ES2704833T3 - Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos - Google Patents

Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos Download PDF

Info

Publication number
ES2704833T3
ES2704833T3 ES08863556T ES08863556T ES2704833T3 ES 2704833 T3 ES2704833 T3 ES 2704833T3 ES 08863556 T ES08863556 T ES 08863556T ES 08863556 T ES08863556 T ES 08863556T ES 2704833 T3 ES2704833 T3 ES 2704833T3
Authority
ES
Spain
Prior art keywords
low pass
pass filter
transmission
parameters
blocks
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
ES08863556T
Other languages
English (en)
Inventor
Markus Nentwig
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Nokia Technologies Oy
Original Assignee
Nokia Technologies Oy
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Family has litigation
First worldwide family litigation filed litigation Critical https://patents.darts-ip.com/?family=38951653&utm_source=google_patent&utm_medium=platform_link&utm_campaign=public_patent_search&patent=ES2704833(T3) "Global patent litigation dataset” by Darts-ip is licensed under a Creative Commons Attribution 4.0 International License.
Application filed by Nokia Technologies Oy filed Critical Nokia Technologies Oy
Application granted granted Critical
Publication of ES2704833T3 publication Critical patent/ES2704833T3/es
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/361—Modulation using a single or unspecified number of carriers, e.g. with separate stages of phase and amplitude modulation
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
    • H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
    • H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
    • H03F1/0211—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the supply voltage or current
    • H03F1/0216—Continuous control
    • H03F1/0222—Continuous control by using a signal derived from the input signal
    • H03F1/0227—Continuous control by using a signal derived from the input signal using supply converters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/366—Arrangements for compensating undesirable properties of the transmission path between the modulator and the demodulator
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L5/00—Arrangements affording multiple use of the transmission path
    • H04L5/003—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path
    • H04L5/0044—Arrangements for allocating sub-channels of the transmission path allocation of payload

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Transmitters (AREA)

Abstract

Un método, que comprende: obtener un componente de amplitud de una señal de transmisión que incluye símbolos de transmisión distribuidos a un número de bloques de recursos de transmisión asignados a un transmisor de radio para transmisión; seleccionar parámetros de filtración de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión; filtrar en paso bajo el componente de amplitud en un filtro paso bajo configurado por los parámetros de filtración seleccionados; y usar el componente de amplitud filtrada de paso bajo en una fuente de alimentación de un amplificador de potencia configurado para amplificar potencia de un componente de fase de la señal de transmisión, en donde la etapa de selección de los parámetros de filtración comprende: determinar el número de bloques de recursos de transmisión a partir de parámetros de transmisión asignados al transmisor de radio para transmisión de la señal de transmisión; y seleccionar, desde diferentes conjuntos de parámetros de filtración, los parámetros de filtración asociados al número determinado de recursos de transmisión, estando dichos diferentes conjuntos de parámetros de filtración almacenados en una unidad de memoria y estando cada uno de ellos vinculado a un número diferente de bloques de recursos de transmisión.

