ES2384836B1 - Sistema de antena tipo reflectarray. - Google Patents

Abstract

Sistema de antena tipo reflectarray.#El reflectarray comprende una pluralidad de celdas integradas en una PCB (1) e iluminadas externamente mediante una señal de entrada (3) a partir de una fuente de alimentación (2) a una frecuencia f{sub,i}, y se refleja una señal de salida (4). Cada celda del reflectarray es una AIA formada por un elemento radiante pasivo conectado a un circuito activo, que puede ser o bien un oscilador, o bien un oscilador en contrafase paralelo o un SOM. El circuito radiante pasivo se coloca sobre una superficie reflectora que forma un lado (1A) del reflectarray y el circuito activo se coloca sobre el lado opuesto (1B). El circuito activo produce una señal de salida con una frecuencia relacionada con la frecuencia de entrada f{sub,i} y la frecuencia de oscilación f{OSC} de dicho circuito activo. Esta relación de fase se determina por una variación de fase de salida, que se controla mediante medios electrónicos integrados en el sistema de reflectarray, que permite un intervalo de variación de fase de salida incluso superior a 180º.

Description

CAMPO DE LA INVENCiÓN

La presente invención se refiere al campo de las antenas tipo reflectarray (del inglés reflectíve array, reflectarray) y de forma más particular, trata de un reflectarray reconfigurable basándose en antenas integradas activas (AlA) y proporciona la capacidad de controlar electrónicamente la fase de su onda reflejada.

ESTADO DE LA TÉCNICA

El principio de operación de una antena tipo reflectarray (también denominada indistintamente a lo largo del presente documento simplemente como reflectarray) consiste en diseñar un haz directivo sintetizando adecuadamente la fase de onda reflejada a partir de una red de irradiadores de antena que forman una superficie reflectora iluminada por una antena de alimentación ["The reflectarray antenna", D. Berry, R. Malech, y W. Kennedy, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 11, n.º 6, páginas 645 - 651, 1963]. En una topología de reflector parabólica, una forma de onda plana se crea cuando la antena de alimentación se coloca en su punto focal puesto que todas las trayectorias de propagación de las ondas de iluminación que alcanzan la superficie reflectora son iguales. Esto no se mantiene en el caso de la superficie reflectora plana, o (en general) conforme, usada en la configuración de reflectarray. Por tanto, se requiere un diseño cuidadoso de la onda reflectora a partir de cada elemento, con el fin de compensar las diferencias en las trayectorias de fase.

Con el fin de producir los valores de fase de reflexión requeridos para dirección principal fija del haz, se han propuesto diferentes procedimientos en la bibliografía especializada. Éstos incluyen, por ejemplo, el uso de elementos impresos de diferente tamaño, o usar elementos idénticos con varillas unidas de longitud variable. Ambas técnicas esencialmente conducen a controlar la fase de reflexión modificando la frecuencia de resonancia del elemento radiante ["Design of millimeter wave microstrip reflectarrays" D. Pozar, S. Targonski y H. Syrigos, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 45, n. º 2, páginas 287 ﾭ 296, febrero de 1997].

La demanda de redes de antenas reflectoras reconfigurables ha aumentado en los últimos años debido al hecho de que combinan propiedades atractivas que provienen tanto de antenas reflectoras (tales como una entrada de radiación de baja pérdida de la red de alimentación) como de antenas de red (tal como barrido de haz electrónico y bajo coste).

Adicionalmente, las redes reflectoras pueden adaptarse a la forma de su superficie de soporte, lo que las hace más adecuadas que las antenas reflectoras para muchas aplicaciones.

Una de las principales aplicaciones de las redes reflectoras es en comunicaciones por satélite. Los requisitos de aplicación espacial apuntan a alto rendimiento, y volumen y coste bajos. Las redes reflectoras reconfigurables tienen una aplicación natural en situaciones de recuperación frente a fallos, en las que una antena sobrante puede reconfigurarse para sustituir a otra que funciona defectuosamente. Las aplicaciones espaciales requieren una alineación precisa entre el satélite y el terminal debido al movimiento relativo entre ellos. Las redes reflectoras reconfigurables permiten una realineación sencilla de estos sistemas. Además, las redes reflectoras con capacidades de barrido por haz se consideran para su uso en terminales de satélite terrestres. Recientemente, las redes de antenas reflectoras se han propuesto también para aplicaciones de Red de Distribución Multipunto Local (LMDS) ["Demonstration of a Shaped Beam Reflectarray Using Aperture-Coupled Delay Lines for LMDS Central Station Antenna", E. Carrasco, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 56, nº. 10, páginas 3103 -3111, octubre de 2008].

Queda trabajo por hacer hacia la implementación de arquitecturas que muestren propiedades reconfigurables tales como barrido de haz electrónico. Se han propuesto técnicas alternativas para obtener características reconfigurables, usando: mezcladores de diodo, diodos varactor, películas delgadas ferroeléctricas, cristal líquido, semiconductor controlado de forma fotónica y Sistemas-Micro-Electro-Mecánicos (MEMS). Otro enfoque para controlar la dirección del haz es introducir mecánicamente rotaciones en las antenas de tipo parche que forman la red ["A Ka-band microstrip reflectarray with elements having variable rotation angles", J. Huang y R. Pogorzelski, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 46, n. º 5, páginas 650 -656, mayo de 1998.].

Las redes de antena no lineales basadas en antenas integradas activas (AlA) se conocen y tienen propiedades atractivas diversas tales como tamaño compacto, bajo coste, y peso ligero. Una AlA consiste en un elemento radiante pasivo y un circuito activo, integrados en el mismo sustrato ["Active integrated antennas", J. Lin y T. Itoh, IEEE Transactíons on Mícrowave Theory and Techníques, vol. 42, n. º 12, páginas 2186 -2194, diciembre de 1994].

En las AlA de oscilador, un elemento radiante, tal como una antena de tipo parche, actúa como una carga y como un resonador para un elemento activo adecuadamente polarizado para proporcionar una resistencia negativa necesaria para producir una oscilación. En las AlA de mezclador de autooscilación (SOM, del inglés, Self-Oscillating Mixer), el dispositivo activo se polariza de modo que funciona como un oscilador y un mezclador al mismo tiempo. Las AlA de SOM y oscilador acoplados entre sí forman redes de AlA que se han usado en combinación de potencia, y redes en fase.

Se conocen también los osciladores en contrafase paralelo ["Push-push oscillator with simplified circuit structure" X. Hai, T. Tanaka y M. Aikawa, Electronícs Letters, vol. 38, n. º 24, páginas 1545 -1547, 2002]. Un oscilador en contrafase paralelo (en inglés, push-push oscillator) consiste en una red de dos osciladores acoplados de modo que oscilan fuera de fase (modo diferencial). Si se selecciona el puerto de salida del oscilador apropiadamente, la componente fundamental se anula, y las segundas componentes armónicas se suman. Como resultado, tales topologías se usan habitualmente para generación de alta frecuencia.

También se conoce que cuando un oscilador se sincroniza por inyección con una fuente externa y se produce la sincronización, se establece una relación de fase fija entre la fase de la fuente externa y la fase del oscilador. Esta relación de fase está relacionada directamente con la diferencia entre la frecuencia de la fuente externa y la frecuencia de libre funcionamiento del oscilador. Si el oscilador tiene un parámetro de control que permite cambiar su frecuencia de libre funcionamiento (tal como la polarización de CC de un diodo varactor), la relación de fase entre la fuente de inyección y el oscilador puede también variarse. En una configuración de red, las fases relativas de las salidas irradiadas de las AlA finalmente definen la dirección principal del haz de la red y, generalmente, la forma del patrón de radiación.

La teoría de los osciladores sincronizados por inyección ["Injection locking of microwave solid-state oscillators" K. Kurokawa, Actas del IEEE, vol. 61, n.º 10, páginas 1386 -1410, octubre de 1973], muestra que al inyectar al oscilador a su frecuencia fundamental y observar la fase de salida en el N-ésimo armónico, la fase de salida puede variarse en aproximadamente N*180º (intervalo estable) en relación a la fase de la señal de inyección ["Active phased array antenna radiating second harmonic output wave", M. Sanagi et al., Electronics and Communicatíons in Japan (Parte 11: Electrónica), vol. 89, n.º 4, páginas 39 -50, marzo de 2006].

