ES2255956T3 - Metodo y dispositivo de modulacion en un transmisor. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de modulación en un emisor que emite, a petición, una señal radioeléctrica en una primera o en una segunda banda de frecuencia, del tipo que comprende las etapas consistentes en: - producción de una señal de referencia, - comparación, en un comparador de fase (22), de una fase de una señal de un oscilador local (24) con una fase de la señal de referencia, - regulación (1) de la frecuencia de la señal del oscilador local mandando este oscilador local con una señal procedente del comparador de fase, - modificación (2), a petición (C), de la frecuencia así regulada de la señal del oscilador local por división por un coeficiente N con un divisor de frecuencia para que la frecuencia corresponda a la primera banda o a la segunda banda y se produzca, así, una señal de frecuencia modificada, caracterizado porque, a petición (C), el procedimiento comprende la etapas siguientes: - modulación, de acuerdo con un primer índice (8) de modulación, de una primera señal (REF1) de referencia con una señal de modulación para servir de señal de referencia, o - modulación, de acuerdo con un segundo índice (39) de modulación, de una segunda señal (REF2) de referencia con la señal de modulación para servir de señal de referencia, determinándose las señales de referencia (REF1, REF2) y los índices de modulación, respectivamente, de manera que compensen la variación de la anchura de banda de la citada señal de frecuencia modificada generada por la división por el coeficiente N.

Description

Método y dispositivo de modulación en un transmisor.

La presente invención tiene por objeto un procedimiento de modulación en un emisor. Ésta tiene por objeto, igualmente, un emisor que funciona de acuerdo con este procedimiento. La invención está destinada, de modo más particular, a una utilización con emisores de tipo de dos bandas o, de modo más general, de varias bandas. A este respecto, ésta es particularmente interesante en el ámbito de la telefonía móvil cuando se trata de poder transmitir con un mismo emisor señales de acuerdo con la norma GSM a 900 MHz, la norma DCS a 1800 MHz, la norma PCS a 1900 MHz, o la norma UMTS a 2200 MHz. La invención tiene como consecuencia inmediata la reducción del número de osciladores locales necesarios para un teléfono móvil de tipo de varias bandas.

Los circuitos de modulación utilizados, generalmente, en emisión, en telefonía móvil, comprenden, en un bucle de regulación, un oscilador mandado, en general mandado en tensión (VCO), por una señal de mando producida por un comparador de fase. El comparador de fase recibe, por una parte, una señal a una frecuencia de referencia y, por otra, una señal correspondiente, después de una división de frecuencia por N, a la señal producida por el oscilador mandado en tensión. Debido a esto, la frecuencia de la señal producida por el oscilador mandado en tensión es un múltiplo, por N, de la frecuencia de la señal de referencia.

La frecuencia de esta señal de referencia se ajusta de modo preciso y, preferentemente, a un valor igual a la diferencia entre dos canales de frecuencia que pasan en una banda de frecuencia útil. Para fijar las ideas, en el marco del GSM 900 MHz y del DCS 1800 MHz, la separación entre los canales es de 200 KHz de modo que la frecuencia de referencia se elige igual a 200 KHz. En estas condiciones, el coeficiente N de división utilizado vale del orden de 4500 en un caso y de 9000 en el otro.

La aptitud para la regulación de los osciladores mandados en tensión de los bucles de regulación no es, sin embargo, suficientemente importante para que un mismo oscilador pueda servir, a la vez, en una banda, la banda GSM a 900 MHz, y en otra banda, la banda DCS a 1800 MHz (o PCS, o UMTS). Debido a esto, es necesario construir un segundo bucle de emisión con un segundo oscilador local mandado en tensión. La solución que está, entonces, de acuerdo con las normas es, por tanto, una solución más cara, porque, por otra parte, un oscilador local es un circuito que no puede ser integrado y que, en la práctica, grava de modo muy importante el precio de un emisor.

