CN111279577A - 借助于自适应匹配网络的电容性无线电力传输 - Google Patents

Abstract

一种基于自适应匹配网络的受控无线电容性电力传输(CPT)系统，其包括：初级电力发射器侧，用于经由具有互电容C_M的耦合板将电力无线地发射到次级电力接收器侧；电源，其连接到电力驱动器，所述电力驱动器操作所确定的切换频率f_sw；初级自适应匹配网络，用于经由互电容C_M调节流向次级侧的电流；初级控制器，由第一控制回路组成，用于调整切换频率f_sw，以补偿初级匹配网络的阻抗的改变；第二控制回路，用于通过向初级电感器提供适当的偏压以及改变初级谐振电路的谐振频率来调整初级谐振电路的谐振频率，以跟踪切换频率f_sw；次级自适应匹配网络，其连接在互电容C_M与整流器电路之间，并且由次级谐振电路组成，所述次级谐振电路具有串联连接到互电容C_M的偏压控制的可变次级电感器和并联连接到互电容C_M的并联电容器，用于匹配次级匹配网络的阻抗；次级控制器，用于通过向次级电感器提供适当的偏压来调整次级匹配网络的阻抗，以匹配初级谐振电路的谐振频率。

Description

借助于自适应匹配网络的电容性无线电力传输

技术领域

本发明总体上涉及无线电力传输(WPT)领域。更具体地，本发明涉及一种用于使用自适应匹配网络高效地且无线地执行电容性电力传输(CPT)的系统。

背景技术

如今，对移动电力的需求不断增长，这对于将高性能设备在长时段甚至是连续地保持可用是必要的。无线电力传输(WPT)技术潜在地随时提供能量，并且减少了重量敏感和体积敏感的移动和便携式应用对大块电池(作为可靠的主要能源)的依赖。

WPT的解决方案之一是电容性电力传输(CPT)方法。CPT是可替代众所周知的基于磁场的方法的近场电力传输方法。基于电容的WPT的更有吸引力的优点之一是避免与基于磁性的WPT解决方案相关联的不良的涡流和电磁干扰(EMI)。除了效率改进之外，CPT系统潜在地具有更小的体积，并且它们的构造简单。

一般近场WPT系统并且特别是CPT的主要挑战在于：电力传输能力和效率取决于发射侧和接收侧之间的距离和对准。此外，传输介质的耦合系数以及负载条件对环境条件的变化、组件老化和温度漂移都是敏感的，这显著降低了系统的电力传输能力。可以通过设计提供发射侧与接收侧之间的松耦合的匹配网络来减轻WPT系统对变化的敏感度。然而，在这种解决方案中，系统特性仍然强烈地取决于部件值和切换(操作)频率的精度。为了使系统的特性与任何漂移、改变和变化完全无关，闭环有源补偿是必要的。

已经提出了减少由WPT系统的部件和介质变化所带来的影响的若干方法，以进行一般的电力传输，其也可以适用于CPT。这些包括：频率调谐、补偿网络阻抗匹配和后调节DC-DC转换。在频率调谐方法中，调整切换频率以跟踪谐振频率，这带来最佳操作条件。然而，由于能量传输所允许的频率范围很窄，这种解决方案不能单独适应宽的变化。

在阻抗匹配方法中，可以在固定频率下调整谐振电感器和电容器。因此，可以通过主动地调整匹配网络阻抗来调节输出电压/电流。后者提供了用于调节传输到负载的电力的灵活性，但是需要额外的控制电路以及总体效率的潜在恶化。尽管现有的闭环方法能够克服一些系统变化并且能够扩展电力输送范围，但是单个控制方法不足以保证WPT系统的可靠操作。

已提出基于磁场的WPT方法并且特别是磁共振、组合控制的方法，然而，尚未解决CPT的闭合形式的控制机制。

本发明的目的是提供一种用于基于电容的WPT系统的多回路控制器，其补偿在发射侧和接收侧之间的多个交叉耦合相互作用的变化。

本发明的另一个目的是提供一种用于CPT技术的自适应多回路控制器，其在运行中对源和负载电路、耦合接口(距离和/或对准)和匹配网络的变化进行补偿。

本发明的其它目的和优点随着描述的进行将变得显而易见。

发明内容

一种基于自适应匹配网络的受控无线电容性电力传输(CPT)系统，包括：

a)初级电力发射器侧，其用于经由具有互电容C_M的耦合板将电力无线地发射到次级电力接收器侧，

所述初级侧包括：

a.1)电源，其连接到操作所确定的切换频率f_sw的电力驱动器；

a.2)初级自适应匹配网络，其由具有偏压控制的可变初级电感器和电容器的初级谐振电路组成，所述偏压控制的可变初级电感器串联连接到所述互电容C_M，所述电容器并联连接到所述互电容C_M，用于调节经由所述互电容C_M流向所述次级侧的电流；

a.3)初级控制器，其组成如下：

a.3.1)第一控制回路，用于每当所述互电容C_M改变时调整所述切换频率f_sw，以补偿所述初级匹配网络的阻抗的改变；

a.3.1)第二控制回路，用于通过向所述初级电感器提供适当的偏压并改变所述初级谐振电路的谐振频率来调整所述初级谐振电路的谐振频率，以跟踪所述切换频率f_sw；

所述次级侧包括：

b.1)整流器电路，其连接到负载并且以所述初级谐振电路的谐振频率进行操作；

b.2)次级自适应匹配网络，其连接在所述互电容C_M和所述整流器电路之间，并且由次级谐振电路组成，所述次级谐振电路具有偏压控制的可变次级电感器和并联电容器，所述偏压控制的可变次级电感器串联连接到所述互电容C_M，所述并联电容器并联连接到所述互电容C_M，用于匹配所述次级匹配网络的阻抗；

