FR2484740A1 - Circuit de protection pour un transistor de commutation et son procede de realisation - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE LA PROTECTION DES CIRCUITS DE COMMUTATION A SEMICONDUCTEURS. UN PREMIER CIRCUIT DE PROTECTION DESTINE A EVITER UNE DISSIPATION DE PUISSANCE EXCESSIVE DANS UN TRANSISTOR DE COMMUTATION 5 COMPREND UN PREMIER CIRCUIT DE SURVEILLANCE 45, 30, 51 QUI BLOQUE LE TRANSISTOR DE COMMUTATION EN CAS DE PRESENCE D'UN SIGNAL D'ATTAQUE SUR L'ELECTRODE DE COMMANDE DU TRANSISTOR DE COMMUTATION ALORS QUE CELUI-CI QUITTE L'ETAT DE SATURATION. UN SECOND CIRCUIT DE SURVEILLANCE, COMPRENANT DES PARTIES DU PREMIER, FAIT DISPARAITRE LA TENSION D'ALIMENTATION DU TRANSISTOR DE COMMUTATION EN CAS D'ABSENCE DU SIGNAL D'ATTAQUE ALORS QUE LA TENSION AUX BORNES DU CIRCUIT COLLECTEUR-EMETTEUR DU TRANSISTOR DE COMMUTATION EST INFERIEURE A UNE VALEUR DE REFERENCE. APPLICATION AUX CIRCUITS DE COMMUTATION DE FORTE PUISSANCE.

Description

La présente invention concerne de façon générale les circuits de

protection pour les transistors et elle porte plus particulièrement sur des circuits de protection pour les

transistors de commutation.

Dans les circuits de commutation à semiconduc- teurs, on utilise souvent un ou plusieurs transistors de

puissance en tant qu'éléments de commutation d'une charge.

Pour que le circuit de commutation fonctionne de façon fiable, les transistors de sortie doivent être protégés contre une dissipation de puissance excessive pendant les conditions de défaut, comme par exemple lorsqu'une charge en court-circuit fait circuler un courant supérieur au courant

nominal dans les chemins de courant principaux des transis-

tors de sortie. Dans les circuits de commutation de forte puissance, il est important que le circuit de protection ne dissipe pas lui-m8me-une puissance élevée, qu'il soit insensible aux transitoires de durée relativement courte et qu'il soit insensible au fonctionnement normal du circuit qui entraîne le blocage et le déblocage séquentiels des divers transistors de l'étage de sortie du circuit. Dans les applications dans lesquelles l'étage de sortie comprend

plusieurs transistors dont les chemins de courant princi-

paux sont connectés en série, il est important que le cir-

cuit de protection ait un potentiel de référence flottant, avec la possibilité d'isoler électriquement l'étage de sortie du circuit de protection par rapport aux tensions d'alimentation associées aux transistors de commutation qui

sont protégés.

L'invention porte à la fois sur un procédé et un circuit de protection d'un transistor de commutation contre

une dissipation de puissance excessive, ce transistor com-

portant une électrode de commande destinée à recevoir un signal d'attaque et un chemin de courant principal entre des première et seconde électrodes qui sont respectivement destinées à recevoir une tension d'alimentation et à être

connectées à un point de potentiel de référence. Conformé-

ment à l'invention, on détecte à la fois le niveau de ten-

sion entre les première et seconde électrodes et la présen-

ce d'un signal d'attaque sur l'électrode de commande* afin

de bloquer le transistor se trouvant dans un état conduc-

teur, chaque fois que le signal d'attaque est présent alors que le niveau de tension entre les première et seconde électrodes dépasse le niveau d'une tension de référence

stable, cette dernière ayant un niveau supérieur à la ten-

sion de saturation du transistor. Le circuit de protection a également pour action de couper la tension d'alimentation qui est appliquée au transistor de commutation, chaque fois que la tension entre les première et seconde électrodes est inférieure au niveau de la tension de référence stable, en

l'absence du signal d'attaque.

L'invention sera mieux comprise à la lecture de

la description qui va suivre d'un mode de réalisation et en

se référant aux dessins annexés sur lesquels: la figure 1 est un schéma d'un circuit de l'art antérieur pour la protection d'un transistor; la figure 2 est un schéma d'un autre circuit de l'art antérieur pour la protection d'un transistor; et

la figure 3 est un schéma d'un mode de réalisa-

tion préféré de l'invention.

