ES2338225T3 - Procedimiento para la determinacion del espectro de ruido de fase y/o de amplitud de una señal modulada digitalmente. - Google Patents
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Abstract
Procedimiento para la determinación del espectro de ruido de fase de una señal de entrada modulada digitalmente con los siguientes pasos del procedimiento: - Generación (S100) de valores de exploración complejos medidos por medio de una exploración digital de la componente en fase y de la componente de fase en cuadratura de la señal de entrada en banda base, - Determinación (S101) de los valores de exploración complejos ideales a partir de los valores de exploración reales, - Conformación (S102) de cocientes complejos a partir de los valores de exploración complejos medidos y de los valores de exploración complejos ideales, - Generación (S106) de cocientes complejos modificados por medio de la puesta a 1 del valor de los cocientes complejos y - Realización (S107) de una transformación de Fourier con los cocientes complejos modificados, caracterizado porque antes de la generación de cocientes complejos modificados los cocientes complejos son reemplazados respectivamente por medio de un valor de interpolación a partir de los valores previos y/o posteriores, cuando el valor del valor de exploración medido correspondiente es menor que un primer valor umbral, y/o cuando la parte imaginaria del valor de exploración medido correspondiente es mayor que un segundo valor umbral, y/o cuando la parte imaginaria del valor de exploración medido correspondiente es menor que un tercer valor umbral.
Description
Procedimiento para la determinación del espectro
de ruido de fase y/o de amplitud de una señal modulada
digitalmente.
La invención se refiere a un procedimiento para
la determinación del espectro de ruido de fase y/o de amplitud de
una señal modulada digitalmente.
Para el análisis y la valoración por medios
técnicos de señales moduladas digitalmente una magnitud a medir
importante es la representación gráfica del espectro de ruido de
fase y del espectro de ruido de amplitud de los osciladores que
toman parte en la preparación de la señal. Una medición de este tipo
tiene un significado especial en la transmisión digital de señales
de televisión, que están moduladas, por ejemplo, por medio de QAM
(Quadrature Amplitude Modulation), o por medio de mVSB (Vestigial
SideBand).
Las señales moduladas digitalmente se preparan
por regla general sin portadora residual, o sólo con una portadora
residual reducida. El espectro útil de la señal modulada se extiende
a lo largo de un ancho de banda relativamente grande. En este
espectro útil de la señal modulada, sin embargo, se encuentra el
espectro del ruido de fase que se ha de medir, o bien del ruido de
amplitud que se ha de medir. Para la medición del espectro del ruido
de fase o del ruido de amplitud hasta el momento era habitual
apagar la modulación y transmitir una señal continua CW (Continuous
Wave). Esta señal CW se puede examinar entonces con la ayuda de un
analizador de espectro, y se puede registrar el espectro de ruido
de fase o bien el espectro de ruido de amplitud, existiendo en este
procedimiento la dificultad de separar el ruido de fase del ruido de
amplitud. Una transmisión simultánea de datos no es posible en este
estado de funcionamiento que sirve para la medición del ruido de
fase o del ruido de amplitud. Esto, sin embargo, representa una
desventaja, ya que la operación normal para la medición ha de ser
interrumpida, lo cual no es posible en mediciones de servicio
durante el funcionamiento de emisión en marcha.
Del documento US 6,366,621 B1 se extrae un
procedimiento para la determinación de la fase de referencia en una
señal 8VSB o bien 16VSB. En este documento se propone reconstruir la
señal de identificación por vía de cálculo. Una medición de
fluctuaciones de fase cortas (jitter de fase) y en particular una
medición del espectro que se extiende a lo largo del espectro de
los datos útiles de estas fluctuaciones de fase no es posible con
este procedimiento.
