FR2586309A1 - Generateur de courant stabilise a alimentation individuelle, notamment pour circuit integre du type mos - Google Patents

Abstract

LE GENERATEUR COMPREND UN AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL AVEC CONTRE-REACTION CAPACITIVE, A, C DONT LE SIGNAL DE SORTIE COMMANDE DES MOYENS REGULATEURS DE COURANT M QUI PILOTENT LA BRANCHE D'ENTREE D'UN CIRCUIT A MIROIR DE COURANT M, M. LE COURANT REFLECHI I COMMANDE DES MOYENS DE CIRCUITS DE REACTION CAPABLES DE PILOTER LEDIT AMPLIFICATEUR OPERATIONNEL POUR MAINTENIR CONSTANT LEDIT COURANT REFLECHI. IL EST PREVU EN OUTRE: UN PREMIER CONDENSATEUR C ET UN PREMIER INTERRUPTEUR ELECTRONIQUE S; UN SECOND CONDENSATEUR C ET UN SECOND INTERRUPTEUR ELECTRONIQUE DOUBLE S. LE SECOND INTERRUPTEUR EST COMMANDE EN SYNCHRONISATION AVEC LE PREMIER INTERRUPTEUR PAR UN SIGNAL D'HORLOGE A ONDE CARREE.

Description

Générateur de courant stabilisé à alimentation indivi-

duelle. notamment Pour circuit intéqré du type MOS.

La présente invention se rapporte à un généra-

teur de courant stabilisé, particulièrement destiné à être incorporé dans des circuits intégrés de type MOS

(semi-conducteur métal-oxyde).

Dans les circuits intégrés, on se trouve souvent confronté à l'exigence de produire, à l'intérieur du circuit lui-même, un courant de valeur souhaitée. Un

exemple typique est constitué par l'étape de polari-

sation d'un amplificateur opérationnel.

Il est connu d'utiliser dans ce but des généra-

teurs de courant tels celui de Wilson ou celui dit "à cascode" ("Basic MOS Operational Amplifier Design - An Overview", section IIc, de P.R. Gray, dans Analoq MOS Inteqrated Circuits, IEEE Press, New York 1980, page 28; et "Design Considerations in Single-Channel MOS Analog

Integrated Circuits - A Tutorial", section II, de Y.P.

Tsividis, dans IEEE Journal of Solid-State Circuits,

vol. SC-13, n' 3, juin 1978, p. 383).

Toutefois, de tels générateurs ne conviennent que dans les applications o une précision élevée n'est pas exigée pour la valeur du courant, notamment lorsque les variations du courant lors de modifications des paramètres électriques et physiques du circuit intégré (tels que les facteurs de conduction et les tensions de seuil des transistors, résistances pour bloc des couches

résistives etc) et des conditions ambiantes et du fonc-

tionnement du circuit lui-même (par exemple tensions d'alimentation, température etc) ne constituent pas un problème. Néanmoins, lorsqu'une valeur assez précise du

courant produit est nécessaire, par exemple à l'inté-

rieur d'une fourchette de 10 % de la valeur nominale, en tenant compte également des variations des paramètres électriques et physiques du procédé de fabrication du circuit intégré, et lorsqu'il s'agit en outre qu'une telle valeur se révèle sensiblement indépendante des conditions de fonctionnement, notamment de la valeur de la tension d'alimentation et de la température, les

générateurs mentionnés ci-dessus ne conviennent plus.

Il est alors connu d'employer dans ces cas, des générateurs à miroir de courant dans lesquels le courant pilote est obtenu à partir d'une tension de référence, (qui est habituellement disponible avec une valeur de

haute précision sur le circuit intégré). La façon évi-

dente d'obtenir un tel courant pilote serait d'appliquer ladite tension de référence aux têtes d'une résistance de valeur très précise. Etant donné que la réalisation d'une résistance de valeur précise et constante se révèle difficile dans les circuits de type MOS, o il

est en revanche facile de réaliser des éléments capaci-

tifs de valeur suffisamment précise et constante, il est donc connu d'obtenir un résultat équivalent avec l'emploi de moyens de circuits à condensateurs commutés, la commutation étant effectuée par des interrupteurs électroniques commandés par un signal d'horloge (voir par exemple "Sampled Analog Filtering Using Switched

Capacitors as Resistor Equivalents", de J.T. Caves, M.A.

