WO1997008812A1 - Convertisseur de tension continue a commutation douce - Google Patents

Abstract

L'invention concerne un convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur (Np, Ns) dont le primaire est notamment du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée (Ve) par l'intermédiaire de deux interrupteurs électroniques (INT1, INT2) et dont le secondaire, de type mono-alternance, est susceptible d'être relié à une charge par l'intermédiaire d'une inductance en série (L2) et des moyens (1 à 3, G1, G2) pour commander en alternance les deux interrupteurs, à fréquence fixe, suivant une régulation par modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie (Vo), en sorte de réaliser audit primaire une commutation à zéro de tension, ledit convertisseur étant caractérisé en ce que ledit secondaire comporte, en outre, un circuit résonnant (L1, C1) en sorte de réaliser audit secondaire une commutation quasi-résonnante à zéro de courant.

Description

CONVERTISSEUR DE TENSION CONTINUE A COMMUTATION DOUCE

La présente invention a trait à la conversion d'énergie électrique et plus précisément à la création, à partir d'une tension d'entrée continue, d'une ou plusieurs tensions de sortie continues et vise d'une manière générale à assurer une régulation la plus parfaite possible de la ou des tensions de sortie vis à vis, d'une part, des variations de la tension d'entrée, et, d'autre part, des variations du ou des courants de sortie absorbés par la ou les charges, et, ce, avec le rendement le plus élevé possible.

Diverses techniques ont été mises en oeuvre jusqu'à ce jour en vue d'assurer une telle régulation. Les premiers types de convertisseurs de tension étaient à régulateur linéaire dissipant thermiquement l'excédent d'énergie entre les besoins de la charge et les capacités de l'alimentation. De tels convertisseurs sont volumineux et ont un mauvais rendement, de l'ordre de 50%.

Ensuite apparurent les convertisseurs à découpage à commutation forcée dans lesquels le transfert de l'énergie juste nécessaire, de l'entrée vers la ou les sorties, se fait par quanta d'énergie prélevée de manière périodique sur la source, stockés dans des composants réactifs puis restitués vers la ou les charges par des techniques dites à découpage mettant en oeuvre des commutations d'interrupteurs électroniques. L'inconvénient majeur de ces convertisseurs provient du fait que chaque commutation s'accompagne de pertes qui vont en augmentant avec le nombre de commutations, c'est-à-dire avec la fréquence de découpage.

Cependant, avec l'évolution des caractéristiques des composants on a pu atteindre l'optimum avec ce type de convertisseur avec des appareils fonctionnant à des fréquences de découpage de l'ordre de 200 KHz avec un rendement pouvant atteindre 80%.

Ces convertisseurs ont été supplantés récemment par des dispositifs mettant en oeuvre des techniques de découpage à résonance dont le principe est d'exploiter, voire d'amplifier, les effets des éléments parasites par l'adjonction de composants passifs formant des circuits résonnants. Ces structures permettent alors de créer des conditions où les tensions aux bornes des interrupteurs ou diodes de commutation, ou le courant qui les traversent, sont nuls aux instants où leur commutation est commandée. Les pertes par commutation s'en trouvent réduites d'autant.

Ceci a permis d'élever la fréquence de découpage, qui a dépassé 500 KHz, tout en réduisant parallèlement le poids et le volume du convertisseur.

De telles techniques demeurent néanmoins délicates à mettre en oeuvre et présentent des inconvénients et des limites. A chaque commutation apparaissent de forts courants ou surtensions dans les circuits résonnants et donc des pertes par conduction. Si l'on a réduit les pertes par commutation, on a par contre augmenté les pertes par conduction.

De plus, cet inconvénient a obligé à sur-dimensionner les composants de découpage par rapport à une alimentation classique, d'un facteur 1 ,5 à 2. Plus récemment encore sont apparues de nouvelles techniques de conversion par régulateur à découpage à commutation douce. Elles se distinguent des techniques à résonance par l'absence de circuit résonnant coûteux en perte par conduction et par des conditions de commutation à zéro de tension, donc avec de moindres pertes par commutation, obtenues à partir d'éléments des techniques classiques à découpage. Ces nouvelles techniques sont par exemple exposées dans les documents US-A-4.441 .1 46, US-A-5.057.986 et US-A-5.1 26.931 , ainsi que^" dans les publications :

. "Utilization of an active-clamp circuit to achieve soft switching in flyback converters" de R. Watson, F.C. Lee, G.C. Hua ; Conférence

