FR2653574A1 - Source de courant a faible coefficient de temperature. - Google Patents
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Abstract
L'invention concerne les circuits intégrés, et plus particulièrement la manière de réaliser dans ces circuits une source de courant constant stable en fonction de la température et de la tension d'alimentation du circuit intégré. Selon l'invention, on propose de réaliser une source de courant stable à partir de deux transistors (Q1, Q2) en parallèle, commandés l'un par une source de tension de référence de type "bandgap" (AO, R1, R2, R3, D1, D2) et l'autre par un "miroir de wilson" (T1, T2, T3, T4). L'addition des courants des deux transistors donne un courant qui peut être beaucoup plus stable en température que les courants individuels dans chacun des transistors.
Description
L'invention concerne les circuits intégrés, et plus particulièrement la manière de réaliser dans ces circuits une source de courant constant stable en fonction de la température et de la tension d'alimentation du circuit intégré.
On connaît des sources de courant réalisées à partir d'un transistor à effet de champ de type MOSFET et d'une source de tension de référence polarisant la grille de ce transistor. La source de tension de référence peut être du type connu sous le nom de source de référence "de type bandgap". L'appellation anglosaxonne "bandgap" désigne l'intervalle d'énergie entre les bandes de valence et les bandes de conduction d'un semiconducteur; les sources de ce type utilisent la dépendance connue entre cet intervalle et la température, pour effectuer des compensations qui rendent la tension de référence aussi stable que possible en fonction de la température.
Une source de tension de référence de ce type est représentée à la figure 1. On reviendra plus loin sur la description détaillée de ce circuit.
On peut bien entendu réaliser à partir de cette source de tension une source de courant, mais la stabilité en température est perdue lors de la conversion tension/courant.
On connaît par ailleurs des sources de référence connues sous le nom de source à "miroirs de Wilson". Une telle source est représentée à la figure 2. Elle repose sur les compensations mutuelles de variations de caractéristiques de plusieurs transistors qui recopient mutuellement leurs courants.
Là encore, la stabilité obtenue, bien que souvent considérée comme satisfaisante, n'est pas parfaite.
On connaît encore d'autres sources de tension de référence dans le détail desquelles il n'est pas nécessaire de rentrer ici.
Selon l'invention, on propose de réaliser une source de courant de référence réalisée à partir de l'addition de deux courants, l'un issu d'un premier transistor dont la grille est commandée par une source de tension de référence de type "bandgap", l'autre issu d'un deuxième transistor dont la grille est commandée par une source de tension de référence de type "miroir de Wilson".
L'invention repose sur la constatation qu'il est possible de réaliser à la fois un courant piloté par une source de référence de type "bandgap" et ayant une certaine courbe de variation en fonction de la température, et un courant piloté par une source de référence de type "miroir de Wilson" et ayant une autre courbe de variation en fonction de la température. En additionnant les courants de ces deux sources, on peut réaliser une source de courant stable en fonction de la température, tout en conservant la même stabilité en fonction de la tension d'alimentation Vcc du circuit intégré.Il faut noter que ce qui fait la difficulté de la réalisation de sources de courant stables en température c'est l'extrême complexité des variations de caractéristiques de circuit en fonction de la température dès qu'il y a plus de deux ou trois transistors dans le circuit : il faut faire intervenir les variations de tension de seuil de chacun des types de transistors du circuit, et les variations de mobilité des porteurs majoritaires dans le semiconducteur. Ces variations ne sont bien entendu pas linéaires.De manière inattendue, on a trouvé qu'on pouvait, dans une plage de température assez large allant d'environ -400C à +125 C, obtenir une source de courant encore plus stable que dans l'art antérieur en additionnant les courants de deux transistors pilotés par des sources de tension de types différents et ayant des variations de courant de natures très différentes.
Dans un mode de réalisation, la source de type "bandgap" comprend un amplificateur opérationnel bouclé par des résistances et à l'entrée duquel sont connectées des diodes, un transistor à effet de champ de sortie ayant sa grille polarisée par la sortie de l'amplificateur opérationnel; la source de type "miroir de Wilson comprend classiquement quatre transistors et un transistor de sortie. Les transistors de sortie, pilotés chacun par une source de tension différente, sont connectés avec leurs sources reliées et leurs drains reliés, c'est-à-dire qu'ils sont en parallèle mais commandés par des potentiels différents.