Dans le circuit de la figure 1, lorsqu'un signal de commande est appliqué sur la borne de commande 1, le circuit logique de commande 3 réagit en appliquant un signal de déblocage à l'électrode de base du transistor de

commutation 5. Le transistor de commutation 5 devient con-

ducteur, ce qui diminue considérablement l'impédance entre

ses électrodes de collecteur et d'émetteur et fait circu-

ler un courant IL dans une résistance de charge 7 qui est connectée entre l'électrode de collecteur du transistor 5

et une borne de tension d'alimentation 9. La borne de ten-

sion d'alimentation 9 est destinée à recevoir une tension d'alimentation + B. Une résistance de détection 11 est branchée dans le circuit d'émetteur du transistor 5 de façon à détecter la valeur du courant IL. Chaque fois que

la valeur du courant de charge IL augmente jusqu'à dépas-

ser une valeur prédéterminée, la chute de tension aux bornes de la résistance 11 est appliquée par une résistance d'entrée 13 à la jonction base-émetteur du transistor de protection 15, ce qui débloque ce transistor 15. Lorsque le transistor 15 devient ainsi conducteur, une source de potentiel de référence, c'est-à-dire la masse dans cet exemple, est connectée au circuit logique de commande 3, afin d'actionner ce dernier pour faire disparaître le signal de déblocage ou le signal d'attaque de base présent sur l'électrode de base du transistor de sortie 5, ce qui bloque le transistor 5. Ce procédé de protection-d'un transistor est connu sous la dénomination "détection de

courant". Un tel circuit de protection à détection de cou-

rant est utilisable pour des courants faibles ayant des valeurs allant jusqu'à environ 50 A, mais au-dessus de A, il apparaît une dissipation de puissance excessive dans la résistance de détection 11. Cette dissipation excessive se produit du fait que la chute de tension aux

bornes de la résistance de détection 11 doit être d'envi-

ron 1 V pour débloquer le transistor de protection 15.

Par conséquent, si le transistor de protection 15 doit être débloqué lorsque le courant de charge atteint une valeur d'environ 50 A, une puissance atteignant presque W est dissipée dans la résistance de détection 11 au moment du déblocage du transistor 15. La valeur de la résistance de détection 11 peut être réduite pour limiter la dissipation de puissance de cette résistance, mais ceci signifie que le transistor 15 du circuit de protection doit être débloqué pour des valeurs correspondantes plus basses de la tension aux bornes de la résistance 11, ce qui entraîne malheureusement des problèmes de bruit. Dans de tels circuits de commutation de forte puissance, travaillant à plus de 50 A, la-vitesse de croissance du courant de charge (dI/dT) devient si grande pendant le déblocage du transistor de sortie 5 que les inductances série résiduelles dans le circuit produisent des pointes

de tension élevées qui doivent être filtrées. Un tel filtra-

ge ralentit la réponse du circuit de commutation, diminue la rapidité de blocage du circuit de commutation et permet donc

au "transistor protégé" d'être détruit à cause de l'incapa-

cité du circuit de protection à réagir à temps.

Le brevet des E.U.A. No 4 158 866décrit le circuit de pro-

tection de la figure 2, destiné à éliminer pratiquement les

problèmes de dissipation de puissance du circuit de protec-

tion dans les circuits de commutation de forte puissance,

ainsi que les problèmes de bruit inhérents qu'on rencontre.

lorsqu'on utilise les techniques de détection de courant.

Ces problèmes sont résolus par l'utilisation d'une détec-

tion de tension qui porte sur la tension collecteur-émetteur VCE du transistor de puissance 5 qui est protégé. Comme on le voit, le circuit comprend le transistor de sortie 5 qui est protégé, des bornes de sortie 17 et 19, destinées à être connectées à une charge 7, une première borne 9 qui est destinée à recevoir une tension d'alimentation +E, une

seconde borne 21-qui est connectée à une source de poten-

tiel de référence, c'est-à-dire la masse dans cet exemple, un réseau logique de commande 23 destiné à appliquer un signal à l'état haut, ou état numérique 1, à la base du transistor 5, pour débloquer ce transistor, ou un signal à l'état bas, ou état numérique 0, à l'électrode de base

pour bloquer le transistor 5. Une tension de référence con-

tinue de polarité positive est produite au point X par la

combinaison d'une résistance 25 et d'une diode Zener 27.