PESC 1 994 ; . "Characterization of an active clamp flyback topology for power factor correction applications" de R. Watson, F.C. Lee, G.C. Hua ; Conférence PESC 1 994. Cependant, l'efficacité de ces techniques reste limitée en ce qui concerne la plage de variation de la tension d'entrée qui est insuffisante dans la plupart des applications industrielles. En effet, pour des variations importantes de cette tension d'entrée on ne remplit plus les conditions d'une commutation douce et pour restaurer ces conditions on doit recourir à des aménagements, notamment des circuits résonnants, entraînant de sérieux problèmes de pertes par conduction.

La présente invention vise précisément, en vue d'adapter ces techniques à commutation douce à une plus large plage de tensions d'entrée, à restaurer lesdites conditions de commutation douce mais par des moyens plus simples réduisant au contraire les pertes par conduction, ainsi que le coût et la taille du convertisseur.

A cet effet, l'invention a pour objet un convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur dont le primaire est notamment du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée par l'intermédiaire de deux interrupteurs électroniques et dont le secondaire, de type mono-alternance, est susceptible d'être relié à une charge par l'intermédiaire d'une inductance en série et des moyens pour commander en alternance les deux interrupteurs, à fréquence fixe, suivant une régulation par modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie, en sorte de réaliser audit primaire une commutation à zéro de tension, ledit convertisseur étant caractérisé en ce que ledit secondaire comporte, en outre, un circuit résonnant en sorte de réaliser audit secondaire une commutation quasi-résonnante à zéro de courant.

Suivant un mode de mise en oeuvre, le circuit secondaire comporte, outre un circuit de redressement-filtrage de type conventionnel, un circuit résonnant comprenant un condensateur et une inductance de faible valeur, ledit circuit résonnant étant susceptible de créer dans le bobinage secondaire du transformateur, à chaque cycle d 'ouverture/fermeture des interrupteurs, un courant de forme sinusoïdale qui est nul ou passe par une valeur nulle dans les intervalles de temps pendant lesquels les deux interrupteurs sont tous les deux ouverts, en sorte que le courant du bobinage primaire soit dans le sens qui favorise la commutation douce, sans perte, de celui des deux interrupteurs qui se referme.

Suivant ce mode de mise en oeuvre, lesdits moyens de commande en alternance des deux interrupteurs délivrent des signaux carrés de fréquences identiques et constantes, la durée d'un créneau de l'un déterminant la durée de fermeture de l'un des interrupteurs, cette dernière durée étant modulée en fonction de l'écart entre la tension de sortie et une tension de référence, cependant que le second signal commande l'ouverture du second interrupteur avant la fermeture du premier interrupteur et la fermeture dudit second interrupteur après l'ouverture du premier interrupteur, les décalages entre l'ouverture de l'un des interrupteurs et la fermeture de l'autre interrupteur étant égaux et constants.

Un tel convertisseur combinant une commutation à zéro de tension au primaire du transformateur d'isolement avec une commutation quasi-résonnante à zéro de courant au secondaire assure une excellente régulation de la tension de sortie, même avec des variations de la tension d'entrée importantes, sans altérations sensibles des conditions de la commutation douce au niveau des interrupteurs du primaire, avec comme conséquence des pertes de commutation très réduites, mais également des pertes de conduction quasi-inexistantes. D'autres caractéristiques et avantages ressortiront de la description qui va suivre d'un mode de réalisation préféré du dispositif de l'invention, description donnée à titre d'exemple uniquement et en regard des dessins annexés sur lesquels :

. Figure 1 est un schéma électrique d'un convertisseur de l'art antérieur, du type à commutation douce ; . Figures 2a à 2g sont des diagrammes des temps relatifs au circuit de la figure 1 ; . Figure 3 est un schéma électrique d'un convertisseur selon l'invention ; . Figures 4a à 4h sont des diagrammes des temps relatifs au circuit de la figure 3 ; . Figure 5 est un schéma électrique du secondaire d'un convertisseur de l'art antérieur ; . Figures 6a à 6d sont des diagrammes des temps relatifs au circuit de la figure 5 ; . Figures 7a à 7d sont des diagrammes des temps relatifs au circuit de commande des interrupteurs du dispositif de l'invention, et

. Figures 8a à 8g sont des diagrammes des temps relatifs à une variante de réalisation du convertisseur de l'invention. La figure 1 représente un convertisseur à régulation à découpage à commutation douce, de principe connu, à transformateur d'isolement à circuit primaire à montage demi-pont.

