ES2701334T3 - Controlador LED para comunicaciones ópticas de alta velocidad en base a modulaciones lineales - Google Patents

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ES2701334T3 ES16382380T ES16382380T ES2701334T3 ES 2701334 T3 ES2701334 T3 ES 2701334T3 ES 16382380 T ES16382380 T ES 16382380T ES 16382380 T ES16382380 T ES 16382380T ES 2701334 T3 ES2701334 T3 ES 2701334T3
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Alberto Rodriguez-Perez
De Aranda Alonso Rubén Perez
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Abstract

Un circuito de control de diodo emisor de luz (101) para uso en un transmisor óptico (100) que comprende: una ruta de señal de alta velocidad (102) que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad (114) configurado para una transformación lineal de una señal de voltaje de entrada (118) en una señal de corriente de salida (109) para modulación lineal de un diodo emisor de luz (110), y una ruta de control de baja frecuencia (103) configurada para generar una transconductancia (115) en función de un componente de baja frecuencia de la señal de entrada (106), y en el que la ruta de control de baja frecuencia (103) está configurada para controlar la transconductancia (116) del amplificador de transconductancia de alta velocidad (114).

Description

DESCRIPCIÓN
Controlador LED para comunicaciones ópticas de alta velocidad en base a modulaciones lineales
Estado de la técnica
La invención se refiere a un circuito de control de diodo emisor de luz del tipo especificado en el preámbulo de la reivindicación 1 y a un transmisor óptico según se especifica en el preámbulo de la reivindicación 14.
Los sistemas de comunicación óptica son ampliamente utilizados actualmente en redes domésticas y aplicaciones industriales, por ejemplo, la tecnología MOST (Transporte de Sistemas Orientado a Medios) utilizada en la industria del automóvil para redes multimedia de alta velocidad se basa en la tecnología de plástico sobre fibra (POF).
En dichos sistemas de comunicación óptica, como por ejemplo los descritos en el documento US 2013/0330082 A1, un dispositivo emisor de luz, el transmisor óptico, emite una señal óptica que se suministra a un enlace de fibra óptica, por ejemplo, una fibra de plástico, que guía la señal óptica hacia un dispositivo receptor de luz, el receptor óptico.
Dichos sistemas de comunicación óptica tienen, entre otras cosas, varias ventajas en comparación con los sistemas de comunicación no ópticos convencionales en cobre: por ejemplo, menor atenuación, inmunidad a la irradiación de interferencias electromagnéticas y transmisión de mayor velocidad de datos. En los últimos años, los sistemas de comunicación óptica son cada vez más utilizados también para la comunicación de datos en el vehículo.
Sin embargo, los sistemas actuales de comunicación óptica están sufriendo, entre otras cosas, el desafío de que el rendimiento del sistema de comunicación óptica, en particular el rendimiento del transmisor óptico, puede degradarse debido a fluctuaciones o cambios no deseados en el voltaje suministrado, la temperatura y/o debido a las variaciones del proceso local (también denominadas variaciones del proceso de corta duración), es decir, debido a variaciones naturales en los atributos de los componentes electrónicos, tal como los transistores, cuando se fabrican circuitos integrados electrónicos.
Se conoce un controlador LED para un sistema de comunicaciones ópticas divulgado en el documento US 2014361705.
Problema
Por lo tanto, el objeto de la presente invención es proporcionar medios para la mejora de un sistema de comunicación óptica. Por ejemplo, el objeto puede comprender mejorar el rendimiento y la fiabilidad de un sistema de comunicación óptica.
Solución
De acuerdo con la presente invención, este objetivo se logra mediante un circuito electrónico según la reivindicación 1 y un transmisor óptico según la reivindicación 14. Formas de realización ventajosas y desarrollos adicionales son materia de las reivindicaciones dependientes.
Por ejemplo, un circuito de control de diodo emisor de luz o un controlador de diodo emisor de luz según la presente invención para uso en un transmisor óptico puede comprender:
- una ruta de señal de alta velocidad que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad configurado para una transformación lineal de una señal de entrada, por ejemplo una señal de voltaje de entrada, en una señal de salida, por ejemplo una señal de corriente de salida, para la modulación lineal de un diodo emisor de luz, y
- una ruta de control de baja frecuencia configurada para generar una transconductancia en función de un componente de baja frecuencia de la señal de entrada.
Además, la ruta de control de baja frecuencia puede estar configurada para controlar la transconductancia del amplificador de transconductancia de alta velocidad en base a la transconductancia generada por la ruta de control de baja frecuencia.
Una posible transformación de una señal de entrada en una señal de salida para la modulación lineal de un diodo emisor de luz puede comprender, de este modo, una modulación del diodo emisor de luz en base a la denominada técnica de modulación por amplitud de pulsos (pulse-amplitude-modulation, PAM). En contraste con una modulación convencional de codificación binaria ON-OFF, en la técnica de modulación por amplitud de pulsos (PAM) se puede usar una pluralidad de distintos niveles de amplitud de pulso mapeados con una pluralidad de bits para transportar información. Por ejemplo, cada nivel de amplitud representa una pluralidad de bits, por ejemplo, un par de bits, de modo que un único nivel de amplitud puede transmitir más de un bit, aumentando así la eficiencia del ancho de
banda.
En este caso, la señal de entrada puede ser una señal de entrada diferencial, por ejemplo, una señal de entrada de
voltaje diferencial (VDIF¡IN ) definida por la diferencia de dos entradas de voltaje, por ejemplo, según un voltaje en una
entrada inversora VIN , y un voltaje en una entrada no inversora VIP, es decir, según
Vdif,in = VlP — V¡N
En este documento, el término baja frecuencia puede, por ejemplo, referirse a frecuencias inferiores a 5 kHz, y el
término alta velocidad o alta frecuencia puede, por ejemplo, referirse a frecuencias superiores a 100 MHz.
El amplificador de transconductancia (GM ) de alta velocidad puede, por ejemplo, convertir la señal de entrada de
voltaje, por ejemplo una señal de entrada de voltaje diferencial, en una corriente que se transmite a través del diodo
emisor de luz (LED). Dicho diodo emisor de luz puede conectarse además a una fuente de alimentación, por
ejemplo, a través de un pin VDD.
Un circuito de control de diodo emisor de luz de acuerdo con la presente invención permite la realización de
comunicaciones ópticas de alta velocidad y gran ancho de banda, basadas en modulaciones lineales en sistemas de
comunicación óptica enlazados con fibras ópticas, por ejemplo, enlazados con fibras ópticas plásticas.
Además, un circuito de control de diodo emisor de luz de acuerdo con la presente invención permite compensar las
variaciones de proceso/voltaje/temperatura (PVT) y las variaciones de amplitud de señal de entrada en el sistema de
comunicación óptica.
La ruta de señal de alta velocidad puede comprender además un acondicionador de señal de entrada diferencial de
alta velocidad para aplicar opcionalmente una ganancia (GHS) a la/una señal de entrada diferencial, generando con
ello
Vdif = Ghs ■ (Vip — V¡n ) = Ghs ■ Vdif,in
Además, el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad también puede adaptar el modo común
de la señal de entrada.
La corriente modulada (VM0DULADA), es decir, por ejemplo, la señal de salida para una modulación lineal del diodo
emisor de luz, que se transmite a través del LED puede ser proporcional a la transconductancia del amplificador (GM)
y puede ser proporcional a VDIFIN o, en el caso de la aplicación de un acondicionador de señal de entrada diferencial
de alta velocidad, puede ser proporcional a VDIF . Por ejemplo, la corriente modulada linealmente (¡modulada) se
puede definir como:
Figure imgf000003_0001
Además, una corriente de polarización (¡BIAS) puede además transmitirse a través del LED, de modo que la corriente
total (ILED) que se transmite a través del lEd se puede definir como:
¡LED = ¡MODULADA ¡BIAS
Dicha corriente de polarización (IBias), por ejemplo, se puede definir como:
¡MAX ¡MIN
¡R
2
en la que, por ejemplo,
¡MAX = ¡MODULADA.MAX ¡BIAS = ^M ■ "DIF.MAX ¡BIAS = ^M ■ ^HS ■ AMP.IN ¡BIAS
Figure imgf000003_0002
A
Además, la relación de extinción (ER) se puede definir como:
¡MAX P m AX
ER =
m^in Pmin
, en el que P MAX es el nivel de potencia óptica máximo y P M[N es el nivel de potencia óptica mínimo.
Dicha relación de extinción (ER) se puede medir, por ejemplo, en decibelios (dB) y también se expresar como:
E i- R n dg = i 1 r 0 . ■ l I o g w l - M - A -- X - = 10 ■ l , o g w - P m -- A -- X - ¡ MIN r r M IN
Usando la relación de extinción (ER), se puede definir IMAX e lM¡N como una función de lB¡AS y ER, por ejemplo de la siguiente manera:
Figure imgf000004_0001
2 ■ I b ia s
¡MIN = ER 1
De esto se desprende que la amplitud de modulación de la corriente de modulación (IAMP) se puede definir como:
Figure imgf000004_0002
En otras palabras, en este ejemplo, IAMP es una función que depende únicamente de dos variables, la amplitud de modulación de la corriente de modulación IB!AS y la relación de extinción (ER).
La ruta de control de baja frecuencia puede comprender un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia configurado para generar una señal en función de la amplitud de la señal de entrada, en particular para generar una señal de componente de corriente continua de baja frecuencia en función de la amplitud de la señal de entrada.