Copeland, C.F. Rahim et S.D. Rosenbaum, dans IEEE Journal of Solid-State Circuits, vol. SC-12 n' 6,

décembre 1977).

Une réalisation connue de générateur de courant stabilisé selon les techniques précitées est décrite en détail ci-après en référence à la figure 1. Comme on le

comprendra mieux à l'aide de la description, la solution

connue présente l'inconvénient d'exiger deux alimenta-

tions de polarité opposée en plus de la masse et de la tension de référence. Un autre inconvénient réside dans le grand nombre d'interrupteurs électroniques associés aux condensateurs commutés, en pratique au minimum cinq, et dans certains cas jusqu'à sept interrupteurs simples dont quatre ou six sont accouplés pour constiuter des commutateurs. L'objectif fondamental de la présente invention est par conséquent de réaliser un générateur de courant de valeur fixe et stable qui nécessite une seule tension

d'alimentation et qui, exigeant un nombre moindre d'in-

terrupteurs, se révèle plus simple du point de vue du

circuit par rapport à la solution connue.

Un autre objectif vise à réaliser-un tel géné-

rateur de courant avec une constante de temps de fil-

trage pouvant être déterminée avec la plus grande sim-

plicité à l'étape de la conception et comportant une occupation de surface de silicium moindre que dans la

solution connue.

L'invention atteint les objectifs susvisés et d'autres objectifs et avantages, lesquels appraîtront au

cours de la description, avec un générateur de courant

stabilisé, particulièrement pour des circuits intégrés MOS, comprenant un amplificateur opérationnel avec contre-réaction capacitive dont le signal de sortie commande des moyens régulateurs de courant qui pilotent la branche d'entrée d'un circuit à miroir de courant, le courant réfléchi par ledit circuit à miroir commandant des moyens de circuit de réaction capables de piloter ledit amplificateur opérationnel pour maintenir constant ce courant réfléchi, caractérisé par le fait que lesdits moyens de circuits de réaction comprennent un premier condensateur et un premier interrupteur électronique en parallèle, avec une tête à potentiel fixe et la tête opposée alimentée par ledit courant réfléchi, un second condensateur avec une tête à potentiel fixe et la tête opposée reliée à un second interrupteur électronique

double capable de relier le second condensateur à l'en-

trée d'inversion dudit amplificateur opérationnel sur une première position inactive, et à la tête libre du premier condensateur sur une deuxième position activée, le second interrupteur électronique étant commandé en

synchronisation avec le premier interrupteur électro-

nique par un signal d'horloge à onde carrée de façon que le premier interrupteur électronique soit alternativement ouvert tandis que le second interrupteur électronique est sur la position de travail et fermé pendant que le second interrupteur électronique est sur la position repos; et par le fait que l'entrée de non inversion de l'amplificateur opérationnel est reliée à

une source de tension de référence fixe.

On va maintenant décrire un exemple typique de

solution connue, et plusieurs modes de réalisation pré-

férés de la solution selon l'invention, donnés à titre d'exemple non restrictif, en référence aux dessins ci-annexés, dans lesquels:

- la figure 1 est un schéma du circuit de géné-

rateur de courant stabilisé pour circuits intégrés MOS, à condensateur commuté selon la technique connue; - la figure 2 est un graphique de la forme d'onde d'un signal d'horloge employé sur le circuit intégré;

- la figure 3 est un schéma du circuit temps-

continu équivalent à celui de la figure 1;

- la figure 4 est un schéma du circuit du géné-

rateur de courant stabilisé selon un mode de réalisation préféré de l'invention;

- la figure 5 est un schéma du circuit temps-

continu équivalent à celui de la figure 4; et - la figure 6 est un schéma du circuit partiel,

illustrant une variante du générateur de la figure 4.