Dans une réalisation pratique, on s'arrangera pour que le courant nominal dans le transistor commandé par la source de type "bandgap" soit supérieur au courant dans l'autre transistor, dans un rapport compris entre 1,5 et 3,5, de préférence autour de 2,5.
D'autres caractéristiques et avantages de l'invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui suit et qui est faite en référence aux dessins annexés dans lesquels
- la figure 1 représente une source de tension de référence de type bandgap;
- la figure 2 représente une source de référence du type à "miroirs de Wilson";
- la figure 3 représente une source de courant selon 1' invention.
- la figure 1 représente une source de tension de référence de type bandgap;
- la figure 2 représente une source de référence du type à "miroirs de Wilson";
- la figure 3 représente une source de courant selon 1' invention.
Sur la figure 1, la source de tension du type "bandgap" comprend un amplificateur opérationnel AO ayant une entrée non inverseuse El, une entrée inverseuse E2, et une sortie S. L'entrée non inverseuse
El est reliée à travers une résistance R1 en série avec une diode D1 à une masse électrique. L'entrée inverseuse
E2 est reliée à travers une diode D2 à la masse. Une résistance de bouclage R2 relie la sortie S à l'entrée non inverseuse; une résistance R3 relie la sortie S à l'entrée inverseuse. La sortie de l'amplificateur délivre une tension de référence Vrefl stable en température et stable en fonction de l'alimentation Vcc du circuit intégré incorporant cette source de référence.Avec les technologies courantes utilisées pour réaliser des circuits CMOS sur silicium, la tension de référence obtenue automatiquement en sortie de l'amplificateur est par exemple de 1,255 volts.
El est reliée à travers une résistance R1 en série avec une diode D1 à une masse électrique. L'entrée inverseuse
E2 est reliée à travers une diode D2 à la masse. Une résistance de bouclage R2 relie la sortie S à l'entrée non inverseuse; une résistance R3 relie la sortie S à l'entrée inverseuse. La sortie de l'amplificateur délivre une tension de référence Vrefl stable en température et stable en fonction de l'alimentation Vcc du circuit intégré incorporant cette source de référence.Avec les technologies courantes utilisées pour réaliser des circuits CMOS sur silicium, la tension de référence obtenue automatiquement en sortie de l'amplificateur est par exemple de 1,255 volts.
Si on se sert de cette source de tension pour piloter la grille d'un transistor à effet de champ ayant sa source à la masse, on obtiendra dans ce transistor de sortie un courant qui varie en fonction de la température. La variation est complexe : elle résulte de ce que la tension de seuil du transistor de sortie varie avec la température, cette variation étant d'ailleurs partiellement compensée par le fait que la mobilité des porteurs varie avec la température.
La figure 2 représente une source de tension ou courant de référence du type "à miroirs de Wilson". Elle comprend deux branches en parallèle entre deux bornes d'alimentation qui sont par exemple la masse et une borne à tension positive Vcc. La première branche comprend un premier transistor MOS à canal P T1 en série avec un deuxième transistor à canal N T2. La deuxième branche comprend un troisième transistor, à canal P, T3 en série avec un quatrième transistor à canal N T4. Le premier et le quatrième transistors sont montés en résistance, avec leur drain connecté à leur grille. Le troisième et le deuxième transistors recopient respectivement les courants dans le premier et le quatrième transistors.On rappelle qu'un montage de recopie de courant est un montage dans lequel le transistor qui recopie le courant d'un autre a sa grille et sa source connectées respectivement à la grille et à la source de cet autre transistor. Le courant est recopié avec un facteur de proportionnalité qui est le rapport entre les géométries des transistors. La tension de référence stable Vref2 engendrée par ce montage est prélevée au point de jonction des drains des transistors d'une branche, ici au point de jonction des transistors
T3 et T4.
T3 et T4.
