ES2930112T3 - Transferencia de potencia inalámbrica capacitiva por medio de redes de adaptación adaptativas - Google Patents

Abstract

Un sistema inalámbrico controlado de transferencia de energía capacitiva (CPT), basado en redes de adaptación adaptativas, que comprende un lado del transmisor de energía principal para transmitir energía de forma inalámbrica a un lado del receptor de energía secundario a través de placas de acoplamiento que tienen una capacitancia mutua CM; una fuente de alimentación conectada a un controlador de potencia que opera con una determinada frecuencia de conmutación ƒ sw; una red primaria adaptativa de adaptación para regular la corriente que fluye hacia el lado secundario a través de la capacitancia mutua CM; un controlador primario que consiste en un primer lazo de control, para ajustar la frecuencia de conmutación ƒ sw; para compensar cambios en la impedancia de la red de adaptación primaria; un segundo bucle de control, para ajustar la frecuencia resonante del circuito resonante primario para seguir la frecuencia de conmutación f sw; proporcionando la polarización adecuada al inductor primario y cambiando la frecuencia resonante del circuito resonante primario; una red de adaptación adaptativa secundaria que se conecta entre la capacitancia mutua CM y el circuito rectificador y que consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización conectado en serie a la capacitancia mutua CM y un capacitor paralelo conectado en paralelo a la capacitancia mutua CM, para adaptar la impedancia de la red de adaptación secundaria; un controlador secundario para ajustar la impedancia de la red de adaptación secundaria para que coincida con la frecuencia resonante del circuito resonante primario proporcionando la polarización adecuada al inductor secundario. una red de adaptación adaptativa secundaria que se conecta entre la capacitancia mutua CM y el circuito rectificador y que consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización conectado en serie a la capacitancia mutua CM y un capacitor paralelo conectado en paralelo a la capacitancia mutua CM, para adaptar la impedancia de la red de adaptación secundaria; un controlador secundario para ajustar la impedancia de la red de adaptación secundaria para que coincida con la frecuencia resonante del circuito resonante primario proporcionando la polarización adecuada al inductor secundario. una red de adaptación adaptativa secundaria que se conecta entre la capacitancia mutua CM y el circuito rectificador y que consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización conectado en serie a la capacitancia mutua CM y un capacitor paralelo conectado en paralelo a la capacitancia mutua CM, para adaptar la impedancia de la red de adaptación secundaria; un controlador secundario para ajustar la impedancia de la red de adaptación secundaria para que coincida con la frecuencia resonante del circuito resonante primario proporcionando la polarización adecuada al inductor secundario. (Traducción automática con Google Translate, sin valor legal)

Description

DESCRIPCIÓN

Transferencia de potencia inalámbrica capacitiva por medio de redes de adaptación adaptativas

Campo de la invención

La presente invención se refiere de manera general al campo de la Transferencia de Potencia Inalámbrica (WPT). Más específicamente, la invención se refiere a un sistema para realizar eficiente e inalámbricamente transferencia de potencia capacitiva (CPT) usando redes de adaptación adaptativas.

Antecedentes de la invención

Hoy en día, existe una demanda creciente de potencia móvil, que es esencial para mantener disponibles dispositivos de alto rendimiento durante períodos prolongados o incluso de manera continua. La tecnología de transferencia de potencia inalámbrica (WPT) proporciona potencialmente energía en todo momento y reduce la dependencia de las aplicaciones móviles y portátiles sensibles al peso y sensibles al volumen en baterías voluminosas como fuente de energía principal fiable.

Una de las soluciones de WPT es el planteamiento de transferencia de potencia capacitiva (CPT). CPT es un método de transferencia de potencia de campo cercano alternativo a los planteamientos basados en campos magnéticos bien conocidos. Una de las ventajas más atractivas de la WPT basada en capacitiva es la evitación de corrientes de Foucault e interfaces electromagnéticas (EMI) no deseadas que están asociadas con las soluciones de WPT basadas en magnéticas. Además de las mejoras de eficiencia, los sistemas de CPT son potencialmente de menor volumen y su construcción es simple.

Un desafío principal de los sistemas de WPT de campo cercano en general y de la CPT en particular es que la capacidad y la eficiencia de la transferencia de potencia dependen de la distancia y la alineación entre los lados de transmisión y de recepción. Además, el coeficiente de acoplamiento del medio de transferencia y las condiciones de carga son sensibles a los cambios en las condiciones ambientales, el envejecimiento de los componentes y las derivas de temperatura, que disminuyen drásticamente las capacidades de transferencia de potencia del sistema. La reducción de la sensibilidad del sistema de WPT a las variaciones se puede aliviar diseñando redes de adaptación que proporcionen un acoplamiento débil entre los lados de transmisión y de recepción. No obstante, en esta solución, las características del sistema aún dependen en gran medida de los valores de los componentes y de la precisión de la frecuencia de conmutación (operativa). Para desvincular completamente las características del sistema de cualquier deriva, cambios y variaciones, es esencial una compensación activa de bucle cerrado.

Se han propuesto varios métodos para reducir los efectos de los componentes y las variaciones del medio de los sistemas de WPT para la transferencia de potencia general, que también se pueden adaptar a CPT. Estos incluyen: sintonización de frecuencia, adaptación de impedancia de redes de compensación y conversión DC-DC posterior a la regulación. En el planteamiento de sintonización de frecuencia, la frecuencia de conmutación se ajusta para hacer un seguimiento de la frecuencia de resonancia, lo que da como resultado condiciones de operación óptimas. No obstante, dado que el rango de frecuencia permitido para la transferencia de energía es bastante estrecho, esta solución por sí sola no acomoda a grandes variaciones.

En los métodos de adaptación de impedancia, el inductor resonante y el condensador se pueden ajustar a una frecuencia fija. De este modo, el voltaje/corriente de salida se puede regular ajustando activamente la impedancia de red de adaptación. Esto último proporciona flexibilidad para regular la potencia transferida a la carga, pero requiere circuitería de control adicional y una degradación potencial de la eficiencia general. Aunque los métodos de bucle cerrado existentes pueden superar algunas variaciones del sistema y pueden extender el rango de entrega de potencia, un único método de control no es suficiente para garantizar una operación fiable de los sistemas de WPT.

Se han propuesto métodos de control combinados de WPT basados en campos magnéticos y, en particular, de resonancia magnética, no obstante, no se ha abordado un mecanismo de control de forma cerrada para CPT.

Es un objeto de la presente invención proporcionar un controlador de múltiples bucles para sistemas de WPT basados en capacitiva que compense las variaciones de múltiples interacciones de acoplamiento cruzado entre los lados de transmisión y de recepción.

Es otro objeto de la presente invención proporcionar un controlador de múltiples bucles adaptativo para la tecnología de CPT, que compensa sobre la marcha las variaciones de la fuente y los circuitos de carga, la interfaz de acoplamiento (distancia y/o alineación) y las redes de adaptación.

Otros objetos y ventajas de esta invención llegarán a ser evidentes a medida que avance la descripción. Los Sistemas de Potencia Inalámbricos de la técnica anterior se describen, por ejemplo, en el documento WO 2016/161280 A1 o en el documento US 2014/139034 A1, y se describen por SINHA SREYAM ET AL en “Active variable reactance rectifier - A new approach to compensating for coupling variations in wireless power transfer systems” o por MOSTAFA TAREK M ET AL en “Wireless battery charging system for drones via capacitive power transfer”.

Resumen de la invención

Un sistema de Transferencia de Potencia Capacitiva (CPT) inalámbrico controlado, basado en redes de adaptación adaptativo, que comprende:

a) un lado de transmisor de potencia primario para transmitir potencia de manera inalámbrica a un lado de receptor de potencia secundario a través de placas de acoplamiento que tienen una capacitancia mutua C^{m ,}

el lado primario comprende:

a.1) una fuente de potencia conectada a un controlador de potencia que opera con una frecuencia de conmutación determinada fsw,

a.2) una red de adaptación adaptativa primaria que consta de un circuito resonante primario con un inductor primario variable controlado por polarización conectado en serie a la capacitancia mutua C^m y un condensador, conectado en paralelo a la capacitancia mutua C^{m ,} para regular la corriente que fluye hacia el lado secundario a través de la capacitancia mutua C^{m ;}

a.3) un controlador primario que consta de:

a.3.1) un primer bucle de control, para ajustar la frecuencia de conmutación fsw para compensar los cambios en la impedancia de la red de adaptación primaria, siempre que cambie la capacitancia mutua C^{m ;}

a. 3.1) un segundo bucle de control, para ajustar la frecuencia resonante del circuito resonante primario para hacer un seguimiento de la frecuencia de conmutación fsw proporcionando la polarización apropiada al inductor primario y cambiando la frecuencia resonante del circuito resonante primario;

el lado secundario que comprende:

b. 1) un circuito rectificador conectado a una carga y que opera a la frecuencia resonante del circuito resonante primario;

b.2) una red de adaptación adaptativa secundaria que se conecta entre la capacitancia mutua C^m y el circuito rectificador y que consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización conectado en serie a la capacitancia mutua C^m y un condensador paralelo conectado en paralelo a la capacitancia mutua C^{m ,} para adaptar la impedancia de la red de adaptación secundaria;

b.3) un controlador secundario que consta de:

b.3.1) un bucle de control, para ajustar la impedancia de la red de adaptación secundaria para adaptar la frecuencia resonante del circuito resonante primario proporcionando una polarización apropiada al inductor secundario.