Le transformateur comporte une partie de noyau primaire Np et une partie de noyau secondaire Ns.

L'extrémité polarisée de l'enroulement primaire, où est disponible le potentiel Vc, est relié par l'intermédiaire de condensateurs aux bornes d'application de la tension d'entrée Ve, cependant que l'autre extrémité dudit enroulement, où est disponible le potentiel Vp, est reliée à ces mêmes bornes via deux interrupteurs électroniques, respectivement INT1 et INT2.

L'extrémité polarisée de l'enroulement secondaire est relié par une diode D1 et une inductance L à l'une des bornes de sortie du convertisseur entre lesquelles est disponible la tension de sortie Vo.

L'autre extrémité de l'enroulement secondaire est reliée à l'autre borne de sortie. Une diode D2 de redressement est montée entre l'une des extrémités de l'enroulement secondaire et la jonction diode D 1 -inductance L. Enfin, un condensateur Cs est monté entre les bornes de sortie du convertisseur.

La chaîne de commande des interrupteurs INT1 et INT2 comprend un amplificateur différentiel 1 relié à la sortie du convertisseur, un circuit 2 de régulation par modulation de largeur d'impulsion, deux circuits G 1 et G2 de génération de temps mort tm reliés, l'un, directement au circuit 2, l'autre, indirectement à ce dernier, via un inverseur 3, chaque circuit G 1 ,G2 commandant l'ouverture/fermeture de l'un des interrupteurs INT1 , INT2. Les figures 2a, 2b illustrent la forme des signaux de commande d'ouverture/fermeture des interrupteurs INT1 et INT2, générés par les circuits G 1 ,G2.

Les figures 2c et 2d représentent respectivement les variations de potentiel Vp et de la tension Vs aux bornes de l'enroulement secondaire; Les figures 2e, 2f et 2g illustrent respectivement les variations du courant

IL traversant l'inductance L, du courant Is de l'enroulement secondaire et du courant Ip de l'enroulement primaire.

Sur la figure 2a, T est la période de découpage (cycle d'ouverture/fermeture de chaque interrupteur INT1 , INT2) un égal temps mort tm étant prévu entre les actionnements alternés de ces interrupteurs en sorte qu'un état ouvert simultané de ces derniers soit obtenu à deux reprises dans chaque période de découpage.

Sur le diagramme de la figure 2g on observe que les commutations pendant les deux temps morts tm, respectivement au point A (juste avant que ne se ferme l'interrupteur INT2) et au point B (juste avant que ne se ferme l'interrupteur INT1 ) s'opèrent de manière douce car le courant Ip est dans le bon sens, c'est-à-dire qu'il est dans le sens qui va naturellement charger ou décharger les condensateurs parasites des interrupteurs INT1 et INT2 de sorte que le potentiel Vp va évoluer simultanément tel que représenté sur le diagramme de la figure 2c.

Toutefois, un tel dispositif a ses limites. Lorsqu'en effet la plage de variation de la tension d'entrée Ve est susceptible d'être importante, à valeur élevée de Ve correspond une allure du courant Ip dans la zone du point A telle qu'il devient positif et croît juste avant que ne se ferme l'interrupteur INT2 à la fin du 1 er temps mort tm des figures 2a, 2b.

On s'éloigne donc des conditions d'une commutation douce et le fait d'augmenter suffisamment l'amplitude du courant Ip pour que le point A demeure dans des valeurs négatives poserait de sérieux problèmes de pertes par conduction.

Pour remédier à ces problèmes, l'invention propose de modifier le circuit du secondaire comme illustré par la figure 3. A cet effet, sur cette figure 3, au circuit de redressement - filtrage classique L2,C2, (correspondant au circuit L,Cs de la figure 1 ) est rajouté un circuit résonnant L1 ,C1 à la sortie de la diode D 1 , la diode D2 de la figure 1 étant supprimée. L'inductance L1 est de préférence de faible valeur.

Les diagrammes d'ondes des figures 4a, 4b, 4c, 4d, 4e, 4g et 4h correspondent respectivement à ceux des figures 2a,2b,2c,2g,2d,2f et 2e.

