FR2476940A1

FR2476940A1 - Circuit integre comportant plusieurs convertisseur tension-courant.

Info

Publication number: FR2476940A1
Application number: FR8103421A
Authority: FR
Inventors: Wouter Maria Boeke
Original assignee: Philips Gloeilampenfabrieken NV
Current assignee: Koninklijke Philips NV
Priority date: 1980-02-25
Filing date: 1981-02-20
Publication date: 1981-08-28
Also published as: DE3106558A1; JPS56168298A; JPS644364B2; BE887643A; FR2476940B1; GB2070360A; SE450676B; HK75584A; US4388539A; AU6757781A; NL8001115A; DE3106558C2; GB2070360B; SE8101161L; CA1165826A; AU539887B2

Abstract

CIRCUIT INTEGRE COMPORTANT PLUSIEURS CONVERTISSEURS AJUSTABLES TENSION-COURANT 1, 2, 3, 4 PARMI LESQUELS UN CONVERTISSEUR 1 EST UTILISE COMME CONVERTISSEUR DE REFERENCE. CELUI-CI EST INCORPORE A UNE BOUCLE DE REGLAGE. L'ENTREE 11 DU CONVERTISSEUR DE REFERENCE RECOIT UNE TENSION D'ENTREE DU FAIT QU'UN PREMIER COURANT I, EST AMENE A PASSER PAR UNE RESISTANCE DE REFERENCE 8, CONNECTEE A LADITE ENTREE. UN DEUXIEME COURANT NI DONT L'INTENSITE EST DANS UN RAPPORT CONSTANT AVEC L'INTENSITE DU PREMIER COURANT EST COMPARE AU COURANT DE SORTIE DU CONVERTISSEUR DE REFERENCE, ET DE CE FAIT CE DERNIER EST AJUSTE DE FACON QUE SON COURANT DE SORTIE CORRESPOND AU DEUXIEME COURANT. AINSI, LA TRANSCONDUCTANCE AG DUDIT CONVERTISSEUR DE REFERENCE EST DETERMINEE PAR LA VALEUR OHMIQUE DE LA RESISTANCE DE REFERENCE ET PAR LE RAPPORT ENTRE LES INTENSITES DES PREMIER ET DEUXIEME COURANTS, DE SORTE QUE DANS UNE GRANDE MESURE, LADITE TRANSCONDUCTANCE EST INDEPENDANTE DES VARIATIONS SURVENANT AU COURS DE LA FABRICATION ET DES FLUCTUATIONS DE TEMPERATURE ET DE TENSION D'ALIMENTATION. LES AUTRES CONVERTISSEURS SONT AJUSTES PAR DES SIGNAUX DEDUITS DU SIGNAL D'AJUSTEMENT DESTINE AU CONVERTISSEUR DEREFERENCE, ET PRESENTENT AINSI UNE TRANSCONDUCTANCE CORRESPONDANTE. APPLICATION : FILTRE ANALOGIQUE

Description

"Circuit intégré comportant plusieurs convertisseurs ten-

sion-courant"

L'invention concerne un circuit intégré compor-

tant plusieurs convertisseurs tension-courant (1, 2, 3, 4) dont chacun est muni d'une entrée (11, 21, 31, 41), d'une sortie (12, 22, 32, 42) et d'une entrée de signal d'ajustement (13, 23, 33, 43) pour ajuster, à l'aide d'un

signal ad hoc appliqué à ladite entrée de signal d'ajuste-

ment, les transconductances (a1Go, a2Go, a3Go, a4G0) desdits

convertisseurs tension-courant, les transconductances des-

dits convertisseurs étant mutuellement dans un rapport pratiquement constant, ledit circuit intégré étant muni en outre d'un générateur de signal d'ajustement (5, 51, 52, 53, 54) pour fournir aux entrées de signal d'ajustement des signaux d'ajustement qui sont mutuellement dans un rapport pratiquement constant, ainsi que d'un réseau pour régler ledit générateur de signal d'ajustement de façon

que les transconductances de convertisseurs sont très insen-

sibles aux variations pouvant survenir au cours de la fabricar tion et aux variations des conditions de fonctionnement, alors qu'au moins un convertisseur est incorporé, comme

convertisseur de référence, audit réseau de réglage.