El primer bucle de control se puede implementar mediante un DPLL.

La frecuencia de conmutación se puede sintetizar para seguir continuamente la frecuencia resonante del lado primario, en respuesta a variaciones de los parámetros del sistema.

La entrega de potencia desde el lado primario al lado secundario se desvincula de las interacciones de acoplamiento cruzado entre los lados de transmisión y de recepción y las variaciones de los circuitos eléctricos y el medio capacitivo.

En un aspecto, la entrega de potencia desde el lado primario al lado secundario se sintoniza de manera adaptativa para satisfacer las condiciones de potencia requeridas en los terminales de las placas de acoplamiento o en los terminales de salida.

En un aspecto, la entrega de potencia desde el lado primario al lado secundario se sintoniza de manera adaptativa ajustando la frecuencia de operación y variando el valor de uno o más componentes reactivos.

La red de adaptación adaptativa puede incluir una capacitancia variable controlada por polarización o controlada por comando, que se puede variar continuamente o en segmentos.

El controlador de energía en el lado primario puede ser un inversor de puente completo.

El lado primario se puede adaptar para entregar corriente constante al lado secundario.

La frecuencia resonante de los circuitos resonantes primario y secundario se puede ajustar cambiando los valores de los inductores o condensadores paralelos o ambos.

En un aspecto, la frecuencia de accionamiento (operativa) hace un seguimiento de la frecuencia resonante sobre la marcha, y la potencia transmitida se regula por las características del circuito resonante.

La red resonante puede comprender una pluralidad de inductores y condensadores o bien en conexión en serie, conexión en paralelo o bien una combinación de ambas conexiones.

La red resonante en cada lado puede comprender dos o más componentes variables, tales como inductores o condensadores o una combinación de ambos.

En un aspecto, el ancho de banda del primer bucle de control tiene el ancho de banda más alto, para obtener la respuesta más rápida, y el ancho de banda del bucle de control del lado secundario es menor que el ancho de banda del primer bucle de control.

El ancho de banda del segundo bucle de control puede tener el ancho de banda más bajo.

El controlador de polarización se puede realizar o bien mediante un regulador lineal o bien mediante un convertidor reductor.

La corriente del controlador de polarización se puede regular mediante un circuito de corriente cerrado interno. Las condiciones de transferencia de potencia óptimas se pueden obtener cuando la diferencia de fase entre las frecuencias resonantes del primario y del secundario es igual a 90°.

Los bucles de control se pueden caracterizar por su diferencia de ancho de banda.

En un aspecto, la señal transmitida en los terminales de salida del lado primario se modula para transmitir potencia a una pluralidad de cargas, cada una correspondiente a un lado secundario, de manera que cada carga recibirá la potencia transmitida a una frecuencia diferente.

Se puede emplear un bucle de realimentación hacia adelante opcional para facilitar la regulación directa de las características de salida a través de la comunicación hacia atrás desde el lado secundario al lado primario, en donde el bucle de realimentación hacia adelante opcional ajusta la señal transmitida desde el lado primario, hasta que se obtiene la señal transmitida deseada.

En un aspecto, el circuito del lado secundario comprende un circuito de sintonización independiente.

Un método para controlar la transferencia de potencia en un sistema de Transferencia de Potencia Capacitiva (CPT) que consta de un lado de transmisor de potencia primario para transmitir potencia de manera inalámbrica a un lado de receptor de potencia secundario a través de placas de acoplamiento que tienen capacitancia mutua Cm y redes de adaptación primaria y secundaria, que comprende los pasos de:

a) tras iniciar la sintonización de la red de adaptación primaria y secundaria, determinar la frecuencia de conmutación fsw, y los inductores primario y secundario variables como conjunto por defecto de valores precargados; b) sintonizar la frecuencia de conmutación del controlador primario en un primer bucle de control;

c) detectar una diferencia de fase entre las señales Vp y Vcp y mantener un ángulo de fase de 90° entre Vp y Vcp en todo momento;

d) siempre que la diferencia de fase detectada entre las señales no sea de 90°, generar una señal de error para crear una nueva frecuencia de conmutación, hasta que la frecuencia de conmutación sea igual a la frecuencia resonante;

e) detectar una diferencia de fase entre Vs y Vcs y mantener la diferencia de fase a 90°;

f) ajustar el valor de inductancia del lado secundario Ls para sintonizar la red de adaptación secundaria, según la frecuencia de conmutación fsw del lado primario;

g) proporcionar una señal de corrección para ajustar el valor de inductancia Ls, hasta que la red esté en resonancia (hasta que fsw= fo) y la diferencia de fase entre las señales Vs y Ves sea igual a 90°; detectar la corriente regulada Ireg del circuito primario y comparar la corriente regulada con una corriente objetivo/de referencia; y

h) generar una señal de corrección que ajuste la inductancia L^p a través del devanado de polarización hasta que se logre la corriente deseada.

Breve descripción de los dibujos

En los dibujos:

- La Fig. 1 ilustra esquemáticamente un diagrama de bloques esquemático de un sistema de WPT capacitivo LC de doble lado con un controlador de bucle múltiple adaptativo, según una realización de la invención;

- La Fig. 2 muestra formas de onda típicas de un sistema de CPT;

- La Fig. 3 ilustra un modelo de comportamiento simplificado para el lado de salida del sistema de CPT, según una realización de la invención;

- La Fig. 4 es un diagrama de flujo del procedimiento de sintonización que usa los tres bucles de control, según una realización de la invención.

- Las Figs. 5A-5C son diagramas de bloques funcionales simplificados que describen el comportamiento dinámico de este sistema de autosintonizado, según una realización de la invención;

- La Fig. 6A muestra una posible implementación de un inductor variable;

- 6B ilustra pasar una corriente de DC a través del devanado auxiliar y saturar una parte del núcleo, dando como resultado una inductancia variable;

- La Fig. 7 ilustra una posible realización de la detección de fase tanto para el lado de transmisión como para el de recepción;

- La Fig.8A muestra la diferencia de fase entre las señales bajo operación resonante;

- La Fig.8B muestra la diferencia de fase entre las señales cuando no se satisface la condición resonante;

- La Fig. 9 muestra un circuito de detección de corriente, basado en un mecanismo detector de pico, que consta de una configuración de rectificador de media onda simple;

- La Fig.10 ilustra la implementación de un mecanismo de Protección contra Sobretensiones (OVP);

- La Fig.11 muestra los resultados medidos para variar la corriente de polarización en el intervalo de 0 a 2 A;

- La Fig. 12A muestra el comportamiento de la corriente del primario Ip y el voltaje del secundario Vs durante el proceso de sintonización para un voltaje de entrada Ven=30 V;

- La Fig. 12B muestra vistas ampliadas del proceso de sintonización con las formas de onda de los voltajes de nodos de conmutación y las corrientes resonantes tras la inicialización;

- La Fig. 12C muestra vistas ampliadas del proceso de sintonización con las formas de onda de los voltajes de nodos de conmutación y las corrientes resonantes al final del proceso de sintonización;

- La Fig. 13A muestra la efectividad del nuevo controlador de múltiples bucles para una potencia objetivo de 10W sobre varias resistencias de carga de salida, con una capacidad de acoplamiento C^mt20 pF;

- La Fig. 13B muestra la efectividad del nuevo controlador de múltiples bucles para una potencia objetivo de 10W sobre varias resistencias de carga de salida para una capacitancia de acoplamiento variable C^m (entrehierros variables entre placas de acoplamiento de C^{m );}

- La Fig. 14 muestra un método alternativo para la adaptación o sintonización de las redes de adaptación, según otra realización de la invención; y

- La Fig. 15 muestra una realización adicional, según la cual se añade un cuarto bucle de realimentación opcional para los casos en que se desee una regulación directa del voltaje de salida del secundario.