La nature du circuit du secondaire du convertisseur de l'invention permet de donner au courant Is ramené au primaire une forme sinusoïdale présentant

(figure 4g), au contraire d'une forme rectangulaire à front raide (figure 2f), des fronts doux. Ces fronts doux maintiennent, dans la zone de commutation A (juste avant que ne se ferme l'interrupteur INT2, figure 4d) le courant Ip en deçà de zéro, le courant tendant vers zéro, ce qui assure une commutation douce, cependant que dans la zone de commutation B, ledit courant Ip tendant vers zéro est toujours positif juste avant que ne se ferme l'interrupteur INT1 . Cette forme sinusoïdale dudit courant Is ramené au primaire est précisément obtenue par le type de circuit résonnant à zéro de courant de l'étage secondaire du convertisseur.

Pour plus de détails sur un tel circuit résonnant à zéro de courant, connu en lui-même, on va se reporter à la figure 5 et aux diagrammes de formes d'ondes associées des figures 6a à 6d. La figure 5 représente un circuit secondaire d'un convertisseur à découpage à commutation forcée du type de celui décrit dans US-A-4.41 5.959 et destiné à des tensions d'entrée n'excédant pas quelques dizaines de volts.

Un tel secondaire est similaire à celui de la figure 3 (les composants homologues portant la même référence numérique) avec en plus une diode D2 en parallèle avec le condensateur C1 .

Les figures 6a à 6d représentent des diagrammes respectivement de la tension Vs aux bornes de l'enroulement secondaire, de la tension VC1 aux bornes de C1 , du courant Is du secondaire et du courant IL2 traversant l'inductance L2.

Dans un tel circuit, la forme du courant Is (figure 6c) est bien sinusoïdale lorsque s'établit la tension Vs.

Au cours de la phase 1 s'établit la tension Vs, l'inductance L1 se charge linéairement en courant Is jusqu'à la valeur du courant IL2 traversant l'inductance L2 et qui est proche du courant lo alimentant la charge, la tension VC1 aux bornes du condensateur C1 demeurant nulle.

Au cours de la phase 2 les éléments L1 ,C1 sont en résonance, les tension VC1 (figure 6b) et courant Is (figure 6c) ayant une allure sinusoïdale, la tension VC1 montant au double de la tension Vs. Dans la phase 3, la diode D1 est bloquée en inverse, tout d'abord par le courant Is qui s'est annulé, puis par la retombée de la tension Vs, le condensateur C1 étant déchargé linéairement par le courant IL2.

En phase 4, le courant IL2 continue de circuler par la diode de roue libre D2, la tension VC1 demeurant nulle. Ainsi, la tension VC1 est filtrée par L2, C2 si bien que sa valeur moyenne équivaut à la tension de sortie Vo.

La régulation de la tension de sortie Vo dépend donc de la forme de VC1 , c'est-à-dire de Vs, de lo et de la fréquence de répétition du cycle des phases 1 à 4. Si la tension Vs est imposée par la tension d'entrée Ve du convertisseur, la régulation, dans ce type d'appareil de la figure 5, de la tension de sortie Vo en fonction de lo et de la tension d'entrée Ve consiste donc à faire varier ladite fréquence. Au contraire, dans le montage du secondaire (figure 3) du convertisseur de l'invention, la diode de roue libre D2 de la figure 5 a été supprimée, si bien que le cycle des phases 1 à 4 est remplacé par le cycle (figure 4h) à deux phases 1 et 2. La phase 1 , correspondant aux phases 1 et 2 des figures 6a à 6d, est une phase de résonance et la phase 2 est une phase de décharge linéaire du condensateur C1 par le courant IL2, qui est quasi constant, correspondant à la phase 3 des figures 6a à 6d. La disparition de la phase 4 est entraînée par la suppression de la diode D2.

La différence de montage entre les deux secondaires des figures 3 et 5 fait apparaître les conséquences essentielles suivantes.

La forme de la tension VC1 (figure 4f) est symétrique autour de la valeur du créneau d'entrée de tension Vs (figure 4e). Le filtrage de VC1 à sa valeur moyenne par L2,C2 donne la tension Vs qui n'est autre que la tension de sortie Vo. Par suite, Vo = Vs quels que soient la fréquence de répétition et le courant de sortie lo. II est incidemment à noter que VC1 peut être négative à condition que pendant la phase 2 VS reste en valeur algébrique inférieure à VC1 , la diode D1 étant bloquée en inverse. Cette caractéristiques distingue fondamentalement ce dispositif de celui de la figure 5 (Cf. également figure 6b). La régulation de la tension de sortie Vo est par conséquent très simple. Elle ne dépend pas de ladite fréquence mais uniquement de l'amplitude du créneau d'entrée de tension Vs,

Dans le dispositif de la figure 3, la tension Vs sera donc régulée en fonction de la tension d'entrée Ve par le temps t1 (figure 4a) défini par une période T de découpage appropriée des signaux de commande des interrupteurs INT1 et INT2 du montage demi-pont du primaire.