b.3)次级控制器，其组成如下：

b.3.1)控制回路，用于通过向所述次级电感器提供适当的偏压来调整所述次级匹配网络的阻抗，以匹配所述初级谐振电路的谐振频率。

所述第一控制回路可以由DPLL实施。

所述切换频率可以被合成，以响应于所述系统参数的变化而连续地跟随所述初级侧的谐振频率。

从所述初级侧到所述次级侧的所述电力输送与所述发射侧和所述接收侧之间的交叉耦合相互作用以及所述电气电路和电容性介质的变化无关。

在一方面，自适应地调谐从所述初级侧到所述次级侧的电力输送，以满足在所述耦合板端子处或在所述输出端子处所需的电力条件。

在一方面，通过调整所述操作频率并变化一个或多个电抗部件的值来自适应地调谐从所述初级侧到所述次级侧的电力输送。

所述自适应匹配网络可以包括受偏压控制的或者受命令控制的可变电容，其可以连续地或者分段地变化。

所述初级侧上的电力驱动器可以是全桥逆变器。

所述初级侧可以适于向所述次级侧输送恒定电流。

可以通过改变所述电感器或者并联电容器或这两者的值来调整所述初级谐振电路和所述次级谐振电路的谐振频率。

在一方面，所述驱动(操作)频率在运行中跟踪所述谐振频率，并且发射的电力由所述谐振电路特性来调节

所述谐振网络可以包括串联连接、并联连接或者这两种连接的组合的多个电感器和电容器。

每侧中的谐振网络可以包括两个或更多个可变部件，例如电感器或电容器或此两者的组合。

在一方面，所述第一控制回路的带宽具有最高带宽，以获得最快响应，并且所述次级侧的控制回路的带宽低于所述第一控制回路的带宽。

所述第二控制回路的带宽可以具有最低带宽。

所述偏压驱动器可以通过线性调节器或者通过降压转换器来实现。

所述偏压驱动器的电流可以由内部闭合电流回路来调节。

当初级的谐振频率和次级的谐振频率之间的相位差等于90°时可以获得最佳电力传输条件。

所述控制回路的特征可以在于其带宽差。

在一方面，在所述初级侧输出端子处的发射的信号被调制，用于将电力发射到多个负载，每个负载对应于某一次级侧，使得每个负载将以不同频率接收所发射的电力。

可选的第四反馈回路可以用于通过从所述次级侧到所述初级侧的反向通信来促进对输出特性的直接调节，其中所述可选的第四反馈回路调整从所述初级侧发射的信号，直到获得期望的发射信号。

在一个方面，所述次级侧电路包括独立调谐电路。

一种用于在电容性电力传输(CPT)系统中控制电力传输的方法，所述电容性电力传输系统包括初级电力发射器侧以及初级匹配网络和次级匹配网络，所述初级电力发射器侧用于经由具有互电容C_M的耦合板将电力无线地发射到次级电力接收器侧，所述方法包含如下步骤：

a)在启动对所述初级匹配网络和所述次级匹配网络的调谐时，将切换频率f_sw、可变初级电感器和可变次级电感器确定为一组默认的预加载值；

b)调谐所述初级驱动器的切换频率第一控制回路；

c)检测信号V_P和V_CP之间的相位差，并且总是维持V_P和V_CP之间的90°相位角；

d)每当检测到的所述信号之间的相位差不是90°，就生成误差信号，以创建新的切换频率，直到所述切换频率等于所述谐振频率；

e)检测V_S和V_CS之间的相位差，并且将所述相位差保持在90°；

f)根据所述初级侧的切换频率f_sw调整所述次级侧的电感值L_S，以调谐所述次级匹配网络；

g)提供校正信号，以调整所述电感值L_S，直到所述网络处于谐振(直到f_SW＝f₀)并且信号V_S和V_CS之间的相位差等于90°；

感测来自所述初级电路的已调节电流I_reg，并且将所述已调节电流与目标电流/参考电流进行比较；以及

h)生成校正信号，所述校正信号通过偏压绕组来调节电感L_p，直到实现期望的电流。

附图说明

在附图中：

-图1示意性地示出了根据本发明的实施例的具有自适应多回路控制器的双侧LC电容性WPT系统的示意性框图；

-图2示出CPT系统的典型波形；

-图3示出了根据本发明的实施例的CPT系统的输出侧的简化行为模型；

-图4是根据本发明的实施例的利用三个控制回路的调谐过程的流程图；

-图5A至图5C是描述根据本发明的实施例的该自调谐系统的动态行为的简化功能框图；

-图6A示出了可变电感器的一种可能的实现方式；

-图6B说明了使DC电流通过辅助绕组并且使芯的一部分饱和，从而产生可变电感；

-图7示出了用于发射侧和接收侧两者的相位检测的可能实现；

-图8A示出了谐振操作下的信号之间的相位差；

-图8B示出了当不满足谐振条件时信号之间的相位差；

-图9示出了基于峰值检测器机制的电流感测电路，其由简单的半波形整流器配置组成；

-图10示出了过压保护(OVP)机制的实现；

-图11示出了用于改变0至2A范围内的偏压电流的测量结果；

-图12A示出了针对输入电压V_in＝30V的调谐过程期间的初级电流I_P和次级电压V_S的行为；

-图12B示出了在初始化时具有切换节点电压和谐振电流的波形的调谐过程的放大视图；

-图12C示出了在调谐过程结束时具有切换节点电压和谐振电流的波形的调谐过程的放大视图；

-图13A示出了新的多回路控制器在各种输出负载电阻上针对10W的目标功率的有效性，其中耦合电容C_M≈20pF；

-图13B示出了新的多回路控制器针对变化的耦合电容C_M(在C_M的耦合板之间变化气隙)在各种输出负载电阻上针对10W的目标功率的有效性；

-图14示出了根据本发明的另一个实施例的用于匹配网络的自适应或调谐的替代方法；以及

-图15示出了附加实施例，根据该附加实施例，在期望直接调节次级输出电压的情况下，添加可选的第四反馈回路。

具体实施方式

本发明提出了一种用于电容性无线电力传输(WPT)系统的自适应多回路控制器，该系统基于自适应匹配网络，其中电力被从初级侧无线地发射到次级侧。多回路控制器在初级(电力发射器)侧和次级(电力接收器)侧两者上将连续频率跟踪与匹配网络调谐进行组合，以在最佳电力传输条件下对到达接收侧的目标电流/电力进行调节。这允许有效地使电力输送能力与发射侧和接收侧之间的交叉耦合相互作用、电气电路和电容性介质的变化无关。所提出的控制器使电力输送能力与漂移或变化无关，这实现了传输到接收侧的能量的空间自由。所提出的控制器使用切换频率到谐振频率的连续调谐，并且调整发射器和接收器两者的匹配网络，使得对于距离、位移、误对准或部件值的任何给定组合均可获得最佳电力传输条件。所提出的控制器使用基于可变电感器(而不是继电器或半导体开关)的已调谐网络实现，并且因此能够进行连续的自调谐阻抗匹配。可替代地，已调谐的网络实现可以基于可变电容或者可变电容和可变电感的组合，以允许连续的自调谐阻抗匹配。

图1示意性地示出了根据本发明的实施例的具有自适应多回路控制器的双侧LC电容性WPT系统的示意性框图。所述双侧LC电容性WPT系统通过谐振的双侧LC匹配网络来使用具有自适应多回路控制器的闭环调谐。然而，应注意，该控制算法可应用于任何CPT系统。

图14示出了根据本发明的另一实施例的用于匹配网络的自适应或调谐的替代方法。在该实施例中，系统还可以包括连续或分段布置的可变电容。附加的连续或分段变化的电容也可以被用作改进谐振网络的效率或电力传输条件的附加的、独立的控制回路。

双侧LC匹配网络

系统10由初级侧(发射器)上的全桥逆变器11驱动，并且负载经由连接到次级网络(接收器)的二极管整流器12(整流器电路)被馈送。考虑到自电容和互耦合电容C_M低于总并联电容C_p和C_s，并且驱动频率接近匹配网络的谐振频率(即，