Del documento US 6,246,717 B1 se conocen un
dispositivo de prueba y medición y un procedimiento para la medición
del denominado ruido de fase durante la operación de emisión en
marcha. Este procedimiento o bien este dispositivo determina la no
linealidad de la fase por medio de una comparación de la exploración
de señal no filtrado con una exploración de señal generado. La
distorsión lineal es restada de la exploración de señal recibida
para poder describir de un modo preciso el comportamiento no lineal
del emisor. La exploración de señal no filtrada se genera sin
emplear un filtro de forma de recepción. La exploración de señal de
referencia se genera a partir de los valores de medición enviados
estimados, derivados de la exploración de señal no filtrada. Los
valores de medición enviados se estiman con la ayuda de un circuito
recortador segmentado (limitador doble), que estima el valor umbral
de decisión de la constelación de la exploración de señal no
filtrada de modo dinámico. Una regresión polinómica ponderada según
el método de los mínimos cuadrados se usa en la exploración del
error de fase de la exploración de señal no filtrada para estimar
una fase de una función de error no lineal, suprimiéndose la
influencia de otras perturbaciones no sistemáticas.
La invención se basa en el objetivo de hacer
posible una determinación del espectro de ruido de fase y/o del
espectro de ruido de amplitud de una señal modulada digital durante
la operación de modulación normal, sin que se haya de desconectar
la modulación.
El objetivo se consigue por lo que se refiere a
la determinación del espectro de ruido de fase por medio de las
características de la reivindicación 1, y por lo que se refiere a la
determinación del espectro de ruido de amplitud por medio de las
características de la reivindicación 2.
La invención se basa en el conocimiento de que
el espectro que se sobrepone al espectro que se ha de medir del
ruido de fase o del ruido de amplitud se puede sustraer a los datos
útiles, haciendo para ello que los valores de exploración reales,
complejos (respectivamente con una componente en fase (I) y una
componente en cuadratura (Q)) se refieran a los valores de
exploración complejos ideales. La diferencia de fase originada a
través de ello, o bien la relación de amplitud originada a partir de
ello entre los valores de exploración medidos reales y complejos y
los valores de exploración ideales, complejos que resultan a partir
de la modulación son las fluctuaciones de fase o fluctuaciones de
amplitud que siguen existiendo limpias de modulación que conforman
la magnitud a medir limpia de modulación.
Puesto que las fluctuaciones de fase o las
fluctuaciones de amplitud se refieren a la señal de banda base
ideal dada condicionada por la modulación, las fluctuaciones de fase
o las fluctuaciones de amplitud registradas de esta manera son
completamente independientes de la señal de modulación transmitida
en ese momento. Con ello no se ha de interrumpir la operación. Por
ejemplo, el espectro de ruido de fase o el espectro de ruido de
amplitud se puede medir en un emisor de televisión, sin que se tenga
que interrumpir el programa transmitido por el emisor de
televisión.
La referencia a la señal en banda base ideal se
puede realizar de un modo sencillo por medio de la conformación del
cociente a partir de los valores de exploración medidos reales,
complejos, y los valores de exploración extraídos a partir de ellos
ideales, complejos. Por medio de la conformación del cociente se
origina por un lado la diferencia de fase entre los valores de
exploración reales complejos y los valores de exploración ideales
complejos. Por otro lado se origina la relación de amplitud de los
valores de los valores de exploración reales complejos y los
valores de exploración ideales complejos. Para el caso de la
determinación del espectro de ruido de fase se ha de poner a uno el
valor del cociente. Para el caso de la determinación del espectro
de ruido de amplitud se ha de poner la fase del coeficiente a cero.
Después de la realización de una transformación de Fourier se
encuentra el espectro correspondiente.
Las reivindicaciones 3 y 4 contienen variantes
ventajosas de la invención.
En caso de que la señal evaluada sea una señal
mVSB, entonces tiene sentido determinar sólo la componente en fase
de los valores de exploración ideales a partir de los valores de
exploración reales, y en concreto a partir de su componente en
fase. La componente de fase en cuadratura de los valores de
exploración ideales resulta entonces a partir de la componente en
fase de los valores de exploración ideales por medio de la
transformación de Hilbert en la que se basa este tipo de modulación
de banda lateral única.
En particular, en la evaluación de señales mVSB
es ventajoso sustituir el cociente complejo a partir de valores de
exploración reales e ideales por medio de valores de interpolación,
cuando se abandona el intervalo de valores fiable, en particular
cuando el valor del valor de exploración real está por debajo de un
primer valor umbral, o la parte imaginaria del valor de exploración
real es mayor que el segundo valor umbral o bien menor que un
tercio del valor umbral.