Descripción detallada de la invención

La presente invención propone un controlador de múltiples bucles adaptativo para sistemas de transferencia de potencia inalámbrica (WPT) capacitivos que se basan en redes de adaptación adaptativas, en las que la potencia se transmite de manera inalámbrica desde un lado primario a un lado secundario. El controlador de múltiples bucles combina la sintonización de redes de adaptación y seguimiento de frecuencia continuo tanto en el lado primario (transmisor de potencia) como en el lado secundario (receptor de potencia), para regular una corriente/potencia objetivo al lado de recepción en las mejores condiciones de transferencia de potencia. Esto permite desvincular efectivamente las capacidades de entrega de potencia de las interacciones de acoplamiento cruzado entre los lados de transmisión y de recepción, las variaciones de los circuitos eléctricos y el medio capacitivo. El controlador propuesto desvincula las capacidades de entrega de potencia de las derivas o variaciones, lo que permite la libertad espacial de la energía transferida al lado de recepción. El controlador propuesto usa una sintonización continua de la frecuencia de conmutación a la frecuencia resonante y ajusta las redes de adaptación tanto del transmisor como del receptor de manera que se obtengan las mejores condiciones de transferencia de potencia para cualquier combinación dada de distancia, desplazamiento, desalineamiento o valores de componentes. El controlador propuesto usa una realización de red sintonizada que se basa en un inductor variable (en lugar de relés o conmutadores de semiconductores) y, por lo tanto, permite una adaptación de impedancia autosintonizada continua. Alternativamente, la realización de red sintonizada se puede basar en una capacitancia variable o una combinación de capacitancia variable e inductancia variable, para permitir una adaptación de impedancia autosintonizada continua.

La Fig. 1 ilustra esquemáticamente un diagrama de bloques esquemático de un sistema de WPT capacitivo de LC de doble lado con un controlador de múltiples bucles adaptativo, según una realización de la invención. El sistema de WPT capacitivo LC de doble lado usa Sintonización de Bucle Cerrado con un controlador de múltiples bucles adaptativo, a través de una red de adaptación LC de doble lado resonante. Se debería señalar, no obstante, que el algoritmo de control es aplicable a cualquier sistema de CPT.

La Fig. 14 muestra un método alternativo para la adaptación o sintonización de las redes de adaptación, según otra realización de la invención. En esta realización, el sistema también puede incluir capacitancia variable, en disposición o bien continua o bien segmentada. La capacitancia variable adicional, de manera continua o en segmentos, también se puede utilizar como un bucle de control independiente adicional que mejora la eficiencia o las condiciones de transferencia de potencia de las redes resonantes.

Red de adaptación LC de doble lado

El sistema 10 es acciona por un inversor de puente completo 11 en el lado primario (Transmisor), y la carga se alimenta a través de un rectificador de diodos 12 (un circuito rectificador) que está conectado a la red del secundario (Receptor). Considerando que las autocapacitancias y la capacitancia de acoplamiento mutuo C^m son menores que las capacitancias paralelas totales Cp y Cs , y que la frecuencia de accionamiento está cerca de la frecuencia de

resonancia de las redes de adaptación (es decir, f = (2 L PC P ) 1 = (2 L C ) ') , las corrientes, así como los voltajes de los elementos reactivos son virtualmente sinusoidales, s dado que la operación de alto Q se facilita naturalmente en la medida que la impedancia de salida de la red en el lado primario es relativamente alta.

Cuando se satisface la operación resonante, la corriente primaria I^p depende del voltaje de salida, y la corriente secundaria, Is, depende del voltaje de entrada y, de este modo, con la ayuda de los parámetros del sistema, las corrientes se pueden expresar como

donde u>o es la frecuencia resonante angular, Vp y Vs son los voltajes del primario y del secundario, respectivamente.

La Fig. 2 muestra formas de onda típicas de un sistema de CPT. Como se describió, mientras que los voltajes primario y secundario Vp y Vs son ondas cuadradas, las corrientes son sinusoidales debido a la operación de alta Q del circuito. Dado que se usa un inversor de puente completo 11 en el extremo frontal, el voltaje primario V^p varía entre Ventada a -Ventada. También se puede ver que para los lados tanto primario como secundario, la corriente está en fase con el voltaje, mientras que el voltaje secundario Vs está retrasado con respecto al voltaje primario Vp en 90°.

A partir de (1), se puede ver que el sistema de CPT LC de doble lado 10 se puede describir mediante una red de dos puertos con características de girador [34], con una ganancia de transconductancia G. La Fig. 3 ilustra un modelo de comportamiento simplificado para el lado de salida del sistema de CPT 10. Esto implica que el comportamiento dinámico del sistema general se puede caracterizar como una fuente de corriente dependiente del voltaje. Empleando el método de aproximación de armónicos fundamentales en (1), el valor promedio de la corriente de salida Isaiida se expresa como una función del voltaje de entrada Ventada de la siguiente manera

de este modo, la potencia de salida promedio Psaiida se puede expresar como

^ 8 a > C P C s Y

P_{salida , '} (3)

U entrada R_{c arg a}

^{2 ~ C M T} J

Fig. 1. Operación del controlador

A la luz de lo anterior, se propone por la presente invención un controlador adaptativo que monitoriza, sintoniza y permite entregar continuamente una corriente constante al lado de recepción.

Volviendo a la Fig. 1, la regulación de potencia se facilita por tres bucles de control principales como se muestra en la Fig. 1, con dos bucles de control 13 y 14 en el lado primario, mientras que un tercer circuito 15 está situado en el circuito secundario. Los bucles de control se distinguen por sus objetivos de control y requisitos de ancho de banda, de manera que se satisfagan las características de operación del sistema de WPT. El primer bucle de control 13 se parece en estructura a un bucle de enganche de fase digital (DPLL) que sintetiza una frecuencia de conmutación fsw que sigue (hace el seguimiento) continuamente la frecuencia resonante del lado primario fo, incluso bajo variaciones de los parámetros del sistema. Esto asegura en esta configuración LC que se optimicen las características de conversión de potencia de las redes.

La compensación de los cambios en la capacitancia de acoplamiento mutuo Cm del medio de acoplamiento debido a los movimientos entre las placas de C^m (es decir, el movimiento del circuito secundario con respecto al circuito primario) requiere compensación variando la frecuencia de accionamiento fuera del punto optimizado específico y corrigiendo los parámetros de red en consecuencia. Esto se puede lograr ajustando el inductor de red, el condensador o ambos. En este ejemplo, se emplea un planteamiento basado en un inductor variable.

En el ejemplo de la Fig. 1, la red de adaptación adaptativa primaria 17 consta de un circuito resonante primario con un inductor primario variable controlado por polarización L^p , conectado en serie a la capacitancia mutua Cm y un condensador C^p , conectado en paralelo a la capacitancia mutua C^m, para regular la corriente que fluye hacia dicho lado secundario a través de la capacitancia mutua Cm. La red de adaptación adaptativa secundaria 18 consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización L^s , conectado en serie a la capacitancia mutua C^m y un condensador C^s , conectado en paralelo con la capacitancia mutua C^m. No obstante, se debería señalar que en una configuración más general, la red de adaptación adaptativa primaria 17 puede constar de un circuito resonante primario con una primera reactancia variable controlada por polarización (que puede ser un condensador variable o un inductor variable o una combinación de los mismos), conectado en serie a la capacitancia mutua Cm y una segunda reactancia variable controlada por polarización (que puede ser un condensador variable o un inductor variable o una combinación de los mismos), conectado en paralelo a la capacitancia mutua Cm, para regular la corriente que fluye hacia dicho lado secundario a través de la capacitancia mutua C^m. La red de adaptación adaptativa secundaria 18 puede constar de un circuito resonante secundario con una variable controlada por polarización, una tercera reactancia variable controlada por polarización (que puede ser un condensador variable o un inductor variable o una combinación de los mismos), conectado en serie a la capacitancia mutua C^m y una cuarta reactancia variable controlada por polarización (que puede ser un condensador variable o un inductor variable o una combinación de los mismos), conectados en paralelo a la capacitancia mutua Cm.

El segundo bucle de control 14 ajusta la frecuencia resonante del circuito resonante primario para hacer un seguimiento de la frecuencia de conmutación fsw proporcionando una polarización apropiada al inductor primario y cambiar la frecuencia resonante del circuito resonante primario. El segundo bucle de control 14 comprende un compensador de corriente y una unidad de sintonización, que ajusta el valor de inductancia de L^p de manera que se obtenga una corriente constante objetivo (así como una potencia). Esto transforma el circuito primario en una arquitectura autosintonizada, en la que la frecuencia de accionamiento hace un seguimiento de la frecuencia resonante sobre la marcha y la potencia transmitida está regulada por las características de la red resonante.

Un tercer bucle de compensación 15, situado en el lado receptor, comprende una unidad de sintonización que ajusta el valor de inductancia L^s de la inductancia de lado secundario, según la frecuencia de operación resonante del sistema, la cual se determina por el primer bucle de control 13.

La Fig. 15 muestra una realización adicional, según la cual se añade un cuarto bucle de realimentación opcional para los casos en que se desee una regulación directa del voltaje de salida del secundario. Como se puede ver en este caso, la asignación de referencia para la corriente transmitida se controla por la información de la salida del lado secundario. En este ejemplo, el voltaje de salida Vsaida a través de la carga se muestrea y se transmite de manera inalámbrica al bucle de control de corriente 14.