)，电流以及电抗元件的电压实际上是正弦的，这是因为由于在初级侧中的网络的输出阻抗相对地高而自然地促进了高Q操作。

当满足谐振操作时，初级电流I_p取决于输出电压，并且次级电流I_s取决于输入电压，并且因此借助于系统参数，电流可以被表达为

其中ω₀是角谐振频率，V_p和V_s分别是初级电压和次级电压。

图2示出CPT系统的典型波形。如所描述的，虽然初级电压V_P和次级电压和V_S是方波，但是由于电路的高Q操作，电流是正弦的。由于在前端使用全桥逆变器11，所以初级电压V_P在V_IN到-V_IN之间变化。还可以看出，对于初级侧和次级侧，电流与电压同相，而次级电压V_S滞后于初级电压V_P 90°。

从(1)可以看出，双侧LC CPT系统10可以由具有回转器特性[34]、跨电导增益为G的双端口网络来描述。图3示出了用于CPT系统10的输出侧的简化行为模型。这意味着整个系统的动态行为可被表征为依赖于电压的电流源。通过对(1)采用基本谐波近似方法，输出电流I_out的平均值被表示为输入电压V_in的如下函数：

因此，平均输出功率P_out可以表示为

图1

控制器操作

根据以上描述，本发明提出了一种自适应控制器，其监控、调谐并且使得能够连续地将恒定电流输送到接收侧。

返回到图1，通过如图1所示的三个主要控制回路来促进电力调节，其中两个控制回路13和14位于初级侧处，而第三回路15位于次级电路处。通过它们的控制目标和带宽要求来区分控制回路，使得满足WPT系统的操作特性。第一控制回路13在结构上类似于数字锁相回路(DPLL)，数字锁相回路合成切换频率f_sw，其即使在系统参数的变化下也连续地跟随(跟踪)初级侧的谐振频率f₀。这确保在该LC配置中，网络的电力转换特性被优化。

对互耦合电容C_M的耦合介质由于C_M板之间的移动(即，次级电路相对于初级电路的移动)而改变的补偿，需要通过改变特定优化点的驱动频率并且相应地校正网络参数来进行补偿。这可以通过调整网络电感器、电容器或这两者来实现。在该示例中，采用基于可变电感器的方法。

在图1的示例中，初级自适应匹配网络17由具有偏压控制的可变初级电感器L_P和电容器C_P的初级谐振电路组成，偏压控制的可变初级电感器L_P串联连接到互电容C_M，电容器C_P并联连接到互电容C_M，用于调节经由互电容C_M流向所述次级侧的电流。次级自适应匹配网络18由具有偏压控制的可变次级电感器L_s和电容器C_s的次级谐振电路组成，偏压控制的可变次级电感器L_s串联连接到互电容C_M，电容器C_s并联连接到互电容C_M。然而，应当注意，在更一般的配置中，初级自适应匹配网络17可以由具有第一偏压控制的可变电抗(其可以是可变电容器或可变电感器，或其组合)和第二偏压控制的可变电抗(其可以是可变电容器或可变电感器，或其组合)的初级谐振电路组成，第一偏压控制的可变电抗串联连接到互电容C_M，第二偏压控制的可变电抗并联连接到互电容C_M，用于经由互电容C_M调节流向所述次级侧的电流。次级自适应匹配网络18可以由具有第三偏压控制的可变电抗(其可以是可变电容器或可变电感器，或其组合)和第四偏压控制的可变电抗(其可以是可变电容器或可变电感器，或其组合)的次级谐振电路组成，第三偏压控制的可变电抗串联连接到互电容C_M，第四偏压控制的可变电抗并联连接到互电容C_M。

第二控制回路14调整初级谐振电路的谐振频率，以通过向初级电感器提供适当的偏压而跟踪切换频率f_sw，并且改变初级谐振电路的谐振频率。第二控制回路14包括电流补偿器和调谐单元，调谐单元调整L_P的电感值，从而获得了目标恒定电流(以及电力)。这将初级电路变换成“自调谐”架构，其中驱动频率在运行中跟踪谐振频率，并且所发射的电力由谐振网络的特性来调节。

位于接收器侧的第三补偿回路15包括调谐单元，该调谐单元根据系统的谐振操作频率来调整次级侧电感的电感值L_S，这由第一控制回路13确定。

图15示出了附加实施例，根据该附加实施例，在期望直接调节次级的输出电压的情况下，添加可选的第四反馈回路。可以看出，在这种情况下，通过来自次级侧的输出的信息来控制针对所发射的电流的参考分配。在该示例中，跨负载的输出电压Vout被采样并且被无线地发射到电流控制回路14。

图4是利用三个控制回路13至15的调谐过程的流程图。当启动调谐过程时，在步骤41处，使用一组默认的预加载值来确定切换频率f_sw以及可变电感器L_P和L_S。这些值由系统的目标操作条件确定。每个反馈回路进行自适应调谐操作。首先，用于驱动全桥的切换频率由第一控制回路(DPLL)13调谐，其中其输入是电压V_P和V_CP，使得在步骤42处检测信号之间的相位差。对于初级电路的任何给定变化，为了保证切换频率f_sw跟随谐振频率f₀，在V_P和V_CP之间总是保持90°的相位角。在检测到的信号之间的相位差不是90°的情况下，向DPLL频率补偿器产生误差信号，并且该误差信号产生新的切换频率，直到f_sw＝f₀。

在调谐过程的下一步骤43处，检测V_S和V_CS之间的相位差，并且将其维持在90°，并且根据初级侧的切换频率f_sw来调整次级侧的电感值L_S，以调谐次级匹配网络。在这种情况下，校正信号对电感值L_S而不是对驱动频率f_sw(其已经由初级电路确定)进行调整。这是通过对电感器的偏压绕组进行馈送的驱动器来进行的，直到网络处于谐振(直到f_sw＝f₀)，并且信号V_S和V_CS之间的相位差等于90°。在最后的步骤44处，感测来自初级电路的已调节电流I_reg(参见图1)，并且将其与目标电流/参考电流进行比较。调谐单元16产生校正信号，该校正信号通过偏压绕组有效地调整电感L_P，直到实现期望的电流。应注意，电感调谐(以调整传输电流)导致系统的不同谐振特性，并且因此，频率调谐回路13操作为将切换频率锁定到新的谐振频率。

为了满足这种多回路方案的合理动态的适当操作，补偿器通过其带宽而被解耦合。频率跟踪回路13被设计为在控制器内具有最高带宽，即，在多个控制回路中响应最快。该频率回路之后是次级的回路15，其也被设计成与电流控制回路14相比具有相对高带宽的回路。该设计确保更快的回路实际上对于其后面的回路是透明的，并且通过这样做显著地简化了补偿器的系统动态性和复杂性。

图5A至图5C是描述该自调谐系统的动态行为的简化功能框图。该框图包括线性传递函数和非线性传递函数两者，以反映每个“转换单元”(即，“块”)的具体操作。

初级控制电路的图5A至图5B包括两个主要回路，以满足到传输板的电流源行为。图5C示出了位于次级侧的第三独立回路，以将接收网络调整为信号的频率。此外，对于初级电路和次级电路两者，可变电感器的偏压驱动器被设计为闭合反馈回路配置，以维持强制电流控制。这使得能够减小外部反馈回路的阶数，并且因此允许简单地稳定整个系统。通过采用自校准频率回路并调整系统参数，可以在将系统保持为谐振(同时满足软切换条件)的同时实现对初级的输出电流I_reg的调节。