Description

DESCRIPCIÓN
Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos
Campo
La invención se refiere al campo de transmisores de radio y, particularmente, a procesamiento de señales de transmisión en un transmisor de radio.
Antecedentes
En transmisores de radio, una señal de transmisión, es decir la señal que se está transmitiendo, se amplifica en una frecuencia de amplificador de potencia de radio que amplifica la señal de transmisión a un nivel adecuado para transmisión a través de una interfaz aérea a un receptor de radio. El nivel de la señal de transmisión de potencia amplificada debería ser alto para posibilitar que el receptor de radio decodifique información contenida en la señal de transmisión.
En una estructura de transmisor polar, la señal de transmisión se separa en un componente de amplitud y componente de fase. El componente de fase se convierte de manera ascendente a una frecuencia de radio y a continuación se aplica a un nodo de entrada del amplificador de potencia. El componente de amplitud se aplica a una trayectoria de señal de fuente de alimentación en el transmisor y se usa para proporcionar al amplificador de potencia con una señal de fuente de alimentación.
Los componentes en la trayectoria de señal de fuente de alimentación inducen ruido al componente de amplitud de la señal de transmisión, y el ruido aparece como modulación de amplitud adicional en la señal de transmisión después de la amplificación de potencia. En sistemas de telecomunicación inalámbrica modernos que usan transmisiones de ancho de banda variable, las emisiones parásitas provocadas por el ruido darán como resultado interferencia entre bloques de recursos de frecuencia adyacente asignados a diferentes enlaces de comunicación y, de esta manera, reducirán la capacidad global del sistema. Por consiguiente, existe la necesidad de reducir la potencia de ruido en la señal de fuente de alimentación para obtener amplificación de potencia más eficaz.
El documento EP 1598943 desvela un transmisor que comprende una parte de extracción de fase de amplitud en la que se extraen datos de amplitud y datos de fase desde una señal de datos de transmisión y se emiten. A continuación, en una parte de modulación de amplitud, se modula la amplitud de los datos de amplitud y se introduce una señal de modulación de amplitud a una parte de amplificación no lineal como un valor de tensión de fuente. Además, en una parte de modulación de fase, se modula la fase de los datos de fase y se suministra una señal de modulación de fase a la parte de amplificación no lineal como una señal de entrada. En la parte de amplificación no lineal, la señal de modulación de fase se multiplica por la señal de modulación de amplitud para emitir una señal de RF con una ganancia amplificada prescrita. En este punto, se proporciona una parte de retardo en una etapa previa de la parte de modulación de amplitud y se proporciona una parte de retardo en una etapa previa de la parte de modulación de fase, respectivamente para ajustar el tiempo de retardo de una trayectoria de señal de amplitud y una trayectoria de señal de fase. Por lo tanto, las cantidades de retardo están permitidas para corresponder entre sí para reducir una distorsión generada debido a la diferencia en tiempo de retardo entre ambas de las trayectorias.
El documento US 2006/178119 desvela un transmisor de RF que tiene al menos un amplificador que tiene un terminal de entrada para recibir una señal de fase modulada a transmitirse en una portadora de RF y un nodo de entrada para recibir una señal de modulación para modular por amplitud la portadora de RF. El transmisor de RF incluye adicionalmente un modulador de amplitud que tiene una salida acoplada al nodo de entrada del amplificador de potencia a través de un filtro paso bajo. El filtro paso bajo incluye al menos un componente de filtro variable para variar un ancho de banda del filtro paso bajo. En una realización preferida un transmisor de RF de eliminación y restauración de envolvente (EER) incluye al menos un amplificador de RF de potencia que tiene el terminal de entrada para recibir la señal de fase modulada a transmitirse en la portadora de r F , y que incluye adicionalmente un nodo de potencia de entrada para recibir una tensión modulada para modulación de amplitud de la portadora de RF.; El transmisor de RF de EER incluye adicionalmente un modulador de clase S que tiene un filtro paso bajo de ancho de banda variable que tiene una salida acoplada al nodo de potencia de entrada y que incluye al menos una primera capacitancia variable.
Una publicación por Chen J-H et al: “A Low Voltage W-CDMA Polar Transmitter with Digital Envelope Path Gain Compensation", IEEE Microwave and Wireless Components Letters, vol. 16, n.° 7, 1 de julio de 2006, páginas 428­ 430 desvela un transmisor polar que usa un convertidor reductor de ancho de pulso modulado de fase doble con una frecuencia de conmutación efectiva de 50 MHz. Un filtro de respuesta al impulso finita digital está incluido en la trayectoria de envolvente para compensar la rebaja de ganancia a frecuencias de banda base superiores.
Breve descripción
De acuerdo con un aspecto de la presente invención, se proporciona un método como se especifica en la reivindicación 1.
De acuerdo con otro aspecto de la presente invención, se proporciona un aparato como se especifica en la reivindicación 13.
Se proporcionan realizaciones preferidas de la presente invención en las reivindicaciones dependientes.
De acuerdo con otro aspecto más de la presente invención, se proporciona un producto de programa informático realizado en un medio de distribución legible por ordenador como se especifica en la reivindicación 14.
La presente invención se define por el alcance de las reivindicaciones adjuntas. A continuación, cualquier realización o realizaciones a las que se hace referencia y que no caen dentro del alcance de dichas reivindicaciones adjuntas se ha (han) de interpretar como ejemplo o ejemplos útiles para entender la presente invención.
Lista de dibujos
Las realizaciones de la presente invención se describen a continuación, a modo de ejemplo únicamente, con referencia a los dibujos adjuntos, en los que
La Figura 1 ilustra una estructura de transmisor polar general;
La Figura 2 ilustra una estructura de transmisor polar de acuerdo con una realización de la invención;
La Figura 3 ilustra una estructura de transmisor polar de acuerdo con otra realización de la invención;
La Figura 4 ilustra una estructura de transmisor polar de acuerdo con una realización de la invención derivada la realización de la Figura 2;
La Figura 5 es un diagrama de flujo que ilustra un proceso para configurar parámetros del transmisor polar de acuerdo con una realización de la invención;
La Figura 6 ilustra otra realización de la estructura de transmisor polar;
La Figura 7 ilustra otra realización más de la estructura de transmisor polar; y
La Figura 8 ilustra un filtro paso bajo que tiene parámetros ajustables de acuerdo con una realización de la invención.
Descripción de las realizaciones
Las siguientes realizaciones son a modo de ejemplo. Aunque la memoria descriptiva puede hacer referencia a "una" o "alguna" realización o realizaciones en varias localizaciones, esto no significa necesariamente que cada tal realización sea a la misma realización o realizaciones, o que la característica únicamente se aplique a una única realización. Características únicas de diferentes realizaciones pueden combinarse también para proporcionar otras realizaciones.
Una estructura general de un transmisor polar se ilustra en la Figura 1. El transmisor polar incluye una fuente de modulación 102 que proporciona símbolos de datos a transmitirse a través de una interfaz de radio a un lado de receptor. La fuente de modulación puede emitir los símbolos como una señal de transmisión que puede ser en forma de una señal digital compleja que comprende un componente en fase (I) y un componente de cuadratura (Q). Los componentes I y Q de la señal de transmisión se aplican a un convertidor polar 104 que convierte los componentes I y Q en un componente de amplitud (AMP) y un componente de fase (PFIA). El componente de amplitud lleva la información de amplitud de la señal de transmisión, mientras que el componente de fase lleva la información de fase de la señal de transmisión. El componente de amplitud se aplica a una trayectoria de amplitud, y el componente de fase se aplica a una trayectoria de fase del transmisor polar.
El componente de fase digital es una fase modulada desde una señal de banda base digital a una señal de frecuencia de radio analógica en un modulador de fase 108. En el modulador de fase 108, el componente de fase modula en fase una señal de oscilador proporcionada por un oscilador local, tal como un bucle de enganche de fase, y la señal de frecuencia del oscilador define la frecuencia (central) de radio del componente de fase convertido de manera ascendente. La modulación de fase puede implementarse a través de conexión directa en la que una parte real y una imaginaria del componente de fase con valor complejo que tiene amplitud unitaria y la fase variable en el tiempo se mezclan con un componente en fase y uno de cuadratura de una señal de oscilador de frecuencia de radio proporcionada por el oscilador local. Otro ejemplo de la modulación de fase es dirigir síntesis digital de una señal de frecuencia intermedia (IF) con amplitud constante y fase variable en el tiempo usando un oscilador numéricamente controlado (NCO), que convierte el componente de fase de IF digital en una señal analógica usando un convertidor de digital a analógico, y convirtiendo de manera ascendente el componente de fase de IF analógico a una frecuencia de radio mezclando con una señal de oscilador local. Otro ejemplo más de la modulación de fase incluye variar la frecuencia de un bucle de enganche de fase que controla el oscilador local con la derivada del tiempo del componente de fase. Naturalmente, estos son únicamente ejemplos de la modulación de fase, que de esta manera no limitando la invención de manera alguna. A continuación, el componente de fase analógico convertido de manera ascendente se aplica a un amplificador de potencia 110 para amplificación.