Le circuit selon l'invention est représenté à la figure 3. Il comporte deux transistors Q1 et Q2 montés en parallèle, c'est-à-dire avec leurs sources connectées ensemble à la masse et leurs drains connectés ensemble.
Leurs grilles sont commandées séparément, l'une par la tension Vrefl issue d'une source de tension de référence du type de celle de la figure 1, l'autre par la tension de référence Vref2 issue d'une source de tension de référence du type de celle de la figure 2.
Dans l'exemple représenté, les transistors Q1 et Q2 sont des transistors à canal N, pour réaliser une source de courant I drainé vers la masse. Mais ils pourraient aussi être des transistors à canal P dont les drains sont connectés à Vcc, pour réaliser une source de courant I drainé de la tension d'alimentation Vcc.
Le courant de sortie I de la source de courant ainsi décrite est dans les deux cas prélevé sur les drains réunis des deux transistors Q1 et Q2. C'est la somme du courant I1 dans le transistor Q1 et du courant I2 dans le transistor Q2.
Les deux transistors Q1 et Q2 n'ont en principe pas la même taille. Leurs tailles respectives dépend d'abord des différences de valeur des tensions de référence
Vrefl et Vref 2; ces valeurs dépendent elles-mêmes des valeurs de résistances et surfaces de jonction ou de géométries de transistors; elle dépend ensuite de la manière dont les courants dans chacun des transistors
Q21 et Q2 varie avec la température.
Vrefl et Vref 2; ces valeurs dépendent elles-mêmes des valeurs de résistances et surfaces de jonction ou de géométries de transistors; elle dépend ensuite de la manière dont les courants dans chacun des transistors
Q21 et Q2 varie avec la température.
On ne peut bien entendu pas donner de règle de calcul direct pour le choix des dimensions de Q1 et Q2 puisque ces dimensions vont dépendre de la technologie utilisée et puisque de nombreux choix sont possibles même pour une technologie unique. Mais on va expliquer ci-dessous comment on peut procéder en pratique pour réaliser sans difficulté une source de courant selon l'invention.
On choisit d'abord les composants du circuit fournissant Vrefl. La tension de référence obtenue Vrefl est la somme d'une tension de coude Vbe2 de la diode D2 et d'une tension qui est la tension de bandgap" bien connue (représentée en général par la forme algébrique kT/q où k et q sont des constantes physiques et T la température absolue), cette tension étant multipliée par un facteur multiplicatif K.
Le facteur multiplicatif K est égal à R2/R1 multiplié par le logarithme népérien de l'expression suivante : R2.S1/R3.S2 où S1 et S2 sont les surfaces de jonction des diodes D1 et D2; R1, R2, R3 sont les valeurs des résistances.
De même, on peut choisir Vref2 en calculant cette tension par des équations de tensions et courants classiques prenant en compte le fait que le courant dans un transistor MOS est proportionnel au carré de la différence entre sa tension grille-source et sa tension de seuil. La technologie donne la tension de seuil des différents transistors. Le courant est également proportionnel à la mobilité des porteurs, à la capacité de la grille, et à la géométrie du transistor (rapport
W/L entre largeur et longueur de canal).
W/L entre largeur et longueur de canal).
A partir de Vrefl on peut, par des simulations mathématiques utilisées classiquement en conception de circuits microélectroniques, déterminer quelle va être la courbe de variation en température du courant engendré dans le transistor Q1 et la courbe de variation en température du courant dans le transistor Q2. Ces courbes sont très différentes.Si le courant dans le transistor Q1 est I1 à une température moyenne ambiante (par exemple 25"C), et si le courant dans Q2 est I2, on peut évaluer les variations de I1 et I2 en fonction de la température, puis choisir un rapport entre I1 et I2 tel que la somme I1+I2 varie le moins possible dans une plage de température désirée (par exemple entre -400C et +1250C).
Par exemple, si la simulation donne pour Il la courbe de variation suivante
1250C I1 + 30%
750C I1 + 16%
250C I1
-200C I1 - 17%
-400C I1 - 25%
et si la simulation donne pour I2 la variation suivante
1250C I2 - 50%
750C I2 - 29%
250C I2
-200C I2 + 50%
-400C I2 + 85%
il est facile de voir que Il varie de -25% à +30% tandis que I2 varie en sens inverse mais beaucoup plus.