En la invención, una vez que se dispone de una señal de este tipo producida por un solo oscilador local y que se quiere que el emisor pueda funcionar de una manera en dos bandas, se prevé colocar en cascada, aguas abajo del bucle de regulación, un divisor, por ejemplo un divisor por dos. Actuando, así, las frecuencias elevadas utilizables en la gama DCS, PCS o UMTS pueden ser divididas por dos para servir de frecuencias centrales de canales en la gama GSM 900 MHz. Eventualmente, el divisor puede ser un divisor fraccionario.

El documento WO 98/25353 se refiere a un aparato de transmisión de señales RF en dos bandas de frecuencia separadas. Una primera unidad de tratamiento dispuesta a la salida de un VCO, está destinada a la selección de la frecuencia de funcionamiento elegida por la multiplicación de la frecuencia a la salida del VCO por un factor k. Una segunda unidad de tratamiento dispuesta en el bucle de enclavamiento de fase del VCO, está destinada a compensar la multiplicación de la anchura de banda de la señal a la salida de la primera unidad cuando ésta está activada. Esta compensación se realiza por medio de una multiplicación por un mismo factor k.

Sin embargo, esta solución pone en práctica un dispositivo en el bucle de enclavamiento de fase, lo que implica una modificación material en el bucle y por consiguiente grava el coste de éste.

Estando adquirido este primer problema, conviene, además, modular la señal de portadora así producida. Una solución que corresponde a este modo de división consiste en colocar, aguas abajo del divisor por dos, un modulador en banda de base. Este modulador es un circuito que recibe, por una parte, la señal del oscilador local regulada y, eventualmente, dividida y, por otra, señales de modulación correspondientes a una señal de modulación. En la práctica, un modulador de este tipo utiliza mezcladores, en general dos mezcladores en cuadratura. El inconveniente de una arquitectura de este tipo podría ser que los mezcladores situados a la salida sean circuitos perturbadores. El ruido que estos producirían se traduciría en parásitos emitidos en canales adyacentes al canal de emisión y, sobre todo, emitidos en múltiplos enteros de la frecuencia de emisión, Debido a esto, cuando se dividiera la frecuencia por dos y se explotara el emisor en una banda de frecuencia inferior, se producirían parásitos en la banda de frecuencia cuya frecuencia fuera el doble de la frecuencia central de esta banda inferior. En la práctica, esta solución puede ponerse en práctica mejor si se emplean filtros.

Sin embargo, tales filtros son caros. Por otra parte, la presencia de un duplexor colocado después del amplificador puede provocar pérdidas de inserción y penalizar el consumo.

Otro modo de realizar la modulación permite liberarse de los ruidos producidos por los mezcladores cuando los mezcladores están colocados aguas abajo del bucle de regulación. De acuerdo con esta segunda técnica, se modula la propia señal de referencia por la señal de modulación que hay que transmitir. Debido a esto, el ruido producido por los mezcladores del circuito de modulación solamente pasa aguas abajo a través del bucle de regulación del oscilador mandado en tensión. En este bucle se coloca un filtro de bucle particularmente eficaz, por ejemplo con una banda pasante limitada a 10 KHz. Se obtiene, así, inmediatamente, que el ruido de los mezcladores queda filtrado por el bucle. En estas condiciones, una señal emitida en una banda de frecuencia inferior, por ejemplo a 900 MHz en la banda GSM 900, no produce ruido en la banda de recepción de 915 MHz a 960 MHz.

El inconveniente presentado por esta segunda técnica es, sin embargo, que ésta es incompatible con la utilización de un divisor de frecuencia situado aguas abajo.

