FR2473231A1

FR2473231A1 - Amplificateur a transconductance stable

Info

Publication number: FR2473231A1
Application number: FR8100105A
Authority: FR
Inventors: Steven Ray Mckinnis; Robert Lynn Payne
Original assignee: Honeywell Inc
Current assignee: Honeywell Inc
Priority date: 1980-01-08
Filing date: 1981-01-06
Publication date: 1981-07-10
Also published as: GB2067374A; DE3049187A1

Abstract

AMPLIFICATEUR A TRANSCONDUCTANCE STABLE DONT LE GAIN EST INDEPENDANT DE LA TEMPERATURE, DE LA TENSION ET DU TRAITEMENT. L'AMPLIFICATEUR COMPREND UNE SOURCE DE COURANT CONSTITUEE PAR DES TRANSISTORS Q1 A Q4 ET UNE SECTION D'AMPLIFICATION CONSTITUEE PAR DES TRANSISTORS Q5 A Q7. LES TRANSISTORS Q1 ET Q2 CONSTITUENT UN PREMIER MIROIR DE COURANT, ET LES TRANSISTORS Q3 ET Q4 UN SECOND MIROIR DE COURANT; LE COURANT DANS LE TRANSISTOR Q2 EST REFLECHI DANS LE TRANSISTOR Q1 ET CELUI DANS LE TRANSISTOR Q3 EST REFLECHI DANS LE TRANSISTOR Q4. LE COURANT DE SORTIE DE CETTE SOURCE EST DETERMINE PAR UNE RESISTANCE R. LE GAIN DE LA SECTION D'AMPLIFICATION EST DETERMINE PAR DES RESISTANCES DE CHARGE R ET LE CONDITIONNEMENT DU TRANSISTOR Q7. TOUTES LES VARIABLES SONT COMPENSEES ET LE GAIN EST UNIQUEMENT FONCTION DES RAPPORTS DE DIMENSIONS GEOMETRIQUES DES TRANSISTORS ET DU RAPPORT DES RESISTANCES QUI SONT FIXES. LES TRANSISTORS PEUVENT ETRE DES TRANSISTORS A JONCTION OU A EFFET DE CHAMP CMOS. APPLICATION AUX AMPLIFICATEURS INTEGRES.

Description

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La présente invention concerne des amplificateurs

à transconductance stable utilisables quand le gain d'am-

plificateur doit être commandé en fonction de la tempéra-

ture, de la tension et du traitement de fabrication dans le but de maintenir un gain spécifique et stable. Les am- plificateurs à transconductance connus ne permettent pas

de fournir une stabilité et une capacité de prédiction ap-

propriées.

Un objet de la présente invention est un amplifica-

teur dont le gain est indépendant de la température, et des variables de traitement, etc. Selon la présente invention, un amplificateur à transconductance stable, comprenant une source de courant et une section d'amplification, est caractérisé en ce que la source de courant comprend: un premier et un second transistor d'un premier type de conductivité dont l'émetteur du premier transistor est connecté par l'intermédiaire d'une résistance de référence

et dont l'émetteur du second transistor est connecté direc-

tement à une première borne d'une source d'alimentation en

tension, tandis que les deux bases et le collecteur du second-

transistor sont connectés ensemble; un troisième et un quatrième transistor du type opposé dont les émetteurs sont connectés à la seconde borne de la source de tension, dont les bases sont connectées ensemble et aux collecteurs des premier et second transistors, et dont le collecteur du quatrième transistor est connecté à la base du premier transistor; et en ce que la section d'amplification comprend un cinquième et un sixième transistor du premier type dont les collecteurs sont connectés par l'intermédiaire de résistances de charge respectives à la seconde borne de

la source de tension, l'entrée de l'amplificateur étant si-

tuée entre leurs bases et la sortie étant située entre leurs collecteurs;

et un septième transistor dont l'émetteur est con-

necté à la première borne de la source de tension, dont la

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base est connectée à la base du premier transistor et dont le collecteur est connecté aux émetteurs des cinquième et

sixième transistors.