Des convertisseurs tension-courant sont utili-

sés entre autres dans les filtres analogiques. A cette

occasion, il importe que les transconductances des conver-

tisseurs soient très constante ou puissent être ajustées

de façon fiable tout en étant très insensibles aux varia-

tions pouvant survenir au cours de la fabrication du cir-

cuit intégré ainsi qu'aux variations des conditions de fonctionnement, par exemple la tension d'alimentation et la température. Sur la base que dans un circuit intégré

plusieurs paramètres sont à même de pouvoir varier forte-

ment alors que toutefois les rapports entre les paramètres de composants similaires varient relativement peu, ladite indépendance est réalisable convenablement dans un circuit

intégré si l'on applique les mesures citées dans le préam-

bule. Un tel circuit intégré est connu d'un article du périodique "Electronic Design", pages-26 à 32, parue le février 1978, voir en particulier le circuit montré

à la page 30. Dans ce circuit intégré connu, deux con-

vertisseurs tension-courant utilisés comme intégrateurs

font office d'oscillateur dont le fonctionnement est com-

mandé par une tension. La fréquence de sortie de l'oscil-

lateur formé de la sorte est comparée à une fréquence de référence dans un comparateur de phase, et la commande de l'oscillateur dont le fonctionnement est commandé par une tension a lieu de façon que la fréquence d'oscillation

de l'oscillateur concorde avec la fréquence de référence.

La tension de commande fournie à l'oscillateur est appli-

quée également à un filtre analogique formé par des con-

vertisseurs tension-courant utilisés comme intégrateur,,

et cela a comme conséquence que la fréquence de filtra-

ge, très indépendante des variations survenant au cours

de la fabrication et des fluctuations de température, cor-

respond à la fréquence de référence. Dans le cas d'un

tel circuit, le fonctionnement des convertisseurs tension-

courant est stabilisé d'une façon indirecte, et l'applica-

tion de ces convertisseurs est limitée à un domaine dans lequel l'on dispose d'une fréquence stable. En outre,

la méthode de stabilisation connue exige un circuit rela-

tivement encombrant.

L'invention a pour but de procurer un circuit intégré qui tout en appartenant au genre mentionné dans

le préambule, permet de stabiliser de façon simple le fonc-

tionnement de plusieurs convertisseurs tension-courant

à l'égard des variations survenant au cours de la fabrica-

tion et des fluctuations des paramètres de fonctionnement.

A cet effet, l'invention est remarquable en ce que le réseau de réglage du circuit intégré conforme à l'invention est muni d'une première source de courant (6) ainsi qu'une seconde source de courant (7) dont les courants (Il, nI1) sont dans un rapport mutuel pratiquement constant d'un point de connexion (9) couplé à l'entrée (11) du convertisseur de référence (1) pour établir le couplage avec un élément de résistance de référence (8), ladite entrée (11) étant incorporée à la branche de courant de circuit de première source de courant, ainsi que d'un amplificateur de réglage comparateur (10) branché entre la sortie du convertisseur de référence et une entrée de commande du générateur de signal d'ajustement pour comparer de la sorte le courant de sortie dudit convertisseur de référence au courant de la deuxième source de courant, et pour commander le fonctionnement du générateur de signal d'ajustement de façon qu'un rapport pratiquement constant reste maintenu entre le courant de sortie du convertisseur de référence et le courant de sortie de la deuxième source

de courant.

L'invention repose sur l'idée que, d'une part

du fait qu'un premier courant à intensité inconnue et sujet-

te à variations est fourni à l'entrée du convertisseur de référence et qu'un deuxième courant dont l'intensité est dans un rapport constant avec l'intensité du premier courant ce qui est facilement réalisable-dans des circuits intégrés, est fourni à un comparateur pour comparer le

courant de sortie du convertisseur de référence audit deu-

xième courant, et d'autre part du fait de commander le convertisseur de référence de façon qu'un rapport constant existe entre le courant de sortie dudit convertisseur St le deuxième courant tout en étant notamment lié-également à ce deuxième courant la transconductance du convertisseur de référence est quelle que soit la valeur absolue des intensités des premier et deuxième courants inversement proportionnelle à la valeur ohmique d'une résistance de référence qui est élaborée à l'entrée dudit convertisseur de référence et qui, dans la pratique est souvent soit

une résistance de précision élaborée à l'extérieur du cir-

cuit intégré soit une résistance qui est simulée à l'ai-

de de capacités commutées et dont la valeur ohmique équi-

valente est définie par une fréquence de commutation.