Las reivindicaciones 5 a 8 se refieren a un
medio de almacenamiento digital, un programa de ordenador o un
producto de programa de ordenador para la realización del
procedimiento conforme a la invención.
Un ejemplo de realización de la invención se
describe a continuación con más detalle tomando como referencia el
dibujo. En el dibujo se muestra:
Fig. 1 un diagrama de flujo para la explicación
del procedimiento conforme a la invención para la determinación del
espectro de ruido de fase;
Fig. 2 un diagrama de flujo para la explicación
del procedimiento conforme a la invención para la determinación del
espectro de ruido de amplitud;
Fig. 3 un diagrama de constelación real de una
señal 8VSB que está interferida por medio de un jitter de fase;
Fig. 4 el diagrama de constelación ideal que
pertenece a la Fig. 3;
Fig. 5A el error de fase \Delta\varphi como
función del índice de exploración n;
Fig. 5B el diagrama I/Q de los valores de los
coeficientes complejos a partir de valores de exploración reales y
valores de exploración ideales, habiéndose puesto el valor = 1.
Fig. 5C el espectro de ruido de fase determinado
con el procedimiento conforme a la invención;
Fig. 6A una sección aumentada de la Fig. 5A;
Fig. 6B el diagrama I/Q perteneciente a la Fig.
6A;
Fig. 6C el espectro de ruido de fase
perteneciente a la Fig. 6A, que representa una sección aumentada de
la Fig. 5C; y
Fig. 7 un diagrama de bloques para la
explicación de un dispositivo para la realización del procedimiento
conforme a la invención.
Mediante la Fig. 1 y 7 se explica a continuación
respectivamente el procedimiento conforme a la invención o bien un
dispositivo para la realización del procedimiento conforme a la
invención para la determinación del espectro de ruido de fase de
una señal modulada digitalmente.
En el dispositivo 1 conforme a la invención
representado en la Fig. 7 se suministra la señal de alta frecuencia
S modulada digitalmente que ha de ser analizada en primer lugar a
una unidad de alta frecuencia 2. Convencionalmente se mezcla la
señal por medio de un primer mezclador 3, que está unido con un
oscilador 4 local o variable, para bajarla a una frecuencia
intermedia, y se sigue trabajando en una unidad de frecuencia media
5. Con un segundo mezclador 6 y un tercer mezclador 7 se transforma
la señal de frecuencia intermedia a la banda base. Para ello, el
primer mezclador 6 está unido directamente con un segundo oscilador
8 local y el tercer mezclador 7 a través de un desplazador de fase
de 90º 9 con el oscilador 8 local. Las señales del oscilador
suministradas a los mezcladores 6 y 7, así pues, están desplazadas
en fase entre ellas 90º. A la salida del segundo mezclador 6 se
origina la componente en fase I de la señal en banda base, que se
suministra a través de un primer paso bajo 10 a un primer
convertidor analógico/digital 11. En la salida del tercer mezclador
7 está disponible la componente de fase en cuadratura Q de la señal
en banda base, que se suministra a través de un segundo paso bajo
12 a un segundo convertidor analógico/digital 13. En la salida del
convertidor analógico/digital 13, con ello, están disponibles
valores de exploración complejos A_{real}[n] que
representan la señal compleja en banda base de la señal de entrada
S. n es el índice de exploración. La componente en fase I en la
salida del primer convertidor analógico/digital 11 representa la
parte real, y la componente de fase en cuadratura Q en la salida
del segundo convertidor analógico/digital 13 representa la parte
imaginaria de estos valores de exploración complejos
A_{real}[n].
Se ha de indicar que se presupone que la señal
en banda base está sincronizada en frecuencia y en tiempo.
La generación previamente descrita de los
valores de exploración complejos reales A_{real}[n] se
corresponde al paso S100 en el diagrama de flujo de la Fig. 1. En
el paso del procedimiento S101 se generan a partir de los valores
de exploración complejos reales A_{real}[n] valores de
exploración complejos ideales A_{ideal}[n]. Para ello se
fijan en el diagrama de correlación regiones de entrada que asignan
un valor I/Q real determinado de modo preciso a un valor I/Q ideal.