La amplitud de la señal de entrada (VAMPIN ) puede definir los valores máximo y mínimo alcanzables para la señal de entrada de voltaje diferencial (VDIFIN), es decir
Vd¡F,IN = VaMP,IN ■ X, con - 1 < x < 1
La generación de ejemplo de una señal (VAMP) en función de la amplitud de la señal de entrada (VAMPIN) por parte del estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia puede comprender, entre otras cosas, generar:
Vamp = &cc ■ P ■ Vamp,in
, en el que k es la ganancia del estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia y se define como
Va m p ,es t im a d o r k = ■
V a m p ,in
, en el que VAMPEXriMAD0R es la amplitud de señal de entrada estimada o detectada, y en el que Gcc es la ganancia de la componente de corriente continua de la ruta de control de baja frecuencia definida como
V a m p
Gcc = ■
va m p ,es t im a d o r
En este caso, la amplitud de la señal de entrada estimada o detectada VAMPEST[MAD0R puede, por ejemplo, derivarse por medio de un detector de envolvente (k = 1), un detector de valor de raíz cuadrática media (RMS) (k = ^ , para el caso de una señal distribuida uniformemente utilizada en fibra óptica de plástico) u otros medios, por ejemplo, un detector de voltaje de valor en modo común.
En otras palabras, el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia puede comprender un detector de envolvente y/o un detector de valor de raíz cuadrática media y/o un detector de voltaje de valor en modo común. La ruta de control de baja frecuencia puede comprender además un circuito de control de baja frecuencia configurado para generar una transconductancia en función de la señal generada por el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia.
Por ejemplo, el circuito de control de baja frecuencia puede estar configurado para generar una transconductancia (Gm ) en función de V AMP, que, según se ha mostrado anteriormente, puede ser generado, por ejemplo, por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia a partir de la amplitud de la señal de entrada (VAMPj¡N) a través de VAMP = Gc c - k - VAMPJN.
Además, el circuito de control de baja frecuencia puede estar configurado para controlar la transconductancia (GM) del amplificador de transconductancia de alta velocidad en base a la transconductancia generada por el circuito de control de baja frecuencia en función de la señal generada por el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia.
El circuito de control de baja frecuencia puede basarse en un controlador proporcional-integral (PI). Por ejemplo, el circuito de control de baja frecuencia puede comprender un amplificador de transconductancia de baja velocidad y un controlador proporcional-integral.
Para controlar la transconductancia (GM) del amplificador de transconductancia de alta velocidad de la ruta de señal de alta velocidad, el circuito de control de baja frecuencia puede estar configurado para operar, por ejemplo, como un circuito de retroalimentación de control, de acuerdo con las siguientes relaciones de control de ejemplo.
1. 1 a m p es una función que depende solo de dos variables IBIAS y ER:
, , , „ E R - 1 r
¡ AMP = ¡MAX — ¡MIN = 2 ' ^ B^IAS
2. Tanto IMAX como lM[N dependen de la amplitud de entrada:
2 • Gm • Ghs • VAMP IN = ¡MAX lu
Y por lo tanto:
i , E R - 1 t
Gm • Ghs • V AMP,IN = R R + 1 ^ B^IAS
3. Sin embargo, la señal de amplitud de entrada observable no es V AMPJN, sino que puede ser VAMP determinada por el estimador de amplitud de señal de entrada:
Vamp = Gcc • k • Vamp,in
Y por lo tanto:
^ t, _ E R - 1 r ,, Gcc _ r
G m • a^ m p = e r _|_ i • b^ i a s • k • ^ = I r
, en el que I REF es una corriente de referencia.
4. En consecuencia, I REF puede ser una función de ER, I B¡As . k y — Grr
GHS correspondientes. Además, se observa que G cc puede ser igual a Gh s .
5. Por lo tanto, la relación de extinción ER se puede controlar y mantener constante regulando Gm • V AMP = I REF , ya que todas las demás variables (l B¡AS , k y — ) también pueden ser constantes.
GHS
Además, por ejemplo, cuando la amplitud de la señal de entrada (V AMPIN) se reduce (aumenta), el circuito de control de baja frecuencia puede aumentar (reducir) la transconductancia (Gm) para compensar las variaciones de amplitud de la señal de entrada (V AMPj¡N).
Además, las variaciones PVT de la ganancia de la ruta de control de baja velocidad o baja frecuencia ( G M ■ G c c ) también pueden ser compensadas.
Además, I BIAS puede, por ejemplo, mantenerse constante por medio de una banda prohibida conocida y una circuitería conductora de la corriente conocida del circuito de control de baja frecuencia.
Con el control de I BIAS, por ejemplo manteniendo constante la I BIAS, la polarización de la luz emitida por el LED puede ser fija y controlada.
Esta arquitectura de ejemplo permite compensar incluso pequeñas variaciones no deseadas de I BIAS debidas a variaciones PVT. Dichas variaciones no influyen en el valor de la relación de extinción E R , ya que tanto I M[N como I M[N pueden ser proporcionales a I BIAS. Esto es porque el circuito de control de baja frecuencia puede mover/cambiar/controlar I REF junto con I B!AS con el fin de mantener la relación de extinción constante.
Por ejemplo, la arquitectura de ejemplo del circuito de control de diodo emisor de luz descrita en esta memoria puede permitir la compensación de variaciones de parámetros físicos, por ejemplo, variaciones en I B[AS, la resistencia, la capacitancia, valores de transconductancia, etc. debido a variaciones PVT. En particular, por ejemplo, se pueden compensar variaciones PVT inducidas de dichos parámetros físicos de hasta el 15%, 20% o más. Además, también se pueden compensar fácilmente variaciones de parámetros físicos de componentes del circuito, tal como una banda prohibida o un conductor de corriente debidos a variaciones PVT.
En otras palabras, el circuito de control del diodo emisor de luz puede estar configurado para mantener constante la relación de polarización y extinción del diodo emisor de luz.
El circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender además un bloque de pre-énfasis, en el que el bloque de pre-énfasis puede comprender un bloque de pre-énfasis de alta velocidad para aplicar un pre-énfasis con una ganancia de alta velocidad sobre la señal de entrada y en el que un bloque de réplica de baja velocidad puede aplicar una ganancia de baja frecuencia a la señal generada por el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia, y en el que el valor de ganancia de alta velocidad puede coincidir con o ser proporcional al valor de ganancia de baja frecuencia.
Con la aplicación de dicho pre-énfasis, el ancho de banda del LED, y en consecuencia el ancho de banda del sistema de comunicación óptica que comprende el controlador y el LED, pueden ser mejorados.
Por ejemplo, se puede aumentar el ancho de banda de un LED rojo AlGaInP (de fosfuro de indio y galio de aluminio) desde sus 80 MHz normales hasta más de 150 MHz.
Por ejemplo, un bloque de pre-énfasis de alta velocidad en la ruta de señal de alta velocidad puede aplicar un pre­ énfasis con una ganancia G BB sobre la señal diferencial V D[F , por ejemplo,
t/
V DIF,PE _ rP E , w
= U HS VDIF
En paralelo, un bloque de réplica de baja velocidad, es decir, sin pre-énfasis, puede, por ejemplo, aplicar la misma ganancia de baja frecuencia ( G FF = G BF ) a la señal V AMP que incluye la información de amplitud de la entrada, es decir, por ejemplo,
V a m p ,pe = Gcc ■ V a m p
En consecuencia, una correspondencia entre ambas ganancias puede garantizar un control preciso de la relación de extinción ER similar al caso, según se muestra anteriormente a modo de ejemplo, sin pre-énfasis.
En este documento y a continuación, el término réplica de bloque puede entenderse, entre otras cosas, como una copia de un bloque, en el que la réplica puede tener una escala diferente, por ejemplo, dimensiones espaciales diferentes, en comparación con el bloque replicado original, y en el que un bloque puede, por ejemplo, comprender componentes electrónicos tales como resistencias y transistores.
Por ejemplo, los componentes del circuito de control de la ruta de control de baja frecuencia, por ejemplo, resistencias y transistores, pueden tener unas dimensiones físicas más grandes que los componentes del circuito de control de la ruta de señal de alta velocidad. Un tamaño mayor que los componentes del circuito de control de la ruta de control de baja frecuencia puede, entre otras cosas, reducir variaciones del proceso local y, en consecuencia, reducir errores de la relación de extinción.
Por el contrario, los componentes más pequeños del circuito de control de la ruta de señal de alta velocidad pueden, por ejemplo, proporcionar, entre otras cosas, alta velocidad de señal y alta linealidad a niveles moderados de consumo de energía.
Por ejemplo, factores de réplica o factores de escala típicos que describen la diferencia en escala de componentes del circuito de control de la ruta de control de baja frecuencia en comparación con el circuito de control de la ruta de señal de alta frecuencia/alta velocidad pueden estar en el rango de hasta 10, 20 o más. Por lo tanto, por ejemplo, un valor de resistencia de 2 kü puede ser replicado con un factor de réplica de 10 o 20, de modo que el valor de resistencia replicado sea de 20 kü o 40 kü.
Para evitar el recorte óptico y también para limitar la corriente máxima drenada por el LED por razones de fiabilidad, se puede configurar una función de pre-énfasis de modo que puedan controlarse su posición cero [ cero y su posición de frecuencia de polo f POLo y se pueda limitar su ganancia de alta frecuencia.
En este caso, por ejemplo, un cero se puede entender como un punto de frecuencia única para aumentar una ganancia, y un polo se puede entender como un punto de frecuencia única para reducir la ganancia.
Por ejemplo, se puede utilizar una función de pre-énfasis basada en un polo-un cero, que puede tomar, por ejemplo, la siguiente forma:
Figure imgf000007_0001
, en el que el parámetro s puede representar una frecuencia angular compleja y A v puede ser una constante.
Sin embargo, también se pueden usar otras funciones de pre-énfasis.
