FR2672447A1 - Convertisseur continu-continu, en particulier convertisseur push-pull a mosfets. - Google Patents

Abstract

Ce convertisseur comprend: un transformateur avec deux primaires (P1 , P2 ); une source de tension (Vi n ) dont l'une des bornes est reliée au point milieu; et deux commutateurs (T1 , T2 ), montés en série entre l'autre borne de la source et un primaire, qui présentent une capacité parasite imposant un temps de transition entre ouverture d'un commutateur et fermeture de l'autre. Le transformateur est réalisé sur un circuit magnétique à entrefer. Chaque primaire comporte un nombre de spires déterminé essentiellement en fonction du niveau des pertes au sein du circuit magnétique, la dimension de l'entrefer étant ajustée, compte tenu de ce nombre de spires et de la fréquence de travail, de manière à réduire l'inductance de magnétisation du transformateur à une valeur telle que ledit temps de transition soit inférieur à un seuil donné correspondant à la limite tolérable du facteur de forme.

Description

i Convertisseur continu-continu, en particulier convertisseur push-pull à

MOSFE Ts

L'invention concerne les convertisseurs continu-continu, en parti-

culier ceux de type push-pull à MOSFE Ts. Ces convertisseurs sont, essentiellement, constitués autour d'un transformateur comprenant deux enroulements primaires montés en opposition et reliés chacun à tour de rôle à une source de tension

constante par l'intermédiaire d'organes de commutation appropriés.

Cette commutation, qui peut résulter ou non d'une auto-oscilla-

tion du circuit, produit à chaque alternance une inversion corréla-

tive du flux magnétique dans le transformateur, ce qui permet de recueillir aux bornes d'un enroulement secondaire de celui-ci une

tension alternative qui est ensuite redressée et filtrée de façon ap-

propriée.

Dans ces convertisseurs, la réduction de la taille (et donc du poids) du dispositif passe par un accroissement de la fréquence de

travail à laquelle s'effectue la commutation alternée des enroule-

ments primaires Or, lorsque l'on cherche à accroître cette fréquence de travail, il devient particulièrement avantageux d'utiliser comme organes de commutation des transistors de type MOSFET en raison

de leurs excellentes performances en commutation à haute fré-

quence. Néammoins, ces composants présentent entre drain et source, et

entre drain et grille, une capacité parasite qui est loin d'être négli-

geable, en particulier pour les MOSFE Ts de forte puissance Pour cette raison, lorsque l'on choisit d'utiliser de tels composants, le cycle de commutation doit prendre en compte les temps de charge (ou, respectivement, de décharge) de ces capacités parasites, et ceci

au rythme de la fréquence de commutation.

Ces alternances de charges et décharges étant inévitables, il est particulièrement important de concevoir le circuit du convertisseur pour que, malgré ce phénomène, la commutation ait lieu sans pertes et en dégradant le moins possible le facteur de forme, paramètre

déterminant de l'efficacité de fonctionnement du convertisseur.

A cet égard, si l'on peut faire en sorte que les charges et dé-

charges des capacités parasites des MOSFE Ts aient lieu sans pertes, il en outre est essentiel que les durées de ces charges et

décharges qui correspondent à une phase de transition ou " inter-

valle de commutation " pendant lequel le convertisseur n'opère pas

de transfert de puissance soient adaptées à la fréquence de com-

mutation choisie.

Ainsi, si l'on prend par exemple le cas d'un convertisseur push-

pull opérant à 200 k Hz, dont le temps de conduction maximal est donc de 2,5 p Ls pour chaque branche, il ne serait pas acceptable d'avoir un intervalle de commutation d'une durée supérieure à 1 gls, car le temps de conduction des transistors deviendrait alors trop

court, ce qui dégraderait de façon excessive le facteur de forme.

Ce problème est d'autant plus critique que l'on utilise comme organe de commutation des MOSFE Ts, car dans ce cas précis la capacité des MOSFE Ts est prédominante par rapport à la capacité parasite du transformateur, qui ne permet plus de déterminer par ses caractéristiques propres la durée de l'intervalle de commutation (on pourra à cet égard se référer au US-A-4 443 840, qui décrit un

convertisseur à transistors classiques utilisant la résonance intrin-

sèque du transformateur et du redresseur de sortie pour ajuster la durée de l'intervalle de commutation à la fréquence de travail ce

que l'on ne pourait pas faire avec des MOSFE Ts).