La Fig. 4 es un diagrama de flujo del procedimiento de sintonización que utiliza los tres bucles de control 13-15. Cuando se inicia el procedimiento de sintonización, en el paso 41 se usa un conjunto por defecto de valores precargados para determinar la frecuencia de conmutación fsw y los inductores variables Lp y L^s . Estos valores se determinan por las condiciones de operación objetivo del sistema. La operación de sintonización adaptativa se lleva a cabo por bucle de realimentación. Primero, la frecuencia de conmutación para accionar el puente completo está siendo sintonizada por el primer bucle de control (DPLL) 13, donde sus entradas son los voltajes Vp y V^{c p} , de manera que se detecte en el paso 42 una diferencia de fase entre las señales. Para garantizar que la frecuencia de conmutación fsw sigue la frecuencia resonante fo para cualquier variación dada del circuito primario, se mantiene en todo momento un ángulo de fase de 90° entre Vp y V^{c p} . En un caso cuando la diferencia de fase detectada entre las señales no es de 90°, se genera una señal de error al compensador de frecuencia de DPLL y genera una nueva frecuencia de conmutación hasta que fsw= fo.

En el siguiente paso 43 del proceso de sintonización, se detecta una diferencia de fase entre V^s y Vcs y se mantiene en 90° y el valor de inductancia del lado secundario, L^s, se ajusta para sintonizar la red de adaptación secundaria, según la frecuencia de conmutación fsw del lado primario. La señal de corrección en este caso ajusta el valor de inductancia Ls en lugar de la frecuencia de accionamiento fsw (que se ha determinado por el circuito primario). Esto se lleva a cabo por un controlador que alimenta el devanado de polarización del inductor, hasta que la red está en resonancia (hasta que fsw= fo) y la diferencia de fase entre las señales V^s y Vcs es igual a 90°. En el paso final 44, la corriente regulada Ireg, (véase la Fig. 1) del circuito primario se detecta y compara con una corriente objetivo/de referencia. La unidad de sintonización 16 genera una señal de corrección que ajusta efectivamente la inductancia L^p a través del devanado de polarización hasta que se logra la corriente deseada. Se debería señalar que la sintonización de inductancia (para ajustar la corriente de transferencia) da como resultado diferentes características resonantes del sistema y, en consecuencia, el bucle de sintonización de frecuencia 13 funciona para enganchar la frecuencia de conmutación a la nueva frecuencia resonante.

Para satisfacer una operación correcta con una dinámica razonable de este esquema de múltiples bucles, los compensadores están desacoplados por su ancho de banda. El bucle de seguimiento de frecuencia 13 está diseñado para tener el mayor ancho de banda dentro del controlador, es decir, responde el más rápido entre los múltiples bucles de control. El bucle de frecuencia es seguido por el bucle del secundario 15, que también está diseñado para ser un bucle de ancho de banda relativamente alto en comparación con el bucle de control de corriente 14. Este diseño asegura que el bucle más rápido es virtualmente transparente a sus siguientes bucles y al hacerlo así, simplifica significativamente la dinámica del sistema y la complejidad de los compensadores.

Las Figs. 5A-5C son diagramas de bloques funcionales simplificados que describen el comportamiento dinámico de este sistema autosintonizado. Los diagramas de bloques comprenden funciones de transferencia tanto lineales como no lineales para reflejar la operación específica de cada “unidad de transformación” (es decir, “bloque”).

Las Figs. 5A-5B del circuito de control primario incluye dos bucles principales para satisfacer el comportamiento de suministro de corriente a las placas de transferencia. La Fig. 5C ilustra un tercer bucle independiente que se sitúa en el lado secundario, para ajustar la red de recepción a la frecuencia de la señal. Además, para los circuitos tanto primario como secundario, el controlador de polarización de los inductores variables está diseñado como una configuración de bucle de realimentación cerrado para mantener un control de corriente forzado. Esto permite reducir el orden del bucle de realimentación externo y, por lo tanto, permite una estabilización simple del sistema general. Empleando un bucle de frecuencia de autocalibración y ajustando los parámetros del sistema, la regulación de la corriente de salida del primario, Ireg, se puede lograr al mismo tiempo que el sistema se mantiene en resonancia (mientras que se cumplen las condiciones de conmutación suave).

Comenzando desde el lado izquierdo de la Fig. 5A, Iref es una representación proporcional de la corriente regulada objetivo desde el primario al secundario, donde Ic,p representa la señal de corrección generada por el compensador de corriente, e Ie_Poiar¡zación,p es la señal de error del circuito de corriente de polarización interior. Kmod representa la relación de transferencia del modulador, es decir, la señal de corrección de corriente de polarización, Ie_Poiarzación,p al ciclo de trabajo del controlador de corriente de polarización. El controlador de polarización se ha realizado mediante un convertidor reductor, y su función de transferencia se representa en los diagramas de bloques mediante Bp. La corriente de polarización para el inductor Lp se puede expresar como

J ⁼ D B (S) ^____ D ^p V ^{e ductor} ____ (4) 1 Polarización,P ^ P ^ P V 5 / j „ « ^

sL ^{Polarización} + R ^DCR

donde Lpoiarización es el inductor del convertidor reductor, R^dcr es la resistencia de DC del inductor, Dp y VReductor son el ciclo de trabajo y el voltaje de entrada del convertidor reductor, respectivamente. Después de la linealización, la función de transferencia de señal pequeña entre el ciclo de trabajo y la corriente del inductor bp(s) se expresa como

_{1 Polarización,P} V _{Re ductor}

b P ( s ) = (5)

d u _{s L Polarización + R DCR}

donde '¡Polarización,p es la corriente de polarización de señal pequeña y dp es la perturbación del ciclo de trabajo. De este modo, la función de transferencia de bucle cerrado del convertidor reductor es

K mod b^P

(6)

_{zaciónK 2K mod^b P}

donde K2 es la ganancia del compensador y Ki,Polarización es la ganancia debida a la detección de corriente de polarización

Hlp representa el devanado de polarización de manera que la relación entre la corriente de polarización y la inductancia del lado primario es

L^p = Hl_p(Ipolarización,p) (7)

La relación de HLp(Ipoiarización,p) se puede obtener mediante mediciones experimentales, herramientas de simulación avanzadas tales como Maxwell o mediante análisis analítico. De este modo, una linealización local alrededor del punto de operación determina la señal pequeña no lineal de H^{l p} de la siguiente manera

donde I^{poiarización,po} es el valor medido más cercano de la corriente de polarización para un punto de operación dado, y AI^{poiarización,p} es el incremento entre los dos valores medidos más cercanos de la corriente de polarización alrededor del punto de operación. Finalmente, K^f es la respuesta de la red de adaptación combinada con la etapa de potencia al inductor variable generado por H^{l p} (la relación de la corriente regulada l^reg, a un cambio de las características resonantes), y K^i,reg, es la ganancia debida a la detección de corriente regulada.

La Fig. 5B detalla las características de transferencia de K^f. La salida de H^{l p} dicta la frecuencia resonante f^o del sistema de CPT de manera que

Considerando que H^Lp (I^poi^ari^zación) es constante, una derivación de la señal grande K^res,p (L^p ) alrededor del punto de operación produce la función de transferencia de señal pequeña del tanque resonante [35]:

donde Lpo es el valor del inductor resonante del primario alrededor del punto de operación. Suponiendo que la sintonización de frecuencia es el bucle de control más rápido dentro del sistema, fo se compara continuamente con la frecuencia de conmutación fsw del puente completo para garantizar que fsw=fo. K$ representa la ganancia del detector de fase y, en consecuencia, el detector de fase se puede describir como un módulo que incluye dos integradores en la entrada que traduce las frecuencias en fases y un bloque de ganancia. El resultado de la operación de detección de fase, V^{pd ,p} , se puede expresar como

V

V^PD,P = K <^b V ^diff,P = V

n ^diff,P , (11)

donde V^dd es el voltaje de alimentación del detector de fase y q ^dtff.^p es la diferencia de fase entre la frecuencia de resonancia objetivo y las señales de frecuencia de conmutación de controlador (que se obtienen mediante las señales V^p y V^{c p} ). V^{pd ,p} que representa un desajuste de fase proporcional entre las entradas del detector de fase para cada ciclo de conmutación del sistema se filtra mediante una red de filtro paso bajo (LPF) de retraso adelanto que se representa en el dominio continuo como

1 sC R 2

H LPF i S ) (12)

1 sC ( R R )

Por lo tanto, la frecuencia cero siempre es mayor que la frecuencia de los polos. Al hacerlo así, se mejora la estabilidad del Oscilador Controlado Digital (DCO) dado que su margen de fase se puede aumentar en comparación con un LPF simple. El voltaje Vf luego se traduce por la unidad de Oscilador Controlado Digital (DCO) a una frecuencia de accionamiento para la etapa de potencia combinada con el tanque LC, que a su vez genera la corriente objetiva deseada.