Además, el bloque de pre-énfasis opcional se puede combinar con el acondicionador de señal de entrada en un solo bloque, en el que el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad se puede fusionar con el bloque de pre-énfasis de alta velocidad, y en el que el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia se puede fusionar con un/el bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad.
El circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender además un bloque de calibración para la corrección de posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad, en el que, por ejemplo, el bloque de calibración se puede implementar en el amplificador de transconductancia de alta velocidad.
Dicho bloque de calibración adicional opcional puede corregir, entre otras cosas, errores de relación de extinción no corregidos, por ejemplo, posibles errores de relación de extinción derivados de las diferentes escalas físicas de los componentes electrónicos, tales como resistencias y transistores, en la ruta de señal de alta velocidad, en particular, por ejemplo, derivados de variaciones del proceso local que se producen en los componentes de la ruta de señal de alta velocidad.
Dicho bloque de calibración adicional opcional puede comprender un controlador proporcional-integral (PI). Además, dicho bloque de calibración se puede implementar en las etapas posteriores del circuito de control del diodo emisor de luz, tal como, por ejemplo, en el amplificador de transconductancia de alta velocidad, para que sea más eficaz. El bloque de calibración puede, entre otras cosas, añadir a la señal una frecuencia de calibración de polo fpoLo ,calibración que, por ejemplo, es menor que la frecuencia de señal mínima f M¡N,señal, con el fin de evitar el riesgo de eliminar frecuencias de señales de interés transmitidas durante la operación de calibración.
El circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad que comprende una unidad búfer y dos resistencias y/o el circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia que comprende una unidad búfer y dos resistencias.
Por ejemplo, una unidad búfer CMOS (semiconductor complementario de óxido metálico) en el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad puede aislar la impedancia de terminación de entrada y puede aumentar (reducir) la señal de nivel de voltaje en un voltaje
2 •/, POLAR,HS
Vos — Vth
9 ■ Cox ■ 0¿")
, en el que
VGS es el voltaje de puerta a fuente de un transistor CMOS,
VTH es el voltaje umbral de un transistor CMOS,
¡polar,hs es la corriente de polarización que se transmite a través del transistor CMOS en el búfer acondicionador de señal de entrada de alta velocidad,
g es la movilidad de los portadores de carga,
Cox es la capacitancia de óxido de puerta de un transistor CMOS, y
W y L son respectivamente el ancho y la longitud de un transistor CMOS,
y aplicando una ganancia
9m
&hs
9m 9mb
, en el que
g m es la transconductancia de pequeña señal relacionada con el voltaje de puerta-a-fuente en un transistor CMOS, y g mb es la transconductancia de pequeña señal relacionada con el voltaje de masa-a-fuente en un transistor CMOS. Se puede usar una unidad búfer de réplica correspondiente en la ruta de control de baja frecuencia y dos resistencias para generar la amplitud de señal de entrada estimada en base a un detector de voltaje en modo común de señal de entrada (VCM) que mantiene una relación exacta con la amplitud de la señal de entrada:
v AMP,ESTIMADOR
Figure imgf000008_0001
Vamp,in „ (Yip + Vin)
V a m p — 2 Gcc — 2 ■ GGc — Vcm ■ GGc
con la misma ganancia
9m,CC
Gcc — &hs
9m,CC 9mb,CC
De este modo, se puede llevar a cabo un acondicionamiento preciso de la señal de entrada diferencial de alta velocidad y bajo nivel de ruido, en particular para valores moderados de IPOlar,hs , como por ejemplo en el rango de unos pocos mA, por ejemplo, 2 mA.
Además, la densidad de corriente en el acondicionador de señal de entrada de alta velocidad y en el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia puede ser la misma para facilitar la correspondencia de ganancias en las ganancias Gcc y GHS.
El acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad puede comprender, por ejemplo, al menos un amplificador operacional (opamp) con retroalimentación negativa y/o el circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender un estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia que comprende al menos un amplificador operacional (opamp) con retroalimentación negativa.
Por ejemplo, las ganancias de la ruta de señal y la ruta de control pueden ser
n _ ^ 2 _ n _ Í rÉPLICA ' ^2
UHS = ¡} = UCC = f n
fi1 J REPLICA f i1
, en el que R 1, R2 son resistencias y / réplica es un factor de escala.
En otras palabras, las resistencias de retroalimentación en el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia se pueden diseñar / répU ca veces más grandes que las resistencias replicadas de retroalimentación del acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad. Con el uso de componentes más grandes para el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia se puede mejorar la precisión y la correspondencia del estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia y reducir el consumo de energía.
Sin embargo, las resistencias en el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia y en el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad pueden, por ejemplo, tener el mismo factor de forma, para que puedan corresponderse mejor ante todas las condiciones PVT.
Se puede utilizar un circuito de retroalimentación en modo común (CMFB, C o m m o n - M o d e - F e e d b a c k Circuit) tanto en la ruta de señal de alta velocidad como en los amplificadores operacionales de la ruta de baja frecuencia para una mejor correspondencia.
Además, se puede elegir que R1 sea más grande que la resistencia de terminación de entrada del controlador LED R Term control, con el fin de evitar que la impedancia de terminación de entrada del controlador se vea afectada por Ri.
También una R 1 mayor puede, entre otras cosas, reducir los errores en los voltajes de entrada en modo común, según se ilustra a continuación.
Por ejemplo, debido a la diferencia entre el voltaje en modo común (CM) en la salida (VD[F?CM) y en la entrada (VCM = 0,5 ■ (V!N VIP)) del amplificador operacional del acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad, puede transmitirse una corriente en modo común de error (ICM,.error ) desde la salida del amplificador operacional hacia la impedancia de terminación de entrada
(V d i , - VCM )
h CM,ERROR R i + R2
y que se traduce en un error de voltaje en modo común (VCMiERR0R ):
{R tERM, CONTR 11 Rterm,dac)
^CM,ERROR = " R i + R2 ■ (Ydif,cm Vcm)
, en el que R TErm,dac es, por ejemplo, la resistencia del convertidor digital a analógico (DAC) de regulación de la corriente (DAC), que puede servir para generar la señal de entrada recibida por el circuito de control del diodo emisor de luz.
El uso de retroalimentación negativa descrito a modo de ejemplo puede asegurar una alta linealidad del procesamiento de señal en el circuito de control del diodo emisor de luz. El ruido térmico generado por las resistencias de red de retroalimentación, el mayor consumo de energía requerido por el amplificador operacional y el error de voltaje en modo común descrito anteriormente (VCM? ERR0R) son los inconvenientes del uso de un amplificador operacional con retroalimentación negativa descrito a modo de ejemplo.
También es concebible que un/el bloque de pre-énfasis opcional también pueda comprender al menos un amplificador operacional con retroalimentación negativa.
Por ejemplo, en un posible bloque de alta velocidad de un posible bloque de pre-énfasis, se puede definir una ganancia de baja frecuencia mediante una relación de resistencia GE§ = ^ L y se puede definir una ganancia de alta
frecuencia mediante una relación de condensador G 0 ■ GP¡C0 £1
' c-2
Por consiguiente GPIC0 Ci -R2
Cr Rl y la posición cero de la función de pre-énfasis de un-polo un-cero a modo de ejemplo i i
es / cero = 2nR1-C1 y la posición de polo es f POLo = 2nR.2- C2
En otras palabras, en este ejemplo, las posiciones cero/de polo y la ganancia de alta frecuencia solo dependen de dispositivos pasivos (C 1 , C 2 y R 1 , f i2), que generalmente están bien controlados y experimentan solo pequeñas variaciones de proceso.
En la ruta de baja frecuencia, se puede usar una ruta de réplica de pre-énfasis con el fin de obtener la misma ganancia
r<PE f RÉPLICA f i2 rPE
U CC — f n = UHS
¡ RÉPLICA ' f i1
Es posible usar una configuración de amplificador operacional de retroalimentación negativa, por ejemplo según se ha descrito anteriormente, tanto en el acondicionador de señal de entrada como en los circuitos de pre-énfasis, fusionando de este modo las dos funcionalidades de acondicionamiento y pre-énfasis de la señal en un solo bloque o circuito para reducir el consumo de energía.
Un circuito de control del diodo emisor de luz puede comprender un amplificador de transconductancia de alta velocidad de terminación única (salida única), o un amplificador de transconductancia de alta velocidad totalmente diferencial.
Un posible amplificador de transconductancia de alta velocidad totalmente diferencial puede estar configurado de tal modo que una corriente del mismo valor pero sentido opuesto a la corriente que se transmite a través del diodo emisor de luz también se transmite a través de una resistencia ficticia que puede replicar la impedancia de baja frecuencia equivalente del LED.
Esto puede, entre otras cosas, mejorar la relación de rechazo de suministro de energía (PSRR, p o w e r su p p ly rejection ratio).
El circuito de control de baja frecuencia puede comprender un amplificador de transconductancia de baja velocidad de terminación única o totalmente diferencial y un controlador proporcional-integral.
Además, es posible implementar un bloque de calibración (bloque de calibración de desfase) para corregir posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad, según se ha descrito anteriormente por ejemplo, en la(s) entrada(s) del amplificador de transconductancia de alta velocidad o también en etapas posteriores dentro del amplificador de transconductancia de alta velocidad.
El bloque de calibración para eliminar un desfase en la señal diferencial de alta velocidad puede comprender un controlador proporcional-integral (PI) implementado por medio de un amplificador de alta ganancia A v,calibr ación ,control p i de corriente continua (CC) cuyo ancho de banda puede ser definido por un condensador C GRANDE.