Una AlA de oscilador que forma la celda básica de una antena tipo reflectarray y que irradia en el armónico fundamental se propone en "A Microstrip patch antenna oscillator for reflectarray application" por L. Boccia, G. Amendola, y

G. di Massa, Actas del IEEE AP-S Internatíonal Symposium 2004, páginas 3927 3930, 2004. Una vez que el oscilador de AlA está sincronizado con la fuente de iluminación del reflectarray, se establece una diferencia de fase fija entre ellos. La diferencia de fase entre el oscilador y la fuente de inyección puede ajustarse de forma continua variando la frecuencia de libre funcionamiento del oscilador mediante un parámetro de control. Pero, obsérvese que la AlA de oscilador propuesta por L. Boccia et al. está afectada por el margen de estabilidad asociado con osciladores sincronizados a la frecuencia fundamental, lo que limita el intervalo de barrido de fase máximo a 180 grados. Esta restricción no se tiene en cuenta por L. Boccia et al., pero se muestra en "Nonlinear analysis of a reflectarray cell based on a voltage-controlled oscillator", por A. Georgiadis y A. Collado, IEEE AP-S Internatíonal Symposium, San Diego, julio de 2008. Además, en el ejemplo de diseño de Boccia et al. el irradiador y el circuito de oscilación están en el mismo plano. Una topología de este tipo puede conducir a problemas al diseñar un reflectarray debido a limitación de espacio disponible, con el fin de mantener una distancia de 0,5 -0,65 longitudes de onda de espacio libre típica entre los elementos radiantes y alojar el conjunto de circuitos activo y las líneas de polarización.

Se demostró la aplicación de redes de oscilador acoplado en combinación de potencia y sistemas de red en fase ["Inter-injection locked oscillators for power combining and phased arrays", K.O. Stephan, IEEE Trans. Microwave & Theory Tech, vol. 34, n. º 10, páginas 1017 -1025, octubre de 1986]. Además, ["A new phase-shifterless beam-scanning technique using arrays of coupled oscillators", P. Liao, y R.A. York, IEEE Trans. Microwave & Theory Tech, vol. 41, n. º 10, páginas 1810 -1815, octubre de 1993] mostró que pueden generarse distribuciones de desplazamiento de fase constantes entre elementos de red de oscilador acoplados sólo sintonizando las frecuencias de libre funcionamiento de los elementos de extremo de la red. Usando esta metodología, la frecuencia sincronizada de la red varía con la desintonización de los dos elementos de extremo. Si se desea mantener la frecuencia de red fija, se puede controlar las frecuencias de libre funcionamiento de más elementos. Se demostró una metodología de diseño para introducir puntos de señal nula en el patrón de radiación además de barrer el haz principal ["Simultaneous beam steering and formation with coupled, nonlinear oscillator arrays", T. Heath, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 53, n.º 6, páginas 2031 -2035, junio de 2005 y "Pattern Nulling in Coupled Oscillator Antenna Arrays", A. Georgiadis, A. Collado, y A. Suarez, IEEE Transactíons on Antennas and Propagatíon, vol. 55, n.º 5, páginas 1267 - 1274, mayo de 2007]. Estas arquitecturas se usan al transmitir aplicaciones. Además, se considera el acoplamiento con el vecino más próximo entre los osciladores, y no se especifica la señal de entrada o estructura de alimentación a la red. En sistemas de combinación de potencia, los osciladores se usan para irradiar señales de potencia de RF que no contienen ninguna información.

El uso de redes de oscilador acoplado en formación de haz y orientación de haz se propone en el documento US 7, 109,918 Y el documento US 6,473,362. En el documento US 7, 109,918, la red de oscilador acoplado es un sistema de libre funcionamiento. Se propone la orientación de haz desintonizando las frecuencias de libre funcionamiento de sólo los elementos de red de extremo. Como se indica en el párrafo anterior, esto es posible permitiendo que la frecuencia sincronizada de oscilación tome valores diferentes para cada distribución de desplazamiento de fase constante (es decir, ángulo de orientación de haz). Adicionalmente, se propone la formación de haz desintonizando todos los elementos de oscilador. Debe observarse que, permitiendo sintonizar la frecuencia de todos los elementos, se puede fijar también la frecuencia de red a un valor constante. La estructura descrita puede, no obstante, conducir a problemas debido a las limitaciones de ruido de fase y deriva de frecuencia.

Finalmente, el documento US 6, 473,362 trata de otra aplicación de redes de oscilador acoplado, concretamente un conformador de haz de banda estrecha de recepción en el que las propiedades dinámicas de tales redes se usan para separar una señal de recepción deseada de fuentes de interferencia no deseada.

Se demostró la aplicación de redes de SOM acoplado para aplicaciones retrodirectivas ["A 16-element two-dimensional active self-steering array using self-oscillating mixers", G.S. Shiroma, R.Y. Miyamoto, W.A. Shiroma, IEEE Transactíons on Mícrowave Theory and Techníques, vol. 51, n. º 12, páginas 2476 -2482, diciembre de 2003]. En esta publicación, una red de SOM acoplado se usa para orientar el haz principal hacia la dirección de la onda entrante. En este sentido, difiere de una configuración de reflectarray debido a que se refiere a una red de haz fijo puesto que no hay control dinámico del haz de salida.

Se demostró la capacidad de formación de haz usando una red de convertidor descendente de SOM acoplados ["Beam Control in Unilaterally Coupled Active Antennas with Self-Oscillating Harmonic Mixers", M. Sanagi, J. Fujiwara, K. Fujimori, y S. Nogi, IEICE Transactíons on Electronícs, vol. E88-C, n. º 7, páginas 1375 -1381, julio de 2005]. También, esta configuración difiere de una configuración de reflectarray puesto que la red se usa como un receptor y no para retransmitir la señal entrante. Además, se emplea acoplamiento unilateral con el vecino más próximo.

Finalmente, se conoce ["Nonlinear analysis of phase relationships in quasioptical oscillator arrays", R.A. York, IEEE Transactíons on Mícrowave Theory and Techníques, vol. 41, n. º 10, páginas 1799 -1809, octubre de 1993] que para una red lineal o plana dada de N elementos de oscilador sincronizados con acoplamiento débil con el vecino más próximo, existen hasta 2N-1 diferentes posibles modos o distribuciones de fase, de los que uno es estable. Si existe una fuente de inyección externa aplicada a uno de los elementos de red, entonces el número de modos diferentes se convierte en 2N, puesto que existen 2 valores de diferencia de fase posibles (con aproximadamente 180º de diferencia entre ellos) entre la señal de inyección y el oscilador al que se aplica la señal de inyección.

En un escenario diferente, considérese una red lineal o plana sincronizada de N elementos con acoplamiento débil con el vecino más próximo, y selecciónese uno de los 2N-1 modos que corresponde a una distribución de fase específica entre los elementos. Se puede seleccionar, por ejemplo, el modo que corresponde a una distribución de fase constante a lo largo de la red. Si además se considera una fuente de inyección externa que se aplica a cada uno de los N

2N

osciladores, existen modos correspondientes a cada una de las 2 combinaciones de fase entre cada par que consisten en la fuente de inyección y 2N

cada uno de los osciladores de la red. Como resultado, existen modos correspondientes a una distribución de fase específica entre los N elementos de red.

SUMARIO DE LA INVENCiÓN

Con el fin de vencer las limitaciones en la técnica anterior descritas anteriormente, la presente invención se aprovecha de las propiedades de sincronización de los osciladores sincronizados por inyección para implementar celdas de reflectarray reconfigurable que introducen capacidades de orientación de haz (reconfigurables) en una antena tipo reflectarray.

Todas las implementaciones de un reflectarray reconfigurable propuestas en el presente documento logran un control de la dirección del haz por medios electrónicos, por tanto de forma más sencilla al compararse con el control mecánico usado de forma convencional. Además, algunas de las configuraciones de reflectarray reconfigurable propuestas alcanzan un intervalo de barrido de fase máximo teórico (la variación de la fase reflejada) superior a 180 grados. También, la invención permite una disminución considerable en el tiempo de ajuste del sistema de reflectarray para la formación de haz y el barrido de haz.

Se describen tres arquitecturas posibles para el reflectarray propuesto en el presente documento, usando antenas integradas activas (AlA), basándose dos de ellas en las AlA de oscilador y una en AlA de SOM, según sigue:

1) Una primera implementación del reflectarray reconfigurable se basa en redes de oscilador sincronizado por inyección.

De forma más precisa, el sistema de antena tipo reflectarray comprende una pluralidad de celdas, siendo cada celda una antena integrada activa (AlA), que se forma mediante un circuito radiante pasivo conectado a un circuito de oscilador. El sistema de reflectarray tiene una señal de entrada (alimentación), que se introduce en las celdas mediante una red de alimentación, y una señal de salida (reflejada). La topología de la red de alimentación puede considerarse como una red de acoplamiento en estrella en la que cada celda de la red se acopla de forma independiente a la fuente de sincronización. Al mismo tiempo, cada una de las celdas de la red se acopla a sus celdas vecinas debido a acoplamiento de radiación así como debido a una red de acoplamiento que puede ser, pero que no se limita a, una red de línea de transmisión de carga resistiva.