从图5A的左侧开始，I_ref是从初级到次级的目标调节电流的比例表示，其中I_C,P表示由电流补偿器生成的校正信号，并且I_{e_Bias,P}是内部偏压电流回路的误差信号。K_mod代表调制器的传输比，即，偏压电流校正信号I_{c_Bias,P}与偏压电流驱动器的占空比的比例。偏压驱动器已经由降压转换器实现，并且其传输函数在框图中由B_P表示。电感器L_P的偏压电流可以表示为

其中L_Bias是降压转换器的电感器，R_DCR是电感器的DC电阻，D_p和V_Buck分别是降压转换器的占空比和输入电压。在线性化之后，占空比与电感器电流b_P(s)之间的小信号传输函数表示为

其中i_Bias,P是小信号偏压电流，并且d_P是占空比扰动。因此，降压转换器的闭环传输函数是

其中K₂是补偿器的增益，并且K_I,Bias是由于偏压电流感测引起的增益。

H_LP表示偏压绕组，使得偏压电流和初级侧电感之间的关系是

L_P＝H_LP(I_Bias,P)。 (7)

H_LP(I_Bias,P)的关系可通过试验测量、高级模拟工具(例如麦克斯韦(Maxwell))或通过解析性分析而获得。因此，操作点周围的局部线性化确定了H_LP的非线性小信号如下：

其中I_Bias,P0是对给定操作点的偏压电流的最近的测量值，并且ΔI_bias,P是在操作点周围的偏压电流的两个最近的测量值之间的增量。最后，K_f是匹配网络(结合功率级)对由H_LP产生的可变电感器的响应(已调节电流I_reg与谐振特性的改变之间的比例)，并且K_I,reg是归因于已调节电流感测的增益。

图5B详述K_f的传输特性。H_LP的输出指示了CPT系统的谐振频率f₀，使得

考虑到H_LP(I_Bias)是恒定的，围绕操作点的大信号K_res,P(L_P)的导数产生谐振储能器的小信号传输函数[35]：

其中L_P0是操作点周围的初级的谐振电感器值。假设频率调谐是系统内最快的控制回路，将f₀与全桥的切换频率f_sw连续地进行比较，以保证f_sw＝f₀。K_Φ表示相位检测器的增益，并且因此，相位检测器可以被描述为包括在输入处的两个积分器的模块，该输入将频率转换成相位和增益块。相位检测操作的结果V_PD,P可以表示为：

其中，V_DD是相位检测器的供电电压，并且

是目标谐振频率和驱动切换频率信号(其由信号V_P和V_CP获得)之间的相位差。V_PD,P表示针对系统的每个切换周期的相位检测器的输入之间的比例相位失配，V_PD,P由在连续域中表示如下的滞后-超前低通滤波器(LPF)网络进行滤波：

因此，零频率总是高于极点频率。通过这样做，改进了数字控制振荡器(DCO)的稳定性，因为与简单的LPF相比，其相位裕度可以增加。然后，由数字控制振荡器(DCO)单元将电压V_f转换为针对结合了LC储能器的功率级的驱动频率，这进而产生期望的目标电流。

图5C是次级控制回路的功能框图。通过相位检测器将系统的操作谐振频率与次级的谐振频率f_0,S进行比较。应注意，对于稳定操作的CPT系统，f_0,S＝f_sw＝f₀。类似于以上给定的初级侧的关系，次级的相位检测器V_PD,S的输出信号给出如下：

其中，

是初级的共振频率和次级的共振频率(其由信号V_S和V_CS获得)之间的相位差。V_PD,S被滤波并转换为电流表示I_f，借助于用于可变电感器L_s的内部偏压电流反馈I_Bias,S，I_f生成用于降压转换器的调制信号D_S。I_Bias,S、L_s和K_res,S以与I_Bias,P、L_P和K_res,P类似的方式表达。通过感测降压电流并且将信号反馈回内部补偿，消除了偏压回路的动态效应。所得到的L_s的电感值指示新的谐振频率f_0,S，直到相位差

等于90°，这意味着发射侧和接收侧是匹配的，并且系统在最优电力传输条件下操作。

为了确保多个反馈回路的合理动态，对于给定的品质因数Q，假设f_SW被锁定在f₀上，则该回路的带宽被确定如下：

BW₁＝f_sw/2Q。 (14)

次级的控制回路也是相对高带宽的回路，并且被设置为BW₁的一部分，通常，好的做法是三分之一(1/3)到十分之一(1/10)。外部电流回路被设置为在控制器内具有最慢的动态，通常是系统的切换频率的九分之一(1/9)到五十分之一(1/50)。通过这样做，回路被解耦合，并且调谐过程不取决于系统的先前信息或数据，以促进闭环运行。

可变电感器的实现

图6A示出了可变电感器的一种可能的实现，其中磁性结构被描述为具有独立于其他电力传输电路参数来改变电感器的电感的能力。磁性结构包括E芯型磁性元件，而初级电感器被构造在中间的、有间隙的腿部上。偏压/控制绕组形成在无间隙的外部上，并且它们的绕组串联连接，但是具有相反的极性。通过这样做，中心腿和偏压绕组之间的AC耦合被抵消。使DC电流通过辅助绕组将使芯的该部分部分地饱和，从而产生可变电感，如图6B所示。

可使用若干设计参数来找到电感值L，例如：匝数n、气隙l_g和有效磁路径长度l_e，并且因此L的表达式可表示为：

其中μ₀是空气磁导率，μ_r是磁芯磁导率，并且A_e是芯面积。μ_r取决于偏压电流I_Bias，并且可以从制造商数据或通过试验获得。μ_r的简单化表达给出如下：

其中μ_mi是磁导率初始值，即，μ_mi＝μ_r(H＝0)，H_pole是饱和场的幅值，并且j设定磁导率斜率。变量H与偏压电流成比例，并且被表示如下：

H(I_Bias)＝nI_Bias/l_e。 (17)

图2.数控谐振转换器中的极限环振荡

当设计基于闭环谐振的WPT系统时，必须考虑因控制器的量化单元(诸如模数转换器(ADC)和DCO(假设补偿器不添加量化误差))的存在而产生的极限环振荡。谐振转换器中的极限环振荡的主要原因在于，输入-输出增益不是恒定的，而是作为频率的函数而变化。在以谐振操作的电容性WPT系统中，由于耦合板，有效阻抗非常高，并且考虑到了非常高的并联品质因数Q，这转化为非常高的电压增益。此外，成功地调节电力的关键参数之一是系统锁定在谐振频率上。然而，为了保证最佳电力传输条件，应满足软切换操作，以便产生稍微高于谐振频率的驱动频率。该目标需要非常敏感的校准，这也可能导致极限环振荡，因为在谐振转换器中，频率分辨率高度依赖于操作条件和驱动频率相对于网络的谐振的位置。