Para satisfacer que f POLo,calibración < Í m i n ,s e ñ a l , se puede limitar el ancho de banda del amplificador A v,calibr ación ,control p i . Por ejemplo, se puede obtener una f P0L0 ,calibración lo suficientemente pequeña utilizando, por ejemplo, uno o más condensadores suficientemente grandes C GRANDE .
Un transmisor óptico de ejemplo según la invención para uso en un sistema de comunicación óptica puede comprender:
al menos un diodo emisor de luz, y
al menos un circuito de control del diodo emisor de luz según cualquiera de las configuraciones descritas anteriormente y/o según cualquier combinación posible de las características de ejemplo descritas anteriormente. En resumen, la arquitectura, descrita anteriormente a modo de ejemplo, de un circuito de control de diodo emisor de luz o un transmisor óptico para uso en un sistema de comunicación óptica puede proporcionar, entre otras cosas:
- una relación de extinción bien controlada
- una compensación de la amplitud de la señal de entrada y de variaciones PVT
- una calibración de desfase de la ruta de señal de alta velocidad
- una polarización constante del LED (una constante I B¡AS )
- un control de posiciones de frecuencia cero/de polo de pre-énfasis y ganancias de alta frecuencia de pre­ énfasis
- un recorte óptico bien controlado y corriente máxima de LED fiable
- un gran ancho de banda y gran linealidad con el fin de acomodar comunicaciones ópticas de alta velocidad basadas en modulaciones lineales.
Las siguientes figuras ilustran a modo de ejemplo:
La figura 1: una arquitectura esquemática de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz para uso en un transmisor óptico
La figura 2: una función de ejemplo de pre-énfasis
La figura 3: una arquitectura esquemática de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz con pre­ énfasis de ejemplo
La figura 4: una transmisión de señal esquemática de ejemplo en un circuito de control de diodo emisor de luz de ejemplo con un pre-énfasis de ejemplo
La figura 5: una función de calibración de ejemplo
La figura 6 : una arquitectura esquemática de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz con pre­ énfasis de ejemplo y calibración de desfase de ejemplo
La figura 7: un convertidor digital a analógico (DAC) de ejemplo
La figura 8: una arquitectura esquemática de ejemplo de un bloque acondicionador de señal de entrada
La figura 9: otro ejemplo esquemático de un bloque acondicionador de señal de entrada
La figura 10: un bloque de pre-énfasis de ejemplo con retroalimentación negativa
La figura 11: un bloque amplificador de transconductancia de ejemplo
La figura 12: un ejemplo adicional de un bloque amplificador de transconductancia
La figura 13: un ejemplo de un amplificador de transconductancia de alta velocidad que incluye un circuito de calibración de desfase de ejemplo
La figura 14: un ejemplo de un sistema de comunicación óptica
La figura 1 muestra, a modo de ejemplo, una posible arquitectura de un circuito de control de diodo emisor de luz 101 que controla un diodo emisor de luz 110 para uso en un transmisor óptico 100.
El controlador o circuito de control 101 puede comprender, por ejemplo, una ruta de señal de alta velocidad 102 que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad 114 configurado para una transformación lineal de una señal de entrada 106 en una señal de salida 109 para modulación lineal de un diodo emisor de luz 110. El circuito de control 101 puede comprender además una ruta de control de baja frecuencia 103, que puede estar configurada para generar una transconductancia 115 (G M) en función de un componente de baja frecuencia de la señal de entrada 106, por ejemplo en función de la amplitud de la señal de entrada.
Además, la ruta de control de baja frecuencia 103 puede estar configurada para controlar la transconductancia 116 del amplificador de transconductancia de alta velocidad en base a la transconductancia 115 generada por la ruta de control de baja frecuencia 103.
En este caso, la señal de entrada 106 puede ser una señal de entrada diferencial, por ejemplo una señal de entrada de voltaje diferencial (VDIFIN ) definida por la diferencia de dos entradas de voltaje, por ejemplo por la diferencia de un voltaje en una entrada inversora 108 (VIN) y un voltaje en una entrada no inversora 107 (VIP ).
La ruta de señal de alta velocidad 102 puede comprender además un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 111 para aplicar una ganancia, por ejemplo, GHS, a la señal de entrada diferencial 106, generando así una señal 118 (VDIF ) que puede servir como entrada al amplificador de transconductancia de alta velocidad 114. La ruta de control de baja frecuencia 103 puede comprender además un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 112 que puede estar configurado para generar una señal 117 (VAMP) en función de la amplitud de la señal de entrada 106, en el que, por ejemplo, se puede aplicar una ganancia, por ejemplo Gc c , a la amplitud de la señal de entrada estimada o detectada Vamp,EStimador .
Además, la ruta de control de baja frecuencia 103 puede comprender un circuito de control de baja frecuencia 113 configurado para generar una transconductancia 115 en función de la señal 117 generada por el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 112 y el circuito de control de baja frecuencia 113 puede estar configurado además para controlar la transconductancia 116 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 114 en base a la transconductancia 115 generada por el circuito de control de baja frecuencia 113 en función de la señal 117 generada por el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 112.
Este control de la transconductancia 116 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 114 en base a la transconductancia 115 generada por el circuito de control de baja frecuencia 113 puede, por ejemplo, basarse en las leyes de control descritas anteriormente.
De este modo, el circuito de control de baja frecuencia 113 puede comprender, por ejemplo, un amplificador de transconductancia de baja velocidad 119 y un controlador proporcional-integral 120.
La corriente modulada (¡modulada), es decir, por ejemplo, la señal de salida 109 para una modulación lineal del diodo emisor de luz, que se transmite a través del LED 110 puede ser proporcional a la transconductancia del amplificador 116 (Gm ) y puede ser proporcional a una señal de entrada de voltaje diferencial VDIFIN, según se muestra en este documento en el caso de la aplicación de un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad, puede ser proporcional a la señal acondicionada 118 (VD[F ). Por ejemplo, la corriente modulada linealmente (¡modulada) se puede expresar, según se ha mostrado anteriormente, como:
¡MODULADA = &M ' VDIF
Además, una corriente de polarización (¡BIAS) 123 puede además transmitirse a través del LED 110, de modo que la corriente total 121 (¡LED) que se transmite a través del LED se puede expresar, como también se ha mostrado anteriormente, como:
¡LED = ¡MODULADA ¡BIAS
En otras palabras, la arquitectura de ejemplo del circuito de control del diodo emisor de luz 101 también se puede describir comprendiendo un bloque acondicionador de señal de entrada 104 para recibir una señal de entrada 106 y que puede comprender un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 111 y un estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 112.
Además, la arquitectura de ejemplo del circuito de control de diodo emisor de luz 101 ilustrada puede comprender un bloque amplificador de transconductancia 105, que puede comprender un amplificador de transconductancia de alta velocidad 114 y un circuito de control de baja frecuencia 113, en el que el circuito de control de baja frecuencia 113 puede estar configurado para controlar la transconductancia 116 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 114.
La figura 2 muestra a modo de ejemplo un posible ejemplo de una función de pre-énfasis 200, en la que su ganancia 202 se representa en función de la frecuencia 201.
En particular, la función de pre-énfasis 200 puede ser, por ejemplo, una función de pre-énfasis de un polo-un cero 200, con posición cero 203 ( f CER0 ) y posición de polo 204 (f POEo ), en la que la función de pre-énfasis 200 puede, por ejemplo, asumir los valores 205 (A v ) y 206 (A v ■ G PIC0 ).
La figura 3 muestra un ejemplo adicional de posible arquitectura de un circuito de control de diodo emisor de luz 301 que controla un diodo emisor de luz 310 para uso en un transmisor óptico 300.
Análogamente al circuito de control de diodo emisor de luz 101 de ejemplo de la figura 1, el controlador o circuito de control 301 puede comprender, por ejemplo, una ruta de señal de alta velocidad 302 que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad 314 configurado para un transformación lineal de una señal de entrada 306 en una señal de salida 309 para la modulación lineal de un diodo emisor de luz 310.
El circuito de control 301 puede comprender además una ruta de control de baja frecuencia 303, que puede estar configurada para generar una transconductancia 315 (G M) en función de un componente de baja frecuencia de la señal de entrada 306, por ejemplo en función de la amplitud de la señal de entrada.
Además, la ruta de control de baja frecuencia 303 puede estar configurada para controlar la transconductancia 316 del amplificador de transconductancia de alta velocidad en base a la transconductancia 315 generada por la ruta de control de baja frecuencia 303.
De nuevo, la señal de entrada 306 puede ser una señal de entrada diferencial, por ejemplo una señal de entrada de voltaje diferencial (VD[FJN) definida por la diferencia de dos entradas de voltaje, por ejemplo por la diferencia de un voltaje en una entrada inversora 308 (VIN) y un voltaje en una entrada no inversora 307 (VIP).
La ruta de señal de alta velocidad 302 puede comprender además un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 311 para aplicar una ganancia, por ejemplo GHS, a la señal de entrada diferencial 306, generando de este modo una señal 318 (V DIF).
También la ruta de control de baja frecuencia 303 puede comprender además un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 312 que puede estar configurado para generar una señal 317 (VAMP) en función de la amplitud de la señal de entrada 306, en el que, por ejemplo, se puede aplicar una ganancia, por ejemplo Gc c , a la amplitud de la señal de entrada estimada o detectada VAMPESTIMAD0R.
Sin embargo, además, en comparación con, por ejemplo, el controlador 101 de la figura 1, el circuito de control 301 puede comprender un bloque de pre-énfasis 323.
El bloque de pre-énfasis 323 de ejemplo puede comprender un bloque de alta velocidad 324 para aplicar un pre­ énfasis con una ganancia de alta velocidad sobre la señal de entrada, y en el que un bloque de réplica de baja velocidad 325 puede aplicar una ganancia de frecuencia baja a la señal generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 312, y en el que el valor de ganancia de alta velocidad puede coincidir o ser proporcional al valor de ganancia de baja frecuencia.