El componente de amplitud digital de la señal de transmisión se convierte en un componente de amplitud analógico
en un convertidor de digital a analógico 114. A continuación, el componente de amplitud analógico se aplica a una unidad de fuente de alimentación de modo conmutado (SMPS) 116 configurada para proporcionar al amplificador de potencia 110 con una señal de fuente de alimentación. La unidad de fuente de alimentación de modo conmutado 116 suministra la señal de fuente de alimentación bajo el control del componente de amplitud analógico de entrada. Por consiguiente, la señal de fuente de alimentación proporcionada por la unidad de fuente de alimentación de modo conmutado 116 sigue los niveles de amplitud del componente de amplitud. Como consecuencia, la señal de frecuencia de radio de fase modulada se modula en amplitud con la señal de fuente de alimentación y se amplifica en el amplificador de potencia 110. A continuación la señal de transmisión de potencia amplificada emitida desde el amplificador de potencia 110 se aplica a circuitería de transmisión 112 y se transmite a través de una antena. La circuitería de transmisión 112 puede incluir componentes analógicos generales que siguen al amplificador de potencia en un transmisor de radio, y los componentes pueden seleccionarse de acuerdo con el diseño del transmisor. Anteriormente, se ha descrito la unidad de SMPS 116 únicamente como una unidad de fuente de alimentación a modo de ejemplo para el amplificador de potencia 110. Otras posibles unidades de fuente de alimentación incluyen una unidad de fuente de alimentación lineal, una combinación de la fuente de alimentación lineal y la unidad de fuente de alimentación de SMPS, y otra configuración de circuito que pueda combinar el componente de amplitud con el componente de fase en cooperación con el amplificador de potencia 110. En caso de una combinación de la fuente de alimentación lineal y la unidad de fuente de alimentación de SMPS, las dos unidades de fuente de alimentación pueden disponerse ya sea en serie o en paralelo.
El transmisor polar anteriormente descrito con referencia a la Figura 1 puede incluir componentes adicionales, tales como un filtro paso bajo configurado para filtrar componentes de señal parásita resultantes de la conversión en el DAC 114. Adicionalmente, la trayectoria de amplitud puede incluir un elemento de retardo configurado para compensar diferentes retardos entre la trayectoria de amplitud y la trayectoria de fase. La diferencia en retardos se provoca por diferentes operaciones de procesamiento de señal, entre otros.
El transmisor polar ilustrado en la Figura 1 implementa una estructura de eliminación de envolvente y transmisor de restauración general basándose en el “esquema Kahn”. La Figura 6 ilustra otra implementación del transmisor polar, en el que el convertidor polar 600 convierte los componentes I y Q de la señal de transmisión en un componente de fase PFIA y dos componentes de amplitud AMP1 y AMP 2, en el que los componentes de amplitud AMP1 y AMP2 obedecen las siguientes ecuaciones:
AMP1 x AMP2 =Vl2 Q2 , y (1)
AMP1 > TH1, (2)
donde TH1 es un umbral predeterminado que puede definir una tensión de fuente de alimentación mínima introducida en el amplificador de potencia 110. Por consiguiente, un primer componente de amplitud AMP1 lleva una porción de la información de amplitud de la señal de transmisión, mientras que el resto de la información de amplitud de la señal de transmisión puede llevarse en la trayectoria de fase por un segundo componente de amplitud introducido a una unidad de escalamiento 602 implementada por un multiplicador, por ejemplo. La unidad de escalamiento puede estar dispuesta entre el modulador de fase 108 y el amplificador de potencia para escalar (o dar amplitud-modular) el componente de fase. El primer componente de amplitud AMP1 puede estar dispuesto para tener un nivel que provoca que la unidad de SMPS 116 aplique al amplificador de potencia 110 una señal de fuente de alimentación por encima de un nivel mínimo requerido por el amplificador de potencia 110 para rendimiento deseado.
La Figura 7 ilustra otra realización más del transmisor polar. Esta realización también divide el componente de amplitud de la señal de transmisión en dos componentes de amplitud AMP1 y AMP2, pero también implementa una distorsión previa del componente de amplitud AMP y del componente de fase PHA en una unidad de distorsión previa 700. La unidad de distorsión previa 700 puede almacenar tablas de búsqueda para distorsión previa de amplitud y fase. La distorsión previa puede llevarse a cabo para compensar la distorsión previa provocada por el amplificador de potencia 110, por ejemplo. Por consiguiente, los componentes de fase y amplitud AMP y PFIA de la señal de transmisión se distorsionan previamente de manera no lineal en la unidad de distorsión previa 700 de acuerdo con las propiedades de distorsión conocidas del amplificador de potencia 110. Una tabla de búsqueda de distorsión previa de amplitud AM-AM puede mapear cada valor de un componente de amplitud de entrada a dos valores de amplitud, en el que un valor corresponde a un valor de salida de un primer componente de amplitud distorsionado previamente AMP1_p, y el otro valor corresponde a un valor de salida de un segundo componente de amplitud distorsionado previamente AMP2_p. De manera similar, una tabla de búsqueda de distorsión previa de fase AM-PM puede mapear cada valor de un componente de fase de entrada a un valor de fase que corresponde a un valor de salida de un componente de fase distorsionado previamente PHA_p.
La Figura 2 ilustra una estructura de transmisor polar que incluye componentes de acuerdo con una realización de la invención. La realización es igualmente aplicable a cualquier estructura de transmisor polar anteriormente descrita, y un experto en la materia puede aplicar las realizaciones descritas a continuación también a otras estructuras de transmisor. El transmisor polar descrito a continuación con referencia a la Figura 2 está configurado para su uso en un transmisor de radio de una versión de la evolución a largo plazo (LTE) de UMTS (Sistema Universal de Telecomunicación Móvil) especificado dentro del 3GPP (Proyecto Común de Tecnologías Inalámbricas de la 3a Generación). La versión de LTE del UMTS utiliza acceso múltiple por división ortogonal de frecuencia (OFDMA) para comunicaciones de enlace descendente y acceso múltiple por división en frecuencia de portadora única (SC-FDMA) para comunicaciones de enlace descendente. Como es conocido a partir de las especificaciones del 3GPP para la LTE, SC-FDMA es una versión modificada del esquema de acceso múltiple de OFDMA. El transmisor polar de acuerdo con una realización de la invención puede implementarse en un terminal de la versión de LTE del UMTS, es decir puede configurarse para transmitir señales de radio de portadora única.
Con respecto a las comunicaciones de enlace descendente en la versión de LTE del UMTS, el espectro de frecuencia disponible para su uso en una célula se divide en bloques de recursos de transmisión, en el que cada bloque de recursos de transmisión tiene un ancho de banda predeterminado, por ejemplo 180 kHz. Cada bloque de recursos de transmisión puede incluir un número fijo de subportadoras, y cada subportadora puede tener un ancho de banda de 15 kHz. Por consiguiente, un bloque de recursos de transmisión puede incluir 12 subportadoras. Uno o más bloques de recursos de transmisión pueden asignarse a un terminal dado para transmisión de datos. En otras palabras, el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal define de manera eficaz el ancho de banda y tasa de datos asignada al terminal. Por consiguiente, el ancho de banda asignado al terminal puede indicarse como n*180 kHz, donde n es el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal. El número de recursos de transmisión disponibles para asignación al terminal puede ser hasta 100, donde n=100 proporciona el ancho de banda de 18 MHz.
La Figura 2 ilustra una estructura de transmisor polar en la que el ancho de banda de la trayectoria de amplitud está limitado de acuerdo con una realización de la invención para suprimir componentes de señal parásita provocados por ruido en la trayectoria de amplitud. Se obtienen ventajas cuando suprimir los componentes de señal parásita incluye la mejora en la calidad de comunicaciones de enlace descendente y en la capacidad de la célula. Los componentes de señal parásita normalmente provocan fuga de canal adyacente que degrada la calidad de comunicaciones en frecuencias vecinas.
Haciendo referencia a la Figura 2, los componentes que tienen los mismos números de referencia como aquellos en la Figura 1 pueden ser componentes correspondientes. En la realización ilustrada en la Figura 2, en el componente de amplitud de la señal de transmisión emitido desde el convertidor polar 104 se realiza filtración de paso bajo en un filtro paso bajo 200 que tiene sus parámetros de filtración definidos de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión asignados a un terminal en el que se implementa el transmisor polar de la Figura 2. El filtro paso bajo 200 puede ser un filtro paso bajo analógico localizado antes del SMPS 116 en la trayectoria de amplitud. En más detalle, el filtro paso bajo 200 puede estar dispuesto entre el DAC 114 y el SMPS 116.
El filtro paso bajo 200 puede incluir al menos un componente de circuito analógico que tiene sus valores de parámetro ajustables, ajustando de esta manera de manera eficaz el ancho de banda de un paso banda del filtro paso bajo 200. El filtro paso bajo puede controlarse por un controlador 204. La operación del controlador 204 puede definirse por software almacenado en un medio de almacenamiento y leerse por el controlador 204. Como alternativa, el controlador 204 puede implementarse por un circuito integrado específico de la aplicación. Naturalmente, son factibles también otras implementaciones dependiendo del diseño del terminal.