1250C I1 + 30%
750C I1 + 16%
250C I1
-200C I1 - 17%
-400C I1 - 25%
et si la simulation donne pour I2 la variation suivante
1250C I2 - 50%
750C I2 - 29%
250C I2
-200C I2 + 50%
-400C I2 + 85%
il est facile de voir que Il varie de -25% à +30% tandis que I2 varie en sens inverse mais beaucoup plus.
Pour obtenir une variation aussi faible que possible de
I1+I2 il sera donc nécessaire de prendre pour valeur de base I2 une valeur nettement plus faible que la valeur de base de I1. Plus précisément même, vers les températures élevées (1250C), on peut compenser les variations de I1 et I2 si I1/I2 = 1,66 alors que vers les températures basses la compensation serait optimale si I2/I1 était égal à 3,4.En prenant une valeur intermédiaire telle que par exemple I1/I2 = 2,6 on aboutit à la courbe de variation suivante de la somme
I1+I2, la valeur de référence étant pris à 250C
1250C + 7,77%
750C + 3,5%
250C I1+I2 ( = 3,6 fois I2)
-200C + 1,6%
-400C + 5,5%
Il est clair par conséquent que pour un rapport
I1/I2 de 2,6 à température ambiante la stabilité de la somme I1+I2 est bien meilleure que celle des courants I1 et I2, sur une large plage de températures. Les dimensions des transistors Q1 et Q2 et/ou les valeurs de
Vrefl et Vref2 seront donc choisis, dans cet exemple, de manière à obtenir un rapport de courants de 2,6 à température ambiante. On rappelle à ce sujet la règle de calcul classique dans un transistor MOS : le courant est proportionnel d'une part au rapport W/L (largeur sur longueur de canal) et d'autre part au carré de la différence entre tension grille-source et tension de seuil.
I1+I2 il sera donc nécessaire de prendre pour valeur de base I2 une valeur nettement plus faible que la valeur de base de I1. Plus précisément même, vers les températures élevées (1250C), on peut compenser les variations de I1 et I2 si I1/I2 = 1,66 alors que vers les températures basses la compensation serait optimale si I2/I1 était égal à 3,4.En prenant une valeur intermédiaire telle que par exemple I1/I2 = 2,6 on aboutit à la courbe de variation suivante de la somme
I1+I2, la valeur de référence étant pris à 250C
1250C + 7,77%
750C + 3,5%
250C I1+I2 ( = 3,6 fois I2)
-200C + 1,6%
-400C + 5,5%
Il est clair par conséquent que pour un rapport
I1/I2 de 2,6 à température ambiante la stabilité de la somme I1+I2 est bien meilleure que celle des courants I1 et I2, sur une large plage de températures. Les dimensions des transistors Q1 et Q2 et/ou les valeurs de
Vrefl et Vref2 seront donc choisis, dans cet exemple, de manière à obtenir un rapport de courants de 2,6 à température ambiante. On rappelle à ce sujet la règle de calcul classique dans un transistor MOS : le courant est proportionnel d'une part au rapport W/L (largeur sur longueur de canal) et d'autre part au carré de la différence entre tension grille-source et tension de seuil.
On a ainsi décrit la manière de réaliser en pratique une source de courant dont l'expérience montre qu'elle est particulièrement stable.
Claims (6)
1. Source de courant de référence caractérisée en ce qu'elle est réalisée à partir de l'addition de deux courants, l'un (I1) issu d'un premier transistor (Q1) dont la grille est commandée par une source de tension de référence (Vrefl) de type "bandgap", l'autre (I2) issu d'un deuxième transistor (Q2) dont la grille est commandée par une source de tension de référence (Vref 2) de type "miroir de Wilson".
2. Source de courant selon la revendication 1, caractérisée en ce que la source de référence de type bandgap" comporte un amplificateur opérationnel (AO) ayant une entrée inverseuse et une entrée non-inverseuse, avec deux diodes (D1 et D2) raccordées à ces entrées et des résistances de bouclage (R2, R3) et d'entrée (R1) pour l'amplificateur.