El reflectarray reconfigurable tiene dos lados: un lado con una superficie reflectora sobre la que se coloca el circuito radiante pasivo. Como ejemplo, se pueden usar como elementos radiantes antenas de tipo parche acopladas de apertura. El otro lado es sobre el que se ubican los circuitos de oscilador y la red de acoplamiento.

La red de AlA se sincroniza externamente mediante una fuente de

alimentación (por ejemplo, una alimentación de antena de bocina) que irradia a una frecuencia fundamental fa, cerca de la frecuencia fundamental de los circuitos de oscilador. Los elementos de oscilador se sincronizan entre sí y con la fuente de alimentación. En esta invención, la frecuencia de la onda reflejada corresponde a la frecuencia fundamental fa de los osciladores.

Al sincronizar los osciladores a la frecuencia fundamental e irradiar entonces también esta frecuencia fundamental fa, puede obtenerse en la salida de oscilador una variación de fase de salida teórica máxima (reflejada) de 180º. Debido al hecho de que la señal de alimentación externa inyecta de forma simultánea a todos los elementos de red, la variación de fase de salida máxima se reduce. De forma específica, depende del número de elementos de la red. Si se considera una red lineal de elementos de oscilador que no están acoplados entre sí y que cada uno está sincronizado con una señal de alimentación común, la sintonización de fase máxima entre los elementos de oscilador que puede lograrse es 360º/(N -1), N3, donde N es el número de los osciladores en la red. La existencia de acoplamiento entre los elementos de oscilador permite que la fase de sintonización máxima se amplíe más allá del límite de 360º/(N -1), N3, no obstante siempre limitada por el máximo absoluto de 180º.

La presente invención propone el diseño de una red de acoplamiento óptimo que maximiza el intervalo de sintonización más allá del valor mencionado anteriormente y más cerca del máximo absoluto. Existe una fuerza de acoplamiento óptima que depende de la potencia de la señal de inyección, lo que maximiza el intervalo de sintonización de fase estable.

Además, se propone el uso de un número de modos de operación diferentes a partir del total de 2N modos que corresponden a una distribución de fase específica a lo largo de los elementos de red para obtener el límite teórico de 180º de forma independiente del número de osciladores en la red. Suponiendo que la señal de entrada inyecta a todos los osciladores la variación de fase de onda reflejada máxima que puede alcanzarse depende del número de elementos que forman el reflectarray. A medida que el número de elementos aumenta, la variación de fase de salida disminuye. Este problema puede mitigarse teniendo en cuenta el hecho de que el reflectarray propuesto basándose en AlA con osciladores acoplados presenta diversas soluciones matemáticas dependiendo de la fase de señal de entrada aplicada en cada elemento.

Dada una red de N elementos de oscilador acoplados idénticos con una 2N

distribución de desplazamiento de fase constante (fija), existen hasta combinaciones (modos) de la fase de señal de alimentación de entrada en cada oscilador. Estos modos corresponden a las 2N combinaciones de <Pi y <Pi+ 180, siendo <Pi y <Pi + 180 los dos valores de fase de señal de entrada posibles en el elemento i, lo que conduce a una solución de desplazamiento de fase constante (fija) del sistema. Dependiendo de la distribución de desplazamiento de fase entre los elementos de oscilador, es estable un modo diferente, lo que permite obtener un intervalo de sintonización de 180º. Esto implica que ha de considerarse más de una combinación de fases de señal de entrada.

La arquitectura propuesta requiere la capacidad de cambiar la fase de señal de entrada en cada uno de los elementos desde <Pi hasta <Pi + 180. Cada una de las celdas de reflectarray tiene dos estados de operación de fase: uno en el que la señal de entrada llega con una fase <Pi y uno en el que la señal de entrada llega con una fase <Pi + 180. Estos estados de fase se logran implementando dos posibles trayectorias de entrada que conectan el elemento radiante con la entrada de oscilador. Las dos trayectorias tienen una diferencia en sus retardos de fase de 180º. Mediante un dispositivo de conmutación, se puede elegir el retardo de fase con el que la señal de entrada llega a los osciladores. Además, esta arquitectura requiere que se use un puerto diferente para las señales de entrada (alimentación) y salida (reflejadas). Esto puede lograrse, por ejemplo, diseñando un elemento de antena de polarización dual y seleccionando polarizaciones diferentes para las señales de entrada y de salida.

En una implementación realista, el ángulo de llegada de la señal de alimentación a cada oscilador depende de su posición relativa en la red. Esto significa que la fase de señal de entrada <Pi no es la misma para todos los elementos en la red, y, por consiguiente, el intervalo de sintonización de fase de salida del oscilador no es el mismo para todos los osciladores. Esto puede en efecto reducir adicionalmente el intervalo de barrido de haz reflejado máximo que puede alcanzarse para la red. La entrada de cada elemento de oscilador puede diseñarse de modo que compensa las variaciones de fase de la señal de alimentación de entrada.

Una sintonización inicial se realiza para compensar las diferencias de fase de señal de inyección (alimentación) entre cada oscilador, conduciendo a una dirección del haz de reflexión fija. La sintonización de la fase de reflexión se logra variando la longitud de una varilla de línea de transmisión (la varilla de sintonización). La longitud de esta línea es diferente para cada oscilador y depende directamente de la posición del oscilador en la red. Una ventaja de esta técnica es la capacidad para colocar el circuito radiante y la varilla de sintonización de fase en capas diferentes, permitiendo así más flexibilidad en la disposición de la antena.

Una técnica de sintonización de fase para el diseño de redes reflectoras de haz fijo, pero no para reflectarray reconfigurable como la que trata la presente invención, se describe en ["Aperture-coupled reflectarray element with wide range of phase delay", E. Carrasco, M. Barba, y J.A. Encinar, Electronícs Letters, vol. 42,

n.º 12, páginas 667 -668, junio de 2006], en el que el elemento radiante consiste en una apertura de antena de tipo parche de microtira acoplada a una varilla de línea de microtira.

Una vez que esta sintonización o compensación inicial se introduce en la operación de reflectarray reconfigurable, los intervalos de fase de salida en todos los osciladores se convierten en el mismo. La dirección de onda reflejada del haz puede modificarse entonces, cambiando la distribución de fase de salida entre los elementos de oscilador. El reflectarray reconfigurable propuesto comprende medios electrónicos para la variación de fase de salida. Esta fase de salida puede variarse cambiando de forma individual la frecuencia de libre funcionamiento de los elementos de oscilador mediante un parámetro de control (por ejemplo, una tensión de varactor), de forma más sencilla que el procedimiento habitual por medios mecánicos.

2) Una segunda implementación del reflectarray reconfigurable se describe, constituyendo una ampliación de la primera implementación. La característica ventajosa adicional de esta segunda arquitectura es que proporciona un intervalo de sintonización de fase de reflexión ampliado de 360 grados.

La red de celdas de AlA se sincroniza externamente mediante una fuente de alimentación (por ejemplo, una bocina de alimentación) a una frecuencia fundamental fa Y la ampliación en el intervalo de barrido se logra irradiando la segunda componente armónica 2fo de los osciladores. Utilizando las señales de segundo armónico en la salida, a la vez que los elementos de oscilador se sincronizan en el primer armónico, el intervalo de sintonización de fase que puede obtenerse esencialmente se dobla. Optimizando el acoplamiento entre los elementos de oscilador y utilizando la señal de segundo armónico en la salida, el intervalo de sintonización de fase máximo se amplía desde un límite mínimo de 2*360º/(N -1), N3, hasta un máximo de 360º. Como en la topología anterior, el límite teórico máximo de 360º puede lograrse conmutando entre modos de operación diferentes.

Los elementos de oscilador en esta segunda implementación son osciladores en contrafase paralelo. Los elementos radiantes ubicados en uno (la superficie reflectora) de los dos lados del reflectarray pueden ser antenas de tipo parche acopladas de apertura. En el otro lado (el opuesto) del reflectarray, se ubican los circuitos de oscilador en contrafase paralelo. En esta implementación, la frecuencia de la onda reflejada corresponde a la segunda componente armónica de los osciladores en contrafase paralelo 2fo.

El circuito de oscilador que tiene una configuración de oscilador en contrafase paralelo comprende un primer oscilador y un segundo oscilador acoplados a través de una red de acoplamiento (por ejemplo, un elemento concentrado de metamaterial), un plano terrestre y un dispositivo de desplazamiento de fase (por ejemplo, un diodo varactor) que controla la frecuencia de libre funcionamiento variable fa de oscilación. La frecuencia de libre funcionamiento de uno de los osciladores del par (el segundo oscilador) se fija con el fin de mantener un control simple. Esto significa que, eligiendo una frecuencia de libre funcionamiento fija en uno de los dos osciladores en la configuración en contrafase paralelo, sólo es necesario modificar la frecuencia de libre funcionamiento del otro oscilador (el primer oscilador) con el fin de variar la fase de salida combinada de la señal reflejada.