L'un des buts de la présente invention est de proposer un moyen pour adapter la durée de l'intervalle de commutation à la fréquence

de travail dans un convertisseur o la capacité des organes de com-

mutation est prédominante par rapport à celle du transformateur, ce qui est typiquement le cas des convertisseurs à commutation par

MOSFE Ts.

Un convertisseur de ce dernier type est par exemple décrit dans le FR-A- 2 627 644, au nom de la Demanderesse; ce document décrit

un mode de commutation impliquant la prise en compte de la capa-

cité parasite des MOSFE Ts, mais ne suggère aucune manière d'ajus-

ter la durée de l'intervalle de commutation en fonction de la fré-

quence de commutation choisie.

Par ailleurs, comme on le verra, le moyen proposé par la présente invention pour ajuster la durée de l'intervalle de commutation est

indépendant du schéma et des divers paramètres électriques concer-

nés, et peut donc s'appliquer aussi bien à des convertisseurs de type résonant (c'est-à-dire opérant par oscillation spontanée) que non résonant (c'est-à-dire opérant par oscillation forcée), et aussi bien à des convertisseurs pilotés en courant qu'à des convertisseurs pilotés

en tension.

A cet effet, l'invention propose un convertisseur continu-continu

du type précité (décrit par exemple dans le FR-A-2 627 644 men-

tionné plus haut), c'est-à-dire comprenant: un transformateur avec deux enroulements primaires montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu; une source de tension constante, dont l'une des bornes est reliée au point milieu du transformateur; et deux commutateurs, notamment des MOSFE Ts, montés chacun en

série entre l'autre borne de ladite source de tension et un enroule-

ment primaire respectif et commandés de manière à relier alternati-

vement et périodiquement cette autre borne de la source de tension à l'un ou à l'autre des enroulements primaires, ces commutateurs présentant, à la commutation, une capacité parasite devant être chargée et déchargée en imposant ainsi un temps de transition entre l'ouverture de l'un des commutateurs et la fermeture subséquente de

l'autre commutateur.

Selon un premier aspect de l'invention, le transformateur de ce

convertisseur est réalisé sur un circuit magnétique à entrefer.

Selon un second aspect de l'invention, chaque enroulement pri-

maire comporte un nombre de spires déterminé essentiellement en

fonction du niveau de pertes admissible au sein du circuit magnéti-

que, la dimension de l'entrefer étant alors ajustée, compte tenu de ce nombre de spires et de la fréquence de travail, de manière à réduire l'inductance de magnétisation du transformateur à une valeur telle

que ledit temps de transition soit inférieur à un seuil donné corres-

pondant à la limite tolérable du facteur de forme.

En d'autres termes, le nombre de spires du primaire est déter-

miné par le niveau de pertes admissibles et non par l'inductance de

magnétisation que l'on souhaite obtenir (on verra dans la descrip-

tion détaillée la justification de ce choix).

Très avantageusement; e étant la dimension de l'entrefer, 1 e

étant la longueur moyenne du circuit magnétique et g étant la per-

méabilité magnétique intrinsèque du matériau du circuit magnéti- que, le ratio e/le est notablement supérieur à 1/g Dans ce dernier cas, comme on l'expliquera mieux par la suite, la durée de l'intervalle de commutation est essentiellement déterminée

par un paramètre purement géométrique (la dimension de l'entre-

fer), et est donc indépendante à la fois de la température (la perméa-

bilité magnétique intrinsèque est en effet un facteur qui varie dans des proportions considérables en fonction de la température) et des dispersions très importantes de perméabilité que l'on rencontre d'un

noyau à l'autre.

On va maintenant décrire en détail un exemple de réalisation de

l'invention, en référence aux dessins annexés.

La figure 1 montre la configuration générale d'un convertisseur push- pull à transistors MOSFE Ts, avec les différentes capacités

parasites associées aux éléments du convertisseur.

La figure 2 est un schéma équivalent de l'une des branches du

convertisseur de la figure 1.

La figure 3 est une courbe donnant, pour un circuit magnétique

donné, la variation de la perméabilité magnétique du noyau en fonc-

tion de la dimension de l'entrefer.

La figure 4 est une courbe donnant, pour un circuit magnétique donné, la variation du courant de magnétisation en fonction de la

dimension de l'entrefer.

La figure 5 est une courbe donnant, dans un exemple de réalisa-

tion chiffré, la variation de l'inductance de magnétisation en fonc-

tion de la dimension de l'entrefer.

