FR2709891A1 - Convertisseur auto-oscillant du type à ajustement. - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne un convertisseur continu-continu auto-oscillant, dont le transformateur comporte un noyau (24) à trois branches (30, 32, 34), avec des bobinages primaires (13, 14), secondaires (15, 16), de commande (11, 12) et de bouchon (10), et des commutateurs de commande (19, 20) organisant un débit de flux alterné dans la branche (32) des bobinages primaires, avec une temporisation prédéterminée. Ce convertisseur fonctionne avec un déplacement de fréquence réduit.
Description
La présente invention concerne les convertisseurs
continu-continu, et plus particulièrement les convertis-
seurs à résonance ou auto-oscillants. Cette invention a pour objet de perfectionner le convertisseur décrit dans le document US-A-5,177,675 de la demanderesse. Il existe différents convertisseurs pour changer la grandeur d'une tension en une autre. Les convertisseurs
classiques comme les convertisseurs directs ou les conver-
tisseurs en retour (ou indirects) sont bien connus dans l'art antérieur. De nombreux textes, comme l'article "High Frequency Switching Power Supplies: Theory and Design" (Alimentation de commutation haute fréquence: théorie et conception) de George Chryssis, Ed. Mc Graw Hill Book Co,
expliquent le fonctionnement des convertisseurs de ce type.
Dans le domaine des convertisseurs à courant nul, à tension nulle du type à résonance (auto-oscillants), l'objectif pour le concepteur est d'obtenir à la fois des matériaux à faible coût, une efficacité élevée et une densité de puissance élevée. Les convertisseurs selon l'état actuel de la technique ont permis au cours des dernières années d'atteindre une densité de puissance de 0,12 à 0,24 watt par centimètre cube. Malheureusement, dans la bataille technologique de l'éternelle augmentation de puissance, les topologies de résonance de courant ont cessé
d'augmenter leur densité de puissance en raison de nombreux problèmes épineux liés à la mise en application des techno-
logies de résonance. En ce qui concerne le convertisseur selon l'art antérieur décrit dans le document US-A-5,177,675, les objectifs topologiques étaient focalisés sur la commutation zéro volt, courant nul aux fréquences moyennes. Une approche série-parallèle de la conception de résonance était alors employée pour réaliser une alimentation de
commutation de haute densité, autonome, et de coût raison-
nable, destinée à être utilisée sur des produits informati-
ques, industriels et de grande consommation. Au cours des dernières années, des densités de puissance de l'ordre de 0,24 watt par centimètre cube ont été obtenues grâce à cette topologie. Dans les années 90, au cours de la mise en application du brevet américain précité, les concepteurs ont dû faire face à deux problèmes difficiles dans leur recherche de diminution de coût et d'augmentation de
densité pour répondre à la demande des utilisateurs.
L'efficacité de fonctionnement des convertisseurs série-
parallèle à résonance (auto-oscillants), comme ceux mentionnés dans le brevet précité, qui utilisent une bande de fréquence de régulation réduite, typiquement 2 à 1 ou 4 à 1 pour une régulation complète, ont plafonné à environ % d'efficacité pour les sorties basse tension. Ainsi,
comme on utilisait deux éléments magnétiques, qui dépas-
saient tous deux la limite de charge, les coûts en matériau et de fabrication des produits ont limité leur capacité à remplacer d'autres topologies plus anciennes à moindre coût dans des applications o le volume et le poids ne sont pas
d'une importance primordiale.
Les principales difficultés d'augmentation de densité de puissance audelà d'une valeur de 0,24 watt par centimètre cube résident dans la présence du courant magnétisant du transformateur. Comme cela est expliqué dans le brevet américain précité, le courant magnétisant est critique en ce qui concerne la réussite d'une commutation zéro volt. Les ramifications de modification du courant
magnétisant sont doubles.