La invención tiene por objeto resolver los problemas citados anteriormente y permitir elegir una solución que comprenda las dos ventajas de ruido y de coste reducidos. En la invención, se tiene en cuenta, de hecho, que para poder utilizar la solución de la segunda técnica, con un divisor de frecuencia por dos como en la primera técnica, lo que permite evitar un número demasiado importante de osciladores locales, basta cambiar, por una parte, la frecuencia de referencia que hay que modular y, por otra y sobre todo, cambiar el índice de modulación con el cual se modula una señal a esta frecuencia de referencia. Para simplificar, para producir una señal que hay que emitir a la frecuencia 2F0 (por ejemplo, del orden de 1800 MHz), basta utilizar una señal de referencia a 200 KHz (correspondiente a la anchura entre canales) y utilizar un coeficiente de bucle igual a 9000. En este caso, esta señal de referencia a 200 KHz puede modularse de modo simple. Por el contrario, de acuerdo con la invención, si se quiere utilizar el divisor por dos para llevar la frecuencia de 1800 MHz a 900 MHz, entonces se reemplaza la señal de referencia por una señal a 400 KHz, siendo, entonces, el coeficiente multiplicador, naturalmente, del orden de 4500, pero, sobre todo, se modifica la profundidad de modulación, es decir, el índice de modulación, de modo que, después de la división, el espectro de la señal modulada ocupe la misma anchura útil de 200 KHz autorizada por el
canal.

En este caso, se puede llegar a efectuar solamente una simple multiplicación del valor de la señal de modulación. La amplitud de la señal de modulación se hace, entonces, múltiplo del valor de la señal de modulación que se habría utilizado sin división. La conmutación entre una señal a 200 KHz y una señal a 400 KHz es muy simple. En la práctica, basta producir una señal a 400 KHz y dividirla o no por dos, según las necesidades. Se demostrará en lo que sigue que la modificación del índice de modulación es una operación muy simple, que, habida cuenta de un tratamiento numérico de la modulación, no repercute en ninguna modificación material. Ésta proporciona una solución flexible de poner en práctica porque la modificación puede realizarse de manera programable. Si la relación de división se modifica, basta modificar de manera numérica el índice de modulación. Debido a esto, con la invención se obtiene fácilmente un emisor de dos bandas exactamente con los mismos componentes que un emisor de una banda. El coste suplementario es, por tanto, casi nulo.

La invención será comprendida mejor con la lectura de la descripción que sigue y del examen de las figuras que la acompañan. Éstas se presentan aquí solamente a título indicativo y en modo alguno limitativo de la invención. Las figuras muestran:

- Figura 1: una representación del principio de modulación de un emisor provisto, de acuerdo con la invención, de un divisor de frecuencia;

- Figura 2: una representación esquemática del procedimiento y del dispositivo de modulación de acuerdo con la invención;

- Figura 3: diagramas espectrales que muestran, respectivamente, la transposición de frecuencias de acuerdo con el estado de la técnica, con la imposibilidad citada y, por otra parte, el perfeccionamiento aportado por la invención;

- Figura 4: una representación de un ejemplo preferido de realización simple de una parte de un dispositivo de modulación de acuerdo con la invención.

La figura 1 muestra un emisor, un dispositivo de modulación, de acuerdo con la invención. Este dispositivo de modulación comprende un bucle 1 de regulación que comprende, aquí, esencialmente, un oscilador mandado en tensión VCO cuya entrada de mando está unida, especialmente por intermedio de un filtro de bucle, a la salida de un comparador de fase C. El comparador C recibe en la entrada una señal Ref de referencia que hay que comparar con una señal correspondiente a la señal de salida del oscilador VCO. En la correspondencia, la frecuencia de la señal del oscilador es dividida en un divisor por N, siendo N un entero, pero que, igualmente, puede ser una cantidad fraccionaria. En cascada con el bucle 1 está presente un circuito 3 de emisión radioeléctrica, representado aquí simplemente de modo figurado por una antena. De acuerdo con la invención, un circuito 2 de división opcional está interpuesto entre el bucle 1 y el circuito 3. El circuito 2 modifica por división la frecuencia de la señal facilitada por el oscilador VCO del bucle 1. En un ejemplo preferido, la división del divisor 2 es una división por dos. Esta división es opcional en el sentido de que es mandada por una señal de mando y efectuada a petición, cuando se quiere cambiar la frecuencia de la señal emitida por el circuito 3. Por ejemplo, esta frecuencia se cambia para pasar de una frecuencia situada en la gama DCS a 1800 MHz a una frecuencia situada en la gama GSM a 900 MHz. Actuando, así, el oscilador VCO sirve, tanto para una gama, como para la otra. La exploración en frecuencia de este oscilador VCO común debe corresponder a la exploración más importante entre la exploración en la gama de frecuencias superior y el doble de la exploración en la gama de frecuencias inferior.