Por ejemplo, el bloque de pre-énfasis de alta velocidad 324 en la ruta de señal de alta velocidad 302 puede aplicar un pre-énfasis, por ejemplo, en base a una función de pre-énfasis de un polo-un cero análoga a la pre-énfasis 200 de la figura 2 y con una ganancia de alta velocidad GEg sobre la señal diferencial VD[F generando, por ejemplo, la señal 327
V d if ,pe = Ghs ' Vdif
En paralelo, un bloque de réplica de baja velocidad 325, es decir sin pre-énfasis, en la ruta de control de baja velocidad/baja frecuencia 303 puede aplicar la misma ganancia de baja frecuencia (GEE = G /Jf) a la señal VAMP generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 312 y que contiene la información de amplitud de la entrada, y por lo tanto puede generar la señal
V a m p ,pe = Gcc ' Va m p
Además, la ruta de control de baja frecuencia 303 puede comprender un circuito de control de baja frecuencia 313 configurado para generar una transconductancia 315 en función de la señal 326 (VAMPPE) generada por el bloque de réplica de baja velocidad 325.
El circuito de control de baja frecuencia 313 puede estar configurado además para controlar la transconductancia 316 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 314 en base a la transconductancia 315 generada por el circuito de control de baja frecuencia 313 en función de la señal 326 procedente del bloque de réplica de baja velocidad 325, en el que dicha señal 326, a su vez, puede depender de la señal 317 generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 312.
De nuevo, el control de la transconductancia 316 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 314 en base a la transconductancia 315 generada por el circuito de control de baja frecuencia 313 puede, por ejemplo, basarse en las leyes de control que se han descrito anteriormente en la parte general.
Además, el circuito de control de baja frecuencia 313 puede comprender, por ejemplo, un amplificador de transconductancia de baja velocidad 319 y un controlador proporcional-integral 320.
La corriente modulada (¡ m o d u l a d a ), es decir, por ejemplo, la señal de salida 309 para una modulación lineal del diodo emisor de luz, que se transmite a través del LED 310 puede ser proporcional a la transconductancia 316 (G M ) del amplificador y puede ser proporcional a una señal de entrada de voltaje diferencial V DIP ¡ IN o, según se muestra en este documento en el caso de la aplicación de un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad y una función de pre-énfasis, puede ser proporcional a la señal acondicionada y enfatizada 327 (V DIF ¡ PE ).
Por ejemplo, la corriente modulada linealmente (¡ m o d u l a d a ) se puede expresar como:
¡ MODULADA = &M ' VDIF,PE
Además, una corriente de polarización (¡ BIAS ) puede transmitirse adicionalmente a través del LED 310, de modo que la corriente total 321 (¡ LED ) que se transmite a través del LED se puede expresar, según también se ha mostrado anteriormente, como:
¡ LED = ¡MODULADA + ¡BIAS
La arquitectura del circuito de control de diodo emisor 301 mostrada a modo de ejemplo, también se puede describir comprendiendo un bloque acondicionador de señal de entrada 304 para recibir una señal de entrada 306 y que puede comprender un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 311 y un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 312.
Además, la arquitectura del circuito de control del diodo emisor de luz 301 mostrada a modo de ejemplo puede comprender un bloque amplificador de transconductancia 305, que puede comprender un amplificador de transconductancia de alta velocidad 314 y un circuito de control de baja frecuencia 313, en el que el circuito de control de baja frecuencia 313 puede estar configurado para controlar la transconductancia 316 del amplificador de transconductancia de alta velocidad 314.
El bloque de pre-énfasis 323, por ejemplo, puede estar dispuesto, según se muestra, entre el bloque acondicionador de señal de entrada 304 y el bloque amplificador de transconductancia 305.
La figura 4 muestra una transmisión de señal de ejemplo 400 en un circuito de ejemplo de control de diodo emisor de luz con pre-énfasis, por ejemplo una transmisión de señal que podría producirse en el ejemplo del circuito de control de diodo emisor de luz con pre-énfasis análogo o idéntico a un circuito de control de diodo emisor de luz 301 mostrado en la figura 3.
Por ejemplo, se puede suministrar una señal de entrada de voltaje diferencial variable en el tiempo 401 como entrada a la ruta de control de baja frecuencia 408 y la ruta de señal de alta velocidad 407 del circuito de control del diodo emisor de luz (no mostrado).
La señal de voltaje y/o una transconductancia a través de partes o la totalidad de la ruta de control de baja frecuencia 408 puede, por ejemplo, ser esencialmente plana y estable.
En otras palabras, la señal de voltaje 402a en el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia y/o la señal de voltaje 403a en el bloque de réplica de baja velocidad (no mostrado) y/o la señal de transconductancia 404a en el circuito de control de baja velocidad/baja frecuencia (no mostrado) puede ser prácticamente constante a lo largo del tiempo.
En contraste, la señal de voltaje a través de la ruta de señal de alta velocidad 407 puede variar proporcionalmente en función de la señal de entrada 401, es decir, la señal de voltaje 402b en el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad (no mostrado) y/o la señal de voltaje 403b en el bloque de pre-énfasis de alta velocidad (no mostrado) puede variar proporcionalmente en función de la señal de entrada 401, dando como resultado la señal de salida de corriente modulada linealmente 404b, a modo de ejemplo, del amplificador de transconductancia de alta velocidad (no mostrado).
Con fines de compleción, también se ilustra a modo de ejemplo una serie temporal resultante 405 de la corriente total que se transmite a través del LED (no mostrado) junto con una serie temporal de ejemplo 406 de la salida de potencia óptica del LED, cuando es controlada por el circuito de control del diodo emisor de luz con pre-énfasis, a modo de ejemplo.
La figura 5 muestra una función de calibración de ejemplo 500 que se puede aplicar a la señal de alta velocidad mediante una calibración opcional (no mostrada) para corregir posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad, en la que, por ejemplo, el bloque de calibración se podría implementar en el amplificador de transconductancia de alta velocidad (no mostrado).
La figura 6 muestra otra arquitectura esquemática de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz 601 para uso en un transmisor óptico 600.
La arquitectura mostrada es análoga o idéntica en gran parte al circuito de control del diodo emisor de luz 301 ilustrado a modo de ejemplo en la figura 3, es decir, los componentes del circuito y del transmisor óptico referenciados por los números de referencia 600 a 627 pueden ser análogos o idénticos a los componentes del circuito y transmisor óptico referenciados con los números de referencia 300 a 327 en la figura 3.
Sin embargo, además, el circuito de control del diodo emisor de luz 601 mostrado tiene un ejemplo de bloque de calibración de desfase 628 para corregir posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad 602, por ejemplo para corregir posibles desfases a causa de variaciones del proceso local en componentes de la ruta de señal de alta velocidad 602.
El bloque de calibración de desfase de ejemplo 628 puede, por ejemplo, estar incluido en el amplificador de transconductancia de alta velocidad 614.
El bloque de calibración 628 puede de este modo, según se ha descrito anteriormente, comprender un controlador proporcional-integral (PI) 629.
La figura 7 muestra un ejemplo de un convertidor de digital a analógico (DAC) de regulación de la corriente 700 que se puede usar para suministrar una señal de entrada, por ejemplo, una señal de comunicación, a la terminación de entrada 701 del circuito de control del diodo emisor de luz, para proporcionar una señal de entrada de voltaje diferencial 702 para el circuito de control del diodo emisor de luz.
En este documento, la amplitud de señal de entrada diferencial VAMPJN y la señal de entrada en modo común VCM pueden seguir una relación exacta, es decir,
J, VaMP,IN Vip + V¡N
VCM = 2
Variaciones en la corriente de plena escala del DAC y variaciones en el circuito de control del diodo emisor de luz o la resistencia de terminación del DACR R TErm,dac pueden tener el mismo impacto tanto en la señal en modo común como en la ganancia de la señal diferencial.
La figura 8 muestra un ejemplo para una arquitectura esquemática de un bloque acondicionador de señal de entrada 800 que comprende un acondicionador de señal de entrada de alta velocidad 803 y un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 804 y que se alimenta con una señal de entrada de voltaje diferencial 802 procedente de la terminación de entrada 801, que puede ser análoga o idéntica a la terminación de entrada 701 que se muestra en la figura 7.
Por ejemplo, un transistor de efecto de campo PMOS (semiconductor de óxido metálico de canal P) o una configuración de seguidor de fuente de transistor de efecto de campo CMOS (semiconductor complementario de óxido metálico) (o un transistor de efecto de campo NMOS, semiconductor de óxido metálico de canal n, si la regulación del DAC está drenando corriente) o más en general, una unidad búfer en el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 803 puede aislar la impedancia de terminación de entrada y puede aumentar (reducir) la señal de nivel de voltaje en un voltaje
w , 2 2 ■ Ipolar,hs
Vas v™ — w :
Aj R ■ ^ox ■ K ~ )
, en el que
VGS es el voltaje de puerta a fuente de un transistor CMOS,
VTH es el voltaje umbral de un transistor CMOS,
¡polar,hs es la corriente de polarización que se transmite a través del transistor CMOS en el búfer acondicionador de señal de entrada de alta velocidad,
g es la movilidad de los portadores de carga,
Cox es la capacitancia de óxido de puerta de un transistor CMOS, y
W y L son respectivamente el ancho y la longitud de un transistor CMOS,
y aplicando una ganancia
9m
G hs
9m 9mb
, en el que
g m es la transconductancia de pequeña señal relacionada con el voltaje de puerta-a-fuente en un transistor CMOS, y g mb es la transconductancia de pequeña señal relacionada con el voltaje de masa-a-fuente en un transistor CMOS. Se puede usar una correspondiente unidad búfer de réplica en el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 804 en la ruta de control de baja frecuencia y dos resistencias para generar la amplitud de señal de entrada estimada en base a un detector de voltaje en modo común de la señal de entrada (VCM) que mantiene una relación exacta con la amplitud de la señal de entrada:
w _ va m p ,in _ (Vip + ^/w) _ „ 1
VAMP.ESTIMADOR — 9 — 9 — VCM (K — ñ )
Figure imgf000016_0001
con la misma ganancia
9m,CC
&CC — &HS
9m,CC 9mb,CC
La figura 9 muestra un ejemplo adicional para una arquitectura esquemática de un bloque acondicionador de señal de entrada 900 con retroalimentación negativa que comprende un acondicionador de señal de entrada de alta velocidad 903 y un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 904 y que se alimenta con una señal de entrada de voltaje diferencial 902 procedente de la terminación de entrada 901, que puede ser análoga o idéntica a la terminación de entrada 701 mostrada en la figura 7.
El acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad 903 de la ruta de señal de alta velocidad puede, por ejemplo, comprender al menos un amplificador operacional 905 con retroalimentación negativa.
También el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 904 puede comprender al menos un amplificador operacional 906 con retroalimentación negativa.
Por lo tanto, por ejemplo, la ganancia GHS de la ruta de señal de alta velocidad y la ganancia Gcc de la ruta de control de baja velocidad/baja frecuencia pueden ser
R 2 Í rÉPLICA ■ R2
&HS i 1 — G' Í rÉPLICA ■ Rl
en el que R 1, R2 son resistencias y [ réplica es un factor de escala.
En otras palabras, las resistencias de retroalimentación en el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia 904 se pueden diseñar [ réplica veces más grandes que las resistencias replicadas de retroalimentación del acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad en el acondicionador de señal de entrada de alta velocidad 903.
Con el uso de componentes más grandes para el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 904 se puede mejorar la precisión y la correspondencia del estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 904 y reducir el consumo de energía.
Sin embargo, las resistencias en el estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia 904 y en el acondicionador de señal de entrada de alta velocidad 903 pueden, por ejemplo, tener el mismo factor de forma, para que puedan corresponderse mejor ante todas las condiciones PVT.
Se pueden utilizar circuitos de retroalimentación en modo común (CMFB, C o m m o n M o d e F e e d b a c k Circuit) 907, 908 tanto en la ruta de señal de alta velocidad como en los amplificadores operacionales de la ruta de baja frecuencia para una mejor correspondencia.
Además, se puede elegir que R1 sea más grande que la resistencia de terminación de entrada del controlador LED R term,control, con el fin de evitar que la impedancia de terminación de la entrada del controlador se vea afectada por R 1.
También, una R1 mayor puede, entre otras cosas, reducir los errores en los voltajes de entrada en modo común, según se ilustra a en la parte general de la descripción.
La figura 10 muestra una arquitectura de ejemplo de un bloque de pre-énfasis 1000 que comprende un bloque de pre-énfasis de alta velocidad 1001 para aplicar un pre-énfasis con una ganancia de alta velocidad sobre la señal de entrada 1003 y un bloque de réplica de baja velocidad 1002 que aplica una ganancia de baja frecuencia a la señal de la ruta de señal de control, en el que el valor de ganancia de alta velocidad coincide o es proporcional al valor de ganancia de baja frecuencia.
De este modo, la señal de la ruta de señal de control la puede haber generado opcionalmente un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (no mostrado).
La señal de entrada 1003 puede ser una señal de entrada de voltaje diferencial, en la que la señal de entrada 1003 puede haber experimentado un acondicionamiento de la señal de entrada anterior, por ejemplo a través de un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad y/o un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (no mostrado).
El bloque de pre-énfasis de ejemplo 1001 puede, por ejemplo, disponerse por separado de un bloque acondicionador de señal de entrada (no mostrado), o se puede combinar un/el bloque de pre-énfasis con un bloque acondicionador de la señal de entrada para reducir el consumo de energía.
El bloque de pre-énfasis se basa en el uso de amplificadores operacionales con retroalimentación negativa tanto en el bloque de pre-énfasis de alta velocidad 1001 como en el bloque de réplica de baja velocidad 1002, es decir, con el amplificador operacional de alta velocidad 1004 y el circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) 1006 en el bloque de pre-énfasis de alta velocidad 1001 y con el amplificador operacional de baja velocidad 1005 y el circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) 1007 en el bloque de réplica de baja velocidad 1002, en el que los circuitos de retroalimentación en modo común (CMFB) 1006, 1007 pueden ser del mismo tipo.
Según se ha descrito previamente, en el bloque de alta velocidad de ejemplo 1001 se puede definir una ganancia de baja frecuencia mediante una relación de resistencia G^f = ^ y se puede definir una ganancia de alta frecuencia mediante una relación de condensador G/Jf • GP¡C0 £i
' c,.
Por consiguiente GP[C0 = ^ i ,
c,Ri y la posición cero de la función de pre-énfasis de un-polo un-cero descrita 1 1
anteriormente a modo de ejemplo es f CERo = 2nRi-Ci y la posición de polo es f POio = 2nR2 C2
En este ejemplo, las posiciones cero/de polo y la ganancia de alta frecuencia solo dependen entonces de dispositivos pasivos (C1, C2 y R1, R2), que generalmente están bien controlados y experimentan solo pequeñas variaciones de proceso.
En el bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad 1002, se puede obtener la misma ganancia a través de
n PE fRÉPLICA ^ 2 rPE
UCC = f n = UHS
) RÉPLICA • K1
La figura 11 muestra una arquitectura a modo de ejemplo de un posible bloque amplificador de transconductancia 1100 que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad 1101 y un circuito de control de baja frecuencia 1102.
El amplificador de transconductancia de alta velocidad 1101 puede ser de terminación única, es decir, tener una salida de señal 1108.
La arquitectura de ejemplo de un posible bloque amplificador de transconductancia es, por lo tanto, adecuada para, entre otras cosas, drenar la corriente procedente de un LED 1103 conectado a la fuente de alimentación VDD 1104. El mismo principio también se puede aplicar para proporcionar corrientes hacia un LED conectado a tierra (GND). La variación del valor de transconductancia GM se puede llevar a cabo mediante una señal de control de GM 1105, es decir, mediante el circuito de control de relación de extinción de baja frecuencia 1102 configurado para controlar la transconductancia del amplificador de transconductancia de alta velocidad 1101.
Esta señal de control 1105 puede, por ejemplo, cambiar la polarización de la corriente del par de entrada o cambiar la resistencia de la degeneración en un par de entrada degenerado. Otras formas de controlar GM también son posibles. Por ejemplo, cambiar el voltaje de entrada en modo común de una etapa de fuente común también podría proporcionar una forma de controlar el G M.
El circuito de control de baja frecuencia 1102 puede ser una réplica del amplificador de transconductancia de alta velocidad 1101 con una transconductancia proporcional ^ M / f y también puede ser controlado en un circuito
/ ¡ RÉPLICA,ER
de retroalimentación por señal de control de G M 1105.
El circuito de control de baja frecuencia 1102 puede comprender un controlador proporcional-integral (PI), por ejemplo, por medio de un amplificador 1106 de alta ganancia A V : ER : C0NTR0LP! de corriente continua (CC) cuyo ancho de banda puede ser definido por un condensador C GRANDE .
Además, tanto l BIAS como — ■ — ■ k
Í RÉPUCA.ER ER 1 G pueden ser copias en espejo de una corriente de referencia dorada hs
que, por ejemplo, se puede generar con precisión por medio de una banda prohibida estándar conocida y circuitería conductora de corriente.
La figura 12 muestra otra arquitectura de ejemplo de un posible bloque amplificador de transconductancia 1200 que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad 1201 y un circuito de control de baja frecuencia 1202.
El bloque amplificador de transconductancia 1200 puede ser en gran parte análogo o idéntico al bloque amplificador de transconductancia 1100, es decir, los componentes referenciados por los números de referencia 1201 a 1207 pueden ser análogos o idénticos a los números de referencia 1101 a 1107 del bloque amplificador de transconductancia 1100 de la figura 11.
Sin embargo, según se muestra, el amplificador de transconductancia de alta velocidad 1201 se puede implementar también en una versión totalmente diferencial, es decir, puede ser de doble terminación, es decir, puede tener una salida diferencial 1208.
Dicho posible amplificador de transconductancia de alta velocidad totalmente diferencial 1201 puede estar configurado de tal modo que una corriente de igual valor pero sentido opuesto a la corriente que se transmite a través del diodo emisor de luz 1203 también pasa a través de una resistencia ficticia 1209 que puede replicar la impedancia de baja frecuencia equivalente del LED.
Esto puede mejorar, entre otras cosas, la relación de rechazo de suministro de energía (PSRR).
La figura 13 muestra otra arquitectura de ejemplo de un posible amplificador de transconductancia de alta velocidad 1300 controlado por un circuito de control de baja frecuencia (no mostrado).
Como se menciona en la parte de descripción general anterior, es posible además que se pueda implementar un bloque de calibración (bloque de calibración de desfase) 1301 para corregir posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad, en la(s) entrada(s) del amplificador de transconductancia de alta velocidad 1302 según se muestra en este documento o también en etapas posteriores dentro del amplificador de transconductancia de alta velocidad.