Con la Fig. 3 y 4 se explica esto a partir del ejemplo de una
modulación 8VSB, que se usa, por ejemplo, en la transmisión de
señales de vídeo para la televisión digital.
La Fig. 3 muestra el diagrama de constelación de
los valores de exploración complejos reales A_{real}[n].
Fundamentalmente, en la asignación de los valores de exploración
complejos reales A_{real}[n] a los valores de exploración
complejos ideales A_{ideal}[n] se puede proceder de tal
manera que tanto los valores I como los valores Q se consideran en
esta asignación, y cada valor de exploración ideal, con ello, tiene
una región de entrada plana en valores de exploración reales. Este
modo de proceder se ofrece, por ejemplo, en una modulación QAM. En
la modulación mVSB existente en la Fig. 3 tiene sentido otro modo de
proceder: Sólo se evalúa la parte real, es decir, la componente en
fase I, de los valores de exploración reales A_{real}[n], y
a cada componente en fase I de los valores de exploración reales
A_{real}[n] se le asigna correspondientemente una
componente en fase I del valor de exploración ideal
A_{ideal}[n]. En la Fig. 3 se ilustran los valores de
exploración complejos reales A_{real}[n] que llevan
respectivamente precisamente a una componente en fase de los valores
de exploración ideales A_{ideal}[n], por medio de los
intervalos 15 a 22.
Puesto que en la modulación mVSB cada componente
de fase en cuadratura Q se puede calcular a través de una
transformación de Hilbert a partir de la sucesión consecutiva
temporalmente de los componentes en fase I, se propone de modo
correspondiente a una variante conforme a la invención obtener la
componente de fase en cuadratura Q de los valores de exploración
ideales A_{ideal}[n] no a partir de la componente en fase
en cuadratura Q de los valores de exploración reales
A_{real}[n], sino en lugar de esto, a partir de la sucesión
de las componentes en fase de los valores de exploración ideales
A_{ideal}[n] a través de la transformación de Hilbert.
Los valores de exploración ideales
A_{ideal}[n] obtenidos de esta manera están representados
en la Fig. 4. En este caso salta a la vista que la limitación
existente en la Fig. 3 del intervalo de valores que está ilustrada
con el símbolo de referencia 14 ya no está en la Fig. 4. En este
caso se han de realizar, dado el caso, medidas de interpolación
correspondientes. Para ello se entra en detalle a continuación.
La generación descrita anteriormente de los
valores de muestro complejos ideales A_{ideal}[n] a partir
de los valores de exploración complejos reales A_{real}[n]
se realiza en el dispositivo de asignación 23 representado en la
Fig. 7. En un dispositivo de conformación de cocientes 24 se calcula
el cociente
es decir, el cociente complejo
\DeltaA_{1}[n] a partir de los valores de exploración
complejos reales A_{real}[n] y los valores de exploración
complejos ideales A_{ideal}[n]. En el diagrama de flujo de
la Fig. 1 se ilustra esto por medio del paso
S102.
En un paso del procedimiento S103, que se lleva
a cabo en el interpolador 25, se lleva a cabo una interpolación del
cociente complejo cuándo éste se encuentra fuera de un intervalo de
valores determinado, y debido a ello no es fiable. Cuando la parte
imaginaria Im{A_{real}[n]} de los valores de exploración
reales A_{real}[n] es mayor que un máximo prefijado, es
decir, es mayor que un valor umbral A_{max}, o bien es menor que
un mínimo prefijado, es decir, es menor que un valor umbral
A_{min} prefijado, entonces ya no se puede representar el
cociente \DeltaA_{1}[n] por medio del formato de cifras
de modo digital, y no se han de considerar estos valores limitados.
Por el contrario, estos valores se han de reemplazar por medio de
una interpolación a partir de los valores previos y/o
posteriores.
La resolución de los valores I/Q para la
determinación del cociente \DeltaA_{1}[n] se determina
por medio del número de los escalones de cuantificación de
A_{real}[n]. El error relativo de
\DeltaA_{1}[n], debido a ello, es mayor cuando menor sea
el valor de A_{real}[n]. Para minimizar la influencia de
este tipo de errores aleatorios, se han de rechazar preferentemente
valores de \DeltaA_{1}[n], y se han de reemplazar por
medio de valores interpolados, cuando el valor es relativamente
pequeño, sin que con ello se falsee el resultado en su conjunto.