On donne à cette tension de référence une valeur inférieure à celle de la tension continue d'alimentation +E qui est appliquée à la borne 9. On pourrait remplacer la diode

Zener27 par une résistance, mais il est préférable d'uti-

liser une diode Zener 27 pour assurer la régulation de la

tension de référence continue, même en présence de fluctua-

tions de la valeur de la tension d'alimentation +E. Un coupleur optique 29 est branché dans un circuit série avec une diode de blocage 31 (la diode de blocage protège la diode électroluminescente 33 contre une destruction due à

des valeurs excessives de la tension de polarisation inver-

se), entre l'électrode de collecteur du transistor 5 et le point X, comme il est représenté. Un circuit temporisateur RC 35, 37 est branché entre le point X et la masse, et la connexion commune à la résistance 35 et au condensateur 37 -

est reliée à la borne de sortie 39 du coupleur optique 29.

Le circuit de la figure 2 fonctionne de la manière suivante. On applique un signal de déblocage sur la borne d'entrée 1, pour actionner le réseau logique de commande 23 afin d'appliquer un signal de niveau haut sur l'électrode

de base du transistor NPN 5, ce qui débloque ce transistor.

Lorsque le transistor 5 devient ainsi conducteur, sa ten-

sion VCE est réduite de +E à une valeur de tension relati-

vement basse, et un courant IL circule vers la masse en traversant la charge 7 et le circuit collecteur-émetteur du

transistor 5. On supposera que le transistor 5 est mainte-

nant dans son état de conduction saturé. On fait en sorte

que la tension de référence continue au point X, c'est-à-

dire dans ce cas la tension nominale de la diode Zener27,

soit supérieure à la somme des chutes de tension de conduc-

tion en sens direct de la diode électroluminescente 33 et

de la diode de blocage 31, augmentée de la tension de satu-

ration VCE du transistor 5. Par conséquent, lorsque le transistor 5 est en saturation, un courant circule du point X vers l'électrode de collecteur du transistor 5, en passant par la diode électroluminescente 33 et la diode de blocage 31, ce qui provoque l'émission de lumière par la diode électroluminescente 33. La résistance 25 établit une source de courant et la tension V au point X est égale à x

la tension Zenerde la diode 27, comme mentionné précédem-

ment. Ainsi, lorsque la somme de la tension VCE du transis-

tor 5 et des chutes de tension directes des diodes 31 et 33 est inférieure à la tension Zener de la diode 27, la valeur du courant qui circule dans ces diodes 31, 33 est pratiquement indépendante de la différence entre le niveau de tension VCE du transistor 5 et la tension Vx. La lumière qui provient de la diode électroluminescente 33 est détectée par une diode photosensible ou photodiode 41, qui réagit en réduisant son impédance, ce qui permet la circulation d'un courant de base du point X vers la base du transistor 43, et débloque ce transistor. On notera qu'il n'est pas obligatoire que la cathode de la photodiode 41 soit connectée au point X et, selon une variante, elle peut être connectée à une certaine source indépendante de

tension d'alimentation VB, comme il est représenté en poin-

tillés. Lorsque le transistor 43 devient conducteur, son collecteur 34 est à un potentiel proche de la masse et ceci indique un fonctionnement normal du transistor de commuta- tion 5. Le réseau logique de commande est programmé de façon à poursuivre l'application d'un signal de niveau haut à l'électrode de base du transistor 5, aussi longtemps qu'aucun signal de blocage n'est appliqué à la borne

d'entrée 1 du réseau logique de commande 23. Si une condi-

tion de défaut apparaît, comme par exemple en cas de court-circuit de la charge 7, ce qui fait circuler dans le transistor 5 un courant de charge IL supérieur à la valeur nominale, le transistor 5 quitte l'état de saturation, ce qui provoque une augmentation du niveau de la tension VCE entre ses électrodes de collecteur-et d'émetteur. Lorsque la tension VCE s'élève jusqu'à un niveau auquel la somme de cette tension et des chutes de tension directes aux bornes de la diode 31 et de la diode électroluminescente

33 est supérieure ou égale au niveau de la tension de réfé-

rence continue au point X, le courant cesse de circuler

dans la diode électroluminescente 33. La diode électrolu-

minescente 33 cesse d'émettre de la lumière, du fait

qu'elle n'est plus traversée par un courantet la photo-

diode 41 réagit en élevant la valeur de son impédance, ce qui empêche la circulation du courant vers l'électrode de base du transistor 43 qui se bloque. Lorsque le transistor

se bloque, la tension sur la borne de sortie 39 (considé-

rée comme une borne de défaut) s'élève depuis le niveau de

la masse jusqu'au niveau de la tension de référence conti-

nue au point X. En l'absence du condensateur 37, le signal de défaut de niveau haut qui est ainsi développé sur la borne de sortie 39 apparaît presque immédiatement après le blocage du transistor 43 et il est appliqué au

