ES2236745T3

ES2236745T3 - Antenas resonadores y elementos de carga fractales.

Info

Publication number: ES2236745T3
Application number: ES96928141T
Authority: ES
Inventors: Nathan Cohen
Original assignee: Fractal Antenna Systems Inc
Current assignee: Fractal Antenna Systems Inc
Priority date: 1995-08-09
Filing date: 1996-08-08
Publication date: 2005-07-16
Anticipated expiration: 2016-08-08
Also published as: EP0843905A1; WO1997006578A1; EP0843905A4; EP1515392A3; US6140975A; EP0843905B1; DE69633975T2; DE69633975D1; ATE284080T1; EP1515392A2

Abstract

SE PODRA UTILIZAR UN ELEMENTO FRACTUAL PARA FORMAR UNA ANTENA (510A, 510B, 510B'', 510C), UN ELEMENTO EN UN SISTEMA DE ANTENAS, UNA CONTRA-ANTENA EN UN SISTEMA DE ANTENAS, UN SISTEMA RESONANTE O UNA COMBINACION DE CUALQUIERA O DE TODOS LOS DICHOS ELEMENTOS. LA CONVERSION FRACTUAL DE DICHO SISTEMA PODRA REDUCIR SUSTANCIALMENTE EL TAMAÑO FISICO MIENTRAS QUE SE PRESERVA LA IMPEDANCIA Y CARACTERISTICAS DE GANANCIA DESEADAS. POR EJEMPLO, SE PODRA FABRICAR UN SISTEMA DE ANTENA FRACTUAL PARA UN TELEFONO CELULAR CONTENIDO EN LA CARCASA (500) DEL TELEFONO. EL COMPONENTE FRACTUAL (510A, 510B, 510B'', 510C) NO NECESITA SER PLANO Y PODRA FABRICARSE USANDO TECNICAS DE FABRICACION DE PLACAS DE CIRCUITO IMPRESO O SEMICONDUCTOR. SE PODRAN UTILIZAR CAMBIOS EN LAS PROXIMIDADES SEPARADAS O ROTACIONALES DE LA ANTENA O DEL SISTEMA RESONANTE O SUMINISTRANDO CORTES EN UN ELEMENTO FRACTUAL PARA SINTONIZAR DICHOS SISTEMAS.

Description

Antena, resonadores y elementos de carga fractales.

Campo de la invención

La presente invención se refiere a antenas y resonadores y, específicamente, al diseño y afinación de radiales terrestres de antenas no euclidianas, contrapesos o planos de tierra, elementos de carga superior y antenas que emplean tales elementos.

Antecedentes de la invención

Las antenas se utilizan para irradiar y/o recibir, típicamente, señales electromagnéticas, preferiblemente con ganancia, orientabilidad y eficiencia de antena. El diseño práctico de antenas involucra tradicionalmente compromisos entre diversos parámetros, incluyendo la ganancia, el tamaño, la eficiencia y el ancho de banda de la antena.

El diseño de antenas ha estado históricamente dominado por la geometría euclidiana. En tales diseños, el área cerrada de la antena es directamente proporcional al perímetro de la antena. Por ejemplo, si se duplica la longitud de una antena cuadrada (o "cuad") euclidiana, el área delimitada de la antena se cuadruplica. El diseño clásico de antenas ha tratado con planos, círculos, triángulos, cuadrados, elipses, rectángulos, hemisferios, parábolas y similares (así como líneas). De manera similar, los resonadores, típicamente condensadores ("C") acoplados en serie y/o en paralelo con inductores ("L"), se implementan tradicionalmente con inductores euclidianos.

Con respecto a las antenas, la filosofía de diseño de la técnica anterior ha sido escoger una construcción geométrica euclidiana, p. ej., una "cuad", y explorar sus características de irradiación, con especial énfasis en la resonancia de frecuencia y los patrones de energía. El desafortunado resultado es que el diseño de antenas se ha concentrado durante demasiado tiempo en la facilidad de la construcción de antenas, en lugar de en el electromagnetismo subyacente.

Muchas antenas de tecnología anterior se basan sobre formas de bucle cerrado o de isla. La experiencia ha demostrado hace tiempo que las antenas de tamaño pequeño, incluyendo los bucles, no funcionan bien, siendo una razón el que la resistencia a la radiación ("R") disminuye rápidamente cuando se acorta el tamaño de la antena. Un bucle de tamaño pequeño, o incluso un dipolo corto, exhibirá un patrón de radiación de 1/2\lambda y de 1/4\lambda, respectivamente, si la resistencia a la radiación R no es anegada por pérdidas óhmicas ("O") sustancialmente mayores. Las pérdidas óhmicas pueden minimizarse utilizando redes de apareo de impedancia, que pueden ser caras y difíciles de utilizar. Pero aunque incluso las antenas de bucle pequeño e impedancia apareada pueden exhibir eficiencias del 50% al 85%, su ancho de banda es inherentemente estrecho, con un Q muy alto, p. ej., Q > 50. Según se usa aquí, Q se define como (frecuencia transmitida o recibida)/(ancho de banda de 3 dB).