En la variante representada en la figura 1, la señal que hay que emitir es modulada por señales de modulación I y Q que actúan sobre un modulador situado aguas abajo del divisor 2, y aguas arriba del circuito 3. Una realización de este tipo puede requerir la presencia de filtros, no representados, que hay que interponer entre el modulador y el circuito 3 de emisión. Para evitar la presencia de estos filtros, o para utilizar filtros más simples, puede procederse de modo diferente.

La figura 2 muestra, a este respecto, un dispositivo de modulación de acuerdo con un perfeccionamiento de la invención. Este dispositivo permite poner en práctica el procedimiento de la invención. Este dispositivo de modulación comprende, en cascada, el bucle de regulación 1, el circuito 2 de división opcional y el circuito 3 de emisión radioeléctrica. De acuerdo con una característica esencial de este perfeccionamiento de la invención, el dispositivo de modulación comprende un circuito de modulación 4 para modular una señal de referencia admitida en la entrada del bucle de regulación 1. Aquí, como se explicará más adelante, la señal de referencia es una señal de referencia REF1, o una señal de referencia REF2. En un ejemplo, la señal REF1 será una señal sinusoidal pura a 200 KHz utilizable en la gama DCS 1800 MHz, o PCS, o UMTS, mientras que la señal de referencia REF2 será una señal sinusoidal pura a una frecuencia de 400 KHz.

Con este objeto, el circuito de modulación comprende un primer conmutador 5 para elegir una señal de referencia con una primera, REF1, o una segunda, REF2, frecuencia. En la práctica, es posible producir una sola señal de referencia, por ejemplo la frecuencia REF2 y dividir, o no, la señal a esta segunda frecuencia por un coeficiente para obtener la señal a la frecuencia REF1. El hecho de dividir o no se obtendrá del mismo modo por una conmutación. La división por dos prevista aquí es una solución preferida. Otras divisiones serían previsibles en relación con el valor de división del divisor 2 y en relación con la anchura de canal instituido en cada una de las bandas.

De acuerdo con otra característica esencial, el circuito de la invención comprende un segundo conmutador 6 para conmutar características de modulación de una señal S de modulación.

El funcionamiento de este conjunto es el siguiente. Como se indica en el libro: "Reseaux GSM et DCS" de MM. Xavier LAGRANGE, Philippe GODELEWSKI, Sami TABBANE, tercera edición revisada y aumentada, Editions Hermès, Paris 1997, páginas 196-200, en el marco de una modulación de tipo GSMK, se utiliza un filtro gausiano de paso bajo aguas arriba de un modulador de frecuencia. El circuito 4 comprende aquí un filtro y un modulador de frecuencia de este tipo. El filtro no es forzosamente indispensable para la invención, aunque aporta una buena protección de la señal transmitida frente a los ruidos del canal y una mejor utilización de las propiedades de los circuitos de descodificación en recepción. En un ejemplo, la señal S de modulación, que hay que transmitir, se presenta en forma de una sucesión de señales binarias, representadas convencionalmente por ceros y unos. En la práctica, estas señales son producidas, por ejemplo, a una frecuencia normalizada f, correspondiente a 270.833 kbits/s en GSM y PCS. Estas señales son introducidas en un codificador 7 que tiene un cierto número de salidas unidas a entradas de dirección de una tabla de conversión 8. De manera conocida, la tabla precalculada de conversión 8 efectúa un filtrado, en particular un filtrado de tipo gausiano. Sin embargo, podría prescindirse de este filtrado, o bien este filtrado podría ser un filtrado identidad. La tabla 8 está unida en salida a un acumulador de fase 9. Este acumulador de fase es un sumador numérico capaz de sumar una señal transmitida en una primera de sus entradas 10 con una señal producida por su salida 11 y reintroducida en una segunda de sus entradas 12 al ritmo de una señal de mando.