由于品质因数Q不是恒定的并且取决于电容性介质的特性(距离、对准等)，所以其影响系统的输入-输出增益。因此，为了确保正确的操作，应当考虑分辨率敏感度最坏的情况，即系统可能具有的最高Q。因此，ADC和DCO单元已被设计成使得极限环振荡得以补救。用于确定谐振系统中存在极限环振荡的关键准则依赖于ADC的LSB值(即，分辨率)与由于控制的LSB改变而引起的输出信号变化之间的比较，即，没有极限环的必要条件为：由于控制的LSB改变而导致的输出ΔS_out的变化小于ADC的分辨率Δ_ADC[41]

其中V_ADC和N_ADC分别是ADC的参考电压和位数。

数字合成的频率通常由被编程为以期望的值复位的定时器来实行，同时保持固定的50％的占空比。所生成的频率可以表示为：

其中N_per是整数，并且TB是单位时钟的时基。可以随着N_per中的LSB改变而计算频率分辨率。

从(20)可以观察到，DCO的频率步长受到系统时钟频率的限制，并且随着工作频率的平方而增加。因此，在更低的运行频率下，频率分辨率将比在更高频率下能够实现的频率分辨率更精细。在需要比由系统DCO获得的分辨率更精细的分辨率的情况下，已经采用了有效的快速动态和低失真频率抖动过程。

相位检测器

图7示出了对于发射侧和接收侧的相位检测的可能实现。通常，在电容性WPT系统中，谐振器的电压显著高于控制器外围的操作电压电平。因此，使用简单的高电阻分压器网络将输入电压V_P和V_CP(V_S和V_CS)按比例缩小到适合相位检测器单元的电压电平。感测到的高频率缩放电压被馈送到充当零交叉检测器的比较器中。然后，零交叉检测的数字表示信号被馈送到异或(XOR)运算符中。固有地，在谐振操作下，信号之间的相位差为90°，如图8A所示。因此，XOR的输出V_XOR是具有50％占空比和双倍频的方波。V_XOR通过LPF，导致与相位角大小成比例的电压，其对于谐振操作恰好等于V_DD/2(假设逻辑的电压源是V_DD)，然后将其合成到谐振工作频率。在不满足谐振操作的情况下(如图8B中所示)，其中V_XOR的占空比为25％，因此滤波器的输出低于V_DD/2，结果是，合成了校正后的切换频率，直到其等于谐振频率。实际上，两个测量的电压信号之间的任何相移导致应当被校准的一些恒定偏移。因此，为了最小化相位偏移误差，应当尽可能多地对两个信号都采用类似的电压缩放。

电流感测电路

多混合信号控制器需要对WPT系统中的操作条件的各种测量。系统的关键测量是到电容性介质的已调节电流I_reg。然而，该高频电流对于测量不是微不足道的，诸如电流变压器和滤波器感测的感测技术可能导致复杂的感测电路。本发明所采用的电流感测是基于峰值检测器机构，峰值检测器机构由简单的半波形整流器配置组成，如图9所示。感测到的电流通过流过电阻器R_SNS[46]而转换为比例电压合适的信号V_SNS。峰值检测器在运算放大器周围实施，以补偿整流二极管D上的电压降。为了减少与二极管有关的损耗，肖特基二极管主要由于其相对低的正向电压和零反向恢复时间而被使用，从而进一步改进传感器性能。峰值检测器的时间常数被选择为所感测的正弦信号的周期的大约十倍，以滤除纹波，并且平滑地跟随信号的峰值。峰值检测器配置实现了降低的ADC的采样率要求，并且因此降低了其功耗。该感测电路的另一好处是它还提供了过电流保护(OCP)的信息，并且可以用于系统的故障保护。

所实施的CPT系统的传感器(特别是电流感测电路)的关键特征是向感测电阻器以及峰值检测器电路(图9)提供隔离接地参考电平。通过这样做，消除了由于相对于浮动电压节点的感测所引起的限制，此外，此配置还改善了信噪比。

过压保护

如在相位检测中所提及的，跨谐振电容器的电压非常高，特别是在这样的高Q操作中。因此，为了避免由于在耦合器附近的过压而引起的CPT系统的任何潜在故障风险，已经实施了过压保护(OVP)机制，如图10所示。类似于相位检测过程，电压V_CP被高电阻分压器网络感测并按比例缩小到适合于比较器操作的电压电平。V_CP的缩放和参考电压V_ref的值根据跨电容器C_P(即，跨耦合板)所允许的最高电压来确定。对于V_CP高于参考电压的情况，比较器输出被馈送到禁用门驱动信号(Q1至Q4)的初级控制器，并且结果是系统被关断，直到其被复位。这还允许避免因耦合板周围的电弧和高电场而引起的不期望的对安全的担忧。

耦合板已被对称地设计，使得每个板是30cm×30cm。匹配网络也被设计为对称的；在标称操作中，电感器值被设置为L_P＝L_S≈75μH，并且匹配电容器C_P＝C_S＝250pF。稍微高于谐振的操作频率f₀≈1.2MHz，保证了软切换。高压多层SMD陶瓷电容器已经用于匹配电容器C_P和C_S。全桥逆变器已经通过在几个MHz下可操作的GaN电力器件来实现。试验原型的总体标称操作条件和参数概括在表I中。

表I-标称操作下的试验原型参数

试验验证的第一步是通过表征可变电感器的电感和所得到的作为偏压电流的函数的CPT原型的操作频率来进行的。图11示出了用于改变在0至2A范围内的偏压电流的测量结果。可以看出，在标称操作条件附近，对于0.5A的偏压电流，电感和操作频率f₀分别为大约75μH和1.2MHz。

图12A示出了在对输入电压V_in＝30V进行调谐的过程期间初级的电流I_p和次级的电压V_s的行为。可以观察到，最初，系统未被调谐，并且初级侧上的已调节电流与调谐过程结束时的电流相比具有更高的峰值幅度。这是由于以下事实：开始时，系统未被校准，并且不满足最佳操作条件，因此不理想的循环电流从电源中被抽取。另一方面，在调谐过程结束时，电压V_s具有更高的峰值幅度，因为系统被校准为谐振并且根据目标电流在(本地)最佳电力传输条件下操作。

图12B和图12C示出了在调谐过程的初始化和结束(图12C)时的调谐过程的放大视图，其具有切换节点电压和谐振电流的波形。可以看出，切换频率从892kHz增加到1.2MHz。输出参数(I_S和V_S)也增加2.5倍以上，将更多能量输送到负载，而传输效率已显著改善(25％以上的改进)。此外，还可以注意到，初级电流I_p稍微滞后于初级电压V_p，这是启用软切换操作的必要条件。

为了进一步证明用于电容性WPT系统的新的多回路控制器的有效性并展示闭环中的性能的质量，试验原型还在各种输出负载电阻上测试了10W的目标功率，而耦合电容C_M≈20pF，如图13A所示。在整个负载范围内获得几乎恒定的电力输送。在图13B的试验中，已改变耦合电容，以展示在耦合板的距离或位移变化情况下的闭环操作。已在恒定负载电阻R_Load≈100Ω时进行了试验，并且改变耦合板的气隙高达100mm的范围，这转化为大约5pF至25pF的电容范围。类似于可变负载测试，可以看出，除了测量偏差之外，输出电力被很好地调节为恒定值。这两个测量验证了自调谐CPT系统的闭环操作，其提供经调节的电力输送，而不管介质或负载变化如何。