Como se ha observado, experimentalmente es bien sabido que la resistencia a la radiación R baja rápidamente con las antenas euclidianas de área pequeña. Sin embargo, la base teórica no es generalmente conocida, y toda comprensión (o malentendido) actual parece originarse en la investigación de J. Kraus, mencionada en Antennas (Ed. 1), McGraw Hill, Nueva York (1950), en donde se examinó una antena de bucle circular con corriente uniforme. El bucle de Kraus exhibía una ganancia con un sorprendente límite de 1,8 dB sobre un irradiador isotrópico, según el área del bucle caía por debajo del de un bucle que tenga una abertura de 1 \lambda al cuadrado. Para bucles pequeños de área A < \lambda^{2}/100, la resistencia a la radiación R estaba dada por:

R = K (A/\lambda^{2})^{2}

donde K es una constante, A es el área delimitada del bucle y \lambda es la longitud de onda. Lamentablemente, la resistencia a la radiación R puede, con demasiada facilidad, ser menor que 1 \Omega para una antena de bucle pequeño.

A partir de su investigación del bucle circular, Kraus generalizó que los cálculos podían definirse por área de la antena, en lugar de por perímetro de la antena, y que su análisis debería ser correcto para bucles pequeños de cualquier forma geométrica. Las primeras investigaciones y conclusiones de Kraus, en cuanto a que las antenas de tamaño pequeño exhibirán una resistencia óhmica O relativamente grande y una resistencia a la radiación R relativamente pequeña, de manera tal que la baja eficiencia resultante desvirtúa el empleo de la antena pequeña, han sido ampliamente aceptadas. En verdad, algunos investigadores han propuesto efectivamente reducir la resistencia óhmica O a 0 \Omega, construyendo antenas pequeñas de material superconductor, a fin de promover la eficiencia.

Como se ha observado, el diseño de antenas y resonadores de la tecnología anterior se ha concentrado tradicionalmente sobre una geometría que es euclidiana. Sin embargo, una geometría no euclidiana es la geometría fractal. La geometría fractal puede agruparse en fractales aleatorios, que también se denominan fractales caóticos o Brownianos, y que incluyen componentes de ruido aleatorio, tal como el ilustrado en la Figura 3, o fractales determinísticos tales como los mostrados en la Figura 1C.

En la geometría fractal determinística, una estructura similar a sí misma es el resultado de la repetición de un diseño o motivo (o "generador"), a una serie de distintas escalas de tamaño. Un tratado bien conocido en este campo es Fractals, Endlessly Repeated Geometrical Figures [Los Fractales, Figuras Geométricas Infinitamente Repetidas], por Hans Lauwerier, Prensa de la Universidad de Princeton (1991).

Las Figuras 1A-2D ilustran el desarrollo de algunas formas elementales de fractales. En la Figura 1A, un elemento base 10 se muestra como una línea recta, aunque podría emplearse una curva en cambio. En la Figura 1B, un motivo denominado fractal de Koch, o generador 20-1, un triángulo en este caso, se inserta en el elemento base 10, para formar un diseño de una iteración de primer orden ("N"), p. ej., N=1. En la Figura 1C se obtiene un diseño de una iteración de segundo orden, N=2, al replicar el motivo triangular 20-1 en cada segmento de la Figura 1B, pero en donde la versión 20-1' ha sido puesta a una escala distinta, reducida aquí de tamaño. Según se observa en el tratado de Lauwerier, en su replicación, el motivo puede ser sometido a rotación, traslación, cambio de escala en su dimensión, o una combinación de cualquiera de estas características. De esta manera, según se emplea aquí, el segundo orden de iteración, o N=2, significa que el motivo fundamental ha sido replicado, después de la rotación, traslación, cambio de escala (o una combinación de ellas), en el patrón de iteración de primer orden. Una iteración de orden superior, p. ej., N=3, significa que ha sido generado un tercer patrón fractal, incluyendo otra rotación, traslación y/o cambio de escala del motivo de primer orden.

En la Figura 1D, una porción de la Figura 1C ha sido sometida a una iteración adicional (N=3), en la cual se han insertado versiones a escala reducida del motivo triangular 20-1 en cada segmento de la mitad izquierda de la Figura 1C. Las figuras 2A-2C continúan lo que se ha descrito con respecto a las Figuras 1A-1C, excepto que se ha adoptado un motivo rectangular 20-2. La Figura 2D muestra un patrón en el cual una porción del lado izquierdo es una iteración N=3 del motivo rectangular 20-2, y en el cual la porción central de la figura incluye ahora otro motivo, en este caso, un motivo triangular de tipo 20-1, y en el cual el lado derecho de la figura permanece en la iteración N=2.