réseau logique de commande 23, qui réagit en faisant dispa-

raitre le signal d'attaque de base appliqué au transistor 5

(en mettant à la masse l'électrode de base ou en lui appli-

quant un signal de niveau bas), ce qui provoque le blocage du transistor 5, indépendamment du niveau du signal qui est

appliqué sur la borne d'entrée 1. Dans certaines applica-

tions, il est souhaitable de retarder l'application du signal de défaut ou du signal de niveau haut à la borne de sortie 39 connectée à l'entrée du réseau logique de comman- de, pendant une durée prédéterminée, afin d'éviter un déclenchement erroné du réseau logique de commande 23 sous

l'effet de conditions transitoires brèves qui peuvent appa-

raitre pendant le fonctionnement normal du circuit de commutation. Un tel retard peut facilement être établi par l'adjonction du condensateur 37, de la manière qui est représentée. Avec le condensateur 37 dans le circuit,

lorsque le transistor 43 se bloque,la tension sur la -

borne de sortie 39 s'élève de façon exponentielle depuis le niveau de la masse vers le niveau de la tension de référence continue au point X, avec une constante de temps égale au produit des valeurs de la résistance 35 et du condensateur 37. Cette constante de temps est fixée à une - valeur telle que la tension s'élève depuis le niveau de la masse jusqu'à un niveau de déclenchement pour le réseau logique de commande pendant la durée prédéterminée qui est nécessaire pour éviter un déclenchement erroné sous l'effet.des conditions transitoires, sans toutefois dépasser la durée imposée pour le blocage du transistor 5 avant qu'il ait été détérioré. On notera que le coupleur optique 29 fonctionne lui-même en détecteur de courant mais, en association avec les autres éléments du circuit de protection, il réagit directement à la tension VCE du transistor 5. On peut remplacer le coupleur optique 29 par d'autres circuits de détection de courant, mais ces derniers ne procurent généralement pas les avantages du coupleur optique en ce qui concerne l'immunité au bruit et

le faible coût.

La Demanderesse a découvert que-. le filtrage nécessaire dans de nombreuses applications, comme indiqué précédemment, et réalisé sur la figure 2 par la résistance et le condensateur 37, pouvait être supprimé en employant un circuit de protection dans lequel on surveille

simultanément le signal d'attaque qui est appliqué au tran-

sistor de sortie 5 et la tension VCE du transistor. En plus

de cette double fonction de surveillance du circuit de pro-

tection, La Demanderesse a découvert qu'il était possible d'apporter un autre perfectionnement au circuit de la figure

2, consistant à couper la tension d'alimentation +E ap-

pliqéeautransistor 5, chaque fois que ce transistor conduit

un courant en l'absence d'un signal d'attaque sur son élec-

trode de commande, avec sa tension VCE inférieure à une valeur prédéterminée. On va maintenant décrire l'invention

en détail en se référant à la figure 3.

En comparant la figure 3 avec le circuit de la figure 2, on voit qu'en plus du coupleur optique 30 destiné à surveiller la tension VCE du transistor 5, le circuit de l'invention comporte un second coupleur optique 45, destiné

à surveiller ou à détecter la présence d'un signal d'atta-

que sur la connexion commune à une résistance d'entrée 47, une résistance de limitation de courant 49 et un circuit

logique de commande 51. On notera que les coupleurs opti-

ques 30, 45 de l'invention n'ont aucune connexion commune entre leur diode électroluminescente respective 33 et leur

photodiode respective 41, contrairement au coupleur opti-

que 29 de la figure 2. Par conséquent, dans ce mode de réalisation préféré de l'invention, les circuits de sortie des coupleurs optiques 30 et 45 sont pratiquement isolés, du point de vue électrique, des tensions associées au transistor de commutation-5, bien qu'une masse commune soit représentée dans cet exemple. Si on le désire, du fait de l'isolation électrique inhérente que procurent les coupleur$ optiques 30 et 45, les électrodes d'émetteur des transistors 43 respectifs peuvent être connectées à une tension de référence ou à une masse différente de la masse ou de la tension de référence connectée à la borne 21 qui est associée au transistor de commutation 5. De

cette manière, les circuits de sortie des coupleurs opti-

ques 30 et 45, chacun d'eux comprenant une diode 41 et un transistor 43, peuvent être rendus flottants par rapport

aux tensions qui sont associées au transistor de commuta-

e tion 5. Ceci est important lorsque le circuit de protection de la figure 3 est reproduit un grand nombre de fois pour protéger chacun des transistors de commutation d'une chaîne de transistors de commutation dont les chemins de courant principaux sont connectés en série entre une source de ten-

sion d'alimentation et une source de tension de référence.