A l'aide du signal de réglage obtenu de la sorte ou des signaux qui avec ledit signal sont dans un rapport constant, une relation déterminée est établie entre les transductances de tous les autres convertisseurs tension-courant et la

valeur ohmique de ladite résistance de référence.

La description suivante, en regard du dessin

annexé, le tout donné à titre d'exemple, fera bien compren-

dre comment l'invention peut être réalisée.

La figure 1 est un schéma synoptique d'un cir-

cuit intégré conforme à l'invention, La figure 2 illustre un mode de réalisation préférentiel du circuit selon la figure 1 pour lequel sont

utilisés des transistors C-MOS.

La figure 3 illustre un mode de réalisation des convertisseurs tensioncourant utilisés dans le circuit

préférentiel selon la figure 2.

Sur la figure 1 qui de façon synoptique montre

un circuit intégré conforme à l'invention, celui-ci com-

porte plusieurs convertisseurs tension-courant parmi les-

quels la figure en montre quatre, à savoir les convertis-

seurs 1, 2, 3 et 4, chaque convertisseurs étant muni d'une entrée 11, 21, 31, 41, d'une sortie 12, 22, 32, 42 et d'une entrée de signal d'ajustement 13, 23, 33, 43. A travers

leurs dites entrées de signal d'ajustement, les convertis-

seurs en question reçoivent des signaux d'ajustement de

la part d'un générateur fournissant des signaux d'ajuste-

ment entre lesquels existe une relation déterminée. Les

transconductances a1Go, a2Go, a3Goeet a4Go des convertis-

seurs 1, 2, 3 et 4 sont dans un rapport mutuel constant a: a2:a3 a4, défini par la façon dont sont réalisés les convertisseurs et/ou par la relation entre les signaux - de réglage fournis par le générateur 5. Dans la pratique, les transconductances seront choisies souvent égales (a1 = 2 = a3 = a4 = 1) En guise de convertisseur de référence, on a choisi le convertisseur tension-courant 1. A travers une résistance 8 à valeur ohmique R., cette résistance pouvant

être élaborée à l'extérieur du circuit intégré est raccor-

dée à une borne 9, l'entrée 11 dudit convertisseur 1 est raccordée, dans le cas envisagé, à la masse. Le circuit intégré comporte également une première source de courant 6, ainsi qu'une seconde source de courant 7, couplée à l'autre. Ces sources 6 et 7 fournissent des courants à intensités 1 et nI1 qui sont dans un rapport constant

1: n. Le courant I1 passe par la résistance 8 et provo-

que à l'entrée 11 une tension I1RO ce qui a comme consé-

quence que le convertisseur de référence 1 fournit un cou-

rant de sortie Iu = a1G0RoI1. Dans un amplificateur com-

parateur 10, ce courant est pondéré en correspondance à un facteur m qui dans la pratique est généralement égal

à 1, et comparé au courant nI1. Cet amplificateur compa-

rateur est par exemple un amplificateur de différence de

tension avec des résistances à ses entrées, mais peut éga-

lement, comme le montre l'exemple selon la figure 2, être un amplificateur de tension fortement ohmique qui, comme entrée, comporte un point qui est commun à la source de

courant 7 et à la sortie du convertisseur de référence.