El circuito de oscilador central propuesto que se basa en una configuración en contrafase paralelo, formado por el par de osciladores que oscilan en fo, evita irradiar el primer armónico a dicha fo. En esta configuración de oscilador en contrafase paralelo, los dos osciladores se acoplan para tener una diferencia de fase entre ellos de 180º, de modo que las señales en el primer armónico fo pueden cancelarse en la salida combinada y las señales en el segundo armónico 2fo se suman. Por lo tanto, un oscilador en contrafase paralelo permite la sincronización con la fuente de señal de alimentación en fo y, al mismo tiempo, minimiza la radiación no deseada de la fo reflejada (interferencia electromagnética) y maximiza la radiación en 2fo.

Una fuente de alimentación (bocina) ilumina la superficie reflectora a una frecuencia similar a la frecuencia fundamental de los osciladores en contrafase paralelo fo. Los elementos de oscilador se sincronizan con la fuente de alimentación (topología en estrella) y se acoplan de forma simultánea a las celdas de su vecino más próximo mediante una red de acoplamiento, normalmente una línea de transmisión de carga resistiva, así como acoplamiento mutuo de radiación.

Como en la implementación propuesta anteriormente (primera) de un reflectarray reconfigurable, es necesaria una sintonización inicial con el fin de igualar la fase de señal de entrada para todos los elementos de oscilador. Una vez que se ha introducido la sintonización inicial, se obtiene la variación de fase de salida en este oscilador en contrafase paralelo manteniendo la frecuencia de uno de los osciladores de libre funcionamiento fija a un valor a la vez que se cambia la frecuencia de libre funcionamiento del otro oscilador mediante un parámetro de control (por ejemplo, una tensión de varactor). Sólo se requiere un elemento de control por elemento de oscilador.

Al sincronizar los osciladores en contrafase paralelo a la frecuencia fundamental fo e irradiar entonces en el segundo armónico 2fo, puede obtenerse una variación de fase de salida estable máxima de 360º en la salida de oscilador en contrafase paralelo.

Esto se logra controlando la fase con la que la señal de entrada llega a cada uno de los elementos, denominada estado de fase. Combinando diversos estados de fase en las celdas de redes reflectoras usando un dispositivo de conmutación de la misma forma que en la primera implementación, puede obtenerse el intervalo estable máximo de 360º. El número de estados de fase necesarios depende del número de elementos del reflectarray. Esta configuración conduce a un aumento considerable en el intervalo de barrido de haz en comparación con la implementación anterior que sólo permite una variación de fase de salida estable de 180º.

Con el fin de inyectar a la frecuencia fundamental fo e irradiar a 2fo, los elementos radiantes (antenas) han de tener una resonancia doble en fo Y 2fo. Esto requiere un cuidadoso diseño de los elementos de antena con el fin de obtener ambas resonancias y lograr un diseño compacto que mantenga la separación de los elementos de antena en el orden de 0,511. -0,6511. en la segunda componente armónica.

Finalmente, una variación que puede introducirse en ambas topologías de reflectarray reconfigurable propuestas (la primera y segunda implementaciones) es el uso de osciladores regenerativos ["Application of bifurcation control to practical circuit design", A. Collado, y A. Suarez, IEEE Transactíons on Mícrowave

Theory and Techníques, vol. 53, n. º 9, páginas 2777 -2788, septiembre de 2005]. Un oscilador regenerativo no oscila en ausencia de señal de inyección. De esta forma, los elementos de reflectarray están inactivos hasta que la bocina de alimentación comienza a transmitir. Cuando los osciladores reciben suficiente potencia de señal desde la bocina de alimentación, comienzan a oscilar y el sistema funciona en su modo activo normal. Este enfoque de reflectarray regenerativa reduce el consumo de potencia del sistema de forma considerable.

Las dos implementaciones propuestas de redes reflectoras reconfigurables pueden usarse sólo para sistemas de transmisión puesto que se requiere una potencia de inyección mínima para sincronizar todos los elementos de oscilador y esta condición puede no cumplirse en aplicaciones de recepción.

Adicionalmente, ambas implementaciones son adecuadas para modulaciones de envolvente constante puesto que los osciladores dinámicos tienden a eliminar las variaciones de amplitud.

3) Una tercera implementación del reflectarray reconfigurable se basa en mezcladores de autooscilación (SOM) de antena activa.

En contraste con las otras dos arquitecturas anteriores, el oscilador local de SOM no se sincroniza por inyección con la señal de alimentación de entrada. La señal de iluminación fi se usa como la señal de entrada al SOM que se mezcla con el SOM fundamental o uno de sus armónicos (N*fas N 1, 2, ó 3

=

normalmente) para producir una señal de salida amplificada con frecuencia fa

=

Nfase ± fi con una fase deseada. La señal de salida tiene una frecuencia diferente de la señal de entrada, lo que significa que el elemento radiante debe tener un ancho de banda adecuado para alojar las frecuencias de la señal tanto de entrada como de salida. El SOM se diseña para permitir sintonizar su frecuencia de oscilación por medios electrónicos, por ejemplo, un diodo varactor.

El reflectarray propuesto tiene dos lados. Uno de ellos se forma mediante una superficie reflectora en la que se colocan los elementos radiantes. La señal recibida a partir de los elementos radiantes se acopla (posiblemente mediante un mecanismo de acoplamiento de apertura) al otro lado de la superficie reflectora, en el que se ubican los circuitos de SOMo En esta capa de circuito, los SOM individuales se acoplan entre sí a la frecuencia fundamental de oscilación fa mediante redes de acoplamiento. Normalmente, se usan redes de línea de transmisión de carga resistiva.

Una red de SOM acoplados similar se ha usado en el enfoque mencionado anteriormente de Shiroma et al. ["A 16-element two-dimensional active selfsteering array using self-oscillating mixers", G.S. Shiroma, R.Y. Miyamoto, W.A. Shiroma, IEEE Transactíons on Mícrowave Theory and Techníques, vol. 51, n.º 12, páginas 2476 -2482, diciembre de 2003]. No obstante, en la obra de Shiroma et al. esta estructura se usó para aplicaciones de sistemas retrodirectivos, no para redes reflectoras. De forma específica, el enfoque ya existente usó una frecuencia de oscilación aproximadamente dos veces la frecuencia de inyección fos ::::: 2f¡. En cambio, la arquitectura propuesta en esta invención usa en su lugar f¡ = N*fos + M, con M dependiendo del diseño y el ancho de banda del irradiador. N es el orden del armónico que se usa en el proceso de mezclado.

En una red retrodirectiva que emplea el procedimiento de mezclado heterodino que emplea el enfoque de Shiroma et al., la señal de entrada se multiplica por una señal de oscilador local que tiene dos veces la frecuencia de la entrada. Como resultado, se produce un producto de mezclado que tiene la misma frecuencia que la señal de entrada y una fase que es igual al opuesto de la fase de señal de entrada más una constante. De hecho, el objetivo de la arquitectura retrodirectiva, a diferencia del objetivo de la presente arquitectura de reflectarray, es generar de forma precisa el opuesto de la fase de entrada, algo que requiere la multiplicación con el oscilador local en dos veces la frecuencia de la entrada. Esto da como resultado apuntar el haz reflejado hacia la dirección de la señal de entrada.

Por el contrario, en una configuración de reflectarray, el objetivo es generar un haz reflejado hacia una dirección que es diferente de la señal de entrada. Por este motivo, la frecuencia de oscilación no tiene que ser dos veces la frecuencia de la señal de entrada, y puede usarse cualquier armónico.

Además, en el reflectarray propuesto, que tiene capacidades de haz reconfigurable, el objetivo es poder cambiar de forma dinámica la dirección del haz reflejado y la forma del patrón de radiación. Como resultado, los elementos de SOM necesitan tener una capacidad de sintonización de frecuencia, usando medios electrónicos, tal como un diodo varactor, por ejemplo. Dependiendo del armónico que está implicado en el mezclado, puede lograrse un intervalo de sintonización diferente de la fase reflejada. Esto es la principal diferencia de la invención con respecto a la arquitectura de red retrodirectiva de Shiroma et al.: el hecho de que en la presente arquitectura de reflectarray los SOM tienen medios electrónicos (algún diodo varactor normalmente) conectados apropiadamente al circuito para la sintonización de frecuencia, lo que permite un control electrónico dinámico de la fase de señal de salida. Como los SOM forman una red de

5 oscilador acoplado, sus fases relativas pueden ajustarse sintonizando sus frecuencias de libre funcionamiento, conduciendo así a una arquitectura de reflectarray de haz reconfigurable.