La fonction de régulation est simple et indépendante de la charge. Seule l'amplitude crête à crête de la tension VC1 est liée à celle du courant de sortie lo et le fonctionnement à vide avec lo = 0 ne pose aucun problème. Par ailleurs, l'ensemble de la phase 1 (figures 4f et 4g) est constitué de signaux sinusoïdaux. La durée de la phase 1 est constante et se décompose (figure 4g) en une demi-période de durée Tr/2 (figure 4g) à la fréquence de résonance donnée par L1 ,C1 et deux intervalles situés de part et d'autre.

La durée du créneau d'entrée Vs peut être indifféremment comprise entre la durée de la phase 1 et la durée de la phase 1 plus la moitié de la durée de la phase 2, voire davantage. Cette possibilité de variation sera exploitée dans l'étage demi-pont pour faire varier t1 (figure 4a) en fonction de la tension d'entrée Ve et obtenir Vs = constante = Vo.

Enfin, la suppression de la diode D2 apporte l'avantage d'avoir moins de pertes par conduction ou courant inverse et entraîne une réduction de la taille du dispositif et de son coût.

Les figures 7a à 7d illustrent à titre d'exemple des formes d'ondes générées par le circuit de commande des interrupteurs INT1 et INT2 du primaire du convertisseur de la figure 3.

La figure 7a représente le signal carré Va généré par le circuit 2, lorsque l'amplificateur 1 détecte un écart entre la tension de sortie Vo et une tension de référence supérieur à un seuil prédéterminé.

La figure 7b représente le signal Vb qui est l'inverse de Va et les figures 7c et 7d représentent respectivement les signaux Vd de commande de l'interrupteur INT1 et Vc de commande de l'interrupteur INT2, délivrés respectivement par les circuits G 1 et G2.

Le circuit (1 à 3, G 1 , G2) effectue une modulation de largeur d'impulsion t/T = fonction dudit écart détecté par l'amplificateur 1 afin d'obtenir le temps t1 définissant la longueur du créneau de tension Vs. Vc est généré à partir de Vb et

Vd à partir de Va, les fronts descendants étant transmis sans retard et les fronts montants étant transmis avec un retard tm.

En résumé et en d'autres termes, le convertisseur de l'invention permet de mettre en évidence les constatations suivantes.

On observe une commutation douce à zéro de tension au primaire. En effet, à l'ouverture de l'un des interrupteurs (par exemple INT1 ), au début d'un intervalle tm, le courant dans le bobinage du primaire persiste grâce au courant magnétisant et à un courant au secondaire ramené au primaire (Is) de forme sinusoïdale. Ce courant est dans le sens qui favorise la commutation naturelle sans perte (transition A) de l'autre interrupteur (INT2). A la transition A, en effet, lorsque l'interrupteur INT1 s'ouvre, le courant du primaire du transformateur (Ip) est négatif et circule du point Vp vers le point Vc. II charge la capacité parasite de l'interrupteur INT1 et décharge celle de INT2, le potentiel aux bornes de INT2 décroît pour s'annuler. Le courant primaire continue alors de circuler dans la diode parasite de INT2 en même temps qu'il décroît en amplitude. On referme alors l'interrupteur INT2 avant qu'il ne devienne positif. La puissance perdue lors de la commutation est nulle.

En réglant l'amplitude du courant magnétisant, en déterminant la valeur de l'inductance du transformateur, pour que cette amplitude soit supérieure au double de la valeur moyenne du courant secondaire ramené au primaire, on aura un courant Ip qui sera, pendant le temps tm durant lequel on va refermer l'interrupteur INT1 (transition B) suffisamment positif pour réaliser également une commutation douce pour l'autre interrupteur. Ces commutations naturelles, sans perte, sont obtenues sans ajouter de circuit résonnant.