Tradicionalmente, se ha entendido que los diseños no euclidianos que incluyen fractales aleatorios exhiben características de antirresonancia con vibraciones mecánicas. Se conoce en la tecnología el intento de emplear diseños aleatorios no euclidianos a regímenes de frecuencia inferior, a fin de absorber o, al menos, no reflejar, el sonido debido a las características de antirresonancia. Por ejemplo, M. Schroeder, en Fractals, Chaos, Power Laws [Fractales, Caos, Leyes Energéticas] (1992), W. H. Freeman, Nueva York, revela la utilización de fractales presuntamente aleatorios o caóticos al diseñar difusores bloqueadores del sonido, para estudios de grabación y auditorios.

La experimentación con estructuras no euclidianas también se ha emprendido con respecto a las ondas electromagnéticas, incluyendo las antenas de radio. En un experimento, Y. Kim y D. Jaggard, en The Fractal Random Array [La Formación Aleatoria Fractal], Proc. IEEE 74, 1278-1280 (1986), esparcieron elementos de antena en una formación rala de microondas, a fin de minimizar la energía de lóbulo lateral sin tener que emplear un número excesivo de elementos. Pero Kim y Jaggard no aplicaron una condición fractal a los elementos de antena, y los resultados de las pruebas no fueron necesariamente mejores que otras técnicas cualesquiera, incluyendo una dispersión totalmente aleatoria de elementos de antena. Lo que es más significativo, la formación resultante no era más pequeña que un diseño euclidiano convencional.

Las antenas espirales, las antenas cónicas y las antenas en forma de V de la tecnología anterior pueden considerarse como un fractal continuo, determinístico, de primer orden, cuyo motivo se expande continuamente según aumenta la distancia desde un punto central. Una antena periódica logarítmica puede considerarse un tipo de fractal continuo en cuanto a que se fabrica a partir de una estructura que se expande radialmente. Sin embargo, las antenas periódicas logarítmicas no utilizan el perímetro de la antena para la irradiación, sino que, en cambio, se valen de un ángulo de apertura en forma de arco en la geometría de la antena. Tal ángulo de apertura es un ángulo que define la escala del tamaño de la estructura periódica logarítmica, estructura que es proporcional a la distancia desde el centro de la antena, multiplicada por el ángulo de apertura. Además, las antenas periódicas logarítmicas conocidas no son necesariamente más pequeñas que los diseños de antena convencionales de elemento controlado - elemento parasitario, de ganancia similar.

Los fractales de primer orden han sido empleados, no intencionalmente, para distorsionar la forma de antenas dipolo y verticales a fin de aumentar la ganancia, siendo definidas las formas como un tipo Browniano de fractales caóticos. Véase F. Landstorfer y R. Sacher, Optimisation of Wire Antennas [Optimización de Antenas de Cable], J. Wiley, Nueva York (1985). La Figura 3 ilustra tres antenas inclinadas-verticales desarrolladas por Landstorfer y Sacher con el método de prueba y error, mostrando los gráficos las antenas verticales reales como una función de coordenadas en el eje de las x y el eje de las y, que son una función de la longitud de onda. La nomenclatura de "DE" y "DP" en la Figura 3 se refiere, respectivamente, a los patrones de irradiación de disparo extremo y de disparo posterior de las antenas inclinadas-verticales resultantes.

Los fractales de primer orden también han sido utilizados para reducir la geometría de antenas de tipo de cuerno, en la cual se emplea una configuración de cuerno de doble pico para disminuir la frecuencia resonante. Véase J. Kraus en Antennas, McGraw Hill, Nueva York (1985). El empleo de formas de rectángulo, de cuadro y de triángulo como elementos de carga de apareo de impedancia, a fin de acortar las dimensiones de elementos de antena, también es conocido en la técnica.

Ya sean intencionales o no, tales intentos de la técnica anterior de utilizar un motivo cuasifractal o fractal en una antena emplean, en el mejor de los casos, un fractal de iteración de primer orden. Por primera iteración se quiere decir que una estructura euclidiana se carga con otra estructura euclidiana de manera repetitiva, empleando el mismo tamaño para la repetición. La Figura 1C, por ejemplo, no es de primer orden, porque los triángulos 20-1' se han encogido con respecto al tamaño del primer motivo 20-1.

El diseño de antenas de la técnica anterior no intenta explotar la autosimilitud a escala múltiple de los fractales verdaderos. Esto es muy poco sorprendente, a la vista de la sabiduría convencional aceptada, en cuanto a que, debido a que tales antenas serían antirresonadores, y/o, si se encogiesen convenientemente, exhibirían una resistencia a la radiación R tan pequeña, las pérdidas óhmicas O sustancialmente mayores darían como resultado una eficiencia de antena demasiado baja para ningún uso práctico. Además, probablemente no es posible predecir matemáticamente tal diseño de antena, y las antenas fractales de iteración de alto orden serían crecientemente difíciles de fabricar y de erigir, en la práctica.

Las Figuras 4A y 4B ilustran respectivamente configuraciones de resonadores, de tipos en serie y en paralelo, de la técnica anterior, comprendiendo los condensadores C y los inductores euclidianos L. En la configuración en serie de la Figura 4A, se presenta una característica de filtro-muesca en cuanto a que la impedancia desde el puerto A al puerto B es alta, excepto para frecuencias que se aproximan a la resonancia, determinada por 1/\surd (LC).