Es necesario sincronizar la frecuencia de la red de SOM con una señal de referencia común. No obstante, debido a las propiedades dinámicas de la red, es necesario proporcionar la señal de referencia sólo en uno o pocos puntos de inyección en la red, en contraste con las arquitecturas de red en fase de forma convencional, en las que se requiere proporcionar en cada elemento una red de distribución de oscilador local más complicada. Este hecho es la ventaja principal del uso de una red de SOM acoplado.

15 Un ejemplo del uso de una red de SOM acoplado para aplicaciones de red en fase de receptor está en otro enfoque mencionado anteriormente, el de Sanagi et al. ["Beam Control in Unilaterally Coupled Active Antennas with Self-Oscillating Harmonic Mixers", M. Sanagi, J. Fujiwara, K. Fujimori, y S. Nogi, IEICE Transactíons on Electronícs, vol. E88-C, n.º 7, páginas 1375 -1381, julio de 2005].

20 No obstante, la red de SOM en el enfoque de Sanagi et al. se usa para la conversión descendente de la señal de entrada. También, se usa un mecanismo de acoplamiento diferente.

En la referencia anterior, la planificación de frecuencia es tal que la salida de la red está en una frecuencia de I F muy inferior a la frecuencia de entrada de 25 RF, puesto que el SOM se usa como un mezclador de convertidor descendente. En cambio, en la presente invención, la planificación de frecuencia es tal que las frecuencias de entrada y salida no toman valores que sean muy diferentes. Esto se requiere debido a que se usa una única antena en el puerto de entrada y de salida, por lo tanto debe tener suficiente ancho de banda (puede requerirse diseño

30 de banda dual) para alojar ambas frecuencias. Además, en el enfoque de Sanagi al que se hace referencia, se usa acoplamiento unilateral entre los osciladores con la ayuda de un circuito híbrido de 90 grados. No obstante, en una aplicación de reflectarray, la configuración de red plana de la superficie reflectora limita el tamaño de celda disponible. El uso del híbrido aumenta de forma significativa el tamaño del circuito y limita

prácticamente su aplicación a redes lineales.

En la tercera implementación de la presente invención, la fuente de alimentación ilumina el reflectarray a una frecuencia fi. La frecuencia de la onda reflejada corresponde a un producto de mezclado de fi con el uno de los armónicos de la frecuencia de oscilación N*fos de la red de SOMo Normalmente, N es hasta 3, puesto que existe una compensación entre seleccionar un armónico superior, que permite un intervalo de sintonización de fase mayor, y poder tener ganancia de mezclado.

Como en las implementaciones propuestas anteriores del reflectarray reconfigurable, es necesaria una sintonización inicial con el fin de compensar las diferentes fases de señal de iluminación que lleguen a los SOMo Esto se realiza controlando la longitud de las varillas de línea de transmisión a partir del terminal de antena a los nodos de circuito activo, como en las arquitecturas anteriores.

Una vez que se ha introducido la sintonización o compensación inicial, la variación de fase de salida del SOM se obtiene variando la frecuencia de libre funcionamiento de cada SOM mediante un parámetro de control (por ejemplo, una tensión de varactor).

En contraste con las dos topologías propuestas anteriores, en esta tercera arquitectura propuesta, no existe sincronización de las celdas de SOM con la fuente de alimentación. No obstante, según se indica, los SOM se sincronizan entre ellos a través de una red de acoplamiento y con el uso de una señal de referencia externa en la capa de circuito. Este acoplamiento está en fos, de modo que la variación de fase de salida estable a la frecuencia fundamental fos es de 180º, y la variación de fase de salida estable en armónicos superiores N*fos corresponde a N*180º. Con el fin de tener una variación de fase de salida máxima, la frecuencia irradiada se elige para ser Nfos ± fi, (N 1) puesto que la variación de fase de N*180º de la frecuencia de oscilación en N*fos directamente se transfiere al producto de mezclado Nfos ± fi.

Un punto importante es el del filtrado de salida. Con el fin de no irradiar productos de mezclado no deseados, es necesario introducir algún filtrado en la frecuencia de oscilación fos Y sus armónicos Nfos. El uso de mezclado de armónicos con N > 1 relaja los requisitos de filtrado.

Estos requisitos de filtrado pueden explicarse más sencillamente usando un ejemplo numérico: Considérese una aplicación de banda X con la señal de entrada a una

frecuencia fi 9 GHz, y la frecuencia de la señal de salida por ejemplo, en fa 11

= =

GHz N*fLO +-fi, donde N es el orden del armónico que se usa para desplazar en

=

=

frecuencia la señal de entrada. Por tanto, por definición fLO (fa -+ fi)/N. La selección del signo depende del diseño, en otras palabras, si es posible obtener 5 una ganancia de mezclado, así como otras consideraciones tales como

planificación de frecuencia de sistema, linealidad. Si el primer armónico se usa para el mezclado, N 1: fLO 20 GHz o fLO

= = =

2 GHz. En ambos casos, es sencillo filtrar la señal de oscilador local, puesto que está lejos de la banda de operación de antena. Si N 2, entonces fLO 10 GHz o fLO 1 GHz. En este caso, si se

= = =

selecciona fLO 10 GHz la señal de oscilador local se encuentra en el ancho de

=

banda de antena y se irradiaría. Como resultado, debido a la interferencia electromagnética, puede requerirse filtrar el LO. Debe observarse que se usa fLO

=

15 10 GHz en aplicaciones de red retrodirectiva. Si N 3, entonces fLO 6,66 GHz o fLO 0,66 GHz. De forma similar,

= = =

seleccionando fLO 6,66 GHz puede requerirse algún filtrado en los puertos de

=

antena, no obstante en este caso el filtrado es mucho más sencillo que en el caso de N 2, puesto que fLO se encuentra fuera de la banda de operación.

=

20 En resumen, dependiendo del armónico de oscilador local y el producto de mezclado que se usa en la planificación de frecuencia de la arquitectura, puede ser necesario filtrar la señal de oscilador local o bandas laterales no deseadas para evitar la radiación no deseada. Esto se hace más acusado si el segundo armónico se usa para el mezclado, puesto que en este caso la frecuencia de

25 oscilador local puede encontrarse en el ancho de banda de antena. Los elementos radiantes (antenas) deben alojar las frecuencias tanto de entrada fi como de salida N*fas ± fi, lo que puede requerir un diseño de banda ancha o de banda dual. Los elementos radiantes pueden ser antenas de tipo parche acopladas de apertura. Si se desea el aislamiento entre la entrada y la

30 salida, pueden usarse dos puertos en polarizaciones ortogonales. Dependiendo de la separación entre las frecuencias de entrada y salida, el diseñador puede elegir implementar un diseño de antena de banda ancha o de antena de banda dual. Esta tercera implementación de la invención tiene, a su vez, dos opciones de configuraciones:

Una primera opción es que la entrada y la salida de los SOM estén en el mismo nodo, conectándose al terminal de antena. En caso de que se use, por ejemplo, un SOM basado en FET, el terminal de nodo de drenaje puede usarse para señales tanto de entrada como de salida. Esta arquitectura simplifica el circuito, puesto que sólo se requiere un terminal de antena (puerto). No obstante, con esta configuración es más difícil, generalmente, obtener una ganancia de mezclado, aunque es posible ["A reflection mode self-oscillating GaAs FET mixer",

C.W. Pobanz y T. Itoh, Actas de la Asia Pacific Microwave Conference de 1994 (APMC 1994), páginas 131 -134, 1994]. Además, la red vuelve a irradiar cualquier señal de entrada reflejada. Es posible filtrar la señal reflejada utilizando algún enfoque híbrido ["Retrodirective arrays for wireless communications", R.Y. Miyamoto, y T. Itoh, IEEE Microwave Magazine, vol. 3, n. º 1, páginas 71 -79, marzo de 2002], aunque esto aumenta de forma significativa la complejidad del circuito y puede no satisfacer las limitaciones de tamaño disponible.

En una segunda opción para la implementación de la invención con los SOM, la entrada y la salida de los SOM están en nodos diferentes, conectados a dos terminales de antena diferentes. De esta forma, es más sencillo obtener una ganancia de mezclado. Por ejemplo, si se usa un SOM basado en FET, el terminal de puerta puede usarse como la entrada y el drenaje como la salida. En este caso, se pueden usar polarizaciones diferentes para la entrada y la salida con el fin de separar las señales de entrada y de salida y evitar la radiación no deseada.