La Figura 5 ilustra un proceso para controlar el filtro paso bajo 200 de acuerdo con una realización de la invención. El proceso puede ejecutarse como un proceso informático en el controlador 204. El proceso se inicia en S1. En S2, el controlador 204 determina el número de bloques de recursos de transmisión actualmente asignados al terminal para su uso en transmisión de enlace ascendente. El controlador 204 determina el número de bloques de recursos de transmisión asignados de parámetros de transmisión asignados al terminal y almacenados en una unidad de memoria 202 del terminal. En S3, el controlador halla parámetros de filtración asociados con el número de bloques asignados de recursos determinados en S2. Para este fin, la unidad de memoria 202 almacena una base de datos en la que cada número de bloques de recursos asignados se vincula a un conjunto de parámetros. Cada conjunto de parámetros puede incluir los parámetros de filtración para su uso al configurar el filtro paso bajo 200. La Tabla 1 a continuación ilustra un ejemplo de una base de datos de este tipo. Haciendo referencia a la Tabla 1, un campo que indica el número de bloques de recursos asignados que es 1 se vincula al conjunto de parámetros N.° 1, un campo que indica el número de bloques de recursos asignados que es 2 se vincula al conjunto de parámetros N.° 2, etc. El vínculo similar entre un número de bloques de recursos y conjuntos de parámetros correspondientes puede estar dispuesto para todos los números de bloques de recursos posibles para asignar al terminal. La base de datos de la Tabla 1 puede construirse en la fase de diseño, producción y/o ensayo de la circuitería del transmisor. Los conjuntos de parámetros óptimos que incluyen los parámetros de filtración para cada número de bloques de recursos de transmisión asignados pueden determinarse, por ejemplo, a partir de respuestas medidas del filtro paso bajo y almacenarse en la base de datos de la Tabla 1.
Por consiguiente, el controlador 204 en S3 en primer lugar busca la base de datos para un campo que indica el número de bloques de recursos de transmisión que corresponden al número de bloques de recursos de transmisión determinados en S2. A continuación, el controlador 204 busca un conjunto de parámetros vinculados a ese campo, es decir al número de bloques de recursos de transmisión asignados, y selecciona el conjunto de parámetros hallado para vincularse al número de bloques de recursos de transmisión asignados.
(Tabla 1)
Figure imgf000006_0001
En S4, el controlador 204 configura el filtro paso bajo 200 con los parámetros de filtración. En la práctica, los parámetros de filtración pueden definir una o más señales de control a aplicarse al filtro paso bajo 200 para ajustar el filtro paso bajo 200 para tener propiedades deseadas. Por ejemplo, el filtro paso bajo 200 puede incluir una pluralidad de componentes seleccionables con una o más señales de control proporcionadas por el controlador 204. Los componentes pueden seleccionarse, por ejemplo, cerrando conmutadores apropiados en el filtro paso bajo 200. Por consiguiente, el controlador 204 puede seleccionar el componente o componentes determinados del filtro paso bajo a conectarse en un circuito entre un nodo de entrada y nodo de salida del filtro paso bajo 200, configurado de esta manera el filtro paso bajo 200 para tener propiedades de filtración deseadas, por ejemplo ancho de banda de paso banda. La selección de los componentes del filtro paso bajo puede definirse por el conjunto de parámetros seleccionado en S3. La Figura 8 ilustra una estructura de filtro activo que comprende una primera resistencia Ra conectada a un nodo de entrada IN, una segunda resistencia Rb dispuesta entre la primera resistencia Ra y una entrada positiva de un amplificador operacional 800. Un primer condensador Ca está localizado en un bucle de realimentación del circuito y conectado entre las resistencias Ra y Rb. Un segundo condensador Cb conectado entre el nodo de entrada positivo del amplificador operacional y la tierra está conectado de manera selectiva al circuito cerrando un conmutador SW1 conectado al segundo condensador. Un tercer condensador Cc está conectado en paralelo con el segundo condensador Cb, pero el tercer condensador puede estar conectado de manera constante al circuito. Por consiguiente, el controlador 204 puede cerrar de manera selectiva el conmutador SW1 de acuerdo con los parámetros de filtración seleccionados para conectar el segundo condensador Cb al circuito entre el nodo de entrada IN y un nodo de salida OUT de la circuitería de filtro paso bajo. Cuando la potencia de una señal procesada en el circuito de filtro es alta (como en la etapa de salida de la unidad de SMPS 116), es ventajoso conectar conmutadores a la tierra en un extremo. Pero para un nodo de señal pequeña como en el filtro activo anteriormente descrito, en el que el filtro paso bajo está dispuesto antes de la unidad de SMPS 116, el conmutador puede estar localizado también entre dos componentes del circuito de filtro paso bajo.
La Figura 8 ilustra un filtro simplificado que tiene parámetros de filtración ajustables, e implementaciones reales que pueden ser más complejas dependiendo del número de diferentes configuraciones necesarias para el filtro paso bajo 200. Como alternativa, los parámetros de uno o más componentes, por ejemplo uno o más condensadores, del filtro paso bajo 200 pueden ajustarse por el controlador, y el grado de ajuste puede definirse por el conjunto de parámetros seleccionado en S3.
Una ventaja de proporcionar el filtro paso bajo analógico 200 entre el DAC 114 y el SMPS 116 es que el filtro paso bajo 200 filtra componentes de señal al exterior del ancho de banda asignado al terminal pero también componentes de señal parásita provocados por no idealidades del DAC 114 antes de que el componente de amplitud se aplique a la unidad de SMPS 116 para la generación de señal de fuente de alimentación. Adicionalmente, se consigue el nivel de integración alto del filtro paso bajo 200. Si el filtro paso bajo estuviera localizado después de la unidad de SMPS 116, el filtro paso bajo 200 tendría que manejar corrientes de alto nivel que degradarían el nivel de integración del filtro paso bajo 200.
Por consiguiente, el SMPS 116 genera una señal de fuente de alimentación para el amplificador de potencia 110 a partir del componente de amplitud filtrada de paso bajo. El filtro paso bajo 200 puede implementarse en un circuito integrado separado, o puede aplicarse al mismo circuito integrado junto con el SMPS 116. Además, el filtro paso bajo 200 puede estar integrado en la circuitería del SMPS 116, y la filtración de paso bajo puede llevarse a cabo antes o durante la generación de la señal de fuente de alimentación bajo del control del componente de amplitud. En una realización donde el filtro paso bajo está integrado en la unidad de SMPS 116, el bucle de realimentación de la unidad de SMPS 116 puede estar configurado para realizar la filtración de paso bajo con los parámetros de filtración seleccionados. La filtración de paso bajo puede realizarse disponiendo un filtro en una trayectoria de alimentación directa o en una trayectoria de realimentación de la unidad de SMPS 116. Adicionalmente, el filtro paso bajo 200 puede implementarse en el mismo circuito integrado junto con el DAC 114.
La Figura 3 ilustra otra realización de la invención en la que el filtro paso bajo es un filtro paso bajo digital 300 localizado antes del DAC 114 en la trayectoria de amplitud del transmisor polar. El filtro paso bajo 300 puede ser un filtro de respuesta al impulso finita (FIR) o un filtro de respuesta al impulso infinita (MR). El filtro paso bajo 300 está controlado por un controlador 304 que tiene funcionalidad ligeramente diferente de la del controlador 204 de la Figura 2 en el sentido que el controlador 304 ahora controla un filtro paso bajo digital. En otras palabras, el controlador 304 selecciona parámetros de filtración que incluyen coeficientes para el filtro paso bajo 300. El proceso anteriormente descrito con referencia a la Figura 5 puede modificarse para adaptar esta realización. De acuerdo con esta realización, el controlador 304 selecciona los coeficientes para el filtro paso bajo 300 de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal para las comunicaciones de enlace descendente. Las etapas S1 y S2 pueden ser similares a aquellas anteriormente descritas. En S3, el controlador 304 comprueba una unidad de memoria 302 para parámetros de filtración enlazados al número determinado de bloques de recursos de transmisión asignados. La unidad de memoria 302 puede almacenar la base de datos de la Tabla 1, en la que la base de datos puede modificarse de manera que cada conjunto de parámetros de filtración incluye coeficientes de filtro paso bajo para el filtro paso bajo digital 300. Por consiguiente, el controlador 304 halla en S3 coeficientes vinculados al número determinado de bloques de recursos de transmisión asignados desde la base de datos almacenada en la unidad de memoria 302 y selecciona los coeficientes como los parámetros de filtración para el filtro paso bajo digital 300. En S4, el controlador 304 configura el filtro paso bajo digital 300 con los coeficientes seleccionados, es decir aplica los coeficientes seleccionados al filtro paso bajo 300.
En la realización anteriormente descrita con referencia a la Figura 3, la compensación para el retardo variable entre la trayectoria de amplitud y la trayectoria de fase puede estar integrada en el filtro paso bajo 300, y el retardo variable puede tenerse en cuenta en los parámetros de filtración almacenados en la base de datos de la Tabla 1. Por consiguiente, el filtro paso bajo 300 puede realizar tanto filtración de paso bajo como la compensación de retardo bajo el control del controlador 304. La ventaja de esta realización es la reducción de los componentes necesarios en el transmisor polar, puesto que un único filtro paso bajo 300 puede realizar las dos operaciones.