Debido a ello también se ha de llevar a cabo una interpolación
cuando el valor de los valores de exploración complejos reales
|A_{real}[n]| sea menor que un valor umbral
MinBetrag.
La fijación de los criterios de interpolación
mencionados previamente se realiza en el paso del procedimiento
S104, en la que se marcan los valores de exploración a los que
afecta la interpolación por medio de una marca (Flag) U[n].
Los valores de interpolación \DeltaA_{2}[n] se pueden
calcular en el paso de procedimiento S103 para todos los valores de
cociente \DeltaA_{1}[n], tomándose en el paso de
procedimiento S105 sólo cuando se ha puesto la marca de
interpolación U[n].
Los cocientes \DeltaA_{3}[n] complejos que se originan después de la interpolación (dado el caso interpolados), se pueden escribir en coordinadas polares de la siguiente manera:
Los cocientes \DeltaA_{3}[n] complejos que se originan después de la interpolación (dado el caso interpolados), se pueden escribir en coordinadas polares de la siguiente manera:
Según la invención, para la representación del
espectro de ruido de fase se genera ahora un coeficiente complejo
modificado B[n] por medio de poner el valor
|\DeltaA_{3}[n]| del cociente complejo
\DeltaA_{3}[n] a 1 en el paso S106 de la Fig. 1 o bien
en el dispositivo de modificación 26 en la Fig. 7:
En la determinación del espectro de ruido de
fase no interesan las fluctuaciones de amplitud, sino que sólo
interesa el espectro de las fluctuaciones de fase. Las fluctuaciones
de fase se determinan por medio de la fase diferencial
\Delta\varphi_{3}[n], porque por medio de la conformación del cociente en el paso S102 se origina la diferencia de fase \Delta\varphi_{1}[n] = \varphi_{real} - \varphi_{ideal}, es decir, la diferencia entre la fase \varphi_{real} de los valores de exploración reales A_{real}[n] y la fase \varphi_{ideal} de los valores de exploración ideales A_{ideal}[n]. \Delta\varphi_{3}[n] se diferencia de \Delta\varphi_{1}[n] sólo por la interpolación que, dado el caso, se lleve a cabo. Un conocimiento conforme a la invención fundamental reside en el hecho de que la fluctuación de fase se puede evaluar independientemente de la fase momentánea prefijada por medio de la modulación, cuando de modo correspondiente al procedimiento conforme a la invención, la fase momentánea condicionada por la modulación se reconstruye por medio de la reconstrucción de los valores de exploración ideales, y de la fase-real medida \varphi_{real}[n] se resta la fase ideal \varphi_{ideal}[n] reconstruida de esta manera.
\Delta\varphi_{3}[n], porque por medio de la conformación del cociente en el paso S102 se origina la diferencia de fase \Delta\varphi_{1}[n] = \varphi_{real} - \varphi_{ideal}, es decir, la diferencia entre la fase \varphi_{real} de los valores de exploración reales A_{real}[n] y la fase \varphi_{ideal} de los valores de exploración ideales A_{ideal}[n]. \Delta\varphi_{3}[n] se diferencia de \Delta\varphi_{1}[n] sólo por la interpolación que, dado el caso, se lleve a cabo. Un conocimiento conforme a la invención fundamental reside en el hecho de que la fluctuación de fase se puede evaluar independientemente de la fase momentánea prefijada por medio de la modulación, cuando de modo correspondiente al procedimiento conforme a la invención, la fase momentánea condicionada por la modulación se reconstruye por medio de la reconstrucción de los valores de exploración ideales, y de la fase-real medida \varphi_{real}[n] se resta la fase ideal \varphi_{ideal}[n] reconstruida de esta manera.
Después de llevar a cabo una transformación de
Fourier en el paso del procedimiento S107 o bien en la unidad de
transformación de Fourier 27 se tiene ya el espectro de ruido de
fase, y se puede mostrar por medio de un dispositivo de muestra 28,
por ejemplo una pantalla.
Para la ilustración de la invención, en la Fig.