Sur la figure 1, on a représenté de façon schématique la structure d'un convertisseur continu de type push-pull à commutation par MOSFE Ts: celui-ci comporte essentiellement un transformateur avec, au primaire, deux enroulements Pl et P 2 montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu recevant la tension continue d'entrée VIN; au secondaire, deux enroulements 51 et 52 permettent de recueillir la tension alternative produite, qui sera redressée par les diodes Dl et D 2 pour délivrer la tension de sortie VOUT Des

moyens de filtrage appropriés, non représentés, peuvent être égale-

ment prévus Par ailleurs, pour la clarté du dessin, les enroulements primaires Pl et P 2 et secondaires S, et 52 des deux branches du pushpull ont été représentés distinctement, bien qu'ils se trouvent

en fait bobinés sur un seul et même noyau.

Les enroulements primaires Pl et P 2 coopèrent chacun avec un organe de commutation respectif Tl, T 2, qui est ici un transistor

MOSFET de puissance.

On a également représenté sur le dessin, en tiretés, la capacité parasite entre spires des enroulements du transformateur, ainsi que les capacités parasites entre drain et source, entre grille et drain et

entre grille et source des transistors T 1 et T 2.

Le point milieu des enroulements primaires Pl et P 2 est relié à la source de tension continue VIN d'alimentation du convertisseur, l'autre borne (borne distale) de chacun des enroulements primaires

étant reliée sélectivement à la masse par l'intermédiaire du commu-

tateur respectif T 1 ou T 2; on notera que l'on pourrait, aussi bien, utiliser la configuration inverse, avec le point milieu relié à la masse

et les bornes distales des enroulements primaires reliées sélective-

ment et alternativement à la source de tension VIN par l'intermédi-

aire des commutateurs Tl et T 2.

Dans cette configuration, en elle-même classique, les deux com-

mutateurs T 1 et T 2 sont pilotés de façon appropriée par application sur leur grilles G de signaux de commande respectifs permettant de

les faire fonctionner en push-pull, c'est-à-dire que, pour pouvoir fer-

mer l'un des commutateurs, l'autre doit être nécessairement ouvert.

Un mode de commande approprié (en aucune façon limitatif de la présente invention) est décrit par exemple dans le FR-A-2 627 644 précité, auquel on pourra se référer pour de plus amples détails à

titre d'exemple de réalisation.

On notera que, dans tous les cas, entre l'instant d'ouverture de l'un des transistors et l'instant de fermeture de l'autre transistor, il

est nécessaire de laisser s'écouler un intervalle suffisant pour per-

mettre la charge ou la décharge des capacités parasites associées à

ces transistors, comme cela a été exposé plus haut.

La figure 2 est un schéma équivalent correspondant à l'une quel-

conque des deux branches du convertisseur de la figure 1 (par

" branche ", on entendra soit l'ensemble Pl, 51, Tl, Dl, soit l'ensem-

ble P 2, 52, T 2, D 2).

Sur ce schéma équivalent, on a utilisé les notations suivantes VIN est la tension d'ntrée, VOUT est la tension de sortie, Rp est la

résistance du primaire, R, est la résistance équivalente représenta-

tive des pertes au sein du circuit magnétique, Lp est l'inductance de magnétisation (telle que modifiée par l'entrefer; voir plus bas), LI

est l'inductance de fuite, Cp est la capacité parasite du transforma-

teur et RS est la résistance du secondaire.

Compte tenu des fréquences de travail élevées recherchées, le

matériau du noyau est généralement une ferrite.

Selon l'invention, le noyau du circuit magnétique comporte un entrefer dont on peut ajuster isolément la valeur: comme on le verra

en détail plus bas, on peut en effet modifier l'inductance de magnéti-

sation en jouant sur la dimension de l'entrefer et sans modifier aucun des autres paramètres; ceci est symbolisé, sur le schéma équivalent de la figure 2, par la flèche oblique sur l'inductance de

magnétisation Lp.

On va maintenant expliquer la manière dont interagissent ces différents éléments et dont on va déterminer, selon l'invention, les

différents facteurs de cette configuration.

De façon classique, pour des formes d'ondes carrées dans un transformateur fonctionnant en push-pull, l'équation de Maxwell

donne le flux B dans le matériau magnétique en fonction de la ten-

sion E appliquée aux bornes de l'enroulement, de la fréquence de

commutation F, de la section du matériau magnétique S et du nom-

bre N de spires: B = E/4 S N Fs ( 1) Par ailleurs, les pertes Pc au sein du circuit magnétique sont

fonction de la fréquence de commutation F et du flux B, conformé-

ment à la relation: PC = k Bc' FSP, ( 2) k, cx et f 3 étant des paramètres fonction du matériau utilisé, ax et f 3

étant généralement de l'ordre de 2 pour des ferrites.