La Fig. 5C es un diagrama de bloques funcional del bucle de control del secundario. La frecuencia resonante de operación del sistema se compara por un detector de fase con la frecuencia resonante del secundario, fo,s. Se debería señalar que para un sistema de CPT operativo estable fo,s= fsw = fo. De manera similar a las relaciones dadas anteriormente del lado primario, la señal de salida del detector de fase del secundario V^{pd ,s} se da por

V

V^{PD ,S =} K ^{<b@diff,S =}

n ^{V d i f f , S} , (13)

donde q>diff,s es la diferencia de fase entre las frecuencias resonantes del primario y del secundario (que se obtienen mediante las señales V^s y V^{c s} ). V^{pd ,s} se filtra y traduce a una representación de corriente If, que con la ayuda de la realimentación de corriente de polarización interna Ipoiarización,s para el inductor variable L^s , genera la señal de modulación D^s para el convertidor reductor. Ipoa>rzación,s, L^s y Kres,s se expresan de una manera similar a IPolarización,P, L^p y Kres,p. Detectando la corriente reductora y alimentando de vuelta la señal a la compensación interna, se elimina el efecto dinámico del circuito polarizado. El valor de inductancia resultante de L^s dicta una nueva frecuencia resonante fo,s hasta que la diferencia de fase q>d¡ff,s sea igual a 90°, lo que implica que los lados de transmisión y de recepción se adaptan y el sistema está operando en condiciones óptimas de transferencia de potencia.

Para asegurar una dinámica razonable de los múltiples bucles de realimentación, para un factor de calidad Q dado, suponiendo que fsw esté enganchada en fo el ancho de banda de este bucle se determina de la siguiente manera

El bucle de control del secundario también es un bucle de ancho de banda relativamente alto y se establece como una fracción de BWi, típicamente una buena práctica es de un tercio (1/3) a un décimo (1/10). El bucle de corriente externo se establece para que esté con la dinámica más lenta dentro del controlador, típicamente de un noveno (1/9) a un quincuagésimo (1/50) de la frecuencia de conmutación del sistema. Al hacerlo así, los bucles se desacoplan y el procedimiento de sintonización no depende de la información anterior o de los datos del sistema para facilitar la operación de bucle cerrado.

Implementación de un inductor variable

La Fig. 6A muestra una posible implementación de un inductor variable, donde se describe una estructura magnética con la capacidad de cambiar la inductancia del inductor independientemente de otros parámetros de circuito de transferencia de potencia. La estructura magnética comprende un elemento magnético de tipo núcleo E, mientras que el inductor primario está construido en la pata central con huecos. El devanado de polarización/control se forma en el exterior, sin huecos, y sus devanados están conectados en serie pero con polaridad opuesta. Al hacerlo así, se cancela el acoplamiento de AC entre la pata central y el devanado de polarización. Pasar corriente de DC a través del devanado auxiliar saturaría parcialmente esta parte del núcleo, dando como resultado una inductancia variable, como se ilustra en la Fig. 6B.

El valor de la inductancia L se puede encontrar usando varios parámetros de diseño tales como: número de vueltas n, entrehierro lg y la longitud del camino magnético efectivo le, y de este modo, la expresión de L se puede expresar como

_L ⁿ V ^{e A e} M^{r (} 2 ^{Polarización )} (15)

l l

e 1 2J ^{V r} ( ^{P^ olarización} )

donde yo es la permeabilidad del aire, yr es la permeabilidad del núcleo magnético y Ae es el área del núcleo. yr depende de la corriente de polarización IPolarización y se puede obtener o bien a partir de los datos del fabricante o bien por experimentación. Una expresión simplista de yr viene dada por

_olarización Vm_ii(I, _{Polarización} ⁿ

M ⁾

^r (2 _P ^{) =} (16)

1 (H (I _{Polarizaciójn} )/H _poO ) '

donde ymi es el valor inicial de la permeabilidad, es decir, ymi = yr, (H = 0), Hpoio es la magnitud del campo de saturación y j establece la pendiente de permeabilidad. La variable H es proporcional a la corriente de polarización y se expresa de la siguiente manera

Fig. 2. Oscilaciones de ciclo límite en convertidores resonantes controlados digitalmente

Cuando se diseñan sistemas de WPT basados en resonancia de bucle cerrado, se deben considerar oscilaciones de ciclo límite que resultan de la presencia de las unidades de cuantificación del controlador, tal como el convertidor de analógico a digital (ADC) y el DCO (suponiendo que los compensadores no añaden error de cuantificación). La causa primaria de las oscilaciones de ciclo límite en los convertidores resonantes es que la ganancia de entradasalida no es constante y varía en función de la frecuencia. En los sistemas de WPT capacitivos, que operan en resonancia, la impedancia efectiva es muy alta debido a las placas de acoplamiento, y se considera un factor Q de calidad en paralelo muy alto, lo que se traduce en una ganancia de voltaje muy alta. Además, uno de los parámetros clave para regular con éxito la energía es que el sistema se bloquea en la frecuencia resonante. No obstante, para garantizar condiciones de transferencia de potencia óptimas, se debería satisfacer la operación de conmutación suave, para generar una frecuencia de accionamiento que esté ligeramente por encima de la frecuencia resonante. Este objetivo requiere una calibración muy sensible que también puede dar como resultado oscilaciones de ciclo límite, dado que en los convertidores resonantes la resolución de frecuencia depende en gran medida de las condiciones de operación y la ubicación de la frecuencia de accionamiento con respecto a la resonancia de la red.

Dado que el factor de calidad Q no es constante y depende de las características del medio capacitivo (distancia, alineación, etc.), afecta a la ganancia de entrada-salida del sistema. Por lo tanto, para asegurar una operación adecuada, se debería considerar el peor caso de la sensibilidad de resolución, es decir, el Q más alto que pudiera tener el sistema. De este modo, las unidades ADC y DCO se han diseñado de manera que se remedien las oscilaciones de ciclo límite. Un criterio clave para determinar la existencia de oscilaciones de ciclo límite en sistemas resonantes depende de la comparación entre el valor de LSB (es decir, la resolución) del ADC y la variación de la señal de salida debido a un cambio de LSB del control, es decir, una condición necesaria para que no haya ciclos límite es que la variación de la salida ASsaida, debido a un cambio de control de LSB es menor que la resolución del ADC A^{a d c} [41]

V_{y ADC} AS_{Salida < A ADC} 2 (18) ^{n adc}

donde V^{a d c} y N^{a d c} son el voltaje de referencia del ADC y el número de bits, respectivamente.

La frecuencia sintetizada digitalmente normalmente se lleva a cabo mediante temporizadores que están programados para restablecerse en un valor deseado, mientras que se mantiene una relación de trabajo fija del 50%. La frecuencia generada se puede expresar por

1

(19) ^{f DCO} N perTB

donde Nper es un número entero y TB es la base de tiempo de la unidad de reloj. La resolución de frecuencia se puede calcular como el cambio de LSB en Nper

1 1 1

_{A f DCO} = TBf^D (20) N ^{p er}TB (N ^p p^ee^rr ~ 1)TB N p \e jr B

A partir de (20), se puede observar que los pasos de frecuencia del DCO están limitados por la frecuencia de reloj del sistema y aumentan con el cuadrado de la frecuencia de operación. En consecuencia, a una frecuencia de funcionamiento más baja, la resolución de frecuencia sería más fina que la que se puede lograr a una frecuencia más alta. En el caso de que se requiera una resolución más fina que la obtenida por el sistema de DCO, se ha empleado un procedimiento de oscilación de frecuencia de baja distorsión y dinámica rápida eficaz.

Detector de fase

La Fig. 7 ilustra una posible realización de la detección de fase para los lados tanto de transmisión como de recepción. Típicamente, en sistemas de WPT capacitivos, los voltajes de los resonadores son significativamente más altos que los niveles de voltaje de operación de la periferia del controlador. Por lo tanto, los voltajes de entrada V^p y V^{c p} (V^s y V^{c s} ) se reducen usando una simple red divisoria de alta resistencia a un nivel de voltaje adecuado para la unidad detectora de fase. Los voltajes escalados de alta frecuencia detectados se alimentan a un comparador que actúa como detector de cruce por cero. Luego, las señales representadas digitales de la detección de cruce por cero se alimentan a un operador OR exclusivo (XOR). Inherentemente, bajo una operación resonante la diferencia de fase entre las señales es de 90°, como se muestra en la Fig. 8A. En consecuencia, la salida del XOR, V^{x o r} , es una onda cuadrada con una relación de trabajo del 50% y una frecuencia duplicada. Se pasa V^{x o r} a través de un LPF, dando como resultado un voltaje que es proporcional a la magnitud de ángulo de fase, que para la operación resonante es exactamente igual a V^{d d} /2 (suponiendo que el suministro de voltaje de la lógica es V^{d d} ), que luego se sintetiza a la frecuencia de operación resonante. En caso de que no se satisfaga la operación resonante (como se muestra en la Fig. 8B), donde la relación de trabajo de V^{x o r} es del 25%, de este modo, la salida del filtro es menor que V^dd/2 y, como resultado, se sintetiza una frecuencia de conmutación corregida hasta que iguala a la frecuencia resonante. Prácticamente, cualquier desplazamiento de fase entre las dos señales de voltaje medidas da como resultado algún desplazamiento constante que se debería calibrar. De este modo, para minimizar los errores de desplazamiento de fase, se debería emplear una escala de voltaje similar para ambas señales tanto como sea posible.