5A está representado un ejemplo de una fluctuación de fase
\Delta\varphi[n] como función del índice de exploración n. En la Fig. 5B está representado el diagrama I/Q correspondiente del coeficiente complejo modificado B[n]. Se reconoce que los valores B[n] se desplazan en un círculo de radio 1. En la Fig. 5C está representado el espectro de ruido de fase correspondiente, que se ha determinado con el procedimiento conforme a la invención. La Fig. 6A muestra una sección ampliada a partir de la Fig. 5A y la Fig. 6B muestra el diagrama I/Q correspondiente a esta sección. La Fig. 6C muestra el espectro de ruido de fase visto de un modo más preciso de modo correspondiente.
\Delta\varphi[n] como función del índice de exploración n. En la Fig. 5B está representado el diagrama I/Q correspondiente del coeficiente complejo modificado B[n]. Se reconoce que los valores B[n] se desplazan en un círculo de radio 1. En la Fig. 5C está representado el espectro de ruido de fase correspondiente, que se ha determinado con el procedimiento conforme a la invención. La Fig. 6A muestra una sección ampliada a partir de la Fig. 5A y la Fig. 6B muestra el diagrama I/Q correspondiente a esta sección. La Fig. 6C muestra el espectro de ruido de fase visto de un modo más preciso de modo correspondiente.
De modo similar se puede evaluar el espectro de
ruido de amplitud. Los pasos del procedimiento necesarios para esto
están ilustrados en el diagrama de flujo representado en la Fig.2.
Los pasos del procedimiento S100 a S105 son idénticos a los pasos
del procedimiento S100 a S105, que ya se han explicado a partir de
la Fig. 1. En el paso del procedimiento S108 en la Fig. 2 se
generan, a diferencia del paso del procedimiento S106 en la Fig. 1
cocientes B[n] complejos modificados por medio de poner a
cero la fase \Delta\varphi_{3}[n] del cociente
complejo \DeltaA_{3}[n]:
De este modo, las fluctuaciones de fase no
tienen efecto sobre el espectro generado por medio de la
transformación de Fourier en el paso S107. En lugar de esto, el
espectro está caracterizado por medio de las fluctuaciones del
valor |\DeltaA_{3}[n]| del cociente
\DeltaA_{3}[n] (dado el caso interpolado). La generación
de los cocientes B[n] complejos modificados para el espectro
de ruido de amplitud se realiza en un dispositivo de modificación
29 en la Fig. 7. La señal de entrada para el dispositivo de
transformación de Fourier 27 se puede conmutar por medio de un
dispositivo de conmutación 30 entre los dispositivos de modificación
26 y 29.
De modo ventajoso, la densidad de potencia por
ancho de banda de filtro, siendo el ancho de banda de filtro un
número característico de la FFT usada (Fast Fourier Transform), y
dependiendo de la distancia temporal de los valores I/Q originales,
se puede convertir en otra unidad (por ejemplo dBc/Hz, es decir
densidad de potencia = densidad por 1 Hz de ancho de banda). Esto
tiene sentido, en particular, en la evaluación de perturbaciones de
ruido. En la evaluación de perturbaciones de banda estrecha
(perturbaciones CW) tiene sentido dejar sin modificar la unidad del
eje de nivel. Con un conmutador se puede seleccionar dado el caso la
unidad deseada, o bien el escalado.
La invención no está limitada al ejemplo de
realización descrito. Por el contrario, en el marco de la invención
son posibles numerosas modificaciones y mejoras. Por ejemplo, en la
generación de los valores de exploración ideales
A_{ideal}[n] a partir de los valores de exploración reales
A_{real}[n] también se puede evaluar la codificación de
corrección de errores existente por regla general, gracias a lo cual
se incrementa aún más la precisión, ya que las asignaciones
incorrectas a valores de exploración A_{ideal}[n] ideales
incorrectos generan fluctuaciones de fase y/o de amplitud
discretas, que no existen en la realidad.