Des bornes de référence 53 et 55 sont destinées à recevoir des tensions de référence stables qui sont respectivement désignées par FV B et -VB dans cet exemple. On notera qu'en utilisant des tensions de référence stables externes +VB et -VB, à la place de la combinaison d'une résistance et d'une diode Zener comme la résistance 25 et la diode Zener 27 de la figure 2, les résistances de limitation de courant 49, 57 qui sont associées aux coupleurs optiques respectifs

45, 30, peuvent être constituées par des résistances fonc-

tionnant sous une tension beaucoup plus faible et dissipant une puissance beaucoup plus faible que la résistance 25. De plus, la nécessité d'employer une diode Zener est supprimée

et chaque transistor de commutation d'un circuit de commu-

tation donné peut être surveillé par des circuits de sur-

veillance identiques, tels que les circuits 30 et 45, indé-

pendamment de la fonction individuelle de chaque transistor de commutation dans le circuit. De plus, les circuits de surveillance ou coupleurs optiques 30, 45 ne sont pas affectés par des variations importantes du niveau de la tension d'alimentation +E, par exemple. En outre, en supprimant le circuit de filtrage ou de retard 35, 37 de la figure 2, le circuit de protection de l'invention procure une réponse beaucoup plus rapide aux conditions de défaut, du fait que la seule intégration nécessaire concerne le

temps de déblocage (t on) du transistor de commutation 5.

Pour un transistor de commutation de forte puissance de type

caractéristique, le temps ton est inférieur à une micro-

seconde. Le coupleur optique 30 fournit un signal de sortie

numérique "A" sur la borne de sortie 59 et le coupleur opti-

que 45 fournit de façon similaire un signal de sortie numé-

rique "B"' sur sa borne de sortie 61. Pour chaque coupleur optique 30, 45, uee résistance de charge 63 est connectée entre la borne de tension d'alimentation 65, destinée à recevoir une tension d'alimentation VC, et les bornes de

sortie respectives 59, 61. On notera que, de façon caracté-

ristique, le niveau de la tension V est d'environ 15 V et celui de la tension VB est d'environ 8 V, tandis que le niveau de la tension d'alimentation +E peut être de plusieurs centaines de volts. Le-circuit logique de commande

51 reçoit les signaux numériques A et B, la tension d'ali-

mentation +E par la borne 67 et un signal de commande ou

d'attaque, appliqué de façon externe, par la borne 69.

On va maintenant décrire le fonctionnement du circuit de la figure 3. On supposera que le-circuit est initialement à l'état bloqué et qu'à un certain instant t0, une tension d'alimentation +E est appliquée à la borne 67

du circuit logique de commande 51, les tensions de référen-

ce stables +VB et -VB sont appliquées respectivement aux bornes 53, 55, et la tension d'alimentation +V (tension d'alimentation ayant un niveau logique) est appliquée aux bornes 65. A ce moment, indépendamment de l'application d'un signal d'attaque sur la borne 69, le circuit logique de commande est programmé de façon à appliquer la tension

d'alimentation +E à la borne 17, et le transistor de commu-

tation 5 est bloqué. Par conséquent, la tension VCE du transistor 5 a un niveau d'environ +E, ce qui polarise en sens inverse les diodes 31 et 33 et bloque le coupleur optique 30. Le transistor 43 du coupleur optique 30 étant bloqué, le niveau du signal numérique "A" s'approche du niveau de la tension +Vc qui représente un niveau numérique "1". De façon similaire, en supposant l'absence de signal d'attaque sur la borne 69, le circuit logique de commande 51 applique à la connexion commune des résistances 47, 49 une tension qui est inférieure à -V B avec un écart au moins égal à une chute de tension de la diode 33, ce qui a pour

effet de polariser la diode 33 en sens inverse et de blo-

quer le coupleur optique, ceci entraînant le blocage du transistor 43 du coupleur optique 45. Dans ces conditions, le niveau du signal numérique "B" s'approche de celui de

la tension d'alimentation +VC, c'est-à-dire un niveau numé-

rique "1".

En supposant que le circuit de la figure 3 fonc-

tionne normalement, lorsqu'on applique maintenant un signal d'attaque sur la borne 69, le circuit logique de commande 51 est programmé de façon à commuter le signal d'attaque vers la connexion commune des résistances 47, 49, afin d'appliquer le signal d'attaque à l'électrode de base du transistor de commutation 5 et de faire circuler un courant

dans la diode électroluminescente 33.