La primera configuración (un único puerto) es más compacta, pero la segunda configuración (con puertos de entrada y de salida diferentes) permite más libertad de diseño conduciendo a un rendimiento potencialmente mejor, puesto que es más sencillo para obtener una ganancia, y también es más sencillo para filtrar productos de mezclado no deseados.

Algunos beneficios de la presente invención pueden resumirse según sigue:

-

Las implementaciones propuestas permiten control electrónico del haz. Esto reduce el tiempo de ajuste del sistema de reflectarray reconfigurable en comparación con el uso del control mecánico.

El circuito activo del reflectarray reconfigurable es un circuito autónomo, cuyo diseño, dependiendo de la realización específica, usa un oscilador, un oscilador en contrafase paralelo o un mezclador de autooscilación. El circuito radiante pasivo del reflectarray se diseña para tener las resonancias necesarias para cada implementación.

Los elementos autónomos se sincronizan en frecuencia entre sí, formando un sistema dinámico. Las propiedades de sincronización de los circuitos autónomos se aprovechan para cambiar la fase de la forma de onda reflejada de cada elemento.

La variación de fase de salida que puede alcanzarse es de 180º al usar el circuito de oscilador, de hasta 360º al usar osciladores en contrafase paralelo y N*180º (N 2) al usar mezcladores de autooscilación, y en cualquiera de estas tres implementaciones la variación de fase de salida se logra usando medios electrónicos.

-

En la segunda implementación, irradiar la segunda componente armónica permite obtener una variación de fase de salida estable continua de hasta 360º que conduce a un aumento en el ángulo de barrido de haz de estos sistemas. La señal modulada de entrada que sincroniza por inyección los elementos de oscilador está a la frecuencia fundamental (primer armónico). La segunda componente armónica del oscilador se irradia entonces a partir de la antena a través de su segunda resonancia. Puesto que el oscilador se sincroniza por inyección a su frecuencia fundamental, la radiación del segundo armónico permite controlar la fase de la señal irradiada en un intervalo estable por encima de 360º.

-

En la tercera implementación, irradiar un producto de mezclado que contiene armónicos de la frecuencia de oscilación como N*fos ± fi, permite variaciones de fase de salida estable, de hasta N*180º, lo que conduce a intervalos de barrido ampliados.

-

En contraste con configuraciones de reflectarray habituales, la potencia irradiada de un reflectarray basada en AlA de oscilador depende débilmente de la potencia de señal de la fuente. La potencia irradiada se determina por el contenido de armónico de celda de AlA de oscilador, que puede maximizarse. Esto se aplica a las tres implementaciones.

En la primera implementación, se maximiza la potencia de primer armónico. En la segunda implementación, se maximiza la potencia de segundo armónico. Además, la radiación no deseada de la señal de oscilador fundamental se minimiza (puede minimizarse la variación de potencia de salida frente a la fase de señal reflejada y potencia de inyección), debido a que la arquitectura en contrafase paralelo cancela los armónicos impares en el puerto de salida. En la implementación de mezclador de autooscilación, se maximiza el producto de mezclado irradiado (N*fos ± fi). Las componentes armónicas N*fos se filtran en la salida para evitar la radiación no deseada.

-

En las tres implementaciones propuestas, una disposición compacta del circuito de oscilador o mezclador de autooscilación permite que su tamaño se limite a la superficie de antena de celda, no restringiendo así la separación del elemento de red.

-

Las implementaciones propuestas permiten realizar tanto orientación de haz como conformación de haz de la señal irradiada. En las dos primeras implementaciones, cuando se ha sincronizado, cada oscilador establece una relación de fase fija con la fuente de alimentación (iluminación) y con las celdas vecinas más próximas y debido a que cada oscilador puede controlarse de forma independiente por el dispositivo de desplazamiento de fase correspondiente que cambia la frecuencia de libre funcionamiento de oscilación, puede definirse una distribución de fase deseada entre las celdas de la red.

Este concepto también se aplica a la tercera implementación, aunque ahora, la relación de fase fija se establece con la fuente de inyección externa en la capa de circuito a través de la red de acoplamiento que acopla todos los elementos de red. Una vez que está sincronizado todo el sistema, la distribución de la fase de salida en fos y, por consiguiente, en N*fos ± fi, puede modificarse variando de forma independiente la frecuencia de libre funcionamiento de los mezcladores de autooscilación, usando un dispositivo de desplazamiento de fase.

-

La aplicación industrial de la invención descrita está relacionada directamente con el número de aplicaciones que las redes reflectoras encuentran hoy en día. Entre las posibles aplicaciones para redes reflectoras en este campo, pueden resaltarse el radar de desechos orbitales o de observación terrestre. El sistema y procedimiento de antena tipo reflectarray propuesto puede implementarse tanto en satélites de órbita terrestre baja (LEO) como en sistemas de satélite de órbita geosíncrona (GEO). También, las redes reflectoras tienen una aplicación natural en situaciones de recuperación frente a fallos, en las que una antena sobrante puede reconfigurarse para sustituir a otra que funciona defectuosamente. Las redes reflectoras reconfigurables también se consideran para su uso en terminales de satélite terrestres y se han propuesto también para Red de Distribución Multipunto Local (LMDS).

En la primera y segunda implementaciones propuestas, se prefieren

esquemas de modulación de envolvente constante, puesto que los osciladores dinámicos eliminan las variaciones de amplitud. Pueden usarse directamente formatos de modulación con envolvente constante, tales como modulación de fase constante (CPM), ejemplos de la cual son la modulación por mínimo desplazamiento (MSK), la modulación por mínimo desplazamiento gausiano (GMSK), y la modulación por desplazamiento de frecuencia de fase continua (CPFSK) en el sistema y procedimiento propuestos. Un ejemplo de un sistema de satélite que usa modulación de MSK y GMSK y al que puede aplicarse esta invención es el sistema SATMODE financiado principalmente por la Agencia Europea Del Espacio (ESA).

BREVE DESCRIPCiÓN DE LOS DIBUJOS

Para completar la descripción y con el fin de proporcionar una mejor comprensión de la invención, se proporciona un conjunto de dibujos. Dichos dibujos forman una parte integral de la descripción e ilustran una realización preferida de la invención, lo que no debe interpretarse como que restringen el alcance de la invención, sino sólo como ejemplo de cómo puede realizarse la invención. Los dibujos comprenden las siguientes figuras:

La figura 1 muestra una vista lateral esquemática de una antena tipo reflectarray alimentada en una red de acoplamiento en estrella, según una realización preferida de la invención.

La figura 2 muestra los dos lados de un reflectarray según una realización preferida de la invención, basándose en las AlA de oscilador.

La figura 3 muestra los dos lados de un reflectarray según otra realización preferida de la invención, basándose en las AlA de mezclador de autooscilación con un único puerto de entrada/salida.

La figura 4 muestra los dos lados de un reflectarray según otra realización preferida más de la invención, basándose en las AlA de mezclador de autooscilación con dos puertos diferentes para la entrada y la salida.

La figura 5 muestra una configuración de los elementos radiantes para una posible realización de la invención según se representa en la figura 2. La figura 6 muestra otra configuración de los elementos radiantes para una posible realización de la invención según se representa en la figura 2.

DESCRIPCiÓN DETALLADA DE LA INVENCiÓN

En el presente documento se describen, a continuación, algunas implementaciones prácticas de un reflectarray según diferentes realizaciones de la invención.

El reflectarray comprende una pluralidad de celdas integradas en un mismo sustrato o PCB (1) Y se ilumina externamente mediante una fuente de alimentación (2) según se muestra en la figura 1.

El reflectarray tiene una señal de entrada (3), que es la señal de iluminación en la frecuencia de iluminación o de entrada fi, y una señal de salida

(4) reflejada por una superficie reflectora, acoplándose cada celda de la red de forma independiente a la fuente de alimentación (2) en una red de acoplamiento en topología en estrella y acoplándose cada una de las celdas a sus celdas vecinas más próximas mediante una red de acoplamiento.

Cada celda del reflectarray es una antena integrada activa formada por un elemento radiante pasivo conectado a un circuito de oscilador. El circuito radiante pasivo se coloca sobre la superficie reflectora que forma un lado (1 A) del reflectarray y el circuito de oscilador se coloca sobre el lado opuesto (1 B) de dicha superficie reflectora. La placa de circuito impreso o PCB (1) puede contener una capa de dieléctrico intermedio (1 C), normalmente espuma, que se coloca entre el irradiador y el circuito de oscilador.

La figura 2 muestra una representación esquemática de la primera y segunda implementaciones propuestas para redes reflectoras reconfigurables, mostrando los dos lados del reflectarray: un primer lado (21) en el que se ubican los elementos radiantes (23) y un segundo lado (22), opuesto al primer lado (21), en el que se ubican los elementos de oscilador (24) y las redes de acoplamiento (27).