L'inductance primaire (inductance de magnétisation) Lm est don-

née par: Lm = AI N 2, ( 3)

AI étant une caractéristique fonction de la perméabilité magnéti-

que ge du matériau du circuit magnétique telle que modifiée par la

présence de l'entrefer, et d'un coefficient c qui est une caractéristi-

que dimensionnelle liée à la géométrie du circuit magnétique: AI = tec ( 4) L'inductance de magnétisation Lm déterminée par application de

cette relation ( 4) à la relation ( 3) va elle-même déterminer les carac-

téristique de commutation du convertisseur.

On voit ainsi que, si l'on suppose que l'on choisit le nombre de spires N de manière à correspondre aux conditions limites de pertes au sein du circuit magnétique, il n'est plus possible que de modifier

le paramètre A 1 si l'on veut ajuster les caractéristiques de commuta-

tion du convertisseur et, dans AI, il n'est possible de modifier que lie

si l'on ne veut pas modifier la géométrie du noyau.

On va maintenant exposer la manière de procéder à cet ajuste-

ment, conformément aux enseignements de l'invention.

Avant toute chose, il faudra prendre soin de minimiser les capa-

cités parasites du transformateur en fractionnant, en rectifiant et en empilant les secondaires autant que possible, en particulier dans les applications à haute tension. Une fois que le transformateur aura été défini de manière à répondre aux conditions de pertes au sein du circuit magnétique et dans les enroulements de cuivre pour la fréquence de commutation choisie, l'inductance de magnétisation Lm sera alors déterminée, et l'on pourra calculer et mesurer la capacité parasite de chacune des

branches du convertisseur.

Plus précisément, cette capacité parasite résulte de la mise en parallèle de la capacité entre drain et source et entre drain et grille du transistor MOSFET pilotant le transformateur, avec la capacité

parasite de l'enroulement du transformateur.

La fréquence propre d'oscillation de l'ensemble transformateur + MOSFET de chaque branche est donnée par la relation: Fn = Z/12 (Lm Ceq)1/2 ( 5)

Ceq étant la capacité parasite globale telle que définie plus haut.

Ceci permet de connaître la durée de l'intervalle nécessaire pour faire basculer le convertisseur push-pull d'une branche à l'autre, c'est-àdire, en d'autres termes, la durée de l'intervalle nécessaire, lorsque l'un des commutateurs est ouvert, pour faire retomber la

tension à zéro sur l'autre commutateur.

À ce stade de la conception, la durée de cet intervalle peut être trop longue pour la fréquence de commutation choisie, amenant

donc à une dégradation importante du facteur de forme.

Conformément à l'invention, pour contrôler la durée de cet inter-

valle de commutation et lui imposer une valeur adaptée à la fré-

quence de commutation sans modifier de façon significative la con-

ception et le calcul du transformateur, on prévoit un entrefer dans le matériau magnétique et on accroît la valeur de celui-ci jusqu'à

obtention d'une valeur satisfaisante pour l'inductance de magnétisa-

tion L'introduction de ce paramètre modifie la perméabilité magné-

tique du matériau conformément à la relation: 1 i e

-= ±, ( 6)

ge g le ge étant la perméabilité magnétique du matériau du circuit

magnétique modifiée par la présence de l'entrefer, g étant la per-

méabilité magnétique intrinsèque de ce même matériau, e étant la dimension de l'entrefer et le étant la longueur moyenne du circuit magnétique. La figure 2 montre la manière dont le paramètre ge évolue en fonction de la dimension de l'entrefer, pour un circuit magnétique

donné; pour un nombre fixé de spires, le produit N Lm est une fonc-

tion proportionnelle de ge.

On notera que cette manière de déterminer la durée de l'inter-

valle de commutation est sans influence sur l'inductance de fuite Li

du transformateur, ce qui est important si l'on utilise cette induc-

tance comme paramètre d'une configuration résonante.

En effet, l'inductance de fuite L 1 est uniquement fonction des caractéristiques géométriques du transformateur, une fois celui-ci

bobiné Cette valeur dépendra donc, en fait, du nombre d'enroule-

ments conformément à la relation:

LI= K N 2, ( 7)

K étant un paramètre fonction de la dimension des spires et de la

distance entre celles-ci, mais indépendante de g.