Circuito de detección de corriente

El controlador de señal mixta múltiple requiere varias mediciones de las condiciones de operación en el sistema de WPT. Una medición clave del sistema es la corriente regulada, Ireg, al medio capacitivo. No obstante, esta corriente de alta frecuencia no es trivial de medir y técnicas de detección tales como transformador de corriente y detección de filtros pueden dar como resultado una circuitería de detección compleja. La detección de corriente empleada por la presente invención se basa en un mecanismo de detección de picos que consta de una configuración de rectificador de media onda simple, como se muestra en la Fig. 9. La corriente detectada convertida en una señal adecuada de voltaje proporcional, Vsns, fluyendo a través del resistor Rsnspe]. El detector de picos se implementa alrededor de un amplificador operacional para compensar la caída de voltaje en el diodo de rectificación D. Para reducir las pérdidas relacionadas con el diodo, se usa principalmente un diodo Schottky debido a su voltaje directo relativamente bajo y tiempo de recuperación inversa cero, además mejorando el rendimiento de sensor. La constante de tiempo del detector de picos se selecciona aproximadamente diez veces el período de la señal sinusoidal detectada tanto para filtrar la ondulación como seguir suavemente el valor pico de la señal. La configuración de detector de picos permite requisitos de tasa de muestreo del ADC reducidos y, por lo tanto, reduce su consumo de potencia. Otro beneficio de esta circuitería de detección es que también proporciona información para la protección contra sobrecorriente (OCP) y se puede usar para la protección contra fallos del sistema.

Una característica clave de los sensores del sistema de CPT implementado, en particular de la circuitería de detección de corriente, es proporcionar un nivel de referencia de tierra aislado al resistor de detección, así como al circuito detector de picos (Fig. 9). Al hacerlo así, se eliminan las limitaciones debidas a la detección en relación con un nodo de voltaje flotante, además, esta configuración también mejora la relación señal a ruido.

Protección de sobretensión

Como se mencionó en la detección de fase, el voltaje a través de los condensadores resonantes es muy alto, particularmente en tal operación de alto Q. De este modo, para evitar cualquier riesgo de fallos potencial del sistema de CPT debido a una sobretensión en las proximidades del acoplador, se ha implementado un mecanismo de Protección contra Sobretensiones (OVP), como se ilustra mediante la Fig. 10. Similar al proceso de detección de fase, el voltaje V^cp se detecta y reduce por una red divisoria de alta resistencia a niveles de voltaje adecuados para la operación del comparador. La escala de V^cp y el valor del voltaje de referencia, Ve , se determinan según el voltaje más alto permitido a lo largo del condensador C^p , es decir, a lo largo de las placas de acoplamiento. En el caso de que V^cp sea mayor que el voltaje de referencia, la salida del comparador se alimenta al controlador del primario deshabilitando las señales de activación de puerta (Q1-Q4) y, como resultado, el sistema se apaga hasta que se restablece. Esto también permite evitar problemas de seguridad no deseados debido a la formación de arcos y campos eléctricos elevados alrededor de las placas de acoplamiento.

Las placas de acoplamiento se han diseñado de manera simétrica, de manera que cada placa es de 30x30cm. Las redes de adaptación también se han diseñado para ser simétricas; en operación nominal los valores de los inductores se establecen en L^p =L^s~75 pH y los condensadores de adaptación C^p = C^s =250 pF. La frecuencia de operación ligeramente por encima de la resonancia fo“ 1,2 MHz, que garantiza una conmutación suave. Se han usado condensadores cerámicos de SMD multicapa de alto voltaje para los condensadores de adaptación C^p y C^s. El inversor de puente completo se ha implementado con dispositivos de potencia de GaN operables en varios MHz. Las condiciones de operación nominales generales y los parámetros del prototipo experimental se resumen en la Tabla I.

TABLA I - Parámetros de prototipo experimental a operación nominal

Parámetro Valor/Tipo

Voltaje de entrada Ventrada 30 V

Corriente de salida 1 A

Placas de acoplamiento 30 x 30 cm

Entrehierros 15-100 mm

Transistores de puente completo LMG5200, 80 v, 15 mQ, Dual

Inductores variables Lp y LS ~75|^j H

Condensadores C^p y C^s 250 pF, TDK serie 810

Frecuencia de operación fo 1,2 MHz

El primer paso de la validación experimental se ha llevado a cabo caracterizando la inductancia del inductor variable y la frecuencia de operación resultante del prototipo de CPT en función de la corriente de polarización. La Fig. 11 muestra los resultados medidos para variar la corriente de polarización en el intervalo de 0 a 2 A. Se puede ver que en las inmediaciones de las condiciones de operación nominales, la inductancia y la frecuencia de operación fo son aproximadamente 75 pH y 1,2 MHz, respectivamente, para una corriente de polarización de 0,5 A.

La Fig. 12A muestra el comportamiento de la corriente del primario I^p y el voltaje del secundario Vs durante el proceso de sintonización para un voltaje de entrada Ventada=30V. Se puede observar que inicialmente, el sistema no está sintonizado y la corriente regulada en el lado primario tiene una amplitud pico más alta en comparación con la del final del procedimiento de sintonización. Esto se debe al hecho de que al principio el sistema no está calibrado y no se satisfacen las mejores condiciones de operación, de este modo se extrae corriente circulante no deseada de la fuente de alimentación. Por otra parte, al final del procedimiento de sintonización, el voltaje Vs tiene una mayor amplitud pico, dado que el sistema está calibrado a resonancia y se opera en condiciones de transferencia de potencia óptimas (local) según la corriente objetivo.

La Fig. 12B y la Fig. 12C muestran vistas ampliadas del proceso de sintonización con las formas de onda de los voltajes de nodos de conmutación y las corrientes resonantes tras la inicialización y el final (Fig. 12C) del proceso de sintonización. Se puede ver que la frecuencia de conmutación aumenta de 892 kHz a 1,2 MHz. Los parámetros de salida (Is y Vs) también aumentan por más de 2,5 veces, entregando más energía a la carga, mientras que la eficiencia de transferencia ha mejorado considerablemente (por encima del 25% de mejora). Además, también se puede notar que la corriente primaria IP está ligeramente retrasada con respecto al voltaje primario VP, que es la condición necesaria para permitir la operación de conmutación suave.

Para demostrar aún más la efectividad del nuevo controlador de múltiples bucles para sistemas de WPT capacitivos y mostrar la calidad del rendimiento en bucle cerrado, el prototipo experimental también se ha probado para una potencia objetivo de 10W en diversas resistencias de carga de salida, mientras que la capacitancia de acoplamiento C^m“ 20 pF, como se muestra en la Fig. 13A. Se obtiene una entrega de potencia prácticamente constante en todo el intervalo de carga. En el experimento de la Fig. 13B, la capacitancia de acoplamiento se ha variado para demostrar la operación de bucle cerrado bajo variaciones en la distancia o el desplazamiento de las placas de acoplamiento. El experimento se ha realizado con una resistencia de carga constante de Rcarga “ 100Q, y variando los entrehierros de las placas de acoplamiento hasta el rango de 100mm, esto se traduce en un intervalo de capacitancia de aproximadamente 5 pF a 25 pF. De manera similar a la prueba de carga variable, se puede ver que, además de la desviación de la medición, la potencia de salida está bien regulada en un valor constante. Estas dos mediciones validan la operación de bucle cerrado del sistema de CPT autosintonizado, que proporciona una entrega de potencia regulada independientemente del medio o las variaciones de carga.

Aunque se han descrito realizaciones de la invención a modo de ilustración, se entenderá que la invención se puede llevar a cabo con muchas variaciones, modificaciones y adaptaciones, sin exceder el alcance de las reivindicaciones.

Referencias

[1] Z. Zhang, H. Pang, A. Georgiadis, y C. Cecati, “Wireless power transfer-An overview”, IEEE Trans. Ind. Electron., Early Access, 2018.

[2] T. Imura e Y. Hori, “Maximizing air gap and efficiency of magnetic resonant coupling for wireless power transfer using equivalent circuit and Neumann formula”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 58, n° 10, pp. 4746- 4752, Oct. 2011.

[3] T. Langlotz, T. Nguyen, D. Schmalstieg, y R. Grasset, “Next generation augmented reality browsers: Rich, seamless, and adaptive”, en Proc. IEEE, vol. 102, n° 2, pp. 155-169, Feb. 2014.

