ES2306819T3 - Circuito y metodo de proteccion contra sobrecorriente y sobretemperatura para interruptores semiconductores de potencia. - Google Patents
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Abstract
Circuito para la protección contra sobrecorriente y sobretemperatura de interruptores semiconductores de potencia (2) o de módulos semiconductores de potencia basados en éstos compuesto por un circuito de protección contra sobrecorriente en forma de control VCEsat o VDson, que consta de una fuente de tensión (VM), un elemento de comparación (10), un diodo rápido de alto bloqueo (6) y una fuente de tensión de referencia (VRef), y donde la entrada de referencia del elemento de comparación (10) está conectada al polo positivo de la fuente de tensión de referencia (V Ref) y cuyo polo negativo se encuentra sobre el potencial de la salida de corriente del interruptor semiconductor de potencia (2) que debe controlarse, el ánodo del diodo (6) está conectado a través de una resistencia (4) con la fuente de tensión (VM), al igual que la segunda entrada del elemento de comparación (10), y el cátodo del diodo (6) está conectado con la resistencia PTC (20) y ésta con la entrada de corriente del interruptor semiconductor de potencia (2).
Description
Circuito y método de protección contra
sobrecorriente y sobretemperatura para interruptores semiconductores
de potencia.
El presente invento hace referencia a un
circuito y a un método para la protección de interruptores
semiconductores de potencia contra un exceso de corriente en estado
de conducción (sobrecorriente) y de temperatura (sobretemperatura).
Los circuitos de protección contra una corriente en estado de
conducción o una temperatura demasiado altas se divulgan, por
ejemplo, en Applikationshandbuch IGBT- und MOSFET-
Leistungsmodule de U. Nicolai et al., ISBN
3-932633-24-5,
página 206f y 214f, así como en US-5.978.194. A
continuación, para simplificar, partiremos del supuesto que el
interruptor semiconductor de potencia es un transistor bipolar o un
IGBT. Por supuesto, también deben considerarse del mismo modo el
resto de interruptores semiconductores de potencia, como por
ejemplo, los transistores de efecto de campo. Un control V_{CE} de
un transistor bipolar o IGBT es análogo al control
V_{RDS(on)} de un transistor de efecto de campo. Conforme
al estado de la técnica, realizan aquí el control de la
sobrecorriente un control V_{CE} (véase la figura 1), así como un
control de la temperatura, tal como se describe a continuación.
El control V_{CE} aprovecha la relación física
existente entre la corriente del colector y la tensión en estado de
conducción. Para ello, la tensión colector-emisor se
registra mediante un diodo de alto bloqueo y se compara con un
valor de referencia. Si este valor de referencia se excede, aparece
un mensaje de error en un control superior y el transistor se
desconecta. Gracias a la desaturación rápida del transistor, es muy
fácil registrar los cortocircuitos de este modo.
El control de la temperatura se realiza a través
de un sensor de temperatura dispuesto junto con el transistor sobre
un material de base. Esta disposición puede aplicarse, por ejemplo,
en módulos semiconductores de potencia conforme al estado de la
técnica. En los módulos semiconductores de potencia de este tipo, el
sensor puede estar situado fuera del módulo, por ejemplo, sobre un
disipador de calor. Una disposición alternativa del sensor de
temperatura es una conexión en unión material con el transistor o su
caja.
Una desventaja del estado de la técnica es que
para ambas tareas de control, tanto el control V_{CE} como el
control de temperatura, se precisan conmutaciones de control
separadas. Para ello se han previsto las correspondientes
conexiones al módulo semiconductor de potencia. Las desventajas
mencionadas son principalmente que en este ámbito los módulos
semiconductores de potencia rentables poseen una potencia más
reducida.
El invento tiene como objetivo presentar un
circuito, así como el correspondiente método para la valoración de
uno o más interruptores semiconductores de potencia, o de un módulo
semiconductor de potencia basado en éstos que proporcione una
protección contra sobrecorriente y sobretemperatura y que pueda
fabricarse con una cantidad reducida de componentes estándar.
El objetivo se alcanza gracias a las medidas de
las reivindicaciones de 1 a 5. En las reivindicaciones secundarias
se detallan otros acondicionamientos ventajosos.
La idea principal del invento se basa en ampliar
el modo de conexión estándar para el control V_{CE} conforme a
la figura 1 con una resistencia PTC (PTC = positive temperature
coefficient), conectada entre el cátodo del diodo y la entrada de
corriente del interruptor semiconductor de potencia. Para ello, la
resistencia PTC debería estar situada lo más cerca posible del
interruptor semiconductor de potencia para poder registrar su
temperatura con la máxima precisión. Debido a esta resistencia
adicional, el valor de la fuente de tensión de referencia debe
ajustarse convenientemente. De este modo, la función del circuito
como control V_{CE} se mantiene inalterada. La función simultánea
existente como control de temperatura se realiza del siguiente
modo: el PTC debería seleccionarse de tal modo que la subida fuerte
y no lineal de su resistencia se encuentre algo por encima de o
justo en la temperatura con la que deba activarse el control. Un
aumento de la temperatura del interruptor semiconductor de
potencia, y con ello de la resistencia PTC, conduce en ese caso a
una fuerte subida del valor de resistencia PTC, y a su vez a una
caída de tensión superior en esta derivación del circuito. De este
modo se activa la conmutación de control V_{CE}, con la diferencia
de que no es la subida de V_{CE}, sino la subida de temperatura
lo que activa la reacción de la conmutación subordinada, es decir,
una reducción de la potencia o la desconexión del interruptor
semiconductor de potencia. Así pues, con el circuito del presente
invento y una sola conmutación de control puede realizarse
simultáneamente la función de control V_{CE} y la función de
control de la temperatura.