Los elementos de oscilador (24) son, en el caso de la segunda implementación, osciladores en contrafase paralelo. En la primera implementación de la invención, los elementos de oscilador (24) que forman el circuito activo son osciladores comunes.

Los elementos radiantes (23) que forman el circuito radiante pasivo tienen una única resonancia, a una frecuencia fundamental (fa), en la primera implementación del reflectarray. En la segunda implementación, el circuito radiante pasivo tiene una resonancia doble en fa Y 2fa.

Tanto en la primera como en la segunda implementaciones, la fuente de alimentación (2) está irradiando a una frecuencia fundamental fi = fo. Los elementos de oscilador (24) se sincronizan con esta frecuencia de señal entrante fi = fa Y al mismo tiempo los elementos de oscilador se sincronizan con sus osciladores vecinos más próximos mediante una red de acoplamiento (27). Una vez sincronizados, una relación de fase se establece entre la señal de iluminación y la señal de salida de los osciladores. Esta relación de fase se modifica variando la frecuencia de libre funcionamiento de los elementos de oscilador, mediante un parámetro de control, por ejemplo, la tensión de un diodo varactor. Haciendo esto, puede variarse la fase de salida en cada oscilador.

Con el fin de lograr la variación de fase de salida máxima de 180º, se introduce un retardo variable en el puerto de entrada de los osciladores. Usando un mecanismo de conmutación (28) es posible cambiar la fase de la señal de entrada que llega a los osciladores en 180º. Cada combinación de fases de entrada conduce a una solución diferente del sistema. Usando varias de las soluciones existentes, es posible cubrir todo el intervalo de fase de salida de 180º.

En la primera y segunda implementaciones, existe una sintonización inicial de la fase de salida de los elementos de osciladores (24) con el fin de compensar los desequilibrios de fase debidos a la posición relativa de cada elemento en el reflectarray con respecto a la fuente de iluminación o de alimentación (2). Esta sintonización apunta el haz reflejado en una dirección inicial. La sintonización se realiza usando varillas de longitudes diferentes (L11, ... , LNN) que se introducen entre el punto de conexión de la antena y la salida de los elementos de oscilador (24).

En la primera implementación, los elementos de oscilador (24) son osciladores con una frecuencia de libre funcionamiento de aproximadamente fa. Por tanto, la señal de salida irradiada del sistema de reflectarray, en esta primera implementación, es el primer armónico fa de los elementos de oscilador (24), según muestra la curva (25) del parámetro S (S11) que indica el coeficiente de reflexión del puerto de entrada. Sincronizando en el primer armónico fa e irradiando también en fa, permite obtener una variación de fase de salida en cada elemento de oscilador de 180º variando el parámetro de control, por ejemplo, la tensión de un diodo varactor y combinando diversas soluciones.

En la primera implementación, los elementos radiantes (23) tienen una única resonancia en fa que permite sincronizar en fa con la bocina de iluminación o fuente de alimentación (2) y, al mismo tiempo, irradiar el primer armónico fa de la señal de salida a partir de los elementos de osciladores (24), que son osciladores comunes con una frecuencia de libre funcionamiento de aproximadamente fo.

Con el fin de no afectar la fase de señal de salida, se recomienda separar los puertos de entrada y de salida de los elementos de oscilador, de modo que los elementos radiantes han de diseñarse en consecuencia. El retardo variable se ubica en el puerto de entrada para controlar la fase de la señal de entrada.

En la segunda implementación de la invención, la señal de salida irradiada es el segundo armónico de los elementos de oscilador 2fo. Sincronizando con el primer armónico fi = fo e irradiando en el segundo armónico 2fo, permite una variación de fase de salida en cada elemento de oscilador de 360º variando el parámetro de control, por ejemplo, la tensión de un diodo varactor.

En esta segunda implementación cada uno de los elementos de oscilador

(24) es un oscilador en contrafase paralelo. El oscilador en contrafase paralelo se forma mediante dos elementos de oscilador que se acoplan entre sí mediante una red de acoplamiento. En su forma más simple, la red de acoplamiento consiste en una línea de transmisión de 180º, pero el tamaño de una línea de este tipo puede ser prohibitivo. Alternativamente, se puede usar una red de desplazamiento de fase de elemento concentrado, potencialmente de tipo metamaterial, con el fin de minimizar su tamaño. La frecuencia de uno de los osciladores del par tiene un valor fijo a la vez que la frecuencia del otro oscilador del par se modifica usando un parámetro de control, por ejemplo, la tensión de un diodo varactor. En el nodo de salida de los elementos de oscilador en contrafase paralelo (24), las primeras componentes armónicas en fo de los elementos de oscilador se cancelan mientras que las segundas componentes armónicas en 2fo se suman, según muestra la otra curva (26) del parámetro S (S11). Una vez que el oscilador en contrafase paralelo está sincronizado con la señal de iluminación y con sus vecinos más próximos por medio de la red de acoplamiento, su variación de fase de salida puede obtenerse variando el valor del parámetro de control. La variación de fase de salida que puede alcanzarse en la segunda componente armónica 2fo del oscilador en contrafase paralelo puede ser de hasta 360º.

Con el fin de lograr la variación de fase de salida máxima de 360º, un retardo variable que permite seleccionar la fase de señal de entrada a partir de los valores <p y <p + 180 mediante un mecanismo de conmutación (28) se introduce en el puerto de entrada. Usando diversas combinaciones de fases de entrada es posible obtener el máximo intervalo de fase de salida de 360º.

En esta segunda implementación los elementos radiantes (23) tienen una resonancia doble en fo Y en 2fo que permite sincronizar con la fuente de alimentación (2) en fo Y al mismo tiempo irradiar el segundo armónico 2fo de la señal de salida a partir de los elementos de oscilador (24).

5 Como en la primera implementación, con el fin de no afectar la fase de señal de salida, se recomienda separar los puertos de entrada y de salida de los elementos de oscilador, de modo que los elementos radiantes han de diseñarse en consecuencia.

La figura 3 muestra una representación esquemática de la tercera

10 realización propuesta de la invención, usando unas AlA de SOM y, en una primera opción de esta implementación, tanto la entrada como la salida del SOM están en el mismo nodo que se conecta entonces a la antena o elemento radiante (33). El elemento radiante (33) tiene una resonancia doble en fi y en N*fose fi,

-

según muestra la curva (35) del parámetro S (S11).

15 La figura 3 muestra los dos lados del reflectarray en la tercera implementación, al usar un único puerto tanto para la entrada como para la salida). Los elementos radiantes (33) se ubican en un lado (3 1) con una resonancia doble, y en el otro lado (32) se ubican los elementos de mezclador de autooscilación (34). Cada mezclador de autooscilación (34) tiene una ganancia de

20 conversión en el producto de mezclado de salida Nfose ± fi. En la tercera implementación de la invención, la fuente de alimentación (2) ilumina el reflectarray a una frecuencia fi = N*fose + Llf. Esta señal entrante se mezcla con la frecuencia fundamental de SOM fose O con uno de los armónicos de los mezcladores de autooscilación (34). La frecuencia de la señal de salida es por

tanto fo = Nfose ± fi.

En la tercera implementación, existe una sintonización inicial de la fase de salida de los mezcladores de autooscilación (34) con el fin de compensar los desequilibrios de fase debidos a la posición relativa de cada elemento en el reflectarray con respecto a la fuente de iluminación. Esta sintonización se hace

30 usando varillas de longitudes diferentes (L11, ... , LNN) en los puertos de entrada/salida de cada elemento de mezclador de autooscilación (34).

En la tercera implementación, los mezcladores de autooscilación están acoplados al vecino más próximo por medio de una red de acoplamiento (36) a la frecuencia fundamental del mezclador de autooscilación (SOM) fose. Este

acoplamiento permite la sincronización a una frecuencia fose entre los mezcladores

de autooscilación en el sistema. Una vez que se sincronizan los mezcladores de autooscilación, la fase de la señal de salida en Nfase ± fi puede variar en un intervalo de N360º modificando el valor del parámetro de control, por ejemplo, la tensión de un diodo varactor.

En la tercera implementación, los elementos radiantes (33) tienen una resonancia doble en fi y en Nfase ± fi que permite sincronizar con la fuente de alimentación (2) en fi yal mismo tiempo irradiar en Nfase ± fi.

Los elementos de oscilador o activos son mezcladores de autooscilación

(34) con una frecuencia de libre funcionamiento fa. Los mezcladores de autooscilación tienen ganancia de conversión a la frecuencia del producto de mezclado irradiado.