En la configuración paralela distribuida de la Figura 4B, se crea una característica de filtro de paso bajo en cuanto a que, para frecuencias por debajo de la resonancia, hay un camino de impedancia relativamente baja desde el puerto A hasta el puerto B, pero para frecuencias mayores que la frecuencia resonante, las señales en el puerto A se desvían a tierra (p. ej., terminales comunes de condensadores C), y se presenta un camino de alta impedancia entre el puerto A y el puerto B. Por supuesto, también puede crearse una configuración LC paralela única quitando (p. ej., cortocircuitando) el inductor L de más a la derecha y dos condensadores derechos C, en cuyo caso el puerto B se situaría en el extremo inferior del condensador C de más a la izquierda.

En las Figuras 4A y 4B, los inductores L son euclidianos, en cuanto a que el incremento del área efectiva capturada por los inductores aumenta con la geometría creciente de los inductores, p. ej., bobinados inductivos más numerosos o más grandes o, si no son cilíndricos, huellas que comprendan la inductancia. En configuraciones de la técnica anterior tales como las Figuras 4A y 4B, la presencia de inductores euclidianos L garantiza una relación predecible entre L, C y las frecuencias de resonancia.

La solicitud de patente FRACTAL ANTENNA AND FRACTAL RESONATORS [ANTENA FRACTAL Y RESONADORES FRACTALES] del solicitante, mencionada anteriormente, proporcionaba una metodología de diseño a fin de producir antenas a escala menor que exhiben al menos tanta ganancia, orientabilidad y eficiencia como las contrapartes euclidianas más grandes. Tal enfoque de diseño debería explotar la autosimilitud a escala múltiple de los fractales verdaderos, incluyendo fractales de orden de iteración N \geq 2. Además, dicha solicitud revelaba un resonador no euclidiano cuya presencia en una configuración resonante puede crear frecuencias de resonancia más allá de aquellas normalmente presentadas en configuraciones de LC en serie y/o paralelo. La solicitud de patente TUNING FRACTAL ANTENNAS AND FRACTAL RESONATORS [AFINACIÓN DE ANTENAS FRACTALES Y RESONADORES FRACTALES] del solicitante, mencionada anteriormente, proporcionaba dispositivos y procedimientos para afinar y/o ajustar tales antenas y resonadores. Dicha solicitud revelaba, además, el empleo de resonadores no euclidianos, cuya presencia en una configuración resonante podía crear frecuencias de resonancia más allá de aquellas normalmente presentadas en configuraciones de LC en serie y/o en paralelo.

Sin embargo, tales enfoques de diseño de antenas y de afinación también deberían ser utilizables con las antenas verticales, permitiendo la reducción a escala de uno o más elementos de planos de tierra radiales, y/o planos de tierra, y/o contrapesos de tierra, y/o elementos de carga de chistera.

La presente invención proporciona tales antenas, elementos radiales de planos de tierra, planos de tierra, contrapesos de tierra y elementos de carga de chistera, así como procedimientos para su diseño.

Resumen de la invención

El documento de patente US-A-3079602 describe un sistema de antena fractal en el cual un primer motivo, definido en al menos dos dimensiones y en la forma de un diente o un triángulo, es replicado a escala. Como se conoce del documento de patente US-A-3079602, la presente invención proporciona un sistema de antena que comprende:

una disposición de antena con al menos una parte que es de diseño fractal y que incluye un primer elemento que tiene una porción que incluye al menos un primer motivo definido en al menos dos dimensiones, incluyendo además dicha porción al menos una primera replicación de dicho primer motivo y una segunda replicación de dicho primer motivo, de manera tal que un punto escogido sobre una figura geométrica representada por dicho primer motivo da como resultado un correspondiente punto sobre dicha primera replicación y sobre dicha segunda replicación de dicho primer motivo, cada uno en distintas ubicaciones espaciales, y un elemento conductivo, alejado de dicha antena fractal, para influir sobre al menos uno entre la frecuencia resonante y el ancho de banda de dicho sistema de antena.

En contraste con el documento de patente US-A-3079602, y según la invención, cada una de las replicaciones está alejada del primer motivo y definida geométricamente por al menos un conjunto de operaciones, seleccionado entre un grupo que consiste en (a) cambio de escala del tamaño de dicho primer motivo, (b) rotación de dicho primer motivo y (c) traslación de dicho primer motivo; y

cada operación que define cada replicación excluye aquellas operaciones que son una función de, y que admiten referencia a, la ubicación espacial de un único punto sobre dicho primer motivo.