Les interrupteurs INT1 et INT2 sont par exemple des transistors MOS. Ils peuvent être constitués par d'autres composants tels que notamment des transistors bi-polaires, GTO ou IGBT. Les transistors MOS présentent de manière naturelle des composantes parasites (capacité et diode) et si les types d'interrupteur choisis n'incluaient pas de telles composantes, en particulier la fonction diode, il serait alors nécessaire d'y ajouter cette fonction, laquelle est nécessaire au bon fonctionnement du dispositif.

La diode D 1 est commutée en position bloquée en inverse avec des conditions di/dt et dv/dt plus faibles que dans une technique classique, donc avec moins de perte par recouvrement inverse.

La loi de régulation est Vo = Vs = n*Vc = n *Ve*t1 /T. Elle est linéaire et permet d'obtenir une plage de variation de Ve dans un rapport de 2 minimum. Le procédé de régulation est obtenu en faisant varier t1 tout en conservant tm = cte et t1 + t2 + 2*tm = ete = 1 /F où F = fréquence de découpage. Les calculs théoriques montrent que le courant magnétisant est croissant avec Ve tout en conservant par le biais de la régulation Vo = ete. Ceci est favorable aux critères de commutation douce.

Le fonctionnement à fréquence fixe permet de synchroniser plusieurs convertisseurs.

Enfin, la mesure de l'amplitude de VC1 est un bon moyen pour mesurer le courant de sortie lo et pour implémenter des fonctions telles que : limitation en courant, sécurité de courant et de court-circuit, asservissement avec boucle de courant en parallélisation de plusieurs modules pour une répartition égale et asservie des courants respectifs.

Conformément à l'invention, on a ainsi réalisé, à titre d'exemple, un convertisseur du type de la figure 3 de 30 watts présentant plusieurs sorties de différentes valeurs : 3,3 ; 5 ; 1 2 ; 1 5 ; 24 et 28 volts, régulées dans une plage de valeurs de tension d'entrée entre 200 et 400 volts, la fréquence de découpage étant de 500 KHz.

Un tel convertisseur avait un rendement de 92% pour 1 5 volts de sortie et présentait un volume de 35,6 x 52,5 x 1 2,7 mm, soit deux à trois fois moindre que celui des convertisseurs du moment.

II est à noter que le convertisseur peut avoir plusieurs sorties, identiques, par exemple mono-alternance comme représenté sur les dessins.

Par ailleurs, l'inductance de résonance L1 peut être un composant discret ou faire partie intégrante de l'inductance de fuite du transformateur.

Les figures 8a à 8g représentent des diagrammes d'onde correspondant à une variante de réalisation du convertisseur consistant essentiellement en une modification du dimensionnement du circuit résonnant L1 C1 du dispositif de la figure 3, ce circuit étant par ailleurs inchangé.

Indépendamment du dimensionnement différent, impliquant une fréquence de résonance plus faible, le dispositif fonctionne sur le même principe avec les mêmes commandes et les mêmes contrôles. Le but recherché par un tel dimensionnement différent est de réaliser une commutation à zéro de tension, ci-après notée ZVS, de chaque interrupteur primaire (INT1 , INT2) suite à l'ouverture de l'autre interrupteur. En se reportant à la figure 4d, on constate que la condition ZVS est réalisée si le courant primaire est négatif en A et positif en B tout le temps de cette commutation qui intervient dès le début des intervalles de temps tm.

La commutation ZVS en A est assurée grâce à deux paramètres : la quasi- résonance en courant au secondaire ramène au primaire un courant en A qui n'est que progressivement croissant. Dans le convertisseur de l'invention, le courant primaire en A reste facilement négatif le temps que soit accomplie la commutation ZVS. L'équilibre du pont capacitif primaire fait que le courant primaire moyen est nul. La présence du courant de sortie lo entraîne un décalage dans le négatif du courant moyen magnétisant du transformateur et une valeur encore plus négative du courant primaire en A. En conséquence, plus le convertisseur fournit de puissance en sortie, plus la condition ZVS en A est assurée.