Sous l'action du signal de sortie de l'amplificateur compa-

rateur, le fonctionnement du générateur de signal d'ajus-

tement 5 est tel qu'en présence d'amplification suffisan-

te dans la boucle de réglage que forment l'amplificateur comparateur 10, le générateur 5 et le convertisseur de référence 1, l'expression mIu = nI1 est respectée, ce qui pour la transconductance du convertisseur de référence 1 mène à la relation a nG = -m 1 Pour le cas pratique a 1G0 m RO o0 n = m = 1 et a1= a2 = a3 = a4 = 1, on obtient alors la relation Go = R-. Cette relation n'est sujette qu'à des variations des paramètres a1, n et m qui représentent des rapports et qui, à l'intérieur du circuit intégré, sont relativement peu sujets à variation. La même chose

est valable pour les autres convertisseurs en conséquen-

ce du couplage à travers le générateur 5.

La résistance de référence 8 à valeur ohmique Ro peut être également simulée à l'aide d'une capacité commutée de sorte que la valeur ohmique apparente Ro est

déterminée par la valeur de ladite capacité et par la fré-

quence de commutation, ce qui par exemple peut être prati-

que dans lesdites applications de filtrage si un signal d'horloge est disponible. Puisque dans des circuits de filtrage de ce genre l'on utilise des capacités et que la valeur ohmique R0 aussi est déterminée par une telle capacité, on profite alors de l'avantage important que

la valeur absolue des différentes capacités n'a plus d'im-

portance. En effet, une variation de la valeur de capaci-

té de filtrage est alors compensée du fait que la valeur ohmique apparente R0 de la résistance simulée 8 varie en sens compensatoire. Un exemple d'une résistance simulée par une capacité commutée est décrit entre autre dans la publication "IEEE Transactions on Circuits and Systems",

Vol. CAS-26, NO 2, pages 140 à 144, parue en février.1979.

La figure 2 montre essentiellement le même cir-

cuit que la figure 1, les convertisseurs tension-courant étant, à titre illustratif, représentés avec des entrées différentielles. Dans cet exemple, l'entrée inverseuse

14 du convertisseur de référence est raccordée à l'inté-

rieur à la masse, de sorte que la résistance 8 qui se si-

tue entre les entrées différentielles 11 et 14, n'exige qu'une borne supplémentaire 9 puisque l'on dispose d'une

borne de connexion de masse.

Le générateur de signal d'ajustement 5 est réa-

lisé sous forme de source commandée 5 fournissant plusieurs courants et réalisée à l'aide de transistors à canal de type de conducteur p indiqués par les références 51, 52, 53 et 54, les sources de ces transistors étant raccordées

à une borne d'alimentation +VB les drains desdits transis-

tors étant raccordés aux entrées de signal d'ajustement

respectives 13, 23, 33 et 43, et les électrodes en comman-

de enfin desdits transistors étant raccordées à l'électro-

de de commande et de drain d'un transistor 55 à canal de

type de conduction p, la source de ce dernier étant raccor-

dée à la borne d'alimentation +VB. Par conséquent, en coopération avec le transistor 55, chacun des transistors 51, 52, 53 et 54 forme un miroir de courant, les rapports géométriques mutuels de ces miroirs de courant permettant de définir éventuellement des rapports souhaités d'intensité de courant qui diffèrent de 1. Les sources de courant 6 et 7 également sont formées par les transistors à canal de type de conduction p montés de façon à former un miroir

de courant et comportent comme transistor d'entrée un tran-

sistor 16 à électrode de commande et à drain interconnec-

tés, ce transistor 16 étant branché, en série avec une

résistance 17, entre les bornes d'alimentation 15 et +VB.

Le rapport n entre les intensités de courant est à nouveau

défini par les rapports géométriques des transistors, uti-

lisés comme sources de courant 6 et 7. De son côté, l'am-

plificateur comparateur 10 est formée par un transistor 18 à canal de type de conduction n dont la source est à la masse et dont l'électrode de commande est raccordée à la sortie 12 du convertisseur de référence 1 ainsi qu'à la sortie de la source de courant 7. La comparaison 'a lieu du fait que l'électrode de commande du transistor 18 n'est pas traversée par du courant, et que l'on doit

donc obtenir la relation Iu = nI1. A travers le transis-

tor d'entrée 55 du générateur de signal d'ajustement 55,

le drain du transistor 18 est raccordé à la borne d'ali-

mentation positive +VB et commande de ce fait le généra-

teur de façon à respecter la relation Iu = nI1.