L'amplificateur à transconductance selon la présente invention est constitué par une source de courant de compen- sation et une section d'amplification. La source de courant produit un courant de référence qui compense les fonctions de température et de traitement de l'amplificateur. La source de courant est constituée par deux miroirs de courant et une résistance de référence. Les miroirs de courant produisent un courant dans la résistance de référence qui est fonction de la tension de source. En établissant une correspondance entre la résistance de référence et les résistances de charge dans l'amplificateur, les variations de fonctionnement et de

température sont annulées.

On va maintenant décrire deux exemples de réalisa-

tion de la présente invention, en référence aux dessins an-

nexés o les figures 1 et 2 représentent respectivement des

schémas de circuit d'un amplificateur à transistors à jonc-

tion et d'un amplificateur à transistors CMOS (semi-conduc-

teur-oxyde-métal à symétrie complémentaire).

La figure 1 représente un amplificateur à transcon-

ductance utilisant des transistors à jonction ordinaires,

et comportant une source de courant constituée par des tran-

sistors Q1, Q2, Q3 et Q4 et une résistance Ri, et une sec-

tion d'amplification constituée par des transistors Q5, Q6

et Q7 et deux résistances RL.

Le transistor Qi de la source de courant est connecté

de la façon représentée sur la figure 1, la résistance de ré-

férence R1 étant connectée entre le transistor Qi et une li-

gne 15 d'alimentation à la masse (relativement négative). Le

transistor Q2 est connecté de manière que sa base soit direc-

tement reliée à son collecteur, forçant ainsi la tension

collecteur-base à zéro et donnant au transistor un comporte-

ment comme s'il était dans la région active dans le sens direct. Le transistor Q2 qui est connecté de la même façon se comporte comme une diode. Les transistors Ql et Q2 forment

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un premier miroir de courant.

Le transistor Q3 de la source de courant a aussi sa base connectée directement à son collecteur, ce qui donne au transistor Q3 un comportement de diode en étant connecté également à une ligne 25 d'alimentation positive. Le tran-

sistor Q4 est connecté de la façon représentée. Les tran-

sistors Q3 et Q4 forment un second miroir de courant.

La section d'amplification de l'amplificateur à transconductance est constituée par les transistors Q5 et Q6 dont les émetteurs sont connectés l'un à l'autre et au collecteur du transistor Q7. Les bases des transistors Q5 et Q6 sont alimentées par des bornes d'entrée 33 et 32, et leurs collecteurs sont connectés à des bornes de sortie 42 et 43 et aux résistances de charge RL. Le transistor Q7 a sa base connectée à la source de courant Q1-Q4 de la façon

représentée sur la figure 1.

Le transistor Q3 est un transistor PNP dont la zone de jonction émetteur correspond à celle du transistor PNP Q4. Les transistors Qi et Q2 sont des transistors NPN dont les zones de jonction émetteur sont telles que celle du transistor Qi est N fois plus grande que la zone de jonction émetteur du transistor Q2. Le courant dans une diode est à peu près égal à: I =J sh eA. exp (Vbe q) I = JsB hfeAi P (MES>KT o JsB est le terme de fuite déterminé par le mode opératoire hfe est le gain en courant Aj est la zone de jonction émetteur Vbe est la tension base-émetteur q est la constante de charge électronique K est la constante de Boltzman T est la température, en degrés Kelvin

MES est la constante du fabricant.

Pour un dispositif en circuit intégré monolithique, l'équa-

tion de diode devient: I = Cl Aj exp (<Vbe)

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o Cl et e sont des constantes pour tous les dispositifs

en circuit intégré.

Le courant Il apparaît dans la résistance R1, d'o Il VR /R1

1I =

et VR be2 -bel.

Avec A. du transistor Qi égale à NA. du transistor Q2 1I = (Vbe2 - Vbel) /R1 - = ln (N Aj/Aj) /R10 = ln (N)/R10

Le fonctionnement de la source de courant est dé-

clenché par la présence d'un courant de fuite résiduel dans, ou l'application d'un courant extérieur à,un des miroirs de courant. Si la zone de jonction émetteur du transistor Qi est deux fois plus grande que la zone de jonction émetteur du transistor Q2, on voit que la tension dans la résistance

de référence R1 est d'environ 18 mV.