La figura 4 muestra una representación esquemática de la tercera realización propuesta de la invención, usando unas AlA de SOM y, en una segunda opción de esta implementación, en la que la entrada y la salida del SOM están en nodos diferentes y conectados a dos terminales de antena diferentes con polarizaciones ortogonales.

La figura 4 muestra los dos lados del reflectarray en la tercera implementación al usar dos puertos diferentes con polarizaciones ortogonales para la entrada y la salida del sistema. En el lado uno (41) del reflectarray existen elementos radiantes (43) con una resonancia doble, y en el lado opuesto (42) se ubican los elementos de mezclador de autooscilación (44) y las redes de acoplamiento (46). El elemento radiante (43) tiene una resonancia doble en fi y en N*fase -fi, según muestra la curva (45) del parámetro S (S11). La sintonización inicial se realiza usando varillas de longitudes diferentes (L11a, ... , LNNa) en los puertos de entrada de cada elemento de mezclador de autooscilación (44) y usando varillas respectivas de longitudes diferentes (L11b, ... , LNNb) en los puertos de salida.

Las figuras 5 y 6 muestran dos posibles diseños o configuraciones alternativas del circuito radiante pasivo para la segunda implementación de la invención mostrada en la figura 2, en la que los elementos radiantes (23) presentan una resonancia doble en fa Y 2fa.

Una primera alternativa de implementación de dichos elementos radiantes (23), mostrada en la figura 5, consiste en una antena de tipo parche (51) acoplada al conjunto de circuitos de oscilador (52) usando una ranura alimentada de forma excéntrica (53). La ranura alimentada de forma excéntrica de acoplamiento (53) permite colocar el conjunto de circuitos de oscilador (52) y antena de tipo parche

(51) en capas separadas. Una resonancia dual se logra desviando la alimentación de la ranura (53) hacia su extremo. Un irradiador o antena de tipo parche (51) se usa para aumentar la ganancia directa y mejorar la proporción anterior -posterior de la antena. El tamaño del parche se usa también para aumentar el ancho de banda de resonancia en 2fo. Se introducen muescas (54) en el parche para ajustar la resonancia en fo a la vez que se reduce su tamaño global para encajar dentro de un cuadrado de longitud lateral "0/4.

Una segunda alternativa de implementación de dichos elementos radiantes (23), mostrada en la figura 6, usa resonadores en paralelo acoplados de apertura

(6 1) para el acoplamiento al conjunto de circuitos de oscilador (62). Dos dipolos de media longitud de onda (63) proporcionan la resonancia en 2fo Y dos monopolos de un cuarto de longitud de onda (64) proporcionan la resonancia en fo. Con el fin de evitar el uso de clavijas cortocircuito a la vez que se mantiene un tamaño compacto, puede usarse también un único dipolo de media longitud de onda pero amplio, que resuena en fo, en lugar de los dos monopolos,.

En la primera y segunda implementaciones, se prefiere la modulación de envolvente constante, puesto que los osciladores tienden a eliminar las variaciones de amplitud, lo que introduciría un rebrote espectral en una señal con envolvente variable. La primera y segunda implementaciones son preferibles para aplicaciones de transmisión.

La tercera implementación no tiene limitaciones en términos de modulación y es preferible para aplicaciones de recepción, y puede usarse también tanto para aplicaciones de transmisión como de recepción.

En este texto, el término "comprende" y sus derivaciones (tales como "que comprende", etc.) no deben entenderse en un sentido excluyente, es decir, estos términos no deben interpretarse como que excluyen la posibilidad de que lo que se describe y define pueda incluir elementos, etapas, etc. adicionales.

La invención, obviamente, no se limita a las realizaciones específicas descritas en el presente documento, sino que también abarca cualquier variación que pueda considerarse por cualquier experto en la técnica (por ejemplo, en lo que concierne a la elección de componentes, configuración, etc.), dentro del alcance general de la invención según se define en las reivindicaciones adjuntas.

Algunas realizaciones preferidas de la invención se describen en las reivindicaciones dependientes que se incluyen a continuación.

Claims (14)

1. REIVINDICACIONES

   REIVINDICACIONES

   1. Sistema de antena tipo reflectarray que comprende una pluralidad de celdas, siendo cada celda una antena integrada activa, que está formada por un circuito radiante pasivo (23, 33, 43) conectado a un circuito activo, -iluminándose el circuito radiante pasivo (23, 33, 43) mediante una fuente de alimentación (2) que irradia a una frecuencia de entrada fi, -comprendiendo el circuito activo un elemento de oscilación (24, 34, 44) con una frecuencia de oscilación fose, Y estando sincronizados todos los elementos de oscilación (24, 34, 44) de cada celda del reflectarray entre ellos y produciendo una señal de salida (4) con una frecuencia relacionada con la frecuencia de entrada fi de una señal de entrada (3) y la frecuencia de oscilación fose por una variación de fase de salida,

   estando el sistema de antena tipo reflectarray caracterizado por comprender además medios electrónicos para ajustar la variación de fase de salida.
2. 2. Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 1, en el que el elemento de oscilación (24) es un oscilador que oscila a una frecuencia fundamental fa = fose Y todos los osciladores (24) están sincronizados externamente por la fuente de alimentación (2), y acoplados entre ellos mediante una red de acoplamiento (27) a la frecuencia fundamental fa = fi.

   Sistemas de antena tipo reflectarray según la reivindicación 2, en los que la fase de la señal de entrada (3) que llega a cada uno de los osciladores se controla mediante una línea de retardo en un puerto de entrada de los osciladores, teniendo la línea de retardo dos retardos diferentes que difieren 180º y que se seleccionan mediante un mecanismo de conmutación (28). Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 3, en el que la frecuencia de la señal de salida (4) del sistema es la frecuencia

   fundamental fa de los osciladores.

3. 5.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 4, en el que los medios electrónicos ajustan la variación de fase de salida a la frecuencia fundamental fa en un intervalo de 180º, seleccionando el retardo de la línea de retardo en el puerto de entrada de cada oscilador.

4. 6.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 1, en el que el elemento de oscilación (24) es un circuito de oscilador en contrafase paralelo que oscila a una frecuencia fundamental fa = fose Y todos los osciladores en contrafase paralelo están sincronizados externamente por la fuente de alimentación (2) y acoplados entre ellos mediante una red de acoplamiento (27) a la frecuencia fundamental fa = fi.

5. 7.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 6, en el que la frecuencia de la señal de salida (4) del sistema es dos veces la frecuencia fundamental fa.

6. 8.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 7, en el que la fase de la señal de entrada (3) que llega a cada uno de los elementos de oscilador se controla seleccionando, mediante un mecanismo de conmutación (28), una línea de retardo a partir de dos líneas de retardo diferentes en un puerto de entrada del circuito de oscilador en contrafase paralelo.

7. 9.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 8, en el que los medios electrónicos ajustan la variación de fase de salida a la frecuencia fundamental fa en un intervalo de 360º, seleccionando la línea de retardo en el puerto de entrada de cada circuito de oscilador en contrafase paralelo.

8. 10.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 1, en el que el elemento de oscilación (34, 44) es un mezclador de autooscilación con una frecuencia fundamental fose Y todos los mezcladores de autooscilación se iluminan por la fuente de alimentación (2) a la frecuencia de entrada fi mezclada con una de las componentes armónicas N*fose, siendo N2, de la frecuencia fundamental fose del mezclador de autooscilación.

9. 11.

   Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 10, en el que la frecuencia de la señal de salida (4) del sistema es N*fose±fi.

10. 12.

    Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 11, en el que los medios electrónicos ajustan la variación de fase de salida a la frecuencia N*fose±fi en un intervalo de N*360º.

11. 13.

    Sistema de antena tipo reflectarray según cualquiera de las reivindicaciones 10 a 12, en el que el mezclador de autooscilación se acopla a su vecino más próximo mediante una red de acoplamiento (36, 46) a la frecuencia fundamental fose.

12. 14.

    Sistema de antena tipo reflectarray según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, que comprende además una línea de transmisión de compensación de fase entre un punto de conexión al circuito radiante pasivo y un punto de salida del circuito activo.

    S 15. Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 14, en el que la línea de transmisión tiene una longitud para compensar desequilibrios de fase entre los diferentes elementos activos debido a su posición relativa con respecto a la fuente de alimentación (2).

13. 16.

    Sistema de antena tipo reflectarray según cualquiera de las reivindicaciones anteriores, en el que los medios electrónicos comprenden al menos un dispositivo de desplazamiento de fase que varía la frecuencia de oscilación fose del circuito activo.

14. 17.

    Sistema de antena tipo reflectarray según la reivindicación 16, en el que el dispositivo de desplazamiento de fase es un diodo varactor.