L'un des principaux domaines concernés est le ronflement électromagnétique (EMI). Dans les convertisseurs série-parallèle dont la plage de fréquences a été réduite à sa plage habituelle 2 à 1 ou 4 à 1, le terme dv/dt haute tension sur les commutateurs primaires est limité à une modification de pente d'environ trois à un. La pente de la tension sur les commutateurs de courant élevé dans les convertisseurs haute tension est l'une des principales
sources de parasites électromagnétiques. Avec les change-
ments de fréquence de 2 à 1 des convertisseurs auto-
oscillants actuels, et les changements de pente primaire de 3 à 1, la filtration électromagnétique d'entrée sur les alimentations a été diminuée approximativement de moitié par rapport aux convertisseurs classiques antérieurs, et
même par rapport aux convertisseurs à résonance (auto-
oscillants) de la seconde génération. Toutefois, l'objectif des concepteurs est de supprimer complètement la filtration d'entrée prévue pour le ronflement électromagnétique. A une
époque o dans le monde entier, les instances de normalisa-
tion ne cessent d'être de plus en plus exigeantes en ce qui concerne le bruit rayonné transmis, cette tâche s'avère de plus en plus difficile. Avec la génération actuelle de convertisseurs à résonance sérieparallèle, dans lesquels, dans les meilleures conditions possibles de fonctionnement, la tension de remise à zéro sur les commutateurs primaires atteint le zéro juste avant que le circuit de commande ne ferme le commutateur, la performance en matière de ronfle- ment électromagnétique est excellente. Ceci est dû au fait que le courant en mode commun passant dans le transforma- teur entre le primaire et le secondaire, ou les transforma- teurs dans le cas du brevet américain No 5,177,675, est25 faible, en raison d'une faible valeur du terme dv/dt appliqué au bobinage primaire du transformateur. Cependant, dans des conditions moins favorables, le terme dv/dt peut augmenter, de sorte que la temporisation de fermeture du commutateur, après que la tension a atteint le zéro, peut
représenter jusqu'à 10% de la fréquence de commutation.
Comme la pente augmente en raison du changement de fréquen-
ce, les courants en mode commun augmentent, ce qui néces-
site d'augmenter la dimension du filtre d'entrée à une taille supérieure à ce qu'elle devrait être idéalement, de
manière à s'adapter aux niveaux du ronflement électromagné-
tique transmis. Ce phénomène est aggravé par le fait que,
comme la performance zéro volt des convertisseurs série-pa-
rallèle est dépendante de la capacité totale réfléchie dans les bobinages primaires, il est nécessaire de trouver, dans la pratique, un compromis dans la conception du transforma-
teur de commutation primaire de manière à ce que l'induc-
tion de fuite entre les bobinages primaires soit supérieure à celle qu'aurait souhaité avoir le concepteur, de manière à obtenir une capacité primaire inférieure. Dans les conditions idéales d'une fréquence de fonctionnement maximale, ceci fonctionne très bien. Toutefois, comme le circuit de commande est amené à diminuer la fréquence de fonctionnement en réponse aux conditions de modification de charge et de ligne, l'induction de fuite plus élevée15 provoque des oscillations sur les commutateurs haute tension. De telles oscillations sont nettement inférieures
à celles que l'on rencontre dans les convertisseurs classi-
ques, ou dans les convertisseurs à résonance (auto-oscil-
lants) de la première et de la seconde génération, mais étant donné que le but à atteindre est d'avoir des filtres d'entrée toujours plus petits, toute oscillation autre que la fréquence de commutation basique et ses harmoniques doit
être prise en compte.
Le second problème réside dans la perte d'effica-
cité des convertisseurs à résonance (auto-oscillants) de la génération actuelle du type de celui qui est décrit dans le brevet américain No 5, 177,675, lorsque le convertisseur se trouve dans des conditions telles que la modification de
fréquence approche de son point minimal (courant magnéti-
sant maximal). Ceci est dû au fait que l'intensité efficace (RMS) passant dans les commutateurs et les bobinages
primaires peut représenter jusqu'à 30% du courant magnéti-
sant. Ceci est nettement meilleur que pour les convertis-
seurs de la première et de la seconde génération, par exemple ceux décrits dans le brevet américain No 4,415,959 ou le brevet japonais No 1 503 925, mais reste un facteur limitatif dans l'efficacité des convertisseurs de la génération actuelle. Ce phénomène est entièrement dû au déplacement de fréquence, puisque le courant magnétisant est une fonction de la fréquence de fonctionnement du convertisseur.
Au vu du problème lié à la recherche d'un ac-
croissement de la densité de puissance au-delà de 0,24 watt par centimètre cube dans les alimentations de commutation autonomes, l'objet de la présente invention est de réaliser un convertisseur à résonance (auto-oscillants) fonctionnant selon les mêmes principes que le convertisseur du brevet américain No 5,177,675, mais avec un déplacement de
fréquence largement réduit, permettant ainsi aux concep-
teurs de développer des alimentations autonomes ayant une
efficacité proche de 90%.