La diode électroluminescente 33 du coupleur opti-

que 45 réagit au courant qui la traverse en émettant un faisceau lumineux que détecte la diode 41, cette dernière réagissant en réduisant notablement l'impédance entre ses

électrodes d'anode et de cathode, pour permettre la circu-

lation d'un courant de base dans le transistor 43, ce qui débloque ce dernier et réduit notablement l'impédance entre ses électrodes de collecteur et d'émetteur. Dans ces conditions, le niveau de tension sur la borne de sortie 61 s'approche du niveau de la tension de référence sur l'émetteur du transistor 43, c'est-à-dire la masse dans cet exemple. Par conséquent, le signal numérique "B" passe d'un niveau numérique "1" à un niveau numérique "0". Le niveau "1" du signal numérique "B" indique l'absence de signal d'attaque sur l'électrode de base du transistor de commutation 5, et inversement le niveau "0" du signal numérique "B" indique la présence d'un signal d'attaque

sur l'électrode de base du transistor 5. Le circuit logi-

que de commande 51 est programmé de façon à appliquer ini-

tialement le signal d'attaque au transistor 5 pendant une durée au moins égale à celle qui est nécessaire pour débloquer ce transistor, à condition que le signal "A" soit à "1" ( si le signal "A" est à "0" alors que le signal

"B" est à "1", c'est que le transistor 5 est en court-

circuit). Cependant, si le transistor de commutation 5 ne devient pas conducteur pendant la durée prédéterminée ou

programmée, le signal numérique "A" demeure au niveau numé-

rique "1" et le signal numérique "B" est au niveau numéri-

que "0", du fait de la présence continue du signal d'atta-

que, et le circuit logique de commande est programmé de

façon à réagir en faisant disparaître la tension d'alimenta-

tion +E qui est présente sur la borne de sortie 17 et qui

est destinée à la borne de tension d'alimentation 9. L'inca-

pacité du transistor 5 à devenir conducteur pendant la durée prédéterminée indique l'existence d'une condition de

défaut dans le circuit de la figure 3.

On suppose que le transistor de commutation 5 devient conducteur pendant la durée prédéterminée qui est programmée dans le circuit logique de commande 51. Lorsque le transistor 5 devient conducteur, sa tension VCE se

réduit à la valeur de la tension de saturation, en fonc-

tionnement normal. On donne au niveau de la tension de référence stable + VB une valeur supérieure à celle de la tension de saturation du transistor 5, avec un écart au moins égal à la somme des chutes de tension directes des diodes 31 et 33, ce qui fait circuler un courant dans la diode électroluminescente 33 du coupleur optique 30, afin de débloquer le transistor 43 de ce coupleur. Le niveau du signal numérique "A" passe alors de +VC à un niveau voisin de la masse, dans cet exemple, c'est-à-dire qu'il

passe d'un niveau numérique "1" à un niveau numérique "O".

Par conséquent, le niveau numérique "1" du signal "A" indique que le transistor de commutation 5 est bloqué ou non conducteur et, inversement, le niveau numérique "O" du signal numérique "A" indique que le transistor de commutation 5 est conducteur et se trouve dans un état de conduction saturé, dans cet exemple. Si une condition transitoire, telle qu'un courtcircuit soudain dans la

charge 7, fait circuler un courant excessif vers l'élec-

trode de collecteur du transistor 5, ce transistor est forcé hors de l'état de saturation, ce qui fait croître

sa tension VCE à un niveau supérieur au niveau de la ten-

sion de saturation, comme on l'a indiqué précédemment. Les diodes 31 et 33 sont alors polarisées en sens inverse, ce

qui fait cesser l'émission de lumière par la diode élec-

troluminescente 33 du coupleur optique 30, si bien que la photodiode 41 de ce coupleur augmente notablement sa résistance afin de bloquer le transistor 43, pour faire passer le signal "A" d'un niveau numérique "0"à un niveau numérique "1". Le circuit logique de commande 51 réagit au changement de niveau du signal "A" en supprimant le signal d'attaque présent sur la connexion commune des résistances

47, 49.

Dans le fonctionnement normal de ce circuit, si

on supprime le signal d'attaque appliqué sur la borne 69-

du circuit logique de commande, une fois que le transistor de commutation 5 a été placé dans un état conducteur, le

circuit logique de commande 51 réagit en faisant dispa-

raitre le signal d'attaque de base appliqué au transistor 5.