[4] D. Xu, L. Han, M. Tan, e Y. F. Li, “Ceiling-based visual positioning for an indoor mobile robot with monocular vision”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 56, n° 5, pp. 1617-1628, Mayo 2009.

[5] S. Li y C. Mi, “Wireless Power Transfer for Electric Vehicle Applications”, IEEE Journal of Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. PP, pp. 1-1,2014.

[6] S. Jaegue et al., “Design and implementation of shaped magnetic resonance-based wireless power transfer system for roadway-powered moving electric vehicles”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 61, n° 3, pp. 1179-1192, Mar.

2014.

[7] K. Wu, D. Choudhury, y H. Matsumoto, “Wireless power transmission, technology, and applications” Proceedings of the IEEE, Vol. 101, n° 6, pp. 1271 - 1275, Junio 2013.

[8] L. Collins, “Cut the cord”, Electron. Syst. Softw., vol. 5, n°6, pp. 42-46, Ene.-Dic. 2007.

[9] F. Musavi y W. Eberle, “Overview of wireless power transfer technologies for electric vehicle battery charging”, IET Power Electronics, vol. 7, n° 1, pp. 60-66, 2014.

[10] M. P. Theodoridis, “Effective capacitive power transfer”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 27, n° 12, pp. 4906­ 4913, Dic. 2012.

[11] F. Lu, H. Zhang, H. Hofmann, y C. Mi, “A double-sided LCLC compensated capacitive power transfer system for electric vehicle charging”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, n° 11, pp. 6011-6014, Jun. 2015.

[12] H. Zhang, F. Lu, H. Hofmann, W. Liu, y C. C. Mi, “A four-plate compact capacitive coupler design and LCL-compensated topology for capacitive power transfer in electric vehicle charging application”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 31, n° 12, pp. 8541-8551, Dic. 2016.

[13] F. Lu, H. Zhang, H. Hofmann, C. Mi, “A loosely coupled capacitive power transfer system with LC compensation circuit topology”, Proc. IEEE Energy Convers. Congr. Expo. (ECCE), pp. 1-5, 2016.

[14] F. Lu, H. Zhang, C. Mi, “A two-plate capacitive wireless power transfer system for electric vehicle charging Applications”, IEEE Trans. Power Electron, vol. 33, n° 2, pp. 946-969, Ago. 2017.

[15] F. Lu, H. Zhang, H. Hofmann, y C. Mi, “A double-sided LC compensation circuit for loosely-coupled capacitive power transfer”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 33, n°2, pp. 1633 -1643, Feb. 2017.

[16] J. Dai y D.C Ludois, “A survey of wireless power transfer and a critical comparison of inductive and capacitive coupling for small gap applications”, IEEE Trans. Power Electron, vol. 30, n° 11, pp. 6017-6029, Nov. 2015.

[17] B. Lee, M. Kiani, y M. Ghovanloo, “A triple-loop inductive power transmission system for biomedical applications”, IEEE Trans. Biomed Circuits Syst, vol. 10, n° 1, pp. 138-148, Feb. 2016.

[18] Y. Lim, H. Tang, S. Lim, J. Park, “An adaptive impedance-matching network based on a novel capacitor matrix for wireless power transfer”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 29, n° 8, pp. 4403-4413, Agosto 2014.

[19] T.C. Beh, M. Kato, T. Imura, S. Oh e Y. Hori, “Automated impedance matching system for robust wireless power transfer via magnetic resonance coupling”, IEEE Transactions on Industrial Electronics, vol. 60, n° 9, pp. 3689- 3698, Septiembre 2013.

[20] H. Li, J. Li, K. Wang, W. Chen, e Y. Xu, “A maximum efficiency point tracking control scheme for wireless power transfer systems using magnetic resonant coupling”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 30, n° 7, pp. 3998-4008, Jul.

2015.

[21] P. Si, A. P. Hu, S. Malpas, D. Budgett, “A frequency control method for regulating wireless power to implantable devices”, IEEE Trans. on Biomedical Circuits and Systems., vol. 2, n° 1, pp. 22- 29, Marzo 2008.

[22] T. D. Yeo, D. Kwon, S. T. Khang, y J. W. Yu, “Design of maximum efficiency tracking control scheme for closedloop wireless power charging system employing series resonant tank”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 32, n° 1, pp.471-478, Enero 2017.

[23] K. Lu, S. K. Nguang, S. Ji, y L. Wei, “Design of auto frequency tuning capacitive power transfer system based on class-E 2 dc/dc converter, “ IET Power Electronics, vol. 10, n° 12, pp. 1588-1595, 2017.

[24] M. Kline, I. Izyumin, B. Boser, y S. Sanders, “Capacitive power transfer for contactless charging”, en Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo., 2011, pp. 1398-1404.

[25] B. H.Waters, A. P. Sample, J. R. Smith, “Adaptive impedance matching for magnetically coupled resonators”, en Proc. Prog. Electromagn. Res. Symp., 2012, pp. 694-701.

[26] M. Pinuela, D. C Yates, S. Lucyszn, y P. D. Mitcheson, “Maximizing dc-to-load efficiency for inductive power transfer”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 28, n° 5, pp. 2437-2447, Mayo 2013.

[27] S. Sinha, A. Kumar, S. Pervaiz, B. Regensburger y K.K. Afridi, “Design of efficient matching networks for capacitive wireless power transfer systems”, Proceedings of the IEEE Workshop on Control and Modeling for Power Electronics (COMPEL), Trondheim, Noruega, Junio 2016.

[28] A. Kumar, S. Sinha, A. Sepahvand, K. K. Afridi, “ Improved design optimization for high-efficiency matching networks”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 33, n° 1, pp. 37-50, Enero 2018.

[29] S. Sinha, A. Kumar, K. K. Afridi, “ Improved design optimization of efficient matching networks for capacitive wireless power transfer systems”, en Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. (APEC), Marzo 2018, pp. 3167­ 3173.

[30] J. Kim y J. Jeong, “Range-adaptive wireless power transfer using multiloop and tunable matching techniques”, IEEE Trans. Ind. Electron., vol. 62, n° 10, pp. 6233-6241, Oct. 2015.

[31] J.G. Hayes y M.G. Egan, “Rectifier-compensated fundamental mode approximation analysis of the series parallel LCLC family of resonant converters with capacitive output filter and voltage-source load”, Proceedings of the IEEE Power Electronics Specialists Conference (PESC), Charleston, SC, Julio 1999.

[32] S. Y. R. Hui, W. Zhong, y C. K. Lee, “A critical review of recent progress in mid-range wireless power transfer”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 29, n° 9, pp. 4500-4511, Sep. 2014.

[33] R.L. Steigerwald, “A comparison of half-bridge resonant converter topologies”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 3, n° 2, pp. 174-182, Abril 1988.

[34] Y. H. Sohn, B. H. Choi, G. H. Cho, y C. T. Rim, “Gyrator-Based Analysis of Resonant Circuits in Inductive Power Transfer Systems”, IEEE Transactions on Power Electronics, vol. 31, n° 10, pp. 6824-6843, Oct. 2016.

[35] S. Ben-Yaakov y M. M. Peretz, “A self-adjusting sinusoidal power source suitable for driving capacitive loads”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 21, n°4, pp. 890-898, Jul. 2006.

[36] E. Abramov, T. Vekslender, O. Kirshenboim, y M. M. Peretz, “Fully-integrated digital average current-mode control voltage regulator module IC”, IEEE Journal on Emerging and Selected Topics in Power Electronics, vol. 6, n° 2, pp. 549-562, Jun. 2018.

[37] K. Kalita, J. Handique, T. Bezboruah, “Modelling and behavioral simulation of a high-speed phase-locked loop for frequency synthesis”, IEt Signal Processing, vol. 6, n° 3, pp. 195-204, Mayo 2012.

[38] S. S. Ahsanuzzaman, T. McRae, M. M. Peretz, y A Prodic, “Low volume buck converter with adaptive inductor core biasing”, en Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. (APEC), Feb. 2012, pp. 335-339.

[39] O. Ezra y M. M. Peretz, “Magneto-electro-mechanical modeling of magnetic actuation systems”, en Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), 2015, pp. 2628-2634.

[40] S. Ben-Yaakov, M. M. Peretz, “Simulation bits: a SPICE behavioral model of non-linear inductors”, IEEE Power Electronics Society Newsletter, Cuarto Trimestre, pp. 9-10, 2003.

[41] M. M. Peretz y S. Ben-Yaakov, “Digital control of resonant converters: resolution effects on limit cycles”, IEEE Trans. on Power Electronics, vol.25, n°6, pp.1652-1661, 2010.

[42] S. R. Sanders, “On limit cycles and describing function method in periodically switched circuits”, IEEE Trans. Circuits Syst., vol. 40, n° 9, pp. 564-572, Sep. 1993.