Un autre objet de l'invention est le retrait du second élément magnétique discret, réduisant ainsi la capacité entre le primaire et le secondaire, et réduisant les coûts de l'alimentation, ainsi que la possibilité pour le concepteur d'appliquer le courant magnétisant de manière indépendante avec peu d'influence sur les autres paramètres
de fonctionnement.
Ces objets sont atteints en prévoyant conformé-
ment à l'invention, un convertisseur d'alimentation auto-
oscillant servant à modifier la grandeur d'une tension continue, caractérisé en ce qu'il comporte: - un transformateur possédant un noyau avec au moins trois branches utilisant trois passages de flux différents, et un moyen de bobinage primaire sur une première desdites branches pour effectuer un débit de flux alterné dans des directions opposées au travers dudit noyau; - un moyen de commutateur de commande pour fournir des impulsions de courant alternées dans ledit moyen de bobinage primaire pour effectuer ladite alternance du débit de flux, ledit moyen de commutateur de commande et ledit moyen de bobinage primaire ayant une capacité
parasite prédéterminée, avec une temporisation prédétermi-
née entre la fin d'une impulsion donnée et le début de l'impulsion suivante; - ladite première branche comprenant en outre une paire de bobinages secondaires agencés pour une conduction alternative en phase avec le débit de flux alterné, - une induction magnétisante étant établie dans ladite première branche dudit transformateur dont la grandeur est établie par la réalisation d'un entrefer dans la troisième branche du noyau, de telle sorte que le courant magnétisant soit suffisamment important pour charger de façon contrôlée la capacité parasite; - un moyen de circuit secondaire comprenant les bobinages secondaires ainsi qu'un moyen associé pour redresser le courant dans lesdits bobinages secondaires; - un moyen de circuit de sortie ayant des bornes de sortie et un condensateur de sortie; - un moyen de circuit résonant parallèle (ou bouchon) comprenant un moyen de transformateur ayant un moyen de bobinage de commande sur la seconde desdites branches disposé dans le convertisseur pour être sensible au courant de charge, et un moyen pour appliquer une tension d'entrée audit moyen de bobinage de commande, ainsi qu'un bobinage résonant parallèle relié magnétiquement audit moyen de bobinage de commande, et un condensateur résonant monté en parallèle avec ledit bobinage résonant
parallèle.
Avantageusement, le moyen commutateur de commande est sensible à la grandeur d'une charge appliquée aux bornes de sortie, pour commander le début et la durée de chaque impulsion de courant et/ou le moyen de bobinage primaire comprend une paire de bobinages primaires reliés en parallèle, et le moyen de commutateur de commande comprend une paire de commutateurs de commande montés en
série, respectivement, avec lesdits bobinages primaires.
D'autres caractéristiques et avantages de l'in-
vention apparaîtront plus clairement à la lumière de la
description qui va suivre et des dessins annexés, concer-
nant un mode de réalisation particulier, en référence aux figures o:
- la figure 1 est une vue illustrant un agence-
ment selon la technique antérieure, avec ses deux transfor-
mateurs Tl et T2; - la figure 2 est une vue illustrant un mode de réalisation du convertisseur conforme à l'invention; - la figure 3 est un schéma illustrant le circuit de contrôle du convertisseur selon l'invention; - les figures 4A et 4B illustrent la forme des ondes de fonctionnement du convertisseur selon l'invention conformément à une réalisation préférentielle, avec pour la figure 4A un fonctionnement à faible charge, pour la figure 4B un fonctionnement à pleine charge et pour la figure 4C
un fonctionnement à charge moyenne.
Dans le mode de réalisation représenté sur la figure 2, le repère 24 concerne l'ensemble noyau à trois branches 30, 32, 34 du transformateur, équipé de bobinages primaires 14 et 13, et de bobinages secondaires 16 et 15, qui sont enroulés sur une première branche 32, ainsi qu'un bobinage résonant parallèle (bouchon) 10 et des bobinages de commande 11 et 12 sur une seconde branche 30. Les bobinages de commande 11 et 12 comportent le même nombre de spires, mais sont bobinés en opposition de phase l'un par
rapport à l'autre comme indiqué par les points de phase.