En référence à la figure 1, un générateur de courant stabilisé selon la solution connue, dont il est

fait état dans le préambule, comprend un premier conden-

sateur C1 et un second condensateur C2, avec trois in-

terrupteurs électroniques doubles, S1, S2, S31 représen-

tés dans la figure dans leurs positions de repos, dans lesquelles les deux condensateurs sont mis en parallèle,

avec un terminal à la masse et le terminal opposé fai-

sant tête à un conducteur L1. Lorsqu'ils sont dans les positions activées complémentaires (représentées en traits hachurés dans la figure) les deux interrupteurs doubles S1, S3, désolidarisent le premier condensateur C1 de l'autre condensateur C2 et le relient aux têtes d'une source de tension de référence Vr tandis que le condensateur C2 est relié à un conducteur L2, pour être chargé par un courant comme cela sera expliqué par la suite. Les trois interrupteurs doubles S1, S2, S3 sont contrôlés par un même signal d'horloge CK, constitué par une onde carrée, illustrée à la figure 2, de période T

comprenant un temps de travail T1 de signal haut ou-

actif, et un temps de repos T2 (en principe égal à T1) de signal bas ou inactif. Chacun des trois interrupteurs doubles S1, S2' S3 est constitué en pratique, comme cela est évident pour l'homme de l'art, de deux interrupteurs simples commandés par des phases opposées et ne pouvant

être superposées par le signal d'horloge.

Le conducteur L1 est relié à l'entrée d'inver-

sion d'un amplificateur opérationnel A, ayant l'autre

entrée à la masse, et un condensateur C3 en contre-

réaction.

La sortie de l'amplificateur A pilote un tran-

sistor M1 à canal P ayant l'électrode de "source" ali-

mentée par une tension positive +VDD, pour produire dans le conducteur L3 un courant 1 dont la valeur est alors fonction de la tension de sortie de l'amplificateur. Le

courant 1 est réfléchi dans un circuit à miroir de cou-

rant comprenant un transistor M2 à canal N, avec le "drain" relié au conducteur L3, l'électrode de "porte" reliée soit au propre "drain" soit à l'électrode de "porte' d'un transistor identique M3, les électrodes de "source" des deux transistors M et M étant reliées à

1 3

une tension d'alimentation négative -Vss, comme cela est connu pour les circuits à miroir de courant. Dans le

transistor M3 on produit alors un courant Ig qui réflé-

chit le courant I. L'électrode de 'drain" du transistor M3 est

reliée au conducteur M2, ainsi qu'à une tête d'un inter-

rupteur simple S4 normalement fermé vers la terre, et

commandé par le signal d'horloge CK pour s'ouvrir pen-

dant la phase active de celui-ci, et ainsi le "drain" du transistor M3 est relié alternativement à la masse et au

condensateur C2.

Le circuit SP, indiqué schématiquement sous for-

me de bloc, est également un miroir de courant qui ré-

fléchit le courant I pour fournir le courant stabilisé g.

à la charge (non illustré).

Substantiellement, l'amplificateur opérationnel A avec le condensateur C3 intègre la somme des charges présentes sur les condensateurs C1 et C2 à la fin de

chaque demi-période T1 du signal d'horloge. Aux condi-

tions de régime, la tension de sortie de l'amplificateur A, et ainsi le courant Ig, doivent être constants, ceci signifie que la charge intégrée pendant chaque période T est nulle, à savoir que la charge C1Vr présente sur le condensateur C1 à la fin de la demi-période T1 est égale mais de signe opposé à la charge -IgT1 présente sur le condensateur C2 à la fin de la demi-période T1 (C2 est déchargé à la masse pendant la demi-période T2). Toute

variation par rapport à une telle situation idéale don-

nera lieu à un désiquilibre de charges qui fera varier la tension de sortie VU de l'amplificateur opérationnel

A afin de rétablir l'équilibre.

En marche de régime par conséquent le courant produit par le miroir sera: Ig = C1Vr/T1 (1)

et, par conséquent, il peut être contrôlé avec une pré-

cision extrême étant donné que la tension de référence Vr peut être obtenue avec un degré élevé de précision en se basant par exemple sur le potentiel de barrière du silicium, et également le condensateur C1 peut être réalisé avec une grande précision grâce à la technologie d'intégration monolithique. L'intervalle de temps T enfin peut être fixé en partant d'un oscillateur qui

utilise un cristal de quartz ou un résonateur céramique.

Les trois grandeurs en jeu sont fortement indépendantes des conditions ambiantes et du fonctionnement du circuit

intégré.

La figure 3 représente à titre indicatif le cir-

cuit temps-continu équivalent à celui de la figure 1 dans lequel les deux résistors R1 et R2 ont les valeurs: R1 = T/C1 et R2 = T1/C2, d'équivalence aux condensateurs commutés C1, C2 selon

les critères habituels d'analyse des circuits à -conden-

sateurs commutés, connus de l'homme du métier.