La solución del invento se detalla a
continuación mediante las figuras 1 y 2.
La figura 1 muestra una conmutación de control
V_{CE} según el estado de la técnica, compuesta por un transistor
(2) para la conmutación de una tensión (U_{ZK}) un circuito
derivado con una fuente de tensión (V_{M}), una resistencia (4) y
un diodo de alto bloqueo (6), así como una fuente de tensión de
referencia (V_{Ref}) y un elemento de comparación (10). La
tensión colector-emisor del transistor (2) se
controla mediante el siguiente circuito. La entrada de referencia
del elemento de comparación (10) está conectada con el polo positivo
de la fuente de tensión de referencia (V_{Ref}). El polo negativo
de la fuente de tensión de referencia (V_{Ref}) se encuentra
sobre el potencial del emisor del transistor. La segunda entrada del
elemento de comparación (10) está conectada con el ánodo del diodo
y, al igual que éste, a través de la resistencia (4), con la fuente
de tensión (V_{M}). El cátodo del diodo (10) está conectado al
colector del transistor (2).
La tensión que pasa a través del transistor (2)
se controla con el diodo (6), y mediante el elemento de comparación
(10), se compara con el valor de referencia (V_{Ref}). Si la
tensión que pasa por el transistor (V_{CE}) supera el valor de
referencia ajustado, el elemento de comparación (10) emite un
mensaje de error y el transistor se apaga.
Por ejemplo, si una tensión V_{CE} de 4 V
activa la función de desconexión del conmutador subordinado.
Entonces, para el control V_{CE} en caso de una caída de tensión
de 0,5 V, a través del diodo (6) y el nivel de activación existente
(V_{CEsat}) de 4 V, la tensión de referencia se ajustará a 4,5
V.
La figura 2 muestra la ampliación del invento de
un circuito para el control V_{CE} de un transistor (2). En este
caso, en un circuito sin modificaciones en comparación con la figura
1, se coloca una resistencia PTC (20) entre el cátodo del diodo (6)
y el colector del transistor (2), cuya resistencia óhmica es
aproximadamente de 1 kOhm a temperaturas de funcionamiento normal.
A una corriente de medición de IM = 1 mA le corresponde una caída
de tensión de 1 V por encima de la resistencia PTC (20). Por eso la
tensión de referencia (V_{Ref}) debe aumentarse a ese valor en
comparación con el control V_{CE} estricto. Así pues, las
condiciones para la función del control V_{CE} son idénticas al
estado de la técnica.
Por consiguiente, para el control V_{CE}, en
caso de una caída de tensión de 0,5 V, a través del diodo (6), el
nivel de activación existente (V_{CEsat}) de 4 V y una caída de
tensión de 1 V a través de la resistencia PTC, la tensión de
referencia se ajustará a 5,5 V.
La desconexión por sobretemperatura se realiza
del siguiente modo: con una resistencia PTC seleccionada
adecuadamente, la resistencia óhmica entre 100ºC y 140ºC sube por
encima de 500 kOhm. De este modo se produce una caída de tensión lo
suficientemente grande sobre la derivación de medición para que
también se active la función de desconexión del conmutador
subordinado.
Por ejemplo, si partimos de una tensión V_{CE}
de 2 V, es decir, por debajo de V_{CESat} = 4 V, entonces la
caída de tensión a través de la resistencia PTC para desconectarse
deberá ser de 3 V, en correspondencia con el valor de resistencia
de 3 kOhm. Esto se consigue con un PTC usual, por ejemplo, mediante
el aumento de la temperatura de 110ºC a 115ºC.
Por supuesto, mediante una selección adecuada de
la resistencia PTC es posible ajustar las temperaturas de
desconexión a cada caso de aplicación concreto.
Claims (4)
1. Circuito para la protección contra
sobrecorriente y sobretemperatura de interruptores semiconductores
de potencia (2) o de módulos semiconductores de potencia basados en
éstos compuesto por un circuito de protección contra sobrecorriente
en forma de control V_{CEsat} o V_{Dson}, que consta de una
fuente de tensión (V_{M}), un elemento de comparación (10), un
diodo rápido de alto bloqueo (6) y una fuente de tensión de
referencia (V_{Ref}), y donde la entrada de referencia del
elemento de comparación (10) está conectada al polo positivo de la
fuente de tensión de referencia (V_{Ref}) y cuyo polo negativo se
encuentra sobre el potencial de la salida de corriente del
interruptor semiconductor de potencia (2) que debe controlarse, el
ánodo del diodo (6) está conectado a través de una resistencia (4)
con la fuente de tensión (V_{M}), al igual que la segunda entrada
del elemento de comparación (10), y el cátodo del diodo (6) está
conectado con la resistencia PTC (20) y ésta con la entrada de
corriente del interruptor semiconductor de potencia (2).
2. Circuito conforme a la reivindicación 1,
donde el interruptor semiconductor de potencia (2) es un IGBT o un
transistor bipolar, cuyo colector es la entrada de corriente y su
emisor la salida de corriente.
3. Circuito conforme a la reivindicación 1,
donde el interruptor semiconductor de potencia (2) es un transistor
de efecto de campo, cuyo cátodo es la entrada de corriente y cuyo
ánodo es la salida de corriente.
4. Método para la determinación de
sobrecorriente y/o sobretemperatura de interruptores semiconductores
de potencia (2) o de módulos semiconductores de potencia basados en
éstos conforme a la reivindicación 1, donde la caída de tensión que
cambia con la temperatura sirve a través de dicha resistencia PTC
(20) para detectar la sobretemperatura y donde dicha caída de
tensión se valora mediante el circuito de protección contra
sobrecorriente.
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