La presente invención también proporciona un procedimiento para hacer un sistema de antena, incluyendo una disposición de antena que comprende:

efectuar la disposición de antena para que incluya una antena fractal, estando dispuesta la antena fractal para que incluya un primer elemento que tiene una porción que incluye al menos un primer motivo definido en al menos dos dimensiones, al menos una primera replicación de dicho primer motivo y una segunda replicación de dicho primer motivo, de manera tal que un punto escogido sobre una figura geométrica representada por dicho primer motivo da como resultado un correspondiente punto sobre dicha primera replicación y sobre dicha segunda replicación de dicho primer motivo, cada uno en ubicaciones espaciales distintas; y acoplar un elemento conductivo, alejado de dicha disposición de antena, para influir sobre al menos uno entre la frecuencia resonante y el ancho de banda de dicho sistema de antena

caracterizado porque cada una de las replicaciones está alejada del primer motivo y definida geométricamente por al menos un conjunto de operaciones seleccionado entre un grupo que consiste en (a) la reducción a escala del tamaño de dicho primer motivo, (b) la rotación de dicho primer motivo y (c) la traslación de dicho primer motivo, y

cada operación que define cada replicación excluye aquellas operaciones que son una función de, y admiten referencia a, la ubicación espacial de un único punto sobre dicho primer motivo.

Como aparece en lo siguiente, un sistema de antena construido según la invención puede tener un sistema de plano de tierra o de contrapeso de tierra, que tiene al menos un elemento cuya forma, al menos en parte, es esencialmente un fractal determinístico de iteración de orden N \geq 1. (Se entenderá que el término "contrapeso de tierra" incluye un plano de tierra, y/o al menos un elemento de tierra). Empleando la geometría fractal, el contrapeso de tierra de la antena tiene una estructura autosimilar que resulta de la repetición de un diseño o motivo (o "generador") que se replica utilizando la rotación, y/o la traslación, y/o la reducción a escala. El elemento fractal tendrá coordenadas del eje x y del eje y para una siguiente iteración N+1, definidas por x_{N+1} = f(x_{N},yb_{N}) y y_{N+1} = g(x_{N},y_{N}), donde x_{N}, y_{N} definen las coordenadas para una iteración precedente, y donde f(x,y) y g(x,y) son funciones que definen el motivo y comportamiento fractales. Una antena vertical puede cargarse por la copa con un ensamblaje llamado de chistera, que incluye al menos un elemento fractal. Un ensamblaje de chistera fractalizado reduce convenientemente la frecuencia resonante, así como el tamaño físico y el área requeridos para el ensamblaje de chistera.

En contraste con un diseño de antena de geometría euclidiana, los elementos fractales determinísticos según la presente invención tienen un perímetro que no es directamente proporcional al área. Para una dimensión perimetral dada, el área delimitada de un fractal de múltiples iteraciones siempre será tan pequeño como, o más pequeño que, el área de un correspondiente elemento euclidiano convencional.

Una antena fractal tiene una dimensión D del límite de razón fractal, dada por log (L)/log (r), donde L y r son longitudes unidimensionales de elementos de antena, antes y después de la fractalización, respectivamente.

Como se emplea aquí, un parámetro de compresión perimetral (CP) de una antena fractal está definido como:

CP = \frac{\text{Longitud total del elemento de antena}}{\text{Longitud reducida por fractal del elemento de antena}}

donde:

CP = A log [N (D + C)]

en lo cual A y C son coeficientes constantes para un motivo fractal dado, N es un número de iteración y D es la dimensión fractal, definida anteriormente.

La resistencia R a la radiación de una antena fractal disminuye como una potencia pequeña de la compresión perimetral (CP), exhibiendo siempre un bucle o isla fractal una resistencia a la radiación significativamente mayor que una antena de bucle euclidiano pequeño de igual tamaño. En la presente invención se utilizan fractales determinísticos en los cuales A y C tienen valores grandes y, de esta manera, proporcionan el encogimiento mayor y más rápido del tamaño de elemento. Una antena fractal según la presente invención exhibirá una longitud de onda efectiva aumentada.

El número de nodos resonantes de una antena fractal en forma de bucle aumenta según el número de iteración N y es al menos tan grande como el número de nodos resonantes de una isla euclidiana con igual área. Además, las frecuencias resonantes de una antena fractal incluyen frecuencias que no están armónicamente vinculadas.

Una antena que incluye un contrapeso de tierra fractal según la presente invención es más pequeña que su contraparte euclidiana, pero proporciona al menos tanta ganancia y tantas frecuencias de resonancia, y proporciona una impedancia de terminación razonable en su frecuencia resonante más baja. Tal sistema de antena puede exhibir frecuencias de resonancia no armónicamente, un Q bajo y un buen ancho de banda como resultado, una aceptable razón de onda permanente (Standing Wave Ratio - SWR) y una impedancia de radiación que es dependiente de la frecuencia, y altos valores de eficiencia.

Con respecto a las antenas verticales, la presente invención permite que tales antenas se realicen con un elemento vertical más pequeño, y/o con contrapesos de tierra más pequeños, p. ej., elementos radiales de plano de tierra y/o un plano de tierra. El/los elemento(s) de contrapeso de tierra se fractaliza(n) con N \geq 1. En una realización preferida, el elemento vertical también es un sistema fractal, que, preferiblemente, comprende elementos fractales distanciados, primero y segundo.