Mientras que la señal S se produce con una frecuencia f correspondiente al caudal antes citado, el acumulador 9 será mandado, preferentemente, por una señal a una frecuencia sobremuestreada, por ejemplo de 8f. Haya o no sobremuestreo, la señal disponible a la salida del acumulador 9 sirve de entrada de dirección a dos tablas de conversión, respectivamente 13 y 14, que efectúan, respectivamente, las transformaciones de tipo coseno y seno y que producen señales I y Q de tipo conocido. Estas señales I y Q se transforman en señales analógicas y se aplican, respectivamente, a primeras entradas 15 y 16 de dos mezcladores 17 y 18. Los mezcladores 17 y 18 reciben, por otra parte, en segundas entradas 19 y 20, respectivamente, la señal de referencia REF1 (o REF2) y esta misma señal de referencia desfasada 90ºC. Las salidas de los mezcladores 17 y 18 están unidas a un sumador 21 cuya salida se utiliza como entrada de consigna de un comparador de fase 22 del bucle 1.

La señal facilitada por el comparador 22 se transmite a un filtro de bucle 23, por ejemplo de paso bajo a 200 KHz. La señal procedente del filtro 23 se aplica como entrada de mando a un oscilador local 24 mandado en tensión. La señal producida por el oscilador local es realimentada a una segunda entrada del comparador de fase 22 por intermedio de un divisor 25 por N. El valor N vale alrededor de 4500 o 9000 según el tipo de emisión elegido. El valor de N salta en una o varias unidades según el canal F0 o 2F0 que hay que obtener. Estas indicaciones conciernen a la norma GSM para un sintetizador clásico. Pero los valores de N pueden ser diferentes. De una manera general, la invención puede ser puesta en práctica para diferentes estructuras de bucle, especialmente, de división fraccionaria. En variante, especialmente en el caso de división fraccionaria, la señal que hay que modular podría ser la señal procedente del oscilador 24.

El circuito de emisión 3 comprende, además, de manera conocida, un amplificador de potencia 26 y una antena de radiación 27.

El funcionamiento del perfeccionamiento de la invención es el siguiente. Cuando se quiere emitir en la gama de frecuencia alta, por ejemplo alrededor de 1800 MHz, con una frecuencia de emisión igual a 2F0, un circuito de mando 28 que comprende, especialmente, un microprocesador, produce, por una parte, una señal de mando C2F0 para mandar el divisor 25 y, por otra, una señal C para mandar los conmutadores 5 y 6. Para simplificar la explicación, podrá admitirse que la frecuencia de la señal 2F0 vale 1800 MHz. En estas condiciones, en un estado, el conmutador 5 es colocado en una posición tal que éste acoge la señal sinusoidal pura REF1, a 200 KHz. Excepto la modulación, la multiplicación del bucle 1 conduce a disponer en la salida de una señal a 1800 MHz (200 x 9000). La señal modulante es tratada de una manera conocida en los circuitos 7 a 20. En este caso, el conmutador 6 corresponde a una tabla de filtrado 8 clásica.

Cuando se quiere utilizar el emisor representado según otra gama, por ejemplo en la gama GSM 900 alrededor de 900 MHz, el circuito 28 produce una orden CF0 para mandar el divisor 25, por ejemplo, por una división por 4500. La orden C es tal que ésta conmuta los conmutadores 5 y 6 y que, por otra parte, pone en servicio el divisor opcional por dos. En consecuencia, la señal introducida en el bucle 1 es la señal REF2 (excepto la modulación), o sea, en el ejemplo preferido, aproximadamente, 400 KHz. Con el bucle y el multiplicador N por 4500, se obtiene de nuevo a la salida del oscilador 24 una señal a 1800 MHz. Sin embargo, en el caso presente, de acuerdo con los diferentes valores posibles para CF0 (que salta de unidad en unidad alrededor de 4500), la señal producida por el oscilador 24 salta en saltos de 400 KHz alrededor de 1800 MHz. En estas condiciones, la división por dos lleva a disponer de una señal que salta en saltos de 200 KHz alrededor de 900 MHz. Esto es lo que se buscaba.