Claims (8)
1. Procedimiento para la determinación del
espectro de ruido de fase de una señal de entrada modulada
digitalmente con los siguientes pasos del procedimiento:
- Generación (S100) de valores de exploración
complejos medidos por medio de una exploración digital de la
componente en fase y de la componente de fase en cuadratura de la
señal de entrada en banda base,
- Determinación (S101) de los valores de
exploración complejos ideales a partir de los valores de exploración
reales,
- Conformación (S102) de cocientes complejos a
partir de los valores de exploración complejos medidos y de los
valores de exploración complejos ideales,
- Generación (S106) de cocientes complejos
modificados por medio de la puesta a 1 del valor de los cocientes
complejos y
- Realización (S107) de una transformación de
Fourier con los cocientes complejos modificados,
caracterizado porque
antes de la generación de cocientes complejos
modificados los cocientes complejos son reemplazados respectivamente
por medio de un valor de interpolación a partir de los valores
previos y/o posteriores, cuando el valor del valor de exploración
medido correspondiente es menor que un primer valor umbral, y/o
cuando la parte imaginaria del valor de exploración medido
correspondiente es mayor que un segundo valor umbral, y/o cuando la
parte imaginaria del valor de exploración medido correspondiente es
menor que un tercer valor umbral.
2. Procedimiento para la determinación del
espectro de ruido de amplitud de una señal de entrada modulada
digitalmente con los siguientes pasos del procedimiento:
- Generación (S100) de valores de exploración
complejos medidos por medio de una exploración digital de la
componente en fase y de la componente de fase en cuadratura de la
señal de entrada en banda base,
- Determinación (S101) de los valores de
exploración complejos ideales a partir de los valores de exploración
medidos,
- Conformación (S102) de cocientes complejos a
partir de los valores de exploración complejos medidos y de los
valores de exploración complejos ideales,
- Generación (S106) de cocientes complejos
modificados por medio de la puesta a 0 de la fase de los cocientes
complejos y
- Realización (S107) de una transformación de
Fourier con los cocientes complejos modificados,
caracterizado porque
antes de la generación de cocientes complejos
modificados los cocientes complejos son reemplazados respectivamente
por medio de un valor de interpolación a partir de los valores
previos y/o posteriores, cuando el valor del valor de exploración
medido correspondiente es menor que un primer valor umbral, y/o
cuando la parte imaginaria del valor de exploración medido
correspondiente es mayor que un segundo valor umbral, y/o cuando la
parte imaginaria del valor de exploración medido correspondiente es
menor que un tercer valor umbral.
3. Procedimiento según la reivindicación 1 ó 2,
caracterizado porque la señal de entrada está modulada
digitalmente por medio de un procedimiento mVSB, en particular el
procedimiento 8VSB.
4. Procedimiento según la reivindicación 3,
caracterizado porque sólo la componente en fase de los
valores de exploración ideales se determina a partir de la
componente en fase de los valores de exploración medidos, y porque
la componente de fase en cuadratura de los valores de exploración
ideales se genera por medio de una transformación de Hilbert a
partir de la componente en fase de los valores de exploración
ideales.
5. Medio de almacenamiento digital con señales
de control que se pueden leer por medios electrónicos, que actúan
conjuntamente con un ordenador programable o un procesador digital
de señales de tal manera que el procedimiento se realiza según una
de las reivindicaciones 1 a 4.
6. Producto de programa de ordenador con medios
de código de programa almacenados en un soporte legible a la
máquina para realizar todos los pasos según una de las
reivindicaciones 1 a 4 cuando el programa se ejecuta en un
ordenador o en un procesador digital de señal.
\newpage
7. Programa de ordenador con medios de código de
programa para realizar todos los pasos según una de las
reivindicaciones 1 a 4 cuando el programa se ejecuta en un ordenador
o en un procesador digital de señal.
8. Programa de ordenador con medios de código de
programa para realizar todos los pasos según una de las
reivindicaciones 1 a 4 cuando el programa está almacenado en un
soporte de datos legible a la máquina.