Otra realización puede derivarse a partir de la realización anteriormente descrita con referencia a la Figura 2. El filtro paso bajo 200 no es necesariamente un componente ideal y puede distorsionar el componente de amplitud introduciendo distorsión de retardo de grupo, ondulación residual de tensión de paso banda, y/o retardo nominal en el componente de amplitud. Estas distorsiones pueden depender de los parámetros que configuran el filtro paso bajo 200. Estas distorsiones pueden compensarse en una realización descrita a continuación con referencia a la Figura 4.
Haciendo referencia a la Figura 4, se proporciona el filtro paso bajo 200 entre el DAC 114 y la unidad de SMPS 116, como en la realización de la Figura 2. Los parámetros de filtración para el filtro paso bajo 200 pueden seleccionarse por un controlador 404 como se ha descrito con referencia a la Figura 2. Por consiguiente, el controlador 404 configura el filtro paso bajo 200 con los parámetros de filtración seleccionados de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal para comunicaciones de enlace descendente. Adicionalmente, un ecualizador 400 está dispuesto antes del DAC 114 en forma de un filtro digital. El ecualizador puede ser un filtro FIR de polifase o un filtro de MR de polifase, dependiendo del diseño del transmisor polar de acuerdo con esta realización. El controlador 404 puede seleccionar parámetros de ponderación que incluyen coeficientes de filtro para el ecualizador 400 de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal para comunicaciones de enlace descendente.
El proceso de la Figura 5 puede modificarse para esta realización, como se describe a continuación. Las etapas S1 y S2 pueden llevarse a cabo, como se ha descrito anteriormente, y las etapas S3 y S4 pueden llevarse a cabo para la selección de los parámetros de filtración para el filtro paso bajo, como se ha descrito anteriormente en conjunto con la realización de la Figura 2. Las etapas S3 y S4 y la base de datos de la Tabla 1 se modifican, sin embargo, para incorporar los parámetros de ponderación para el ecualizador 400. En S3, el controlador 404 comprueba una unidad de memoria 402 para parámetros de filtración y parámetros de ponderación asociados con el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal para las comunicaciones de enlace descendente. Los parámetros se almacenan en la base de datos de la Tabla 1 en la que cada conjunto de parámetros incluye parámetros de filtración para el filtro paso bajo 200 y parámetros de ponderación para el ecualizador 400, en el que los parámetros de filtración y parámetros de ponderación en cada conjunto de parámetros se determinan para que sean óptimos para el número de bloques de recursos de transmisión vinculados a un conjunto de parámetros dado en la base de datos. Por consiguiente, el controlador 404 selecciona en S3 los parámetros de filtración y los parámetros de ponderación desde el conjunto de parámetros vinculado al número de bloques de recursos de transmisión asignados determinados en S2.
En S4, el controlador 404 configura el filtro paso bajo 200 con los parámetros de filtración y el ecualizador 400 con los parámetros de ponderación seleccionados en S3. Por consiguiente, el controlador 404 puede aplicar al ecualizador 400 coeficientes comprendidos en el conjunto de parámetros seleccionado y, como consecuencia, el ecualizador 400 pondera el componente de amplitud con los coeficientes proporcionados por el controlador 404.
Los parámetros de ponderación para diferentes números de bloques de recursos de transmisión pueden determinarse durante la fase de diseño, producción y/o prueba de la circuitería del transmisor. Por ejemplo, puede medirse una respuesta del filtro paso bajo configurada por parámetros de filtración dados vinculados a un número dado de bloques de recursos de transmisión, y la distorsión provocada por el filtro paso bajo puede determinarse a partir de la respuesta medida. A continuación, los coeficientes para compensar la distorsión pueden calcularse y almacenarse en un conjunto de parámetros en la base de datos, vinculándose el conjunto de parámetros al número de bloques de recursos de transmisión en cuestión. Por ejemplo, la distorsión de retardo de grupo, ondulación residual de paso banda, y retardo nominal del filtro paso bajo y la totalidad de la trayectoria de amplitud pueden medirse para diferentes números de bloques de recursos de transmisión, y los parámetros de ponderación que compensan el retardo de grupo medido, ondulación residual de paso banda, y retardo nominal pueden calcularse y almacenarse en la base de datos. Como consecuencia, la compensación para el retardo variable entre la trayectoria de amplitud y la trayectoria de fase puede estar integrada en el ecualizador 400, y el retardo variable puede tenerse en cuenta en los parámetros de ponderación almacenados en la base de datos de la Tabla 1. Por consiguiente, el ecualizador 400 puede realizar tanto compensación para la distorsión provocada por el filtro paso bajo 200 como la compensación de retardo de la trayectoria de amplitud bajo el control del controlador 404.
En realizaciones adicionales, el filtro paso bajo 300 de la Figura 3 y/o el ecualizador 400 de la Figura 4 pueden modificarse para incorporar operación de decimación para reducir la tasa de muestreo del componente de amplitud digital antes de que se aplique el componente de amplitud al DAC 114. La reducción en la tasa de muestreo de un DAC da como resultado procesamiento reducido en el DAC y, como consecuencia, reducción en el consumo de potencia del DAC. Para llevar a cabo la decimación, el filtro paso bajo 300 y/o el ecualizador 400 pueden configurarse para incorporar un filtro de polifase digital que lleva a cabo la decimación convirtiendo m muestras de entrada en n muestras de salida, en el que n<m, llevando a cabo de esta manera la decimación por un factor de m/n. La operación de decimación real con, por ejemplo, un filtro de polifase, como tal, es bien conocido en la técnica y, por lo tanto, no se describe en el presente documento en mayor detalle.
En la realización que utiliza la decimación, el factor de la decimación n/m puede hacerse variable de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión asignados al terminal móvil para las comunicaciones de enlace descendente. Por consiguiente, los parámetros para la operación de decimación pueden almacenarse en la base de datos de la Tabla 1 para cada número de bloques de recursos de transmisión. La idea es tener una tasa de muestreo mínima posible para cada número de bloques de recursos de transmisión de modo que el DAC 114 pueda operarse a la tasa de muestreo más baja posible, optimizando de esta manera el consumo de potencia del DAC 114.
En la realización de la Figura 3, los parámetros de decimación pueden incluirse en los parámetros de filtración para el filtro paso bajo 300 de modo que el filtro paso bajo 300 realiza ambas operaciones de filtración de paso bajo y decimación. El filtro paso bajo 300 puede incluir una estructura de filtro de polifase configurada para realizar tanto filtración de paso bajo como la decimación de manera simultánea, o el filtro paso bajo 300 puede incluir una sección de filtro paso bajo que realiza la filtración de paso bajo y una sección de decimación que realiza la decimación. Lo mismo se aplica a la realización de la Figura 4, es decir el ecualizador 400 opera como un filtro digital configurado por los parámetros de filtración calculados para suprimir componentes parásitos provocados por el filtro paso bajo y como un filtro de decimación que realiza la decimación. El filtro paso bajo analógico 200 funciona en esta realización también como un filtro anti-solapamiento para el DAC 114.
En la operación, el controlador 304 o 404 lee desde la unidad de memoria 302 o 402 los parámetros de filtración que incluyen los parámetros de decimación que corresponden al número de bloques de recursos de transmisión asignados y configura el filtro paso bajo 300 o el ecualizador 400 con los parámetros. Adicionalmente, el controlador puede controlar la tasa de muestreo del DAC 114 para adaptarse con la tasa de muestreo del componente de amplitud de entrada en el que se ha realizado decimación en el filtro paso bajo 300 o ecualizador 400. Por consiguiente, la base de datos de la Tabla 1 puede también almacenar parámetros de muestreo para el DAC 114 para cada número de bloques de recursos de transmisión, y el controlador 304 o 404 puede leer desde la base de datos los parámetros de muestreo asociados con el número de bloques de recursos de transmisión asignados y controlar el DAC 114 (o un generador de reloj del DAC 114) de acuerdo con los parámetros de muestreo seleccionados.
Los procesos o métodos descritos con referencia a la Figura 5 pueden también llevarse a cabo en forma de un proceso informático definido por un programa informático. El programa informático puede ser en forma de código fuente, forma de código objeto, o en alguna forma intermedia, y puede almacenarse en algún tipo de soporte, que puede ser cualquier entidad o dispositivo que pueda llevar el programa. Tales soportes incluyen un medio de grabación, memoria informática, memoria de solo lectura, señal de portadora eléctrica, señal de telecomunicaciones, y paquete de distribución de software, por ejemplo. Dependiendo de la potencia de procesamiento necesaria, el programa informático puede ejecutarse en una única unidad de procesamiento digital electrónica o puede distribuirse entre un número de unidades de procesamiento.
La presente invención es aplicable a transmisores celulares o de telecomunicación móvil pero también a otros transmisores de radio adecuados. Será evidente para un experto en la materia que, a medida que la tecnología avanza, el concepto inventivo puede implementarse de diversas maneras. La invención y sus realizaciones no están limitadas a los ejemplos anteriormente descritos sino que pueden variar dentro del alcance de las reivindicaciones.