La figura 3 va a mostrar el interés de acuerdo con la invención de cambiar la tabla de filtrado o, de modo más general, de cambiar el índice de modulación de la señal que modula la señal de referencia. En ésta, en el diagrama superior se ha mostrado, en banda de base, un espectro 29 de una señal que tiene 200 KHz de banda útil. El diagrama situado debajo muestra un espectro 30 traspasado alrededor de 2F0 (sensiblemente 1800 MHz) cuya anchura 31 es igual a la anchura útil 32 del espectro 29. El diagrama situado justo debajo muestra que si se hubiera utilizado el divisor por dos en estas condiciones, la anchura 33 del espectro 34 resultante sería dos veces menos ancha que la anchura 31. En la práctica, no siendo la reducción lineal, el espectro 34 es menos ancho, no siendo al mismo tiempo dos veces menos ancho. Por oposición, en la invención, diagrama situado todavía más abajo, cuando se quiere utilizar la división por dos se empieza por producir una señal modulante que, si fuera utilizada tal cual para modular la señal de salida del oscilador 24 conduciría a un espectro 35 cuya anchura útil 36 sería el doble, 400 KHz en un ejemplo, de la anchura autorizada 31 del espectro 30. Igual que anteriormente, el aumento no es del doble. De hecho, el espectro 35 es el disponible a la salida del oscilador 24 antes del divisor por 2. En el momento de la división por dos, el espectro 35 se desplaza a un espectro 37 de anchura 38 igual a la anchura 31 y a la anchura 32 esperada.

Esto se obtiene en teoría, pasando de

s(t) = A_{p}(t)\ cos(h\text{.}2 \pi f0t) - A_{q}(t)\ sen(h\text{.}2 \pi f0t)

a

s(t) = A_{p}(t)\ cos(2h\text{.}2 \pi f0t) - A_{q}(t)\ sen(2h\text{.}2 \pi f0t)

En estas expresiones Ap(t) y Aq(t) son las componentes en fase y en cuadratura de la señal modulada. La señal modulante y la señal h.2\pif0t. Según la posición del conmutador 6, el valor del parámetro vale h o 2h. Esto viene a doblar la frecuencia de modulación. En la invención se ha encontrado una solución particularmente simple para doblar la frecuencia de modulación.

En la práctica, con un acumulador de fase, basta doblar el valor de la señal modulante (y no su frecuencia). En el caso de la utilización de una tabla de filtrado 8 que, preferentemente, es una tabla de filtrado gausiano, puede preverse duplicar su contenido. De esta manera se dispone de subtablas, la subtabla 8 prevista, y una subtabla 39. Los contenidos de las células memorias de la subtabla 39 son valores dobles de los valores de las células memorias de la subtabla 8. Debido a esto, incluso si la frecuencia f de muestreo (o de sobremuestreo 8f) del acumulador de fase 9 no es modificada (lo que significa que la arquitectura del circuito no es modificada), puede obtenerse el resultado de la invención haciendo solamente doblar los valores introducidos en la entrada 10 de este acumulador de fase 9. Debido a la presencia de este acumulador de fase, el duplicado del índice de modulación que conduce al espectro 35 de anchura 36 se realiza por un duplicado del valor de la señal modulante, cuya frecuencia no cambia. En variante, podría modificarse también la frecuencia de mando del acumulador de fase.