En d'autres termes, le circuit logique de commande 51 peut comprendre unréseau logique analogique et numérique conçu de façon à commuter simplement le signal d'attaque de la borne 69 vers la connexion commune des résistances 47 et 49, afin de débloquer le transistor 5 et de le maintenir

à l'état conducteur, dans les conditions normales de fonc-

tionnement. Selon une variante, le circuit logique de commande 51 peut avoir une configuration telle qu'il réagit à la présence d'un signal de commande ou d'un signal d'entrée sur la borne 69 en produisant un signal d'attaque, généré de façon interne, destiné à débloquer le transistor et à le maintenir à l'état conducteur. Le circuit logique de commande 51 peut comporter un réseau logique numérique câblé ayant une configuration

qui lui permet d'attaquer des éléments de commutation ana-

logiques, par exemple, sous la dépendance des niveaux des signaux numériques "A" et "B", et de la présence d'un signal d'attaque ou de commande sur la borne 69, afin d'appliquer la tension d'alimentation +E et le signal d'attaque au transistor de commutation 5, conformément à

la description précédente. De plus, selon une autre

variante, le circuit logique de commande 51 peut comporter un microprocesseur programmé de façon à réagir aux niveaux des signaux numériques "A" et "'B" et à la présence d'un signal d'attaque sur la borne 69, de la manière décrite précédemment pour le fonctionnement du circuit logique de commande 51. Si on le désire, le circuit logique de commande

51 peut être programmé de façon à se restaurer automatique-

ment d'une manière périodique après l'apparition d'une con-

dition de défaut, afin de rétablir le fonctionnement normal du transistor de commutation 5 si la condition de défaut a été supprimée. Selon une variante, on peut employer une restauration manuelle pour le circuit logique de commande 51, de façon à restaurer manuellement le circuit logique de

commande après l'apparition d'une condition de défaut.

Il va de soi que de nombreuses autres modifica-

tions peuvent être apportées au dispositif décrit et repré-

senté, sans sortir du cadre de l'invention.

Claims (9)

REVENDICATIONS

1. Circuit de protection destiné à empocher prati-

quement une dissipation de puissance excessive dans un transistor de commutation (5) qui comporte un chemin de courant principal branché entre des première et seconde électrodes, respectivement destinées à recevoir une tension d'alimentation (+E) et à être branchées à un point de potentiel de référence, et une électrode de commande qui est destinée à recevoir un signal d'attaque, ce transistor de commutation réagissant au signal d'attaque en devenant conducteur, dans un état de conduction saturé, ce qui entraîne une réduction importante de l'impédance relative de son chemin de courant principal, et entraîne à son tour

une réduction importante de la tension aux bornes du che-

min de courant principal, jusqu'à un "niveau de tension de

saturation", caractérisé en ce qu'il comprend: une pre-

mière borne (53) destinée à recevoir une tension de réfé-

rence stable ayant un niveau supérieur à celui de la ten-

sion de saturation du transistor de commutation; et un premier dispositif de surveillance (30, 45, 51) qui fait passer le transistor de commutation d'un état conducteur

à un état bloqué, sous l'effet de la condition qui consis-

te en ce que le signal d'attaque est présent sur l'électro-

de de commande et, simultanément, le niveau de la tension entre les première et seconde électrodes s'approche de la tension de référence stable, avec un écart inférieur à une valeur prédéterminée, ce qui indique que ce transistor

est conducteur et sort de l'état de saturation.

2. Circuit de protection selon la revendication 1, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un second dispositif de surveillance (30, 45, 51) qui fait disparaîtrela tension d'alimentation appliquée sur la première électrode

du transistor de commutation (5) sous l'effet de la condi-

tion qui consiste en ce que le signal d'attaque est absent de l'électrode de commande et, simultanément, le niveau de tension entre les première et seconde électrodes

est inférieur au niveau de la tension de référence stable.

3. Circuit de protection selon l'une quelconque

des revendications 1 et 2, caractérisé en ce que le premier

dispositif de surveillance comprend: un premier dispositif de détection (30) qui est branché entre la première borne et la première électrode et comporte une borne de sortie destinée à fournir un signal numérique "A", ce premier dispositif de détection donnant au signal "A" un niveau numérique "0" lorsque la tension entre les première et seconde électrodes a un niveau supérieur à celui de la valeur prédéterminée de l'écart par rapport à la tension de référence stable, tandis qu'il change le niveau du signal "A" pour le faire passer à un niveau numérique "1" lorsque le niveau de la tension entre les première et seconde électrodes est compris dans la plage correspondant