Claims (14)

REIVINDICACIONES
1. Un método, que comprende:
obtener un componente de amplitud de una señal de transmisión que incluye símbolos de transmisión distribuidos a un número de bloques de recursos de transmisión asignados a un transmisor de radio para transmisión;
seleccionar parámetros de filtración de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión; filtrar en paso bajo el componente de amplitud en un filtro paso bajo configurado por los parámetros de filtración seleccionados; y
usar el componente de amplitud filtrada de paso bajo en una fuente de alimentación de un amplificador de potencia configurado para amplificar potencia de un componente de fase de la señal de transmisión, en donde la etapa de selección de los parámetros de filtración comprende:
determinar el número de bloques de recursos de transmisión a partir de parámetros de transmisión asignados al transmisor de radio para transmisión de la señal de transmisión; y
seleccionar, desde diferentes conjuntos de parámetros de filtración, los parámetros de filtración asociados al número determinado de recursos de transmisión, estando dichos diferentes conjuntos de parámetros de filtración almacenados en una unidad de memoria y estando cada uno de ellos vinculado a un número diferente de bloques de recursos de transmisión.
2. El método de la reivindicación 1, que comprende adicionalmente: generar, en una unidad de fuente de alimentación, una señal de fuente de alimentación para el amplificador de potencia desde el componente de amplitud filtrada de paso bajo.
3. El método de cualquier reivindicación anterior, en el que el filtro paso bajo incluye al menos un componente de circuito analógico que tiene parámetros ajustables, comprendiendo el método adicionalmente: ajustar los parámetros de al menos un componente de circuito analógico con los parámetros de filtración seleccionados de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión.
4. El método de cualquier reivindicación anterior, en el que el filtro paso bajo incluye componentes de circuito conectables en un circuito entre un nodo de entrada y un nodo de salida del filtro paso bajo, comprendiendo el método adicionalmente: conectar de manera selectiva componentes de circuito determinados del filtro paso bajo en el circuito entre el nodo de entrada y el nodo de salida de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión.
5. El método de cualquier reivindicación anterior 1, 3 o 4, que comprende adicionalmente: configurar un bucle de realimentación de una unidad de fuente de alimentación para realizar la filtración de paso bajo con los parámetros de filtración seleccionados, en donde la unidad de fuente de alimentación está configurada para generar una señal de fuente de alimentación para el amplificador de potencia.
6. El método de cualquier reivindicación anterior 1 o 2, en el que el filtro paso bajo es un filtro paso bajo digital, comprendiendo el método adicionalmente: seleccionar los parámetros de filtración que incluyen coeficientes para el filtro paso bajo digital de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión.
7. El método de la reivindicación 6, que comprende adicionalmente: configurar el filtro paso bajo digital para compensar el retardo del componente de amplitud con respecto al componente de fase, en donde el componente de amplitud y el componente de fase se aplican al amplificador de potencia a través de diferentes trayectorias.
8. El método de las reivindicaciones 6 o 7, que comprende adicionalmente:
determinar un factor de decimación de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión; y realizar decimación a una tasa de muestreo del componente de amplitud en el filtro paso bajo digital configurado por el factor de decimación determinado.
9. El método de cualquier reivindicación anterior, en el que la filtración de paso bajo está integrada en una unidad de fuente de alimentación configurada para generar una señal de fuente de alimentación para el amplificador de potencia desde el componente de amplitud filtrada de paso bajo.
10. El método de cualquier reivindicación anterior, que comprende adicionalmente:
seleccionar parámetros de ponderación de acuerdo con el número de bloques de recursos de transmisión; y ponderar el componente de amplitud en un ecualizador configurado por los parámetros de ponderación.
11. El método de la reivindicación 10, que comprende adicionalmente:
medir propiedades de distorsión de señal del filtro paso bajo con diferentes números de bloques de recursos de transmisión;
determinar los parámetros de ponderación para cada número de bloques de recursos de transmisión a partir de las propiedades de distorsión de señal medidas del filtro paso bajo; y
almacenar, en la unidad de memoria, los parámetros de ponderación determinados con un vínculo al número correspondiente de bloques de recursos de transmisión.
12. El método de las reivindicaciones 10 u 11, que comprende adicionalmente: configurar el ecualizador con los parámetros de ponderación para compensar al menos uno del siguiente tipo de distorsión provocada por el filtro paso bajo: distorsión de retardo de grupo, ondulación residual de tensión de paso banda y retardo nominal del componente de amplitud con respecto al componente de fase.
13. Un aparato que comprende medios para llevar a cabo el método de acuerdo con cualquier reivindicación anterior 1 a 12.
14. Un producto de programa informático realizado en un medio de distribución legible por un ordenador y que comprende instrucciones de programa que, cuando se cargan en un ordenador, provocan que dicho ordenador ejecute el método de cualquier reivindicación anterior 1 a 12.
ES08863556T 2007-12-21 2008-12-17 Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos Active ES2704833T3 (es)