Les convertisseurs tension-courant 1, 2, 3 et

4 sont réalisables de plusieurs façons.

La figure 3 illustre une réalisation simple

d'un tel convertisseur tension-courant à l'aide de transis-

tors C-MOS, la transconductance de ce convertisseur étant commandée parl un courant. Ledit convertisseur est formé

par deux transistors 25 et 26 à canal de type de conduc-

tion p, montés comme paire de transistors différentielle, le découplage du courant de drain ayant lieu à travers un miroir de courant formé par des transistors 27 et 28,

à canal de type de conduction n. Les sources communes (con-

crétisées par la borne 13) des transistors 25 et 26 re-

çoivent le signal d'ajustement sous forme de courant, tan-

dis que de leur côté, les électrodes de commande desdits transistors, constituent l'entrée différentielle, de sorte que la transconductance-du convertisseur en question est déterminée par la "pente de flanc" des transistors 25 et 26.

Claims

REVENDICATIONS

1. Circuit intégré comportant plusieurs conver-

tisseurs tension-courant (1, 2, 3, 4) dont chacun est muni d'une entrée (11, 21, -31, 41), d'une sortie (12, 22, 32, 42) et d'une entrée de signal d'ajustement (13, 23, 33, 43) pour ajuster, à l'aide d'un signal ad hoc appliqué à ladite entrée de signal d'ajustement, les transconductances

(a1Go, a2Go, a3Go, a4G0) desdits convertisseurs tension-

courant, les transconductances desdits convertisseurs étant mutuellement dans un rapport pratiquement constant, ledit circuit intégré étant muni en outre d'un générateur de signal d'ajustement (5, 51, 52, 53, 54) pour fournir aux entrées de signal d'ajustement des signaux d'ajustement qui sont mutuellement dans un rapport pratiquement constant, ainsi que d'un réseau pour régler ledit générateur de signal

d'ajustement de façon que les transconductances de conver-

tisseurs sont très insensibles aux variations pouvant sur-

venir au cours de la fabrication et aux variations des

conditions de fonctionnement, alors qu'au moins un conver-

tisseur est incorporé, comme convertisseur de référence, audit réseau de réglage, caractérisé en ce que le réseau de réglage du circuit intégré conforme à l'invention est muni d'une première source de courant (6) ainsi qu'une seconde source de courant (7) dont les courants (Il. nI1> sont dans un rapport mutuel pratiquement constant d'un

point de connexion (9) couplé à l'entrée (11) du conver-

tisseur de référence (1) pour établir le couplage avec un élément de résistance de référence (8), ladite entrée (11) étant incorporée à la branche de courant de circuit de première source de courant, ainsi que d'un amplificateur de réglage comparateur (10) branché entre la sortie du convertisseur de référence et une entrée de commande du générateur de signal d'ajustement pour comparer de la sorte le courant de sortie dudit convertisseur de référence au courant de la deuxième source de courant, et pour commander le fonctionnement du générateur de signal d'ajustement

de façon qu'un rapport pratiquement constant reste main-

tenu entre le courant de sortie du convertisseur de référen-

ce et le courant de sortie de la deuxième source de courant.

2. Circuit intégré selon la revendication 1,

caractérisé en ce qui concerne leur ajutement, les conver-

tisseurs tension-courant sont commandés par un courant, que le réseau de réglage porte un miroir de courant muni d'une entrée en de plusieurs sorties qui conduisent aux

entrées de signal d'ajustement des convertisseurs tension-

courant, alors que ladite entrée est aménagée dans la bran-

che de drain d'un transistor dont l'électrode de commande

est raccordée à la sortie dudit convertisseur de référen-

ce et que les première et seconde sources de courant sont formées par des sorties d'un deuxième miroir de courant: dont l'entrée reçoit un courant d'ajustement, la première

des sorties de ce deuxième miroir étant raccordée à l'en-

trée du convertisseur de référence tandis que la deuxième sortie dudit deuxième miroir est raccordée à la sortie

du convertisseur de référence.