En ce qui concerne la commutation ZVS en B, le courant ramené du secondaire est nul et seul le courant magnétisant primaire doit remplir la condition d'être positif. Contrairement au point A, mais pour la même raison, plus le convertisseur fournit de puissance en sortie, plus le décalage dans le négatif du courant moyen magnétisant entraîne le courant primaire vers le négatif au point B. Aussi, afin d'avoir au point B un courant primaire qui reste positif, en sorte de réaliser la condition ZVS audit point B, on dimensionne le circuit résonnant L1 C1 avec une fréquence de résonance plus faible, donc une période plus longue. Au point B, on obtient ainsi un courant secondaire non nul qui superpose au courant magnétisant primaire une valeur ramenée positive contribuant à la conservation en B d'un courant primaire positif. En clair, la phase de quasi résonance en courant est interrompue par ouverture anticipée de l'interrupteur INT2. On peut ainsi minimiser l'amplitude de variation du courant magnétisant ainsi que les pertes par conduction qui en découlent tout en conservant la propriété de commutation ZVS en B. Les figures 8d, 8f et 8g illustrent ce qui précède, les figures 8a, 8b, 8c, et

8e étant identiques aux figures 4a, 4b, 4c et 4e. En particulier, on notera sur ia figure 8d le décalage très marqué vers le positif du courant Ip au point B et sur la figure 8g la phase de quasi-résonance en courant interrompue de INT2.

L'invention s'applique bien entendu à d'autres montages de primaire que celui de la figure 3 et, d'une manière générale, à tout primaire, notamment du type Buck, comportant deux interrupteurs commandables en alternance de façon à obtenir une commutation douce à zéro de tension.

14.T

LEGENDE ASSOCIEE A LA FIGURE 2g

— Ip de valeur moyenne nulle

^ Is ramené au primaire

Courant magnétisant de valeur moyenne = - valeur moyenne de % 'a

Claims

R E V E N D I C A T I O N S

1 . Convertisseur de tension continue à commutation douce, comprenant un transformateur (Np,Ns) dont le primaire est notamment du type à montage en demi-pont et susceptible d'être relié à une source de tension d'entrée (Ve) par l'interméd iaire de deux interrupteurs électroniques (INT1 , INT2) et dont le secondaire, de type mono-alternance, est susceptible d'être relié à une charge par l'intermédiaire d'une inductance en série (L2) et des moyens ( 1 à 3, G 1 ,G2) pour commander en alternance les deux interrupteurs, à fréquence fixe, suivant une régulation par modulation de largeur d'impulsion en fonction de la tension de sortie (Vo), en sorte de réaliser audit primaire une commutation à zéro de tension, ledit convertisseur étant caractérisé en ce que ledit secondaire comporte, en outre, un circuit résonnant (L1 ,C1 ) en sorte de réaliser audit secondaire une commutation quasi-résonnante à zéro de courant.

2. Convertisseur suivant la revendication 1 , caractérisé en ce que le circuit secondaire comporte, outre un circuit de redressement-filtrage (L2,C2) de type conventionnel, un circuit résonnant comprenant un condensateur (C1 ) et une inductance (L1 ) de faible valeur, ledit circuit résonnant (L1 ,C1 ) étant susceptible de créer dans le bobinage secondaire (Ns) du transformateur, à chaque cycle d'ouverture/fermeture des interrupteurs (INT1 , INT2), un courant de forme sinusoïdale (Is) qui est nul ou passe par une valeur nulle dans les intervalles de temps (tm) pendant lesquels les deux interrupteurs (INT1 ,INT2) sont tous les deux ouverts, en sorte que le courant (Ip) du bobinage primaire (Np) soit dans le sens qui favorise la commutation douce, sans perte, de celui des deux interrupteurs qui se referme.

3. Convertisseur suivant la revendication 2, caractérisé en ce que lesdits moyens de commande en alternance des deux interrupteurs (INT1 ,INT2) délivrent des signaux carrés (Vc,Vd) de fréquences identiques et constantes, la durée (t1 ) d'un créneau de l'un (Vd) déterminant la durée de fermeture de l'un des interrupteurs, cette dernière durée étant modulée en fonction de l'écart entre la tension de sortie (Vo) et une tension de référence, cependant que le second signal (Vc) commande l'ouverture du second interrupteur avant la fermeture du premier interrupteur et la fermeture dudit second interrupteur après l'ouverture du premier interrupteur, les décalages (tm) entre l'ouverture de l'un des interrupteurs et la fermeture de l'autre interrupteur étant égaux et constants.

4. Convertisseur suivant l'une des revendications 1 à 3, caractérisé en ce que ledit circuit résonnant (L1 , CD du secondaire est dimensionné avec une fréquence de résonance suffisamment faible pour obtenir un courant primaire de signe approprié permettant d'avoir une commutation à zéro de tension de chaque interrupteur (INT1 , INT2) suite à l'ouverture de l'autre.