre circuit additionneur qui reçoit du circuit 3 la valeur deTds. Le délai à l'amorçage pour l'alternance suivante Tdk + 1 est obtenu en sortie de cet autre circuit additionneur et est fourni à un circuit de commande, non représenté, des transistors de la partie puissance 1. Grâce à l'invention, la régulation du convertisseur est considérablement améliorée en réduisant le temps de montée de la tension de sortie et l'ondulation en régime permanent. Selon les coefficients de gain que l'on choisit on peut, par exemple, prévoir une croissance exponentielle de la tension au début d'une rampe d'augmentation de la tension pour profiter d'un courant élevé à tension faible ce qui permet, dans le cas d'un tube à rayons X de diminuer les doses reçues par le patient, et également à la fin d'une rampe d'augmentation de la tension afin d'éviter des ondulations trop fortes du courant. Bien entendu, l'invention peut s'appliquer à des types de convertisseur extrêmement variés prévus pour

l'alimentation de charges électriques de nature différente.

Claims (12)

REVENDICATIONS

1. Procédé de régulation d'un convertisseur à transistors, dans lequel on mesure et on mémorise la valeur d'un nombre N1 de variables d'état, puis on agit sur un nombre N2 de variables de commande, caractérisé par le fait que, N 1 étant supérieur à N2, la valeur des variables de commande est calculée, à un instant donné, pour un nombre P de

périodes tel que le produit de N2 par P soit supérieur ou égal à N1.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que N2 est égal à l'unité et que la variable de commande est une variable temporelle.

3. Procédé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la régulation est du type proportionnel- intégral pour l'une des

variables d'état et du type proportionnel pour les autres variables d'état.

4. Procédé selon l'une quelconque des revendications

précédentes, caractérisé par le fait que la mesure des variables d'état est effectuée à chaque fois que l'une desdites variables d'état atteint une

valeur seuil prédéterminée.

5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé par le fait que la mesure des variables d'état est effectuée à chaque fois que l'une desdites

variables d'état atteint une valeur nulle.

6. Procédé selon l'une quelconque des revendications

précédentes, caractérisé par le fait que les variables d'état sont le courant Ilr dans une inductance de filtrage série, le courant Ilp dans une inductance de filtrage parallèle, la tension Vcr aux bornes d'un

condensateur de filtrage et la tension Vcf en sortie du convertisseur.

7. Dispositif de régulation d'un ensemble de conversion de l'énergie, comprenant des moyens pour mesurer de façon discrète les valeurs d'un nombre N1 de variables d'état, et des moyens pour commanderun nombreN2 de variables de commande, dans le but d'obtenir en sortie de l'ensemble de commande une évolution temporelle optimale de l'une ou de plusieurs des variables d'état, l'évolution de l'ensemble de conversion de l'énergie sur une période entre deux instants de mesure pouvant être estimée en connaissant les variables d'état au premier instant de mesure et les variables de commande durant la période considérée, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens pour élaborer les valeurs des N2 variables de commande sur un nombre P d'instants de mesure, N 1 étant supérieur à N2, avec P tel que le produit de N2 par P soit

supérieur ou égal à N1.

8. Dispositif selon la revendication 7, caractérisé par le fait que N2 est égal à l'unité et que la variable de commande est une variable temporelle.

9. Dispositif selon la revendication 7 ou 8, caractérisé par le fait que la régulation est du type proportionnel-intégral pour l'une des

variables d'état et du type proportionnel pour les autres variables d'état.

10. Dispositif selon l'une quelconque des revendications

précédentes, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens pour mesurer des variables d'état à chaque fois que l'une desdites variables

d'état atteint une valeur seuil prédéterminée.

11. Dispositif selon la revendication 10, caractérisé par le fait qu'il comprend des moyens pour mesurer des variables d'état à chaque fois

que l'une desdites variables d'état atteint une valeur nulle.

12. Dispositif selon l'une quelconque des revendications

précédentes, caractérisé par le fait que les variables d'état sont le courant Ilr dans une inductance de filtrage série, le courant Ilp dans une inductance de filtrage parallèle, la tension Vcr aux bornes d'un condensateur de

filtrage et la tension Vcf en sortie du convertisseur.