Les bobinages sont enroulés de manière à réduire au minimum à la fois la capacité parasite et l'induction de fuite
parasite. Les bobinages primaires 14 et 13 sont électrique-
ment connectés respectivement aux bobinages de commande 11 et 12. Les bobinages primaires sont montés en série avec leurs bobinages de commande respectifs mais sont hors phase ou en configuration duo. Les bobinages secondaires 16 et 15 sont reliés selon une configuration classique, avec une isolation galvanique, aux bobinages primaires 14 et 13. Des commutateurs primaires 19 et 20 sont prévus dans le circuit
primaire qui fournit le courant d'excitation du transforma-
teur. L'énergie est fournie à partir d'une source de courant continu marquée par des bornes 27 pontée par un condensateur 18 à des fins de filtration. Les bobinages de commande 11 et 12 sont reliés en parallèle à la source de courant continu 27. Le bobinage 14 est relié en série au bobinage 11. Le commutateur de commande 20 est relié en série au bobinage 14. Le bobinage 13 est connecté en série au bobinage 12. Le commutateur 19 est connecté en série au bobinage 13. Les commutateurs 19 et 20 sont actionnés en alternance par le circuit de commande 100 qui est illustré sur la figure 3, avec une temporisation prédéterminée entre le commutateur 19 et le commutateur 20. Les commutateurs 19
et 20 sont des transistors à effet de champ (MOS) compor-
tant des diodes intrinsèques qui bloquent le basculement de tension après ouverture du commutateur opposé. Sur la figure 3, on distingue ainsi un commutateur-bascule 101, un générateur de temps de récupération (ou temps mort ou encore temps de coupure-rétablissement) 102, un oscillateur
commandé en tension 103, et un comparateur 104.
La temporisation est obtenue en prévoyant, notamment, une capacité prédéterminée dans les commutateurs 19 et 20, et les bobinages 12 et 13, et 11 et 14. Le transformateur de la figure 2 est conçu de telle manière que le courant magnétisant soit suffisamment important pour charger la capacité parasite des bobinages 14, 13, 11, et 12. Le contrôle est maintenu par un entrefer 25' prévu dans la troisième branche 34, qui est la branche centrale de
l'ensemble noyau 24.
Le bobinage résonant parallèle (bouchon) 10 est relié magnétiquement aux bobinages de commande 11, 12 par la seconde branche 30 du noyau 24, via un entrefer associé 26. Une capacité résonnante 17 est montée en parallèle avec l'enroulement 10. On a noté IT et VT l'intensité et la tension de ce circuit bouchon. Les bobinages secondaires 16 et 15 sont reliés magnétiquement aux bobinages primaires 14 et 13 par l'intermédiaire de la première branche 32 de
l'ensemble noyau 24.
Le courant aux sorties des bobinages secondaires 16 et 15 est redressé par tout moyen approprié, ici par exemple, par des diodes 22 et 21, associées aux bornes de
sortie 25 et filtrées par un condensateur 23.
La seconde branche 30 qui est la branche réso-
nante parallèle (bouchon) du transformateur assure deux fonctions de base. Tout d'abord, elle commande la forme du courant passant entre le primaire et le secondaire par une liaison de flux commun de la branche résonante parallèle 30 avec le flux résonant parallèle (bouchon) sur les bobinages de commande 11 et 12. Ces derniers bobinages étant en série avec les bobinages principaux primaires 14 et 13 en regard sur la première branche 32, tout le courant de charge doit passer à travers ces bobinages de commande 11, 12, et le bobinage résonant parallèle (bouchon) 10 peut imposer sa forme au courant de charge. De plus, elle permet au circuit de commande du convertisseur de contrôler la tension de sortie en modulant la phase résonante parallèle (bouchon) par rapport aux temps de fermetures des commutateurs 19, 20. Le courant de charge devant suivre la forme du flux dans la branche résonante parallèle 30, l'amplitude du courant et la tension de sortie sont contrôlées par l'intermédiaire de ce processus de modulation. L'entrefer 26 prévu dans la branche 30 sert à régler la fréquence de fonctionnement du circuit résonant parallèle (bouchon) 10, 17. Le fonctionnement du circuit 100 illustré sur la figure 3 est identique au fonctionnement du circuit illustré à la figure 6 du brevet américain No 5,177,675 et décrit en détail dans ce brevet. La sortie située à gauche de la figure 3 représente le signal qui actionne les
commutateurs respectifs 19 et 20 de la figure 2.