On comprendra maintenant comment la nécessité de

la double alimentation et du nombre relativement impor-

tant d'interrupteurs électriques est due essentiellement au fait que les charges sur les condensateurs C1 et C2 doivent être de signe opposé pour pouvoir être comparées par l'intégrateur (A, C3) qui réagit jusqu'à en annuler l'écart des valeurs absolues. L'interrupteur S3 peut être omis si le générateur de tension de référence comporte une tête à la masse, mais même dans ce cas, la

complexité du circuit demeure importante.

En référence à la figure 4, on va maintenant dé-

crire un mode de réalisation préféré de générateur de

courant stabilisé selon l'invention.

De façon analogue à la solution connue, le géné-

rateur de l'invention comprend un amplificateur opéra-

tionnel A mis en contre-réaction par un condensateur C3 pour fonctionner en tant qu'intégrateur, pilotant un transistor M2 à canal N, ayant dans ce cas l'électrode de "source" à la masse. Le terminal d'entrée de non inversion de l'amplificateur opérationnel A est relié à un générateur de tension de référence fixe V non r indiqué à la figure. Comme il est connu de l'homme du métier, le terminal d'entrée d'inversion de l'amplificateur opérationnel se comporte comme une masse virtuelle (VG), de sorte qu'en régime de marche l'écart de potentiel entre les deux terminaux d'entrée s'avère

sensiblement égal à zéro.

Le courant I de "drain" du transistor M2 est réfléchi dans un miroir de courant à canal P, comprenant deux transistors M1, M2 connectés de façon analogue au circuit de la figure 1, avec les électrodes de source reliées à une alimentation positive VDD. La branche de sortie du miroir dans laquelle passe le courant réfléchi Ig est reliée à un noeud H à partir duquel partent un condensateur C1 ayant la tête opposée à la masse, un

interrupteur électronique S4 en parallèle au condensa-

teur C1, et enfin un conducteur L2 qui aboutit sur un terminal d'un interrupteur électronique double S2, ayant

le terminal fixe K relié à une tête d'un second conden-

sateur C2 ayant la tête opposée à la masse. L'autre ter-

minal de l'interrupteur double S2 est relié à un conduc-

teur L1 qui aboutit à l'entrée d'inversion de l'amplifi-

cateur opérationnel A. Les deux interrupteurs S4, S2 sont représentés

dans leurs conditions repos et sont contrôlés par un si-

gnal d'horloge CK qui peut être substantiellement le même illustré à la figure 2. Par conséquent, pendant les demi-périodes T1, les deux interrupteurs sont activés, c'est-à-dire dans leurs positions complémentaires,

illustrée en traits hachurés dans la figure.

Aux conditions de fonctionnement normal, les

transistors M1,, M M3 fonctionnent en zone de satura-

tion. Le courant I dépend de la valeur de la tension de sortie VU de l'amplificateur opérationnel A, et ceci s'applique également pour le courant réfléchi I qui est g

identique (sauf facteur multiplicateur préétabli, éven-

tuellement unitaire) au courant I. Comme dans les figures 1 et 3, également dans la figure 4, le bloc SP représente un miroir complémentaire de courant capable de fournir le courant stabilisé de

sortie à une charge (non illustrée dans la figure).

Dans la demi-période T2 (interrupteurs tels que

représentés en traits continus à la figure 4) le conden-

sateur C1 se décharge à la masse à travers l'interrup-

teur S4. Dans la demi-période successive T1 l'interrup-

teur S4 s'ouvre et l'interrupteur S2 commute sur la position représentée en traits hachurés pour relier le condensateur C2 en parallèle au condensateur C1. A la

fin de la demi-période T1, la tension sur le noeud K -

sera alors: VK = IgT1/(C1 + C2) (2) Après la fin de l'intervalle T1, l'interrupteur est de nouveau commuté sur la position de la figure pour

transférer ainsi sur le condensateur C3 la charge pré-

sente sur le condensateur C2 qui est excédentaire par rapport à la quantité C2Vr. Ledit tn, l'instant de

départ d'une énième période générique T, le bilan élec-

trique à la fin de la totalité de la période T succes-

sive sera alors:

VVu(tn + T) = Vu(tn) - (VK(tn+ T1 V)c2/C3.