尽管已经通过说明的方式描述了本发明的实施例，但是应当理解，可以在不超出权利要求的范围的情况下通过很多变化、修改和调整来实现本发明。

参考文献

[1]Z.Zhang、H.Pang、A.Georgiadis和C.Cecati，《无线电力传输——概览》(“Wireless power transfer—An overview”)，IEEE工业电子学报,早期访问，2018年。

[2]T.Imura和Y.Hori，《使用等价电路和纽曼公式将用于无线电力传输的气隙和磁谐振耦合的效率最大化》(“Maximizing air gap and efficiency of magneticresonant coupling for wireless power transfer using equivalent circuit andNeumann formula”)，IEEE工业电子学报第58卷第10号，pp.4746–4752，2011年10月。

[3]T.Langlotz、T.Nguyen、D.Schmalstieg和R.Grasset，《下一代增强现实浏览器：丰富、无缝并且自适应》(“Next generation augmented reality browsers:Rich,seamless,and adaptive”)，IEEE Proc.第102卷第2号，pp.155–169，2014年2月。

[4]D.Xu、L.Han、M.Tan和Y.F.Li，《用于具有单目视觉的室内移动机器人的基于天花板的视觉定位》(“Ceiling-based visual positioning for an indoor mobile robotwith monocular vision”)，IEEE工业电子学报第56卷第5号，pp.1617–1628，2009年5月。

[5]S.Li和C.Mi，《用于电动车辆应用的无线电力传输》(“Wireless PowerTransfer for Electric Vehicle Applications”)，IEEE电力电子学新兴和选择主题杂志第PP卷，pp.1-1,2014年。

[6]S.Jaegue等人，《用于车道供电的移动电动车辆的基于形状的磁谐振的无线电力传输系统的设计和实现》(“Design and implementation of shaped magneticresonance-based wireless power transfer system for roadway-powered movingelectric vehicles”)，IEEE工业电子学报第61卷第3号，pp.1179–1192，2014年3月。

[7]K.Wu、D.Choudhury和H.Matsumoto，《无线电力传输、技术和应用》(“Wirelesspower transmission,technology,and applications”)，IEEE会报第101卷第6号，pp.1271–1275，2013年6月。

[8]L.Collins,《切断绳索》(“Cut the cord”),电子系统软件第5卷第6号，pp.42–46，2007年1月至12月。

[9]F.Musavi和W.Eberle，《用于电动车辆电池充电的无线电力传输技术概览》(“Overview of wireless power transfer technologies for electric vehiclebattery charging”)，IET电力电子第7卷第1号，pp.60–66，2014年。

[10]M.P.Theodoridis，《有效的电容性电力传输》(“Effective capacitivepower transfer”)，IEEE电力电子学报第27卷第12号，pp.4906–4913，2012年12月。

[11]F.Lu、H.Zhang、H.Hofmann和C.Mi，《用于电动车辆充电的双侧LCLC补偿电容性电力传输系统》(“A double-sided LCLC compensated capacitive power transfersystem for electric vehicle charging”)，IEEE电力电子学报第30卷第11号，pp.6011–6014，2015年6月。

[12]H.Zhang和F.Lu、H.Hofmann、W.Liu和C.C.Mi，《用于电动车辆充电应用中的电容性电力传输的四板紧凑电容性耦合器设计以及LCL补偿拓扑》(“A four-plate compactcapacitive coupler design and LCL-compensated topology for capacitive powertransfer in electric vehicle charging application”)，IEEE电力电子学报第31卷第12号，pp.8541–8551，2016年12月。

[13]F.Lu、H.Zhang、H.Hofmann、C.Mi，《具有LC补偿电路拓扑的松耦合电容性电力传输系统》(“A loosely coupled capacitive power transfer system with LCcompensation circuit topology”)，Proc.IEEE能量转换会议博览会(ECCE)，pp.1-5，2016年。

[14]F.Lu、H.Zhang、C.Mi，《用于电子车辆充电应用的两板电容性无线电力传输系统》(“A two-plate capacitive wireless power transfer system for electricvehicle charging Applications”)，IEEE电力电子学报第33卷第2号，pp.946-969，2017年8月。

[15]F.Lu、H.Zhang、H.Hofmann和C.Mi，《用于松耦合电容性电力传输的双侧LC补偿电路》(“A double-sided LC compensation circuit for loosely-coupledcapacitive power transfer”)，IEEE电力电子学报第33卷第2号，pp.1633–1643，2017年2月。

[16]J.Dai和D.C Ludois，《无线电力传输的调查以及用于小间隙应用的电感性和电容性耦合的关键比较》(“A survey of wireless power transfer and a criticalcomparison of inductive and capacitive coupling for small gap applications”)，IEEE电力电子学报第30卷第11号，pp.6017-6029，2015年11月。

[17]B.Lee、M.Kiani和M.Ghovanloo，《用于生物医学应用的三回路电感性电力发射系统》(“A triple-loop inductive power transmission system for biomedicalapplications”)，IEEE生医电路系统学报第10卷第1号，pp.138–148，2016年2月。

[18]Y.Lim、H.Tang、S.Lim、J.Park，《基于用于无线电力传输的新型电容器矩阵的自适应阻抗匹配网络》(“An adaptive impedance-matching network based on a novelcapacitor matrix for wireless power transfer”)，IEEE电力电子学报第29卷第8号，pp.4403-4413，2014年8月。

[19]T.C.Beh、M.Kato、T.Imura、S.Oh和Y.Hori，《用于经由磁谐振耦合的鲁棒性无线电力传输的自动阻抗匹配系统》(“Automated impedance matching system for robustwireless power transfer via magnetic resonance coupling”)，IEEE工业电子学报第60卷第9号，pp.3689-3698，2013年9月。

[20]H.Li、J.Li、K.Wang、W.Chen和Y.Xu，《用于使用磁谐振耦合的无线电力传输系统的最大化效率点跟踪控制方案》(“A maximum efficiency point tracking controlscheme for wireless power transfer systems using magnetic resonantcoupling”)，IEEE电力电子学报第30卷第7号，pp.3998–4008，2015年7月。

[21]P.Si、A.P.Hu、S.Malpas、D.Budgett，《用于调节到可植入设备的无线电力的频率控制方法》(“A frequency control method for regulating wireless power toimplantable devices”)，IEEE生医电路和系统学报第2卷第1号，pp.22–29，2008年3月。

[22]T.D.Yeo、D.Kwon、S.T.Khang和J.W.Yu，《采用串联谐振储能器的闭环无线电力充电系统的最大化效率跟踪控制方案的设计》(“Design of maximum efficiencytracking control scheme for closed-loop wireless power charging systememploying series resonant tank”)，IEEE电力电子学报第32卷第1号，pp.471–478，2017年1月。

[23]K.Lu、S.K.Nguang、S.Ji和L.Wei，《基于E级2dc/dc转换器的自动频率调谐电容性电力传输系统的设计》(“Design of auto frequency tuning capacitive powertransfer system based on class-E 2dc/dc converter”)，IET电力电子学报第10卷第12号，pp.1588-1595，2017年。