Un sistema de antena fractal que tiene un contrapeso de tierra fractal y un elemento vertical fractal se afina, preferiblemente, colocando una antena o resonador fractal activo (o controlado) a una distancia \Delta de un segundo conductor. Tal disposición de la antena y del segundo conductor disminuye convenientemente las frecuencias resonantes y amplía el ancho de banda para la antena fractal. En algunas realizaciones, la antena fractal y el segundo conductor son no coplanares y \lambda es la distancia de separación entre los mismos, preferiblemente \leq 0,05 \lambda para la frecuencia de interés (1/\lambda). En otras realizaciones, la antena fractal y el segundo elemento conductivo pueden ser coplanares, en cuyo caso \lambda es una distancia de separación, medida sobre el plano común. En otra realización, se carga a una antena un ensamblaje fractal de "chistera", que puede proporcionar una reducción sustancial del tamaño de la antena.

El segundo conductor puede, de hecho, ser una segunda antena fractal de configuración similar o distinta a la de la antena activa. La variación de la distancia \Delta afina la antena activa y, por ello, el sistema general. Además, si el segundo elemento, preferiblemente una antena fractal, es girado angularmente con respecto a la antena activa, las frecuencias resonantes de la antena activa pueden variarse.

La realización de un corte en la antena fractal da como resultado nuevos y distintos nodos resonantes, incluyendo nodos resonantes que tienen parámetros de compresión perimetral, definidos más adelante, que oscilan entre alrededor de tres hasta diez. Si se desea, puede cortarse y retirarse una porción de una antena fractal para afinar la antena, aumentando la(s) resonancia(s).

Los sistemas de antena afinables con un contrapeso de tierra fractal no necesitan ser coplanares, según la presente invención. La fabricación del sistema de antena alrededor de una forma tal como un anillo toroidal, o la formación de la antena fractal sobre un sustrato flexible que está curvado sobre sí mismo da como resultado una autoproximidad de campo que produce desplazamientos de frecuencia resonante. Una antena fractal y un elemento conductivo pueden estar formados como una superficie curva, o incluso una forma toroidal, y colocarse en proximidad lo suficientemente estrecha entre sí como para proporcionar un útil mecanismo de afinación y de alteración de características del sistema.

En las diversas realizaciones pueden utilizarse más de dos elementos, y la afinación puede efectuarse variando uno o más de los parámetros asociados con uno o más elementos.

Otras características y ventajas de la invención surgirán de la siguiente descripción, en la cual las realizaciones preferidas han sido señaladas en detalle, conjuntamente con los dibujos adjuntos.

Breve descripción de los dibujos

La Figura 1A ilustra un elemento base para una antena o un inductor, según la tecnología anterior;

La Figura 1B ilustra un motivo fractal de Koch de forma triangular, según la tecnología anterior;

La Figura 1C ilustra un fractal de segunda iteración, empleando el motivo de la Figura 1B, según la tecnología anterior;

La Figura 1D ilustra un fractal de tercera iteración, empleando el motivo de la Figura 1B, según la tecnología anterior;

La Figura 2A ilustra un elemento base para una antena o un inductor, según la tecnología anterior;

La Figura 2B ilustra un motivo fractal de Minkowski de forma rectangular, según la tecnología anterior;

La Figura 2C ilustra un fractal de segunda iteración empleando el motivo de la Figura 2B, según la tecnología anterior;

La Figura 2D ilustra una configuración de fractal que incluye un tercer orden que emplea el motivo de la Figura 2B, así como el motivo de la Figura 1B, según la tecnología anterior;

La Figura 3 ilustra antenas fractales caóticas inclinadas-verticales, según la tecnología anterior;

La Figura 4A ilustra un resonador L-C en serie, según la tecnología anterior;

La Figura 4B ilustra un resonador distribuido L-C en paralelo, según la tecnología anterior;

La Figura 5A ilustra un sistema de antena "cuad" euclidiano, según la tecnología anterior;

La Figura 5B ilustra una antena "cuad" fractal de isla de Minkowski de segundo orden, según la presente invención;

La Figura 6 ilustra un patrón de irradiación de espacio libre generado por ELNEC para una antena fractal MI-2, según la presente invención;

La Figura 7A ilustra una antena dipolo fractal de peine de Cantor, según la presente invención;

La Figura 7B ilustra una antena "cuad" fractal de cuadro roto, según la presente invención;

La Figura 7C-1 ilustra una antena fractal de circuito impreso de Minkowski (MI-2) de segunda iteración, según la presente invención;

La Figura 7C-2 ilustra una antena fractal de ranura de Minkowski (MI-2) de segunda iteración, según la presente invención;

La Figura 7D ilustra una antena vertical fractal determinística de dendrita, según la presente invención;

La Figura 7D-1A ilustra una antena vertical de 0,25\lambda con tres elementos de tierra radiales de 0,25\lambda, según la tecnología anterior;

La Figura 7D-1B ilustra el patrón de ganancia para la antena de la Figura 7D-1A;

La Figura 7D-2A ilustra una antena vertical de 0,25\lambda con tres elementos de tierra radiales fractales según la presente invención;

La Figura 7D-2B ilustra el patrón de ganancia para la antena de la Figura 7D-2A;