Ainsi, si à l'instant tn + T1 la tension VK est inférieure à Vr, la tension de sortie Vu augmentera, faisant croître le courant I de manière que la tension g VK atteinte à la fin de la demi-période T1 successive (c'est-à-dire à l'instant tn + T + T1) sera supérieure à la tension VK atteinte à la fin de la demi-période T1 actuelle (instant tn + T1) Le contraire se produit si à

l'instant t + T la tension V est supérieure à Vr.

1 V

La condition d'équilibre à laquelle VU(tn + T) = VU(tn) est atteinte lorsque VK = vr, c'est-à-dire en tenant compte de la relation (2), lorsque la tension de sortie de l'amplificateur opérationnel A est telle que: IgT1/(C1 + C2) = Vr qu'il s'en suit que: Ig = Vr(C1 + C2)/T1 (3) Dans le cas typique o le cycle de service du signal d'horloge CK est de 50 % (c'est-à-dire T1 = T2),

la relation (3) peut s'écrire: -

I = 2fV (C1 C2), (4)

o f (égal à 1/T) est la fréquence de l'horloge. En pra-

tique, il est judicieux de faire en sorte que C1 soit très supérieur à C2 et ainsi la (4) peut se réduire à: I = 2fVrC1 Le courant produit I peut ainsi être fixé avec g

une précision remarquable et sera en première approxima-

tion indépendant des conditions de fonctionnement du circuit intégré, pour les mêmes raisons déjà indiquées à

l'égard de la solution connue.

La figure 5 illustre le circuit temps-continu

équivalent à celui de la figure 4. Les valeurs des ré-

sistances, obtenues avec les critères habituels sont les suivantes:

R1 = T1/(C1 + C2) et R2 = T/C2.

On a vu comment dans le générateur selon l'in-

vention on a supprimé la nécessité d'avoir deux alimen-

tations de polarité opposée étant donné que la tension de référence Vr est celle de réaction VH doivent avoir

dans ce cas la même polarité, ce contrairement à la so-

lution connue. En même temps le générateur selon l'in-

vention nécessite un moins grand nombre d'interrupteurs

et s'avère de fabrication plus simple et économique.

Substantiellement, tandis que dans la solution connue (dans le circuit réel réalisé avec la technique en temps échantillonné) la comparaison est effectuée entre deux quantités de charges variables, accumulées en un laps de temps préétabli et il est par conséquent nécessaire que les charges aient une polarité opposée, selon il

l'invention la comparaison est effectuée entre une ten-

sion de référence fixe et une tension variable de même polarité. Dans la solution connue, illustrée aux figures 1 et 3, la constante de temps d'intégration, et partant de filtrage, du système était substantiellement R1C3 et à parité de valeur de la tension de référence Vr la valeur de la résistance R1 est étroitement liée à la valeur du

courant I produit, diminuant lorsque celui-ci augmente.

g Par conséquent, lorsque la valeur du courant produit

augmente, pour maintenir la constante du temps-de fil-

trage fixe, il faut augmenter de façon correspondante la valeur du condensateur de réaction C3, ce qui a pour

conséquence une augmentation de la surface de silicium.

Dans le circuit selon l'invention, la constante

du temps d'intégration est en revanche donnée substan-

tiellement par le produit R2C3 (dans l'hypothèse, prati-

quement toujours valable selon laquelle R1 est très inférieur à R2). Cette constante de temps ne dépend par conséquent pas de la valeur du courant produit I: de g

ce fait le bloc (R2, C3) peut être dimensionné indépen-

damment de Ig avec l'avantage qui en résulte tant du

point de vue de la conception que de celui de l'occupa-

tion de surface du silicium et par conséquent de l'éco-

nomie réalisée.

Il convient encore de noter que dans la solution connue (figure 1) les condensateurs C1 et C2 doivent avoir des valeurs du même ordre pour pouvoir assurer le fonctionnement du transistor M3 dans la zone saturée

pendant toute la période T1 dans l'hypothèse o Vr re-

présente approximativement la moitié de V$S, car sinon la relation (1) ne serait pas satisfaite. En revanche,

dans le circuit selon l'invention, la valeur du conden-

sateur C2 est indépendante de celle du condensateur C1

étant donné que la fonction du groupe comprenant le con-

densateur C2 et l'interrupteur S2 est celle de "résistance équivalente" d'intrégration du système. Le

condensateur C2 peut ainsi être réalisé avec des dimen-

sions minimes.