Applications Claiming Priority (3)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FI20075958A FI20075958A0 (fi) 2007-12-21 2007-12-21 Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä
US12/071,376 US7991074B2 (en) 2007-12-21 2008-02-20 Processing transmission signals in radio transmitter
PCT/FI2008/050752 WO2009080877A1 (en) 2007-12-21 2008-12-17 Processing transmission signals in radio transmitter

Publications (1)

Publication Number Publication Date
ES2704833T3 true ES2704833T3 (es) 2019-03-20

Family

ID=38951653

Family Applications (3)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES18192926T Active ES2791494T3 (es) 2007-12-21 2008-12-17 Aparato y método para procesamiento eficaz de señales de transmisión en un transmisor de radio
ES20157644T Active ES2879253T3 (es) 2007-12-21 2008-12-17 Procesamiento de señales de transmisión en un transmisor de radio
ES08863556T Active ES2704833T3 (es) 2007-12-21 2008-12-17 Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos

Family Applications Before (2)

Application Number Title Priority Date Filing Date
ES18192926T Active ES2791494T3 (es) 2007-12-21 2008-12-17 Aparato y método para procesamiento eficaz de señales de transmisión en un transmisor de radio
ES20157644T Active ES2879253T3 (es) 2007-12-21 2008-12-17 Procesamiento de señales de transmisión en un transmisor de radio

Country Status (8)

Country Link
US (1) US7991074B2 (es)
EP (5) EP4254848A3 (es)
KR (1) KR101157219B1 (es)
CN (1) CN101904103B (es)
ES (3) ES2791494T3 (es)
FI (1) FI20075958A0 (es)
PL (3) PL3716560T3 (es)
WO (1) WO2009080877A1 (es)

Families Citing this family (22)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
FI20075958A0 (fi) 2007-12-21 2007-12-21 Nokia Corp Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä
US8073044B2 (en) * 2008-01-02 2011-12-06 Broadcom Corporation Polar transmitter with digital and analog filtering of envelope
JP2010035158A (ja) * 2008-06-30 2010-02-12 Panasonic Corp 送信回路及び送信回路を用いた通信機器
US20100009641A1 (en) * 2008-07-11 2010-01-14 Matsushita Electric Industrial Co.,Ltd. Digital rf phase control in polar modulation transmitters
US8489046B2 (en) * 2008-07-21 2013-07-16 Panasonic Corporation Signal decomposition methods and apparatus for multi-mode transmitters
US8537041B2 (en) 2011-05-12 2013-09-17 Andrew Llc Interpolation-based digital pre-distortion architecture
US9071302B2 (en) 2011-09-06 2015-06-30 Apple Inc. Radio-frequency power amplifier circuitry with power supply voltage optimization capabilities
JPWO2013145748A1 (ja) * 2012-03-30 2015-12-10 日本電気株式会社 増幅器および増幅方法
US8982972B2 (en) * 2012-04-30 2015-03-17 Intel Mobile Communications GmbH Apparatus and method for processing an input signal
US8848831B2 (en) * 2012-09-20 2014-09-30 Lsi Corporation Direct digital synthesis of quadrature modulated signals
US10531432B2 (en) 2015-03-25 2020-01-07 Huawei Technologies Co., Ltd. System and method for resource allocation for sparse code multiple access transmissions
US10701685B2 (en) 2014-03-31 2020-06-30 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for asynchronous OFDMA/SC-FDMA
US9419770B2 (en) * 2014-03-31 2016-08-16 Huawei Technologies Co., Ltd. Method and apparatus for asynchronous OFDMA/SC-FDMA
KR101605697B1 (ko) * 2014-10-21 2016-04-01 주식회사 엘아이씨티 진폭신호의 고주파 성분을 위상변조기의 진폭에 변조시키는 폴러송신기
IL263850B (en) * 2018-12-19 2020-06-30 Elbit Systems Land & C4I Ltd System and method for compensating for ripple generated from a power supply
US10778355B1 (en) * 2019-06-05 2020-09-15 United States Of America As Represented By The Administrator Of Nasa Frequency division multiplexing scheme for phasing synthetic aperture radars and receivers
US11251785B1 (en) * 2021-03-29 2022-02-15 Infineon Technologies Ag Spurious components reduction
US11942899B2 (en) 2021-06-18 2024-03-26 Qorvo Us, Inc. Envelope tracking voltage correction in a transmission circuit
US12057813B2 (en) 2021-06-18 2024-08-06 Qorvo Us, Inc. Wideband transmission circuit
US20230080621A1 (en) * 2021-09-16 2023-03-16 Qorvo Us, Inc. Phase and amplitude error correction in a transmission circuit
US11962338B2 (en) 2021-09-16 2024-04-16 Qorvo Us, Inc. Equalization filter calibration in a transceiver circuit
US11906992B2 (en) 2021-09-16 2024-02-20 Qorvo Us, Inc. Distributed power management circuit