Bien entendu, le fait de prévoir un entrefer accroît le courant de magnétisation pour un temps de conduction donné; néanmoins, cet

accroissement ne produit qu'un accroissement corrélatif relative-

ment réduit des pertes de conduction dans les MOSFE Ts À cet égard, la figure 4 montre l'évolution du courant de magnétisation en fin de conduction Imag en fonction de la dimension de l'entrefer, ce courant étant donné par: E.T O Imag= ( 8) Lm E étant la tension appliquée au point milieu du transformateur

et Tc étant la durée de l'intervalle de conduction.

Dans un exemple pratique, on a réalisé un convertisseur réso-

nant, du même type que celui décrit dans le FR-A-2 627 644 précité, opérant à une fréquence de commutation pouvant aller jusqu'à 900 k Hz On a utilisé à cet effet un circuit magnétique du type ETD 34 x 17 x 11 réalisé dans un matériau de type 3 F 3 commercialisé par

PHILIPS, et pour lequel A 1 = 2250 + 25 % et lL = 1450 + 25 %.

Supposons que le primaire du transformateur comporte N = 10 spires; l'inductance de magnétisation sera alors Lm = A 1 x N 2 =

2250 x 100 = 0,225 mi I H+ 25 %.

Si l'on introduit maintenant un entrefer dans le circuit magnéti-

que, les relations ( 3), ( 4) et ( 6) indiquées plus haut donnent les valeurs de Lm en fonction de la dimension e de l'entrefer Ces

valeurs ont été portées sur la courbe de la figure 5, les valeurs nu-

mériques indiquées correspondant à une longueur magnétique moy-

enne du circuit 1 e = 79 mm.

L'introduction de l'entrefer réduit considérablement la plage de dispersion de la valeur le, car le ratio e/le peut être ajusté à une

valeur de quelques pourcents, constituant donc le terme prépondé-

rant du membre de droite de la relation ( 6), la dispersion de valeur

de + 25 % sur ge devenant alors marginale (le terme 1/ge est infé-

rieur à 1 %o et son incidence est donc très faible).

Par ailleurs, l'incidence des variations de température est égale-

ment négligeable, bien que te varie de façon très importante avec ce facteur (typiquement, de 50 % entre 50 C et 100 C) Ici encore, ces variations n'ont qu'un effet négligeable sur ge, dès lors que le terme e/le, qui est un terme purement géométrique qui ne varie pas avec la

température, est prépondérant dans le membre de droite de la rela-

tion ( 6).

En ce qui concerne la réalisation pratique, on notera que, pour la détermination de l'entrefer, il existe des papiers calibrés de diverses épaisseurs ( 10 lm, 25 gm, etc), de sorte qu'il est aisé de réaliser et d'ajuster avec précision de tels entrefers.

Claims (3)

REVENDICATIONS

1 Un convertisseur continu-continu, du type comprenant: un transformateur avec deux enroulements primaires (P 1, P 2) montés en opposition de part et d'autre d'un point milieu, -une source de tension constante (Vin), dont l'une des bornes est reliée au point milieu du transformateur, et

deux commutateurs, notamment des MOSFE Ts (T 1, T 2), mon-

tés chacun en série entre l'autre borne de ladite source de ten-

sion et un enroulement primaire respectif et commandés de manière à relier alternativement et périodiquement cette autre borne de la source de tension à l'un ou à l'autre des enroulements primaires, ces commutateurs présentant, à la commutation, une capacité parasite devant être chargée et déchargée en imposant ainsi

un temps de transition entre l'ouverture de l'un des commuta-

teurs et la fermeture subséquente de l'autre commutateur, convertisseur caractérisé en ce que le transformateur est réalisé sur

un circuit magnétique à entrefer.

2 Le convertisseur de la revendication 1, dans lequel chaque enroulement primaire comporte un nombre de spires déterminé essentiellement en fonction du niveau des pertes au sein du circuit magnétique, la dimension de l'entrefer étant alors ajustée, compte tenu de ce nombre de spires et de la fréquence de travail, de manière à réduire l'inductance de magnétisation du transformateur à une valeur telle que ledit temps de transition soit inférieur à un seuil

donné correspondant à la limite tolérable du facteur de forme.

3 Le convertisseur de la revendication 1, dans lequel, e étant la dimension de l'entrefer, 1 l étant la longueur moyenne du circuit magnétique et g étant la perméabilité magnétique intrinsèque du

matériau du circuit magnétique, le ratio e/le est notablement supé-

rieur à 1/gi.