[43] H. Peng, A. Prodic, E. Alarcon, y D. Maksimovic, “Modeling of quantization effects in digitally controlled dc-dc converters”, IEEE Trans. Power Electron., vol. 22, n° 1, pp. 208-215, Enero 2007.

[44] M. M. Peretz y S. Ben-Yaakov, “Digital control of resonant converters: enhancing frequency resolution by dithering”, en Proc. IEEE Applied Power Electronics Conference and Exposition (APEC), Febrero 2009, pp. 1202­ 1207.

[45] C. Xiao, L. Zhao, T. Asada, W. G. Odendaal, y J. D. van Wyk, “An overview of integratable current sensor technologies”, en Proc. Conf. Rec. Ind. Appl., 2003, vol. 2, pp. 1251-1258.

[46] H. P. Forghani-zadeh, G. A. Rincon-Mora, “Current-sensing techniques for DC-DC converters”, en Proc. IEEE Midwest Symposium. Circuits and Systems, vol. 2, pp. 577-580, Agosto 2002.

[47] E. Abramov, M. Evzelman, O. Kirshenboim. T. Urkin, y M. M, Peretz, “Low voltage sub-nanosecond pulsed current driver IC for high-resolution LIDAR applications”, en Proc. IEEE Appl. Power Electron. Conf. Expo. (APEC), Mar. 2018, pp. 708-715.

[48] Estándar del IEEE para niveles de seguridad con respecto a la exposición de los humanos a campos electromagnéticos de radiofrecuencia, 3kHz a 300 GHz, IEEE Standard C95.1, 2005.

[49] Manual de usuario de la junta de desarrollo y educación DE2, Altera Corporation, 2006.

[50] Texas Instrument:'LMG5200 80-V, 10-A GaN Half-BridgePower Stage' disponible en: http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmg5200.pdf, consultado en marzo de 2017.

Claims (15)

REIVINDICACIONES

1. Un sistema de Transferencia de Potencia Capacitiva (CPT) inalámbrico controlado, basado en redes de adaptación adaptativas, que comprende:

a) un lado de transmisor de potencia primario para transmitir potencia de manera inalámbrica a un lado de receptor de potencia secundario a través de placas de acoplamiento que tienen una capacitancia mutua C^m ,

dicho lado primario que comprende:

a.1) una fuente de potencia conectada a un controlador de potencia que opera una frecuencia de conmutación fsw determinada;

a.2) una red de adaptación adaptativa primaria que consta de un circuito resonante primario con un inductor primario variable controlado por polarización conectado en serie a dicha capacitancia mutua CM y un condensador, conectado en paralelo a dicha capacitancia mutua C^m , para regular la corriente que fluye hacia dicho lado secundario a través de dicha capacitancia mutua C^m ;

a.3) un controlador primario que consta de:

a.3.1) un primer bucle de control, para ajustar la frecuencia de conmutación fsw para compensar cambios en la impedancia de dicha red de adaptación primaria, siempre que cambia dicha capacitancia mutua C^m ;

a. 3.1) un segundo bucle de control, para ajustar la frecuencia resonante de dicho circuito resonante primario para hacer un seguimiento de la frecuencia de conmutación fsw proporcionando una polarización apropiada a dicho inductor primario y cambiando dicha frecuencia resonante de dicho circuito resonante primario;

dicho lado secundario que comprende:

b. 1) un circuito rectificador conectado a una carga y que opera a la frecuencia resonante de dicho circuito resonante primario;

b.2) una red de adaptación adaptativa secundaria que se conecta entre dicha capacitancia mutua C^m y dicho circuito rectificador y que consta de un circuito resonante secundario con un inductor secundario variable controlado por polarización conectado en serie a dicha capacitancia mutua C^m y un condensador paralelo conectado en paralelo a dicha capacitancia mutua C^m , para adaptar la impedancia de dicha red de adaptación secundaria;

b.3) un controlador secundario que consta de:

b.3.1) un bucle de control, para ajustar la impedancia de dicha red de adaptación secundaria para adaptar la frecuencia resonante de dicho circuito resonante primario proporcionando una polarización apropiada a dicho inductor secundario.

2. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la frecuencia de conmutación se sintetiza para seguir continuamente la frecuencia resonante del lado primario, en respuesta a variaciones de los parámetros del sistema, en donde dicha síntesis de frecuencia de conmutación se facilita por un DPLL.

3. Un sistema según la reivindicación 1, en el que el suministro de potencia desde el lado primario al lado secundario se sintoniza de manera adaptativa para satisfacer las condiciones de potencia requeridas o bien en los terminales de las placas de acoplamiento o bien en los terminales de salida, de manera que dicha entrega de potencia se desvincula de las interacciones de acoplamiento cruzado entre los lados de transmisión y de recepción y de variaciones de los circuitos eléctricos y el medio capacitivo.

4. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la entrega de potencia desde el lado primario al lado secundario se sintoniza de manera adaptativa ajustando la frecuencia de operación y variando el valor de uno o más componentes reactivos.

5. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la red de adaptación adaptativa incluye una inductancia o capacitancia controlada por polarización o controlada por comando, dicha inductancia o capacitancia controlada varía continuamente o en segmentos.

6. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la frecuencia resonante de los circuitos resonantes primario y secundario se ajusta cambiando los valores de los inductores o condensadores paralelos o ambos.

7. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la frecuencia de accionamiento hace un seguimiento de la frecuencia resonante sobre la marcha, y la potencia transmitida se regula por las características del circuito resonante, para obtener por ello una corriente constante o regulada entregada desde el lado primario al lado secundario.

8. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la red resonante comprende una pluralidad de inductores y condensadores o bien en conexión en serie, conexión en paralelo o bien una combinación de ambas conexiones.

9. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la red resonante en cada lado comprende dos o más componentes variables.

10. Un sistema según la reivindicación 1, en el que el ancho de banda del primer bucle de control es el ancho de banda más alto, para obtener la respuesta más rápida, donde el ancho de banda del bucle de control del lado secundario es menor que el ancho de banda del primer bucle de control y el ancho de banda del segundo bucle de control es el ancho de banda más bajo.

11. Un sistema según la reivindicación 1, en el que el controlador de polarización de los inductores variables se realiza o bien mediante un regulador lineal o bien mediante un convertidor reductor y que se regula por un bucle de corriente cerrado interno.

12. Un sistema según la reivindicación 1, en el cual los bucles de control son por su diferencia de ancho de banda.

13. Un sistema según la reivindicación 1, en el que la señal transmitida en los terminales de salida del lado primario se modula, para transmitir potencia a una pluralidad de cargas, cada una correspondiente a un lado secundario, de manera que cada carga recibirá la potencia transmitida en una frecuencia diferente.

14. Un sistema según la reivindicación 1, en el que se emplea un bucle de realimentación hacia adelante opcional para facilitar la regulación directa de las características de salida a través de la comunicación hacia atrás desde el lado secundario al primario, en donde dicho bucle de realimentación hacia adelante opcional ajusta la señal transmitida desde el lado primario, hasta que se obtenga una señal transmitida deseada.

15. Un método para controlar la transferencia de potencia en un sistema de Transferencia de Potencia Capacitiva (CPT), en donde ese sistema comprende un lado primario y un lado secundario, el lado primario comprende una red de adaptación primaria que incluye un inductor L^p y un condensador C^p , y el lado secundario comprende una red de adaptación secundaria que incluye un inductor L^s y un condensador C^s , el método que comprende:

a) tras iniciar la sintonización de la red de adaptación primaria y secundaria, determinar la frecuencia de conmutación fsw y los valores de inductancia de los inductores primario y secundario variables como conjunto por defecto de valores precargados;

b) sintonizar la frecuencia de conmutación del controlador primario mediante un primer bucle de control;

c) detectar una diferencia de fase entre las señales Vp, es decir, el voltaje de entrada del sistema en el lado primario, y V^{c p} , es decir, el voltaje a través de Cp, y mantener un ángulo de fase de 90° entre Vp y Vcp en todo momento;

d) siempre que la diferencia de fase detectada entre dichas señales no sea de 90°, generar una señal de error para crear una nueva frecuencia de conmutación, hasta que dicha frecuencia de conmutación sea igual a la frecuencia de resonancia;

e) detectar una diferencia de fase entre V^s , es decir, el voltaje de salida del sistema en el lado secundario, y Ves, es decir, el voltaje a través de Cs, y mantener dicha diferencia de fase a 90°;

f) ajustar el valor de inductancia del lado secundario L^s para sintonizar la red de adaptación secundaria, según la frecuencia de conmutación fsw del lado primario;

g) proporcionar una señal de corrección para ajustar el valor de la inductancia L^s , hasta que la red esté en resonancia (hasta que fsw= fo) y la diferencia de fase entre las señales V^s y Ves sea igual a 90°;

detectar la corriente regulada Ireg del circuito primario y comparar dicha corriente regulada con una corriente objetivo/de referencia; y

h) generar una señal de corrección que ajuste la inductancia Lp a través de devanado de polarización hasta que se logre la corriente deseada.