[24]M.Kline、I.Izyumin、B.Boser和S.Sanders，《用于无接触充电的电容性电力传输》(“Capacitive power transfer for contactless charging”)，Proc.IEEE应用电力电子会议博览会，2011年，pp.1398–1404。

[25]B.H.Waters、A.P.Sample、J.R.Smith，《用于磁耦合谐振器的自适应阻抗匹配》(“Adaptive impedance matching for magnetically coupled resonators”)，Proc.Prog.Electromagn.Res.Symp，2012年，pp.694–701。

[26]M.Pinuela、D.C Yates、S.Lucyszn和P.D.Mitcheson，《最大化用于电感性电力传输的dc到负载效率》(“Maximizing dc-to-load efficiency for inductive powertransfer”)，IEEE电力电子学报第28卷第5号，pp.2437–2447，2013年5月。

[27]S.Sinha、A.Kumar、S.Pervaiz、B.Regensburger和K.K.Afridi，《用于电容性无线电力传输系统的有效匹配网络的设计》(“Design of efficient matching networksfor capacitive wireless power transfer systems”)，IEEE用于电力电子的控制和建模研讨会(COMPEL)会议记录，挪威Trondheim，2016年6月。

[28]A.Kumar、S.Sinha、A.Sepahvand、K.K.Afridi，《用于高效匹配网络的改进设计优化(“Improved design optimization for high-efficiency matching networks”)，IEEE电力电子学报第33卷第1号，pp.37-50，2018年1月。

[29]S.Sinha、A.Kumar、K.K.Afridi，《用于电容性无线电力传输系统的有效匹配网络的改进设计优化》(“Improved design optimization of efficient matchingnetworks for capacitive wireless power transfer systems”)，Proc.IEEE应用电力电子会议博览会(APEC)，2018年3月，pp.3167–3173。

[30]J.Kim和J.Jeong，《使用多回路和可调谐匹配技术的范围自适应的无线电力传输》(“Range-adaptive wireless power transfer using multiloop and tunablematching techniques”)，IEEE工业电子学报第62卷第10号，pp.6233–6241，2015年10月。

[31]J.G.Hayes和M.G.Egan，《具有电容性输出滤波器和电压源负载的谐振转换器的系列并联LCLC族的整流器补偿的基本模式的近似分析》(“Rectifier-compensatedfundamental mode approximation analysis of the series parallel LCLC family ofresonant converters with capacitive output filter and voltage-source load”)，IEEE电力电子专家会议(PESC)会议记录，南卡来罗纳州Charleston，1999年7月。

[32]S.Y.R.Hui、W.Zhong和C.K.Lee，《中范围无线电力传输的近期进展的关键评论》(“Acritical review of recent progress in mid-range wireless powertransfer”)，IEEE电力电子学报第29卷第9号，pp.4500–4511，2014年9月。

[33]R.L.Steigerwald，《半桥谐振转换器拓扑的比较》(“A comparison of half-bridge resonant converter topologies”)，IEEE电力电子学报第3卷第2号，pp.174-182，1988年4月。

[34]Y.H.Sohn、B.H.Choi、G.H.Cho和C.T.Rim，《电感性电力传输系统中的谐振电路的基于回转器的分析》(“Gyrator-Based Analysis of Resonant Circuits inInductive Power Transfer Systems”)，IEEE电力电子学报第31卷第10号，pp.6824-6843，2016年10月。

[35]S.Ben-Yaakov和M.M.Peretz，《适于驱动电容性负载的自调整正弦电源》(“Aself-adjusting sinusoidal power source suitable for driving capacitiveloads”)，IEEE电力电子学报第21卷第4号，pp.890–898，2006年7月。

[36]E.Abramov、T.Vekslender、O.Kirshenboim和M.M.Peretz，《全集成数字平均电流模式控制电压调节器模块IC》(“Fully-integrated digital average current-modecontrol voltage regulator module IC”)，IEEE电力电子新兴和选择主题杂志第6卷第2号，pp.549-562，2018年6月。

[37]K.Kalita、J.Handique、T.Bezboruah，《用于频率合成的高速锁相回路的建模和行为仿真》(“Modelling and behavioral simulation of a high-speed phase-lockedloop for frequency synthesis”)，IET信号处理第6卷第3号，pp.195–204，2012年5月。

[38]S.S.Ahsanuzzaman、T.McRae、M.M.Peretz和A.Prodic，《具有自适应电感器芯偏压的低容量降压转换器》(“Low volume buck converter with adaptive inductorcore biasing”)，Proc.IEEE应用电力电子会议博览会(APEC)，2012年2月，pp.335–339。

[39]O.Ezra和M.M.Peretz，《磁致动系统的磁-电-机械建模》(“Magneto-electro-mechanical modeling of magnetic actuation systems”)，Proc.IEEE应用电力电子会议和博览会(APEC)，2015年，pp.2628–2634。

[40]S.Ben-Yaakov、M.M.Peretz，《仿真位：非线性电感器的SPICE行为建模》(“Simulation bits:a SPICE behavioral model of non-linear inductors”)，IEEE电力电子学会新闻简讯，第四季度，pp.9-10，2003年。

[41]M.M.Peretz和S.Ben-Yaakov，《谐振转换器的数字控制：极限环上的谐振效应》(“Digital control of resonant converters:resolution effects on limitcycles”)，IEEE电力电子学报第25卷第6号，pp.1652-1661，2010年。

[42]S.R.Sanders，《周期性切换电路中的极限环和描述函数法》(“On limitcycles and describing function method in periodically switched circuits”)，IEEE电路系统学报第40卷第9号，pp.564–572，1993年9月。

[43]H.Peng、A.Prodic、E.Alarcon和D.Maksimovic，《数控dc-dc转换器中的量化效果的建模》(“Modeling of quantization effects in digitally controlled dc–dcconverters”)，IEEE电力电子学报第22卷第1号，pp.208–215，2007年1月。

[44]M.M.Peretz和S.Ben-Yaakov，《谐振转换器的数控：通过颤振增强频率分辨率》(“Digital control of resonant converters:enhancing frequency resolution bydithering”)，Proc.IEEE应用电力电子会议和博览会(APEC)，2009年2月，pp.1202-1207。

[45]C.Xiao、L.Zhao、T.Asada、W.G.Odendaal和J.D.van Wyk，《可集成电流传感器技术概览》(“An overview of integratable current sensor technologies”)，Proc.会议记录工业应用，2003年第2卷，pp.1251–1258。

[46]H.P.Forghani-zadeh、G.A.Rincon-Mora，《用于DC-DC转换器的电流感测技术》(“Current-sensing techniques for DC–DC converters”)，Proc.IEEE中西部讨论会电路和系统第2卷，pp.577–580，2002年8月。

[47]E.Abramov、M.Evzelman、O.Kirshenboim.T.Urkin和M.M、Peretz，《用于高分辨率LIDAR应用的低电压亚纳秒脉动电流驱动器IC》(“Low voltage sub-nanosecondpulsed current driver IC for high-resolution LIDAR applications”)，Proc.IEEE应用电力电子会议博览会(APEC)，2018年3月，pp.708–715。