La figure 6 illustre une variante de mode de réalisation de la branche de sortie du miroir de courant employé dans le circuit de la figure 4. Dans la branche de sortie du circuit à miroir de courant, est disposé en série au transistor M3 un autre transistor M4 contrôlé

par une tension de référence fixe VREF, qui peut coinci-

der avec Vr selon la technique dite à "cascode" pour

améliorer la précision du courant produit. D'autres va-

riantes analogues basées sur des fonctionnements connus du circuit à miroir de courant pourront être facilement

imaginées par l'homme du métier.

En outre, dans les modes de réalisation préférés de l'invention, illustrés aux figures 4, 5 et 6, ainsi que dans toutes les autres variantes équivalentes, il

est naturellement possible de remplacer chaque transis-

tor par son complémentaire (canal N par le canal P et

vice-versa). Dans ce cas, il conviendra également d'é-

changer la masse avec l'alimentation, en mettant à la masse les électrodes de "source" du miroir de courant et à l'alimentation positive VDD les deux condensateurs C1

et C2, ainsi que l'interrupteur S4. Ces variantes (con-

jointement avec d'autres variantes concevables par l'homme du métier) sont évidemment équivalentes aux modes de réalisation décrits et illustrés en référence aux figures 4, 5 et 6 et, par conséquent, entrent dans le cadre de l'invention, telle que définie dans les

revendications ci-annexées.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Générateur de courant stabilisé, notamment

destiné aux circuits intégrés MOS, comprenant un ampli-

ficateur opérationnel à contre-réaction capacitive (A, C3) dont le signal de sortie commande des moyens régu- lateurs de courant (M2) qui pilotent la branche d'entrée d'un circuit à miroir de courant (M1, M3), le courant réfléchi (Ig) par ledit circuit à miroir commandant des moyens de circuit de réaction capables de piloter ledit amplificateur opérationnel pour maintenir constant ledit courant réfléchi, caractérisé par le fait que ces moyens

de circuit de réaction comprennent un premier condensa-

teur (C1) et un premier interrupteur électronique (S4) en parallèle, avec une tête à un potentiel fixe et la tête opposée alimentée par ledit courant réfléchi, un second condensateur (C2) avec une tête à potentiel fixe

et la tête opposée reliée à un second interrupteur élec-

tronique double (S2) capable de relier le second conden-

sateur à l'entrée d'inversion dudit amplificateur opéra-

tionnel sur une première position inactivée et, à la tête libre du premier condensateur sur une seconde position activée, le second interrupteur électronique

étant commandé en synchronisation avec le premier inter-

rupteur électronique par un signal d'horloge à onde carrée de façon que le premier interrupteur électronique

soit alternativement ouvert tandis que le second inter-

rupteur électronique est sur la position de travail et fermé tandis que le second interrupteur électronique est sur la position repos; et par le fait que l'entrée de non inversion de l'amplificateur opérationnel est reliée

à une source de tension de référence fixe (Vr).

2. Générateur de courant stabilisé selon la revendication 1, caractérisé par le fait que le second

condensateur est de valeur extrêmement petite par rap-

port à celle du premier condensateur.

3. Générateur de courant stabilisé selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que lesdits moyens régulateurs de courant sont constitués par un transistor MOS (M2) ayant l'électrode de "drain" reliée à l'entrée du circuit à miroir de courant et

l'électrode de "source" reliée au potentiel fixe.

4. Générateur de courant stabilisé selon l'une

quelconque des revendications 1 à 3, caractérisé par le

fait que la branche de sortie dudit circuit à miroir de courant est réalisée à l'aide de plusieurs transistors

montés en série (figure 6).

5. Générateur de courant stabilisé selon la re-

vendication 4, caractérisé par le fait que les transis-

tors sont reliés à "cascode".

6. Générateur de courant stabilisé selon l'une

quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le

fait que le potentiel fixe est le potentiel de masse.

7. Générateur de courant stabilisé selon l'une

quelconque des revendications 1 à 5, caractérisé par le

fait que le potentiel fixe est une source de tension

d'alimentation fixe.

8. Générateur de courant stabilisé selon l'une

quelconque des revendications 1 à 7, réalisé sur un

circuit intégré unique selon la technique d'intégration

MOS.

9. Générateur de courant stabilisé selon la re-

vendication 8, caractérisé par le fait qu'il est relié en vue de son interaction avec d'autres fonctions de

circuit installées sur le même circuit intégré MOS.