El bloque de calibración 1301 para eliminar desfases en una señal de entrada diferencial de alta velocidad puede comprender un controlador proporcional-integral (PI) implementado por medio de un amplificador de alta ganancia A v,calibr ación ,control p¡ de corriente continua (CC) 1304 cuyo ancho de banda puede ser definido por un condensador C GRANDE 1303.
Para satisfacer que f POLo,calibr ación < Í m in ,s e ñ a l , se puede limitar el ancho de banda del amplificador de A v,calibr ación ,control p i . Por ejemplo, se puede obtener una f P0L0 ,calibración lo suficientemente pequeña utilizando, por ejemplo, uno o más condensadores suficientemente grandes C GRANDE .
Debe observarse que los componentes electrónicos o bloques o circuitos para un circuito de control de diodo emisor de luz descritos anteriormente a modo de ejemplo, tales como amplificadores de transconductancia de alta velocidad, circuitos de control de baja frecuencia, acondicionadores de señal entrada (diferencial) de alta velocidad y estimadores de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia son todos compatibles entre sí y pueden disponerse en un orden diferente y/o en una combinación diferente.
Por ejemplo, un bloque de pre-énfasis opcional se puede disponer antes de un bloque amplificador de transconductancia o antes de un bloque acondicionador de señal de entrada.
La figura 14 muestra a modo de ejemplo un sistema de comunicación óptica 1400 que comprende un transmisor óptico 1401, un enlace de fibra óptica 1402, por ejemplo, una fibra de plástico, y un receptor óptico 1403.
En este sistema ilustrativo de comunicación óptica 1400, un dispositivo emisor de luz, por ejemplo un diodo emisor de luz (LED) 1406, del transmisor óptico, emite una señal óptica que se transmite a un enlace de fibra óptica 1402, por ejemplo una fibra plástica, que guía la señal óptica hacia un dispositivo receptor de luz, el receptor óptico 1403, en el que la luz es recibida, por ejemplo, por un fotodiodo 1407. La luz recibida por el fotodiodo 1407 genera una fotocorriente que es convertida, por ejemplo, por un amplificador de transimpedancia (TIA) 1408 en una señal de salida de voltaje eléctrico 1409.
Además, en este sistema de comunicación óptica de ejemplo 1400, el transmisor 1401 que recibe una señal de voltaje de entrada de ejemplo 1405 comprende un circuito de control de diodo emisor de luz 1404 según y consistente con la(s) arquitectura(s) de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz descrita(s) anteriormente, y que gobierna y controla el diodo emisor de luz (LED) 1406.
Con fines de compleción, se observa que la(s) arquitectura(s) de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz descrita(s) anteriormente no se limita(n) a una implementación basada en arquitectura MOS (semiconductor de óxido metálico). El diseño de la arquitectura de ejemplo de un circuito de control de diodo emisor de luz descrito anteriormente también es compatible con cualquier otra tecnología, tal como, por ejemplo, Bipolar (tecnología de transistor de unión bipolar), BiCMOS (combinación de tecnología de transistor de unión bipolar y tecnología de semiconductor complementario de óxido metálico), tecnología basada en GaAs (Arseniuro de galio), etc.
Seguido por 14 hojas que comprenden 14 figuras.
Los números de referencia identifican los siguientes componentes:
100 Ejemplo de transmisor óptico
101 Ejemplo de circuito de control de diodo emisor de luz
102 Ejemplo de ruta de señal de alta velocidad
103 Ejemplo de ruta de control de baja frecuencia / ejemplo de ruta de control de baja velocidad
104 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada, ejemplo de bloque acondicionador de señal de entrada 105 Ejemplo de amplificador de transconductancia, ejemplo de bloque amplificador de transconductancia
106 Ejemplo de señal de entrada, por ejemplo, señal de entrada diferencial, señal de entrada de voltaje diferencial 107 Ejemplo de primera entrada de voltaje
108 Ejemplo de segunda entrada de voltaje
109 Ejemplo de señal de salida, por ejemplo corriente modulada para controlar un diodo emisor de luz
110 Ejemplo de diodo emisor de luz (LED)
111 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
112 Ejemplo de estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
113 Ejemplo de circuito de control de baja frecuencia
114 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
115 Ejemplo de transconductancia, ejemplo de señal de control de transconductancia
116 Ejemplo de transconductancia de amplificador de transconductancia de alta velocidad, ejemplo de señal de control de transconductancia
117 Ejemplo de señal generada por un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
118 Ejemplo de señal generada por un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
119 Ejemplo de amplificador de transconductancia de baja velocidad
120 Ejemplo de controlador proporcional-integral de un circuito de control de baja frecuencia
121 Ejemplo de corriente total que se transmite a través de un LED
122 Ejemplo de salida de potencia óptica
123 Ejemplo de corriente de polarización
200 Ejemplo de función de pre-énfasis
201 Ejemplo de eje de frecuencia
202 Ejemplo de eje de ganancia
203 Ejemplo de posición cero de la función de pre-énfasis
204 Ejemplo de posición de polo de la función de pre-énfasis
205 Ejemplo de valor de la función de pre-énfasis antes de la posición cero
206 Ejemplo de valor de la función de pre-énfasis después de la posición de polo
300 Ejemplo de transmisor óptico
301 Ejemplo de circuito de control de diodo emisor de luz
302 Ejemplo de ruta de señal de alta velocidad
303 Ejemplo de ruta de control de baja frecuencia / ejemplo de ruta de control de baja velocidad
304 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada, ejemplo de bloque acondicionador de señal de entrada 305 Ejemplo de amplificador de transconductancia, ejemplo de bloque amplificador de transconductancia
306 Ejemplo de señal de entrada, por ejemplo señal de entrada diferencial, señal de entrada de voltaje diferencial 307 Ejemplo de primera entrada de voltaje
308 Ejemplo de segunda entrada de voltaje
309 Ejemplo de señal de salida, por ejemplo corriente modulada para controlar un diodo emisor de luz
310 Ejemplo de diodo emisor de luz (LED)
311 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
312 Ejemplo de estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
313 Ejemplo de circuito de control de baja frecuencia
314 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
315 Ejemplo de transconductancia, ejemplo de señal de control de transconductancia
316 Ejemplo de transconductancia de un amplificador de transconductancia de alta velocidad, ejemplo de señal de control de transconductancia
317 Ejemplo de señal generada por un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
318 Ejemplo de señal generada por un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
319 Ejemplo de amplificador de transconductancia de baja velocidad
320 Ejemplo de controlador proporcional-integral de un circuito de control de baja frecuencia
321 Ejemplo de corriente total que se transmite a través de un LED
322 Ejemplo de salida de potencia óptica
323 Ejemplo de bloque de pre-énfasis
324 Ejemplo de bloque de pre-énfasis de alta velocidad
325 Ejemplo de bloque de réplica pre-énfasis de baja velocidad
326 Ejemplo de señal generada por un bloque de réplica pre-énfasis de baja velocidad
327 Ejemplo de señal generada por un bloque de pre-énfasis de alta velocidad
400 Ejemplo de comportamiento de transmisión de señal en un circuito de control de diodo emisor de luz de ejemplo 401 Ejemplo de serie temporal de señal de entrada diferencial
402a Ejemplo de serie temporal de señal de voltaje en un estimador de amplitud de la señal de entrada de baja frecuencia
402b Ejemplo de serie temporal de señal de voltaje en un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
403a Ejemplo de serie temporal de señal de voltaje en un bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad 403b Ejemplo de serie temporal de señal de voltaje en un bloque de pre-énfasis de alta velocidad
404a Ejemplo de serie temporal de transconductancia en un circuito de control de baja velocidad/baja frecuencia 404b Ejemplo de serie temporal de señal de salida de un amplificador de transconductancia de alta velocidad 405 Ejemplo de serie temporal de corriente que se transmite a través de un LED
406 Ejemplo de serie temporal de salida de potencia óptica de un LED
407 Ejemplo de ruta de señal de alta velocidad
408 Ejemplo de ruta de control de baja frecuencia
500 Ejemplo de función de calibración
600 Ejemplo de transmisor óptico
601 Ejemplo de circuito de control de diodo emisor de luz
602 Ejemplo de ruta de señal de alta velocidad
603 Ejemplo de ruta de control de baja frecuencia / ejemplo de ruta de control de baja velocidad
604 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada, ejemplo de bloque acondicionador de señal de entrada 605 Ejemplo de amplificador de transconductancia, ejemplo de bloque amplificador de transconductancia
606 Ejemplo de señal de entrada, por ejemplo señal de entrada diferencial, señal de entrada de voltaje diferencial 607 Ejemplo de primera entrada de voltaje
608 Ejemplo de segunda entrada de voltaje
609 Ejemplo de señal de salida, por ejemplo corriente modulada para controlar un diodo emisor de luz
610 Ejemplo de diodo emisor de luz (LED)
611 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
612 Ejemplo de estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
613 Ejemplo de circuito de control de baja frecuencia
614 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
615 Ejemplo de transconductancia, ejemplo de señal de control de transconductancia
616 Ejemplo de transconductancia de un amplificador de transconductancia de alta velocidad, ejemplo de señal de control de transconductancia
617 Ejemplo de señal generada por un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
618 Ejemplo de señal generada por un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
619 Ejemplo de amplificador de transconductancia de baja velocidad
620 Ejemplo de controlador proporcional-integral de un circuito de control de baja frecuencia
621 Ejemplo de corriente total que se transmite a través de un LED
622 Ejemplo de salida de potencia óptica
623 Ejemplo de bloque de pre-énfasis
624 Ejemplo de bloque de pre-énfasis de alta velocidad
625 Ejemplo de bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad
626 Ejemplo de señal generada por un bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad
627 Ejemplo de señal generada por un bloque de pre-énfasis de alta velocidad
628 Ejemplo de bloque de calibración / bloque de calibración de desfase
629 Ejemplo de controlador proporcional-integral (PI)
700 Ejemplo de convertidor digital a analógico (DAC)
701 Ejemplo de terminación de entrada de un circuito de control de un diodo emisor de luz / impedancia de terminación de entrada de un controlador LED