Les figures 4A, 4B, et 4C montrent la forme des
ondes du convertisseur pour différents modes de fonctionne-
ment, respectivement à faible charge, à pleine charge et à
charge moyenne.
Par exemple dans la figure 4A, la forme de l'onde 19 représente l'état (ouvert ou fermé) du commutateur 19 de la figure 2. Lorsque la ligne 19 est basse, le commutateur est fermé et lorsque la ligne 19 est haute, le commutateur est ouvert. L'état du commutateur 20 est l'inverse de celui du commutateur 19, en étant fermé lorsque le commutateur 19 est ouvert, et vice-versa. Les intervalles 36 sur la figure
4A représentent un temps mort ou de récupération correspon-
dant à un moment o les deux commutateurs 19 et 20 sont
ouverts, c'est-à-dire en circuit ouvert.
La courbe ( représente le flux dans la troisième branche 34, et la courbe cT représente le flux dans le
circuit résonant parallèle (bouchon) ou seconde branche 30.
La courbe ( + pT représente ainsi le flux dans la première branche 32 sous l'influence des bobinages de commande 11, 12. Ceci vaut pour les courbes illustrées aux figures 4A,
4B et 4C.
Claims (4)
1. Convertisseur d'alimentation auto-oscillant servant à modifier la grandeur d'une tension continue, caractérisé en ce qu'il comporte: - un transformateur possédant un noyau (24) avec au moins trois branches (30, 32, 34) utilisant trois passages de flux différents, et un moyen de bobinage primaire (13, 14) sur une première (32) desdites branches pour effectuer un débit de flux alterné dans des directions10 opposées au travers dudit noyau; - un moyen de commutateur de commande (19, 20) pour fournir des impulsions de courant alternées dans ledit
moyen de bobinage primaire pour effectuer ladite alternance du débit de flux, ledit moyen de commutateur de commande et15 ledit moyen de bobinage primaire ayant une capacité parasite prédéterminée, avec une temporisation prédétermi-
née entre la fin d'une impulsion donnée et le début de l'impulsion suivante; - ladite première branche comprenant en outre une paire de bobinages secondaires (15, 16) agencés pour une conduction alternative en phase avec le débit de flux alterné, - une induction magnétisante étant établie dans ladite première branche dudit transformateur dont la grandeur est établie par la réalisation d'un entrefer (25') dans la troisième branche (34) du noyau, de telle sorte que le courant magnétisant soit suffisamment important pour charger de façon contrôlée la capacité parasite; - un moyen de circuit secondaire comprenant les bobinages secondaires (15, 16) ainsi qu'un moyen associé (21, 22) pour redresser le courant dans lesdits bobinages secondaires; - un moyen de circuit de sortie ayant des bornes de sortie (25) et un condensateur de sortie (23); - un moyen de circuit résonant parallèle (ou bouchon) comprenant un moyen de transformateur ayant un moyen de bobinage de commande (11, 12) sur la seconde (32) desdites branches disposé dans le convertisseur pour être sensible au courant de charge, et un moyen (27) pour 5 appliquer une tension d'entrée audit moyen de bobinage de commande, ainsi qu'un bobinage résonant parallèle (10) relié magnétiquement audit moyen de bobinage de commande, et un condensateur résonant (17) monté en parallèle avec
ledit bobinage résonant parallèle.
2. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen commutateur de commande (19, ) est sensible à la grandeur d'une charge appliquée aux bornes de sortie (25), pour commander le début et la durée
de chaque impulsion de courant.
3. Convertisseur selon la revendication 1, caractérisé en ce que le moyen de bobinage primaire comprend une paire de bobinages primaires (13, 14) reliés en parallèle, et le moyen de commutateur de commande comprend une paire de commutateurs de commande (19, 20)
montés en série, respectivement, avec lesdits bobinages primaires.
4. Convertisseur selon la revendication 3, caractérisé en ce que le moyen commutateur de commande (19, ) est sensible à la grandeur d'une charge appliquée aux
bornes de sortie (25), pour commander le début et la durée de chaque impulsion de courant.
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