Family Cites Families (30)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR100295439B1 (ko) * 1998-08-01 2001-07-12 윤종용 다중 주파수 대역폭 무선통신시스템의 송신장치
US6377784B2 (en) 1999-02-09 2002-04-23 Tropian, Inc. High-efficiency modulation RF amplifier
DE10121517A1 (de) 2001-05-03 2002-11-14 Infineon Technologies Ag Verfahren und Vorrichtung zum Einstellen eines aktiven Filters
EP1271779A1 (en) * 2001-06-20 2003-01-02 Motorola, Inc. Adaptive radio frequency (RF) filter
US7386287B2 (en) * 2001-07-03 2008-06-10 Siemens Aktiengesellschaft Method for controlling the gain of radio-frequency signal
US20030078011A1 (en) 2001-10-18 2003-04-24 Integrated Programmable Communications, Inc. Method for integrating a plurality of radio systems in a unified transceiver structure and the device of the same
US7197085B1 (en) * 2002-03-08 2007-03-27 Andrew Corporation Frequency-dependent magnitude pre-distortion for reducing spurious emissions in communication networks
CN100340068C (zh) 2002-04-22 2007-09-26 Ipr许可公司 多输入多输出无线通信方法及具有无线前端部件的收发机
GB0212740D0 (en) * 2002-05-31 2002-07-10 Hitachi Ltd Transmitter and wireless communication apparatus using the transmitter
EP1522151B1 (en) 2002-06-07 2016-03-23 InterDigital Technology Corporation System and method for a direct conversion multi-carrier processor
DE10259356A1 (de) 2002-12-18 2004-07-15 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Sendestufe
JP4230238B2 (ja) * 2003-02-06 2009-02-25 パナソニック株式会社 送信装置及びその調整方法
US7092683B2 (en) * 2003-04-01 2006-08-15 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Transmission circuit
US7251293B2 (en) * 2003-06-27 2007-07-31 Andrew Corporation Digital pre-distortion for the linearization of power amplifiers with asymmetrical characteristics
WO2005011109A1 (ja) 2003-07-25 2005-02-03 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. 増幅装置
EP1671197B1 (en) 2003-09-16 2013-08-28 Nokia Corporation Hybrid switched mode/linear power amplifier power supply for use in polar transmitter
JP4767583B2 (ja) 2004-06-29 2011-09-07 パナソニック株式会社 歪補償回路
SE0401797D0 (sv) * 2004-07-08 2004-07-08 Andrew Corp A radio transmitter and a method of operating a radio transmitter
US7965982B2 (en) 2004-10-07 2011-06-21 Nokia Corporation Reconfigurable wireless communications device and radio
JP4553696B2 (ja) 2004-11-25 2010-09-29 パナソニック株式会社 送信機
US7394862B2 (en) * 2004-12-21 2008-07-01 Broadcom Corporation Multi-mode wireless polar transmitter architecture
US7400865B2 (en) * 2005-02-09 2008-07-15 Nokia Corporation Variable bandwidth envelope modulator for use with envelope elimination and restoration transmitter architecture and method
DE102005006162B3 (de) * 2005-02-10 2006-08-17 Infineon Technologies Ag Sende-/Empfangseinrichtung mit einem eine einstellbare Vorverzerrung aufweisenden Polar-Modulator
JP4628142B2 (ja) * 2005-03-03 2011-02-09 パナソニック株式会社 ポーラ変調送信装置、無線通信機及び電源電圧制御方法
US7460843B2 (en) 2005-03-17 2008-12-02 Panasonic Corporation Amplifier apparatus, polar modulation transmission apparatus and wireless communication apparatus
DE102005013880B3 (de) 2005-03-24 2006-04-20 Infineon Technologies Ag Verfahren zur Vorverzerrung eines Signals und Sendeeinrichtung mit digitaler Vorverzerrung, insbesondere für Mobilfunk
WO2006118317A1 (en) * 2005-04-27 2006-11-09 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Polar modulation transmitter circuit and communications device
FI20055284A0 (fi) 2005-06-03 2005-06-03 Nokia Corp Vastaanotin, lähetin ja vaihtuvan kaistanleveyden lähetysmenetelmä
CN101039297A (zh) 2006-03-17 2007-09-19 北京三星通信技术研究有限公司 虚拟资源块到物理资源块的映射方法及系统
FI20075958A0 (fi) 2007-12-21 2007-12-21 Nokia Corp Lähetettävien signaalien prosessointi radiolähettimessä

Also Published As

Publication number Publication date
EP3941011C0 (en) 2023-07-12
KR20100082031A (ko) 2010-07-15
EP4254848A2 (en) 2023-10-04
ES2791494T3 (es) 2020-11-04
EP2232713B1 (en) 2018-10-10
FI20075958A0 (fi) 2007-12-21
KR101157219B1 (ko) 2012-06-20
PL2232713T3 (pl) 2019-05-31
EP2232713A1 (en) 2010-09-29
PL3716560T3 (pl) 2021-11-15
US20090161793A1 (en) 2009-06-25
EP3435613B1 (en) 2020-02-19
WO2009080877A1 (en) 2009-07-02
CN101904103B (zh) 2013-07-31
CN101904103A (zh) 2010-12-01
PL3435613T3 (pl) 2020-09-21
EP3435613A1 (en) 2019-01-30
EP4254848A3 (en) 2023-12-20
EP3941011A1 (en) 2022-01-19
EP3716560A1 (en) 2020-09-30
EP2232713A4 (en) 2014-06-18
US7991074B2 (en) 2011-08-02
ES2879253T3 (es) 2021-11-22
EP3941011B1 (en) 2023-07-12
EP3716560B1 (en) 2021-06-23

Similar Documents

Publication Publication Date Title
ES2704833T3 (es) Procesamiento de señal eficaz en transmisores de radio inalámbricos
KR101171133B1 (ko) 벡터 전력 증폭 시스템 및 방법
US7116947B2 (en) Transmitter
EP2541781B1 (en) Rf transmitter architecture and method therefor
KR101947066B1 (ko) 전치 왜곡 선형화 통신 시스템 및 송신기의 전치 왜곡 선형화 방법
JP5781872B2 (ja) 無線送信機
US7072626B2 (en) Polar modulation transmitter
US7139534B2 (en) Transmission circuit
CN105720926A (zh) 选择性功率放大器
JP6119735B2 (ja) 送信装置および送信方法
JP2005244935A (ja) 送信装置及び無線通信装置
DE102004002239A1 (de) Unkorrelierter adaptiver Vorverzerrer
WO2004038937A1 (ja) 送信機
US9596120B2 (en) Signal transmission apparatus, distortion compensation apparatus, and signal transmission method
KR101383480B1 (ko) Ｒｆ 전력 전송, 변조 및 증폭 시스템 및 방법
WO2018162746A1 (en) Power amplifier with stepwise envelope tracking and adaptive load
US9088472B1 (en) System for compensating for I/Q impairments in wireless communication system
TWI390839B (zh) 功率放大器的失真校正裝置與方法
Groe A multimode cellular radio
CN114531168B (zh) 无线电装置
JPH06237281A (ja) キャリアリーク調整回路