La Figura 7D-3A ilustra una antena cargada de "chistera", según la tecnología anterior;

La Figura 7D-3B ilustra el patrón de ganancia para la antena de la Figura 7D-3A;

La Figura 7D-4A ilustra una antena cargada de "chistera" fractal ternaria, según la presente invención;

La Figura 7D-4B ilustra el patrón de ganancia para la antena de la Figura 7D-4A;

La Figura 7D-5 ilustra una antena que tiene un elemento vertical fractal y elementos de tierra radiales fractales, según la presente invención;

La Figura 7E ilustra una antena "cuad" fractal de isla de Minkowski (MI-3) de tercera iteración, según la presente invención;

La Figura 7F ilustra un dipolo fractal de Koch de segunda iteración, según la presente invención;

La Figura 7G ilustra un dipolo de tercera iteración, según la presente invención;

La Figura 7H ilustra un dipolo fractal de Minkowski de segunda iteración, según la presente invención;

La Figura 7I ilustra un dipolo multifractal de tercera iteración, según la presente invención;

La Figura 8A ilustra un sistema genérico en el cual un sistema electrónico, pasivo o activo, se comunica utilizando una antena fractal, según la presente invención;

La Figura 8B ilustra un sistema de comunicación en el cual varias antenas fractales, que incluyen una antena vertical con un contrapeso de tierra fractal, se seleccionan electrónicamente para una mejor prestación, según la presente invención;

La Figura 8C ilustra un sistema de comunicación en el cual formaciones electrónicamente dirigibles de antenas fractales se seleccionan electrónicamente para una mejor prestación, según la presente invención;

La Figura 9A ilustra la ganancia de la antena fractal como una función del orden de iteración N, según la presente invención;

La Figura 9B ilustra la compresión perimetral CP como una función del orden de iteración N para antenas fractales, según la presente invención;

La Figura 10A ilustra un inductor fractal para utilizar en un resonador fractal, según la presente invención;

La Figura 10B ilustra un dispositivo de seguridad del tamaño de una tarjeta de crédito, que utiliza un resonador fractal, según la presente invención;

La Figura 11A ilustra una realización en la cual una antena fractal está separada por una distancia \Delta de un elemento conductor a fin de variar las propiedades resonantes y características de irradiación de la antena, según la presente invención;

La Figura 11B ilustra una realización en la cual una antena fractal es coplanar con un plano de tierra y está separada por una distancia \Delta' de un elemento parasitario pasivo coplanar, para variar las propiedades resonantes y características de irradiación de la antena, según la presente invención;

La Figura 12A ilustra la separación de las antenas fractales primera y segunda a una distancia \Delta para disminuir la resonancia y crear frecuencias resonantes adicionales para la antena activa o controlada, según la presente invención;

La Figura 12B ilustra la rotación angular relativa entre las antenas fractales primera y segunda, separadas por una distancia \Delta, para variar las frecuencias resonantes de la antena activa o controlada, según la presente invención;

La Figura 13A ilustra el corte de una antena o resonador fractal para crear distintos nodos resonantes y para alterar la compresión perimetral, según la presente invención;

La Figura 13B ilustra la formación de una antena o resonador fractal no coplanares sobre un sustrato flexible que está curvado para desplazar la frecuencia resonante, aparentemente debida a los campos electromagnéticos de su propia proximidad, según la presente invención;

La Figura 13C ilustra la formación de una antena o resonador fractal sobre una forma toroidal curva para desplazar la frecuencia resonante, aparentemente debida a los campos electromagnéticos de su propia proximidad, según la siguiente invención;

La Figura 14A ilustra la formación de una antena o resonador fractal en los cuales el elemento conductivo no está adosado al coaxial del sistema o a otra línea de alimentación, según la presente invención;

La Figura 14B ilustra un sistema similar a la Figura 14A, pero demuestra que la antena fractal controlada puede acoplarse al coaxial del sistema o a otra línea de alimentación en cualquier punto a lo largo de la antena, según la presente invención;

La Figura 14C ilustra una realización en la cual se dispone un plano de tierra suplementario adyacente a una porción de la antena fractal controlada y al elemento conductivo, formando un sistema de tipo bocadillo, según la presente invención;

La Figura 14D ilustra una realización en la cual un sistema de antena fractal se afina recortando una porción de la antena controlada, según la presente invención;

La Figura 15 ilustra un sistema de comunicación similar al de la Figura 8A, en el cual varias antenas fractales son afinables y se seleccionan electrónicamente para una mejor prestación, según la presente invención.

Descripción detallada de las realizaciones preferidas

En un panorama general, la presente invención proporciona un sistema de antena con un contrapeso de tierra fractal, p. ej., un contrapeso y/o plano de tierra y/o elemento de tierra que tiene al menos un elemento cuya forma, al menos en parte, es esencialmente un fractal de orden de iteración N \geq 1. La antena resultante es más pequeña que su contraparte euclidiana, brinda cerca de 50 \Omega de impedancia de terminación, exhibe al menos tanta ganancia y más frecuencias de resonancia que su contraparte euclidiana, incluyendo frecuencias de resonancia no armónicamente vinculadas, exhibe un bajo Q y el consiguiente buen ancho de banda, una SWR aceptable, una impedancia de radiación que es dependiente de la frecuencia y altos valores de eficiencia.