à la valeur prédéterminée de l'écart par rapport à la ten-

sion de référence stable; un second dispositif de détec-

tion (45) qui comporte une borne d'entrée connectée à l'électrode de commande et une borne de sortie qui est

destinée à fournir un signal numérique "B", ce second dis-

positif de détection donnant un niveau numérique "0" au signal "B" sous l'effet de la présence du signal d'attaque et donnant un niveau numérique "1" au signal "B" sous

l'effet de l'absence du signal d'attaque; et un disposi-

tif de commande (51) qui comprend un premier dispositif logique qui réagit à la combinaison des niveaux des signaux "A" et "B" de façon à faire fonctionner le dispositif de commande afin d'appliquer initialement le signal d'attaque à l'électrode de commande, seulement lorsque les signaux "A" et "B" ont tous deux le niveau "1", afin de maintenir l'application du signal d'attaque à l'électrode de commande dans le seul cas o le niveau du signal "A" passe à "0" au cours d'une durée prédéterminée après le passage du signal "B" au niveau "0", et afin de faire disparaître ensuite le signal d'attaque appliqué à l'électrode de commande chaque fois que le signal "A" est à "1" alors que, simultanément,

le signal "B" est à "0".

4. Circuit de protection selon la revendication

3, caractérisé en ce que le second dispositif de surveillan-

ce comprend: les premier et second dispositifs de détec-

tion (30, 45); et un second dispositif logique qui fait partie du dispositif de commande (51), ce second dispositif logique réagissant au fait que les signaux "A" et "B" ont simultanément les niveaux respectifs "0" et "1" en action- nant un dispositif de commande de façon à faire disparaître

la tension d'alimentation appliquée sur la première élec-

trode.

5. Circuit de protection selon la revendication

4, caractérisé en ce que chacun des premier et second dis-

positifs de détection (30, 45) consiste en un coupleur optique.

6. Procédé de protection d'un transistor de commutation contre une dissipation de puissance excessive, ce transistor comportant une électrode de commande qui est destinée à recevoir un signal d'attaque, et un chemin

de courant principal entre des première et seconde élec-

trodes qui sont respectivement destinées à recevoir une tension d'alimentation et à être connectées à un point de potentiel de référence, caractérisé en ce que: on établit une tension de référence stable supérieure à la tension de saturation du transistor; on détecte le niveau de la tension entre les première et seconde électrodes; on détecte la présence du signal d'attaque sur l'électrode de

commande; et on fait passer ce transistor d'un état con-

ducteur à un état bloqué, chaque fois que le signal d'attaque est présent alors que le niveau de la tension entre les première et seconde électrodes dépasse le niveau

de la tension de référence stable.

7. Procédé selon la revendication 6, caractérisé

en ce qu'on fait en outre disparaitre-la tension d'alimen-

tation qui est appliquée sur la première électrode, chaque

fois que la tension entre les première et seconde électro-

des est inférieure à la tension de référence stable,

alors que le signal d'attaque est absent.

8. Circuit de protection destiné à éviter pra-

tiquement une dissipation de puissance excessive dans un transistor de commutation (5) qui comporte un chemin de courant principal entre des première et seconde électrodes qui sont respectivement destinées à recevoir une tension d'alimentation et à 8tre connectées à un point de potentiel de référence, et une électrode de commande qui est destinée à recevoir un signal d'attaque, caractérisé en ce qu'il comporte: une première borne (53) destinée à recevoir une tension de référence stable ayant un niveau supérieur à la tension de saturation du transistor de commutation; un

premier coupleur optique branché entre la première électro-

de, et la première borne, de façon à produire un signal de

sortie "A" ayant un niveau "haut" ou un niveau "bas", cha-

que fois que le niveau de la tension entre les première et seconde électrodes est respectivement supérieur ou inférieur au niveau de la tension de référence stable un second coupleur optique (45) qui comporte une borne d'entrée qui est connectée à l'électrode de commande et une borne de sortie et qui est destiné à produire sur cette borne de sortie un signal de sortie "B" ayant un niveau "haut" ou un niveau "bas", chaque fois que le signal d'attaque est respectivement absent ou présent sur

l'électrode de commande; et un premier dispositif logi-

que de commande (51) qui réagit aux signaux de sortie "A" et "B" des premier et second coupleurs optiques, en faisant disparaître le signal d'attaque qui est appliqué sur l'électrode de commande chaque fois que le signal "B" est au niveau bas, alors que le signal "A" change d'état en passant du niveau bas au niveau haut, ce qui a pour effet de faire passer le transistor de commutation

d'un état conducteur à un état bloqué.

9. Circuit de protection selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comprend en outre un second dispositif logique de commande (51) qui réagit au fait que le signal de sortie "A" est au niveau haut alors que le signal de sortie "B" est au niveau bas, en faisant

disparaître la tension d'alimentation présente sur la pre-

mière électrode.