Le courant dans le transistor Q2 établit une valeur particulière de la tension base-émetteur dans le transistor

Q2. Cette tension est égale à la somme de la tension émetteur-

base du transistor Qi et de la tension dans la résistance de référence R1, Si la tension dans la résistance R1 n'est pas égale à 18 mV, la tension base-émetteur du transistor Qi est

supérieure à la tension nécessaire pour faire passer le cou-

rant dans la résistance R1. Le transistor QI laisse donc passer plus de courant que le transistor Q2. Le transistor Q3 réfléchit ce courant dans le transistor Q4, qui à son tour fournit plus de courant au transistor Q2, en augmentant

sa tension base-émetteur. Ce cycle de réaction continue jus-

qu'à ce que la tension dans la résistance de référence R1 prenne la valeur nécessaire pour que les transistors Qi et

Q2 aient des courants égaux. A ce moment, la source de cou-

rant est stable.

Le gain en tension dans l'amplificateur à transcon-

ductance est V2/Vl gm RL =Av o la transconductance gm = eIL

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Les deux résistances de charge RL sont égales'et

adaptées, et les transistors Q5 et Q6 sont adaptés et pola-

risés de façon que le courant passant dans le transistor Q5 soit égal au courant passant dans le transistor Q6 pour V1 = 0. Le transistor Q7 est adapté aux transistors Ql et

Q2 et a donc la même tension base-émetteur que le transis-

tor Q2. Le transistor Q7 réfléchit donc le courant passant dans le transistor Q2 en correspondance au rapport entre

les zones de jonction émetteur des transistors Q2 et Q7.

'Q2 =1

I 7 = MI 1

o M définit le rapport entre la zone de jonction émetteur

du transistor Q7 et la zone de jonction émetteur du transis-

tor Q2.

Le courant passant dans le transistor Q7 est divisé

également entre les transistors Q5 et Q6. Le courant IL pas-

sant dans chacune des résistances de charge RL est ainsi égal à la moitié du courant passant dans le transistor Q7,

c'est-à-dire que IL = Mi1/2.

En substituant les termes dans l'équation de gain, on obtient Av = 'L RL =MO I1 RL/2

= M O ln (N) RL/20 R1 = M ln (N) RL/2R1.

L'expression finale du gain fait seulement interve-

nir M, N et R1 et RL. M et N sont des constances géométri-

ques, et puisque R1 et RL sont adaptées, le rapport de R1 à R n'est pas affecté par les variations de conditionnement L du circuit pendant sa fabrication. Le circuit fonctionne à des niveaux de l'ordre de microcourants et sa structure est complètement intégrable. Il produit donc un gain stable dont la prévision peut être faite indépendamment du traitement,

de la température et de la tension.

La figure 2 représente un circuit correspondant mis en oeuvre avec une technologie CMOS. Le fonctionnement du circuit de la figure 2 est essentiellement le même que celui

du circuit de la figure 1. Cependant, les équations qui ser-

vent de base au fonctionnement du circuit sont un peu diffé-

rentes. 47323l Les transistors MOS à effet de champ à canal P, Q3 et Q4, et les transistors MOS à effet de champ à canal N, Q1 et Q2, constituent les deux miroirs de courant à partir desquels est émis le courant de référence. Les transistors Q3 et Q4 ont des zones de grille égales, et des courants réfléchis égaux. Le transistor Q1 a un rapport de largeur

à longueur de grilleN(W/L), et le transistor Q2 a un rap-

port de largeur à longueur de grille/V/L). La résistance

R1 est la résistance d'établissement de courant.

Le courant dans un transistor MOS à effet de champ

connecté en diode est défini approximativement par l'équa-

tion suivante (Sah): ID = k (W/L) (VGs- VT)

D GS T

o k I=E--est une constante de traitement, 2t W et L sont les largeur et longueur de grille, VGS est la tension de grille à source, VT est la tension de seuil du dispositif, supposée

égale pour tous les dispositifs en circuit integré.