3. Source de courant selon la revendication 2, caractérisée en ce que les diodes sont raccordées d'un côté à une masse électrique, et de l'autre chacune à une entrée respective de l'amplificateur, une résistance d'entrée (R1) étant interposée l'entrée non-inverseuse et la diode (D1) correspondant à cette entrée, et une résistance de bouclage respective (R2, R3) étant prévue entre une sortie de l'amplificateur et chacune des entrées.
4. Source de courant selon l'une des revendications 1 à 3, caractérisée en ce que la source de type "miroir de wilson" comprend deux branches en parallèle' entre deux bornes d'alimentation, la première branche comportant un premier transistor à canal P (T1) en série avec un deuxième transistor à canal N (T2), la deuxième branche comportant un troisième transistor à canal P (T3) en série avec un quatrième transistor à canal N (T4), le deuxième et le troisième transistors étant montés de manière à recopier respectivement les courants du quatrième et du premier.
5. Source de courant selon l'une des revendications 1 à 4, caractérisé en ce que les deux transistors dont les grilles sont commandées par les sources de référence ont des géométries choisies en relation avec les valeurs de tension délivrées par les sources de référence pour minimiser la variation du courant global de la source en fonction de la température.
6. Source de courant selon la revendication 5, caractérisée en ce que le courant dans le transistor commandé par la source de type "bandgap" a une valeur nominale environ 2,5 fois supérieure à la valeur nominale du courant dans le transistor commandé par l'autre source de courant.
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8913758A FR2653574B1 (fr) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | Source de courant a faible coefficient de temperature. |
| DE9090402933T DE69000803T2 (de) | 1989-10-20 | 1990-10-18 | Stromquelle mit niedrigem temperaturkoeffizient. |
| EP90402933A EP0424264B1 (fr) | 1989-10-20 | 1990-10-18 | Source de courant à faible coefficient de température |
| US07/600,309 US5103159A (en) | 1989-10-20 | 1990-10-19 | Current source with low temperature coefficient |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FR8913758A FR2653574B1 (fr) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | Source de courant a faible coefficient de temperature. |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| FR2653574A1 true FR2653574A1 (fr) | 1991-04-26 |
| FR2653574B1 FR2653574B1 (fr) | 1992-01-10 |
Family
ID=9386612
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| FR8913758A Expired - Lifetime FR2653574B1 (fr) | 1989-10-20 | 1989-10-20 | Source de courant a faible coefficient de temperature. |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| FR (1) | FR2653574B1 (fr) |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| GB2070820A (en) * | 1980-02-28 | 1981-09-09 | Seiko Instr & Electronics | Constant current circuit |
| US4325018A (en) * | 1980-08-14 | 1982-04-13 | Rca Corporation | Temperature-correction network with multiple corrections as for extrapolated band-gap voltage reference circuits |
| JPS5952321A (ja) * | 1982-09-17 | 1984-03-26 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 電流源回路 |
| EP0140677A2 (fr) * | 1983-10-27 | 1985-05-08 | Fujitsu Limited | Amplificateur différentiel utilisant une source de courant constant |
-
1989
- 1989-10-20 FR FR8913758A patent/FR2653574B1/fr not_active Expired - Lifetime
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| GB2070820A (en) * | 1980-02-28 | 1981-09-09 | Seiko Instr & Electronics | Constant current circuit |
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| EP0140677A2 (fr) * | 1983-10-27 | 1985-05-08 | Fujitsu Limited | Amplificateur différentiel utilisant une source de courant constant |
Non-Patent Citations (2)
| Title |
|---|
| IEEE JOURNAL OF SOLID-STATE CIRCUITS. vol. SC-8, no. 3, juin 1973, NEW YORK US pages 222 - 226; K.E. KUIJK: "A precision reference voltage source" * |
| PATENT ABSTRACTS OF JAPAN vol. 8, no. 153 (P-287)(1590) 17 juin 1984, & JP-A-59 52321 (MATSUSHITA) 26 mars 1984, * |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FR2653574B1 (fr) | 1992-01-10 |
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| ST | Notification of lapse |