[48]《关于人类暴露于射频电磁场的安全水平的IEEE标准，从3kHz到300GHz，IEEE标准C95.1》(IEEE Standard for Safety Levels with Respect to Human Exposure toRadio Frequency Electromagnetic Fields,3kHz to 300GHz,IEEE Standard C95.1)，2005年。

[49]《DE2发展和交局委员会用户手册》(DE2 development and education boarduser manual),Altera公司，2006年。

[50]德州仪器：‘LMG5200 80-V、10-A GaN半桥电力级’可从以下获得：http://www.ti.com/lit/ds/symlink/lmg5200.pdf，访问于2017年3月。

Claims (25)

1.一种基于自适应匹配网络的受控无线电容性电力传输(CPT)系统，包括：

a)初级电力发射器侧，其用于经由具有互电容C_M的耦合板将电力无线地发射到次级电力接收器侧，

所述初级侧包括：

a.1)电源，其连接到操作所确定的切换频率f_sw的电力驱动器；

a.2)初级自适应匹配网络，其由具有偏压控制的可变初级电感器和电容器的初级谐振电路组成，所述偏压控制的可变初级电感器串联连接到所述互电容C_M，所述电容器并联连接到所述互电容C_M，用于调节经由所述互电容C_M流向所述次级侧的电流；

a.3)初级控制器，其组成如下：

a.3.1)第一控制回路，用于每当所述互电容C_M改变时调整所述切换频率f_sw，以补偿所述初级匹配网络的阻抗的改变；

a.3.1)第二控制回路，用于通过向所述初级电感器提供适当的偏压并改变所述初级谐振电路的谐振频率来调整所述初级谐振电路的谐振频率，以跟踪所述切换频率f_sw；

所述次级侧包括：

b.1)整流器电路，其连接到负载并且以所述初级谐振电路的谐振频率进行操作；

b.2)次级自适应匹配网络，其连接在所述互电容C_M和所述整流器电路之间，并且由次级谐振电路组成，所述次级谐振电路具有偏压控制的可变次级电感器和并联电容器，所述偏压控制的可变次级电感器串联连接到所述互电容C_M，所述并联电容器并联连接到所述互电容C_M，用于匹配所述次级匹配网络的阻抗；

b.3)次级控制器，其组成如下：

b.3.1)控制回路，用于通过向所述次级电感器提供适当的偏压来调整所述次级匹配网络的阻抗，以匹配所述初级谐振电路的谐振频率。

2.根据权利要求1所述的系统，其中所述第一控制回路由DPLL实施。

3.根据权利要求1所述的系统，其中所述切换频率被合成，以响应于所述系统参数的变化而连续地跟随所述初级侧的谐振频率。

4.根据权利要求1所述的系统，其中从所述初级侧到所述次级侧的所述电力输送与所述发射侧和所述接收侧之间的交叉耦合相互作用以及所述电气电路和电容性介质的变化无关。

5.根据权利要求1所述的系统，其中自适应地调谐从所述初级侧到所述次级侧的电力输送，以满足在所述耦合板端子处或在所述输出端子处所需的电力条件。

6.根据权利要求1所述的系统，其中通过调整所述操作频率并变化一个或多个电抗部件的值来自适应地调谐从所述初级侧到所述次级侧的电力输送。

7.根据权利要求1所述的系统，其中所述自适应匹配网络包括受偏压控制的或者受命令控制的可变电容。

8.根据权利要求7所述的系统，其中所述可变电容连续地或者分段地变化。

9.根据权利要求1所述的系统，其中所述初级侧上的电力驱动器是全桥逆变器。

10.根据权利要求1所述的系统，其中所述初级侧向所述次级侧输送恒定电流。

11.根据权利要求1所述的系统，其中通过改变所述电感器或者并联电容器或这两者的值来调整所述初级谐振电路和所述次级谐振电路的谐振频率。

12.根据权利要求1所述的系统，其中所述驱动频率在运行中跟踪所述谐振频率，并且发射的电力由所述谐振电路特性来调节。

13.根据权利要求1所述的系统，其中所述谐振网络包括串联连接、并联连接或者这两种连接的组合的多个电感器和电容器。

14.根据权利要求13所述的系统，其中，每侧中的谐振网络包括两个或更多个可变部件。

15.根据权利要求1所述的系统，其中，所述第一控制回路的带宽具有最高带宽，以获得最快响应。

16.根据权利要求1所述的系统，其中，所述次级侧的控制回路的带宽低于所述第一控制回路的带宽。

17.根据权利要求1所述的系统，其中所述第二控制回路的带宽具有最低带宽。

18.根据权利要求1所述的系统，其中所述偏压驱动器通过线性调节器或者通过降压转换器来实现。

19.根据权利要求18所述的系统，其中所述偏压驱动器的电流由内部闭合电流回路来调节。

20.根据权利要求1所述的系统，其中当初级的谐振频率和次级的谐振频率之间的相位差等于90°时获得最佳电力传输条件。

21.根据权利要求1所述的系统，其中所述控制回路是由其带宽差。

22.根据权利要求1所述的系统，其中在所述初级侧输出端子处的发射的信号被调制，用于将电力发射到多个负载，每个负载对应于某一次级侧，使得每个负载将以不同频率接收所发射的电力。

23.根据权利要求1所述的系统，其中可选的第四反馈回路用于通过从所述次级侧到所述初级侧的反向通信来促进对输出特性的直接调节，其中所述可选的第四反馈回路调整从所述初级侧发射的信号，直到获得期望的发射信号。

24.根据权利要求23所述的系统，其中所述次级侧电路包括独立调谐电路。

25.一种用于在电容性电力传输(CPT)系统中控制电力传输的方法，所述电容性电力传输系统包括初级电力发射器侧以及初级匹配网络和次级匹配网络，所述初级电力发射器侧用于经由具有互电容C_M的耦合板将电力无线地发射到次级电力接收器侧，所述方法包含如下步骤：

a)在启动对所述初级匹配网络和所述次级匹配网络的调谐时，将切换频率f_sw、可变初级电感器和可变次级电感器确定为一组默认的预加载值；

b)调谐所述初级驱动器的切换频率第一控制回路；

c)检测信号V_P和V_CP之间的相位差，并且总是维持V_P和V_CP之间的90°相位角；

d)每当检测到的所述信号之间的相位差不是90°，就生成误差信号，以创建新的切换频率，直到所述切换频率等于所述谐振频率；

e)检测V_S和V_CS之间的相位差，并且将所述相位差保持在90°；

f)根据所述初级侧的切换频率f_sw调整所述次级侧的电感值L_S，以调谐所述次级匹配网络；

g)提供校正信号，以调整所述电感值L_S，直到所述网络处于谐振(直到f_SW＝f₀)并且信号V_S和V_CS之间的相位差等于90°；

感测来自所述初级电路的已调节电流I_reg，并且将所述已调节电流与目标电流/参考电流进行比较；以及

h)生成校正信号，所述校正信号通过偏压绕组来调节电感L_p，直到实现期望的电流。

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