En conséquence, pour les transistors Q1 et Q2, on obtient: ID1 = k N (W/L) (VGs1- VT)2 (1) ID2 = k (W/L)(V -Gs2VT)2 (2)

D2 GS2 T

En supposant que ces deux courants sont égaux, VGS1 - VT (VGS2 - VT)/Vw (3) les tensions obtenues dans les équations (1) et (2) sont liées par la relation suivante:

VGS2 VGS1 + ID1 R1-

D'o

ID1 = ID2 = {(VGS2 - VT)-(VGS1- V&}/R1

Par substitution de l'équation (3), on obtient ID2 = (VGs2 - VT) (vi 1/R1 1 (4) En combinant les équations (2) et (4) et en éliminant les tensions, on obtient: ID2 = (VW - 1) /{k (W/L)R12 N} (5)

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On va maintenant revenir à la section d'amplifica-

tion du circuit. Le gain de l'amplificateur à transconduc-

tance est donné par: AV = gm RL = 2k K (W/L)(VGs5 - VT) RL (6) o le rapport de largeur à longueur de grille du transis- tor Q5 est K(W/L). On déduit aussi de l'équation de Sah la relation suivante: ID5 = k K (W/L) (VGS5 - VT)2 (7) En éliminant les tensions des équations (6) et (7), on obtient: ID5 =Av2/ 4 k K (W/L)RL2 (8) D5 / k WLR Il faut maintenant établir une relation entre la

source de courant et la section d'amplification de l'ampli-

ficateur selon la présente invention. En prenant pour le rapport de largeur à longueur de grille du transistor Q7 la

valeur M(W/L), le fait que VGS est la même pour les transis-

tors Q2 et Q7 signifie que:

ID7 = M ID2.

De plus, puisque le courant dans le transistor Q7 est partagé également entre les transistors Q5 et Q6, on obtient:

I /2

D5 ID7 / 2.

En éliminant ID7 de ces deux dernières équations, on obtient:

ID2 = 2 ID5 / M.

On peut ainsi combiner les équations (5) et (8), en élimi-

nant les courants. L'équation résultante peut être traitée pour donner une expression pour Av: Av = ( l - 1) 2KM/N. RL (9)

Dans cette expression, K, M et N sont des constantes rela-

tives aux rapports de largeur à longueur de grille, et R1

et R sont des résistances ayant des coefficients de tempé-

L

rature égaux et des propriétés adaptées ainsi que des géomé-

tries relatives fixes. Il s'ensuit que le gain Av est indé-

pendant des paramètres de tension, de température, et de

traitement (fabrication).

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Claims

R E V E N D I C A T I O N S

1. Amplificateur à transconductance stable compre-

nant une source de courant et une section d'amplification,

caractérisé en ce que la source de courant comprend: -

un premier et un second transistor (Q1, Q2) d'un premier type de conductivité dont l'émetteur du premier

transistor (Qi) est connecté par l'intermédiaire d'une ré-

sistance de référence (R1) et dont l'émetteur du second transistor (Q2) est connecté directement à une première borne d'une source d'alimentation en tension (15>, tandis que les bases et le collecteur du second transistor sont connectés ensemble; un troisième et un quatrième transistor (Q3, Q4) du type opposé dont les émetteurs sont connectés à une seconde borne de la source de tension (25), dont les bases sont connectées ensemble et aux collecteurs du premier et du troisième transistor (Q1, Q3), et dont le collecteur du quatrième transistor (Q4) est connecté à la base du premier

transistor (Qi); -

et en ce que la section d'amplification comprend un cinquième et un sixième transistor (Q5, Q6) du

premier type dont les collecteurs sont connectés par l'in-

termédiaire de résistances de charge respectives (RL) à la seconde borne de la source de tension (25), l'entrée de l'amplificateur (33-32) étant située entre leurs bases et la sortie de l'amplificateur (42-43) étant située entre leurs collecteurs; et un septième transistor (Q7) dont l'émetteur est connecté à la première borne de la source de tension (15), dont la base est connectée à la base du premier transistor (Qi), et dont le collecteur-est connecté aux émetteurs des

cinquième et sixième transistors (Q5, Q6).

2. Amplificateur selon la revendication 1, carac-

térisé en ce que les transistors (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 et

Q7) sont des transistors à jonction.

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3. Amplificateur selon la revendication 1, caracté-

risé en ce que les transistors (Q1, Q2, Q3, Q4, Q5, Q6 et

Q7) sont des transistors à effet de champ à semiconducteur-

oxyde-métal à symétrie complémentaire CMOS, dont les émet-

teurs, les bases et les collecteurs sont des sources, des

grilles et des drains.