La figura 4 muestra un ejemplo particularmente interesante de realización del conjunto codificador 7, subtablas 8 y 39 y conmutador 6. En ésta, el codificador 7 es reemplazado por un registro de desfasaje 40, por ejemplo con tres casillas. Esto conduce, en definitiva, a realizar un filtrado preferentemente gausiano en una duración de tres símbolos de la señal modulante S admitida en el registro 40. Los símbolos de la señal S son transmitidos por el registro 40 a las entradas de un codificador 41 de direcciones de la tabla 8. Cada direccionamiento conduce a la selección de una serie 42 de registros tales como 43. Cada registro, tal como 43, comprende una palabra memoria, precalculada, con un número M de bits correspondiente a una precisión de cálculo deseada, por ejemplo 13 bits. Sin embargo aquí se han representado solamente palabras de 8 bits para la simplificación del dibujo. En cada período de la señal de sobremuestreo 8f, un registro 44 que sigue a un registro precedente 43 es leído en la serie 42. La lectura de cada registro se efectúa por una transmisión de la palabra memoria leída a un registro de salida 45 que comprende tantas células M como bits hay en la palabra memoria (43, 44 y siguientes). En

\hbox{cada período de la señal f se cambia de serie
42.}

Cuando se quiere efectuar la modulación de la señal de referencia REF1 (a 200 KHz) se extraen del registro 45 los M - 1 bits de peso fuerte y se ajusta como bit de peso más fuerte, un peso nulo producido por una célula especial 46 del registro 45. El contenido de la célula 46 permanece inalterado en cada lectura 43, 44 y siguientes. Esta operación viene a dividir por dos el valor contenido en la tabla 8. Como contrapartida, si se quiere modular la señal de referencia REF2 a 400 KHz, se utilizará el conjunto de los M bits facilitados por el registro 45, sin perder el bit de peso débil 47. Actuando así, se puede no tener que realizar subtablas 8 y 39, sino únicamente una tabla 8. A continuación se pueden direccionar las tablas de conversión 13 y 14 por un bus idéntico, representado aquí esquemáticamente con ocho hilos.

Dado que en el primer caso solamente son significativos M - 1 bits, la resolución de conversión por la tablas 13 y 14 estará degradada en este primer caso. Con el fin de evitarlo, puede preverse precalcular simplemente los valores de la tabla 8 en un número M + 1 mayor de bits, por ejemplo 14 bits en el ejemplo preferido. En este caso, cada uno de los registros 43 de las series 42 comprendería palabras de M + 1 bits. Según que se aplique a las tablas 13 y 14 una palabra que comprende la célula 46 o la célula 47, se habrán extraído primeros o segundos valores de la tabla 8 de filtrado. Los segundos valores se deducen de los primeros por un desplazamiento y, en particular, por la adición de un cero. Habría podido utilizarse de otro modo una sola subtabla 8 y proceder a una multiplicación por dos previamente antes de la acumulación en el acumulador de fase 9. El conmutador 6 representa esta extracción diferente o bien la existencia o no de esta multiplicación.

En recepción, véase la figura 2, puede servir igualmente el mismo bucle 1 de regulación. En este caso se añaden dos conmutadores, respectivamente 48 y 49, a fin de poder aplicar en las entradas 15 y 16 de los mezcladores 17 y 18 señales nulas. Por ejemplo, se les conecta a masa. En este caso se elige la referencia REF1 o la referencia REF2 con un coeficiente divisor N correspondiente de manera que se produzca a la salida del oscilador 24 una señal pura, no modulada. La antena 27 está conectada, entonces, por intermedio de un duplexor 50 a un preamplificador 51. El preamplificador 51 tiene una salida unida a dos primeras entradas de dos mezcladores 52 y 53 que reciben en dos segundas entradas la señal producida por el oscilador 24, en fase, así como en cuadratura de fase, por intermedio de un desfasador 54. De este modo se producen señales I y Q desmoduladas. Falta descodificarlas para extraer de ellas una señal S a la cual éstas corresponden.