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| DE10246316A DE10246316A1 (de) | 2002-10-04 | 2002-10-04 | Verfahren zum Bestimmen des Phasen- und/oder des Amplituden-Rauschspektrums eines digital modulierten Signals |
| DE10246316 | 2002-10-04 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| ES2338225T3 true ES2338225T3 (es) | 2010-05-05 |
Family
ID=32010210
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| ES03750560T Expired - Lifetime ES2338225T3 (es) | 2002-10-04 | 2003-09-17 | Procedimiento para la determinacion del espectro de ruido de fase y/o de amplitud de una señal modulada digitalmente. |
Country Status (8)
| Country | Link |
|---|---|
| EP (1) | EP1547293B1 (es) |
| JP (1) | JP4291777B2 (es) |
| CN (1) | CN100338901C (es) |
| AT (1) | ATE458323T1 (es) |
| DE (2) | DE10246316A1 (es) |
| DK (1) | DK1547293T3 (es) |
| ES (1) | ES2338225T3 (es) |
| WO (1) | WO2004034630A1 (es) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE102013213657A1 (de) * | 2013-07-12 | 2015-01-15 | Rohde & Schwarz Gmbh & Co. Kg | Verfahren und Vorrichtung zur Messung des Amplituden- und/oder Phasenrauschens eines Signals |
| RU2756024C1 (ru) * | 2020-09-14 | 2021-09-24 | Акционерное общество "ОКБ-Планета" АО "ОКБ-Планета" | Цифровое устройство определения спектра принимаемых сигналов с высоким разрешением по частоте |
| CN116298513B (zh) * | 2023-03-01 | 2024-03-12 | 扬州宇安电子科技有限公司 | 一种多扫描模式的宽带频谱监测系统 |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4953186A (en) * | 1988-02-19 | 1990-08-28 | Silicon Systems, Inc. | Phase jitter tracker |
| US5187719A (en) * | 1989-01-13 | 1993-02-16 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring modulation accuracy |
| US5001724A (en) * | 1989-01-13 | 1991-03-19 | Hewlett-Packard Company | Method and apparatus for measuring phase accuracy and amplitude profile of a continuous-phase-modulated signal |
| US6246717B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-06-12 | Tektronix, Inc. | Measurement test set and method for in-service measurements of phase noise |
| US6275523B1 (en) * | 1998-11-03 | 2001-08-14 | Textronic, Inc. | In-service measurement of transmitter nonlinearities |
| US6366621B1 (en) * | 1998-11-03 | 2002-04-02 | Tektronix, Inc. | Method of estimating pilot signal phase in a digitally modulated RF signal |
| JP3388346B2 (ja) * | 1999-05-10 | 2003-03-17 | アンリツ株式会社 | ディジタル変調信号測定装置 |
| US6249180B1 (en) * | 1999-09-08 | 2001-06-19 | Atmel Corporation | Phase noise and additive noise estimation in a QAM demodulator |
| US20010037189A1 (en) * | 2000-01-20 | 2001-11-01 | Dan Onu | Method of estimating phase noise spectral density and jitter in a periodic signal |
-
2002
- 2002-10-04 DE DE10246316A patent/DE10246316A1/de not_active Withdrawn
-
2003
- 2003-09-17 CN CNB038223031A patent/CN100338901C/zh not_active Expired - Fee Related
- 2003-09-17 EP EP03750560A patent/EP1547293B1/de not_active Expired - Lifetime
- 2003-09-17 AT AT03750560T patent/ATE458323T1/de not_active IP Right Cessation
- 2003-09-17 DE DE50312426T patent/DE50312426D1/de not_active Expired - Lifetime
- 2003-09-17 JP JP2004542356A patent/JP4291777B2/ja not_active Expired - Lifetime
- 2003-09-17 ES ES03750560T patent/ES2338225T3/es not_active Expired - Lifetime
- 2003-09-17 WO PCT/EP2003/010326 patent/WO2004034630A1/de active Application Filing
- 2003-09-17 DK DK03750560.9T patent/DK1547293T3/da active
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| DE50312426D1 (de) | 2010-04-01 |
| JP2006502633A (ja) | 2006-01-19 |
| WO2004034630A1 (de) | 2004-04-22 |
| DE10246316A1 (de) | 2004-04-15 |
| JP4291777B2 (ja) | 2009-07-08 |
| ATE458323T1 (de) | 2010-03-15 |
| EP1547293B1 (de) | 2010-02-17 |
| CN1682482A (zh) | 2005-10-12 |
| CN100338901C (zh) | 2007-09-19 |
| EP1547293A1 (de) | 2005-06-29 |
| DK1547293T3 (da) | 2010-06-14 |
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