702 Ejemplo de señal de entrada de voltaje diferencial (VAMPJN )
800 Ejemplo de bloque acondicionador de señal de entrada
801 Ejemplo de terminación de entrada de un circuito de control de un diodo emisor de luz / impedancia de terminación de entrada de un controlador LED
802 Ejemplo de señal de entrada de voltaje diferencial (VAMPJN )
803 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada de alta velocidad / acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
804 Ejemplo de estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia / estimador de amplitud de señal de entrada de corriente continua
900 Ejemplo de bloque acondicionador de señal de entrada
901 Ejemplo de terminación de entrada de un circuito de control de un diodo emisor de luz / impedancia de terminación de entrada de un controlador LED
902 Ejemplo de señal de entrada de voltaje diferencial (VAMPIN )
903 Ejemplo de acondicionador de señal de entrada de alta velocidad / acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad
904 Ejemplo de estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia / estimador de amplitud de señal de entrada de corriente continua
905 Ejemplo de amplificador operacional de alta velocidad
906 Ejemplo de amplificador operacional de baja velocidad
907 Ejemplo de circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) en un acondicionador de señal de entrada de alta velocidad
908 Ejemplo de circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) en un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia
1000 Ejemplo de bloque de pre-énfasis
1001 Ejemplo de bloque de pre-énfasis de alta velocidad / circuito de pre-énfasis de alta velocidad
1002 Ejemplo de bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad / circuito de réplica de pre-énfasis de corriente continua / bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad
1003 Ejemplo de señal de entrada
1004 Ejemplo de amplificador operacional de alta velocidad
1005 Ejemplo de amplificador operacional de baja velocidad
1006 Ejemplo de circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) en un bloque de pre-énfasis de alta velocidad
1007 Ejemplo de circuito de retroalimentación en modo común (CMFB) en un bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad
1100 Ejemplo de bloque amplificador de transconductancia
1101 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
1102 Ejemplo de circuito de control de baja frecuencia / circuito de relación de extinción de corriente continua (CC) 1103 Ejemplo de diodo emisor de luz (LED)
1104 Ejemplo de fuente de alimentación VDD
1105 Ejemplo de señal de control / señal de control de transconductancia / transconductancia
1106 Ejemplo de amplificador de ganancia de corriente continua (CC)
1107 Ejemplo de condensador
1108 Ejemplo de terminación única/salida única de un amplificador de transconductancia de alta velocidad 1200 Ejemplo de bloque amplificador de transconductancia
1201 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
1202 Ejemplo de circuito de control de baja frecuencia / circuito de relación de extinción de corriente continua (CC) 1203 Ejemplo de diodo emisor de luz (LED)
1204 Ejemplo de fuente de alimentación VDD
1205 Ejemplo de señal de control / señal de control de transconductancia / transconductancia
1206 Ejemplo de amplificador de ganancia de corriente continua (CC)
1207 Ejemplo de condensadores
1208 Ejemplo de salida totalmente diferencial de un amplificador de transconductancia de alta velocidad 1209 Ejemplo de resistencia ficticia
1300 Ejemplo de amplificador de transconductancia de alta velocidad
1301 Ejemplo de bloque de calibración (bloque de calibración de desfase)
1302 Ejemplo de entrada(s) de un amplificador de transconductancia de alta velocidad 1302
1303 Ejemplo de condensador
1304 Ejemplo de amplificador de ganancia de corriente continua (CC)
1400 Ejemplo de sistema de comunicación óptica
1401 Ejemplo de transmisor óptico
1402 Ejemplo de enlace de fibra óptica
1403 Ejemplo de receptor óptico
1404 Ejemplo de circuito de control de diodo emisor de luz
1405 Ejemplo de señal de entrada, por ejemplo señal de voltaje
1406 Ejemplo de diodo emisor de luz
1407 Ejemplo de elemento receptor de luz, por ejemplo foto diodo
1408 Ejemplo de amplificador de transimpedancia (TIA)
1409 Ejemplo de señal de salida, por ejemplo señal de salida de voltaje, de un sistema de comunicación óptica

Claims (14)

REIVINDICACIONES
1. Un circuito de control de diodo emisor de luz (101) para uso en un transmisor óptico (100) que comprende: una ruta de señal de alta velocidad (102) que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad (114) configurado para una transformación lineal de una señal de voltaje de entrada (118) en una señal de corriente de salida (109) para modulación lineal de un diodo emisor de luz (110), y
una ruta de control de baja frecuencia (103) configurada para generar una transconductancia (115) en función de un componente de baja frecuencia de la señal de entrada (106), y en el que
la ruta de control de baja frecuencia (103) está configurada para controlar la transconductancia (116) del amplificador de transconductancia de alta velocidad (114).
2. Circuito de control de diodo emisor de luz (101) según la reivindicación 1, en el que la señal de entrada (106) es una señal de entrada diferencial, por ejemplo, una señal de voltaje diferencial, y en el que la ruta de señal de alta velocidad (102) comprende además un acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad (111) para aplicar una ganancia a la señal de entrada diferencial y/o adaptar el modo común de la señal de entrada.
3. Circuito de control de diodo emisor de luz (101) según la reivindicación 1 o 2, en el que la ruta de control de baja frecuencia (103) comprende un estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (112) configurado para generar una señal (117) en función de la amplitud de la señal de entrada y además
comprende un circuito de control de baja frecuencia (113) configurado para generar una transconductancia (115) en función de la señal (117) generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (112), y en el que el circuito de control de baja frecuencia (113) está configurado para controlar la transconductancia (116) del amplificador de transconductancia de alta velocidad (114) en base a la transconductancia (115) generada por el circuito de control de baja frecuencia (113) en función de la señal (117) generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (112).
4. Circuito de control de diodo emisor de luz (101) según la reivindicación anterior, en el que el circuito de control de baja frecuencia (113) comprende un amplificador de transconductancia de baja velocidad (119) y un controlador proporcional-integral (120).
5. Circuito de control de diodo emisor de luz (101) según una de las reivindicaciones anteriores, en el que el circuito de control del diodo emisor de luz (101) está configurado para mantener constante la relación de extinción y la polarización del diodo emisor de luz mediante, por ejemplo, una corriente de polarización invariante, por ejemplo ¡ BIAS (123).
6. Circuito de control de diodo emisor de luz (301) según una de las reivindicaciones anteriores, que comprende además un bloque de pre-énfasis (323), en el que el bloque de pre-énfasis (323) comprende un bloque de pre­ énfasis de alta velocidad (324) para aplicar un pre-énfasis con una ganancia de alta velocidad sobre la señal de entrada y un bloque de réplica de baja velocidad (325) que aplica una ganancia de baja frecuencia a la señal generada por el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (312), en el que el valor de ganancia de alta velocidad coincide o es proporcional al valor de ganancia de baja frecuencia.
7. Circuito de control de diodo emisor de luz (301) según la reivindicación anterior, en el que el bloque de pre-énfasis (323) está combinado con el acondicionador de señal de entrada (304) en un único bloque, en el que el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad (311) está fusionado con el bloque de pre-énfasis de alta velocidad (324), y en el que el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (312) está fusionado con el bloque de réplica de pre-énfasis de baja velocidad (325).
8. Circuito de control de diodo emisor de luz (601) según una de las reivindicaciones anteriores, que comprende además un bloque de calibración (628) para corregir posibles desfases en la ruta de señal de alta velocidad, en el que, por ejemplo, el bloque de calibración (628) está implementado en el amplificador de transconductancia de alta velocidad (614).
9. Circuito de control de diodo emisor de luz según una de las reivindicaciones anteriores 2 a 8 , en el que el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad (803) comprende una unidad búfer y dos resistencias y/o en el que el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (804) comprende una unidad búfer y dos resistencias.
10. Circuito de control de diodo emisor de luz según una de las reivindicaciones anteriores 2 a 8, en el que el acondicionador de señal de entrada diferencial de alta velocidad (903) comprende al menos un amplificador operacional (905) con retroalimentación negativa y/o en el que el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (904) comprende al menos un amplificador operacional (906) con retroalimentación negativa.
11. Circuito de control de diodo emisor de luz según una de las reivindicaciones anteriores 6 a 7, en el que el bloque de pre-énfasis (1000) comprende al menos un amplificador operacional (1004) con retroalimentación negativa.
12. Circuito de control de diodo emisor de luz según una de las reivindicaciones anteriores 1 a 11, que comprende un amplificador de transconductancia de alta velocidad de terminación única (1101), o
un amplificador de transconductancia de alta velocidad totalmente diferencial (1201), que está configurado de manera que una corriente de igual valor pero sentido opuesto a la corriente que se transmite a través del diodo emisor de luz (1203) también se transmite a través de una resistencia ficticia (1209) y
un circuito de control de baja frecuencia (1102, 1202) que comprende un amplificador de transconductancia de baja velocidad de terminación única y un controlador proporcional-integral.
13. Circuito de control de diodo emisor de luz según una de las reivindicaciones anteriores, en el que el estimador de amplitud de señal de entrada de baja frecuencia (112) comprende un detector de envolvente y/o un detector de valor de raíz cuadrática media y/o un detector de voltaje en modo común.
14. Un transmisor óptico para uso en un sistema de comunicación óptica que comprende:
al menos un diodo emisor de luz (110), y
al menos un circuito de control del diodo emisor de luz (101) según una de las reivindicaciones anteriores.
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