Esta solución particularmente simple corresponde, ventajosamente, a una realización del dispositivo de modulación en forma integrada.

Claims (10)

1. Procedimiento de modulación en un emisor que emite, a petición, una señal radioeléctrica en una primera o en una segunda banda de frecuencia, del tipo que comprende las etapas consistentes en:

- producción de una señal de referencia,

- comparación, en un comparador de fase (22), de una fase de una señal de un oscilador local (24) con una fase de la señal de referencia,

- regulación (1) de la frecuencia de la señal del oscilador local mandando este oscilador local con una señal procedente del comparador de fase,

- modificación (2), a petición (C), de la frecuencia así regulada de la señal del oscilador local por división por un coeficiente N con un divisor de frecuencia para que la frecuencia corresponda a la primera banda o a la segunda banda y se produzca, así, una señal de frecuencia modificada,

caracterizado porque, a petición (C), el procedimiento comprende la etapas siguientes:

- modulación, de acuerdo con un primer índice (8) de modulación, de una primera señal (REF1) de referencia con una señal de modulación para servir de señal de referencia, o

- modulación, de acuerdo con un segundo índice (39) de modulación, de una segunda señal (REF2) de referencia con la señal de modulación para servir de señal de referencia,

determinándose las señales de referencia (REF1, REF2) y los índices de modulación, respectivamente, de manera que compensen la variación de la anchura de banda de la citada señal de frecuencia modificada generada por la división por el coeficiente N.

2. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 1, caracterizado porque, a petición, el coeficiente N es igual a dos.

3. Procedimiento de acuerdo con las reivindicaciones 1 ó 2, caracterizado por las etapas de:

- modulación de las señales de referencia con una cadena de modulación que comprende, en cascada, una tabla (8, 39) numérica de filtrado leída en función de las variaciones (f) de la señal de modulación, un acumulador (9) de fase y un juego de tablas (13, 14) de conversión, y

- a petición, extracción (6) de primeros valores o segundos valores de la tabla de filtrado.

4. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 3, caracterizado porque la etapa de extracción consiste en tratar, a petición, valores leídos en la tabla de filtrado por un desplazamiento (46, 47).

5. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 3, caracterizado porque la etapa de extracción consiste en tratar, a petición, valores leídos en la tabla de filtrado por una multiplicación.

6. Procedimiento de acuerdo con la reivindicación 3, caracterizado porque la etapa de extracción consiste en leer a petición valores en una primera (8) o una segunda (39) subtablas de la tabla de filtrado.

7. Dispositivo de modulación que comprende, en cascada, un bucle (1) de regulación de frecuencia provisto de un comparador (22) de fase y un circuito (3) de emisión radioeléctrica, que comprende un circuito (2) de división opcional por un coeficiente N interpuesto entre el bucle y el circuito de emisión,

caracterizado porque

el dispositivo comprende un circuito (4) de modulación de una señal de referencia admitida en la entrada del bucle de regulación por una señal de modulación, un primer circuito (5) de conmutación para elegir una frecuencia de la señal de referencia entre una primera (REF1) y una segunda (REF2) frecuencia, y un segundo circuito (6) de conmutación para conmutar índices de modulación de la señal de modulación,

determinándose las señales de referencia (REF1, REF2) y los índices de modulación, respectivamente, de manera que compensen la variación de la anchura de banda de la señal a frecuencia modificada generada por la división por el coeficiente N.

8. Dispositivo de acuerdo con la reivindicación 7, caracterizado porque el circuito de división opcional es un circuito de división por dos.

9. Dispositivo de acuerdo con las reivindicaciones 7 u 8, caracterizado porque el segundo circuito de conmutación comprende un circuito (46, 47) de desplazamiento de la lectura de una tabla (8) de filtrado de la señal de
modulación.

10. Dispositivo de acuerdo con una de las reivindicaciones 7 a 9, caracterizado porque el circuito de modulación comprende dos conmutadores (48, 49) para conmutar el dispositivo de un modo de emisión a un modo de
recepción.