En contraste con el diseño de antena geométrico euclidiano, un contrapeso de tierra de antena fractal, según la presente invención, tiene un perímetro que no es directamente proporcional al área. Para una dimensión perimetral dada, el área delimitada de un área fractal de múltiples iteraciones siempre será al menos tan pequeña como cualquier área euclidiana.

Empleando geometría fractal, el elemento de suelo tiene una estructura autosimilar que resulta de la repetición de un diseño o motivo (o "generador"), motivo que se replica utilizando la rotación, la traslación y/o la reducción a escala (o cualquier combinación de las mismas). La porción fractal del elemento tiene las coordenadas en el eje x y en el eje y, para una próxima iteración N + 1, definidas por x_{N+1} = f(x_{N},yb_{N}) e y_{N+1} = g(x_{N},y_{N}), donde x_{N}, y_{N} son coordenadas de una iteración precedente, y donde f(x,y) y g(x,y) son funciones que definen el motivo y comportamiento fractales.

Por ejemplo, los fractales del conjunto de Julia pueden representarse en la forma:

x_{N+1} = x_{N}{}^{2} \cdot y_{N}{}^{2} + a

y_{N+1}= 2x_{N}y_{N} = b

En notación compleja, lo anterior puede representarse como:

z_{N+1} = z_{N}{}^{2} + c

Aunque es aparente que los fractales pueden comprender una amplia variedad de formas para las funciones f(x,y) y g(x,y), es la naturaleza iterativa y la relación directa entre la estructura o la morfología a distintas escalas de tamaño lo que distingue unívocamente a f(x,y) y g(x,h) de formas no fractales. Muchas obras de referencia, incluyendo el tratado de Lauwerier, señalan ecuaciones adecuadas para f(x,y) y g(x,y).

La iteración (N) se define como la aplicación de un motivo fractal sobre una escala de tamaños. De esta manera, la repetición de una escala de tamaño único de un motivo no es un fractal, según se emplea aquí ese término. Pueden implementarse, por supuesto, multifractales en los cuales se cambia un motivo para distintas iteraciones, pero, eventualmente, al menos un motivo se repite en otra iteración.

Puede obtenerse una apreciación general de la presente invención comparando las Figuras 5A y 5B. La Figura 5A muestra una antena "cuad" euclidiana convencional 5 que tiene un elemento controlado 10, cada uno de cuyos cuatro lados tiene 0,25 \lambda de largo, con un perímetro total de 1 \lambda, donde \lambda es la frecuencia de interés.

El elemento euclidiano 10 tiene una impedancia de unos 130 \Omega, impedancia que disminuye si se separa un elemento "cuad" parasitario 20 sobre un botalón 30 a una distancia B de entre 0,1 \lambda y 0,25 \lambda. El elemento parasitario 20 también tiene un tamaño S = 0,25 \lambda en un lado, y su presencia puede mejorar la orientabilidad de la antena "cuad" de dos elementos resultante. El elemento 10 se ilustra en la Figura 5A con líneas más gruesas que el elemento 20, únicamente para evitar la confusión al interpretar la figura. Los extensores no conductivos 40 se emplean para ayudar a mantener unidos el elemento 10 y el elemento 20.

Debido a la impedancia de control relativamente grande, el elemento controlado 10 se acopla con una red o dispositivo 60 de apareo de impedancia, cuya impedancia de salida es de aproximadamente 50 \Omega. Un cable coaxial 50, típicamente de 50 \Omega, acopla el dispositivo 60 con un transceptor 70 u otro equipo electrónico 70 activo o pasivo.

Como se emplea aquí, el término transceptor significará una pieza de equipo electrónico que puede transmitir, recibir, o transmitir y recibir una señal electromagnética por medio de una antena, tal como la antena "cuad" mostrada en la Figura 5A o 5B. Como tal, el término transceptor incluye, sin limitación, un transmisor, un receptor, un transmisor-receptor, un teléfono celular, un teléfono inalámbrico, un buscapersonas, un comunicador de una red de área local inalámbrica de ordenador ("LAN"), una unidad resonante pasiva empleada por las tiendas como parte de un sistema antirrobo, en el cual el transceptor 70 contiene un circuito resonante que es disparado, o no es disparado, por una señal electrónica en el momento de la compra del artículo al cual el transceptor 70 está adosado, sensores y transpondedores resonantes, y similares.

Además, dado que las antenas según la presente invención pueden recibir radiación entrante y acoplar la misma como corriente alterna en un cable, se apreciará que las antenas fractales pueden emplearse para interceptar la radiación lumínica entrante y para suministrar una corriente alterna correspondiente. Por ejemplo, de una antena de fotocélula que define un fractal, o incluso de un conjunto o formación de fractales, se esperaría que emitiese más corriente en respuesta a la luz entrante que una fotocélula del mismo tamaño general de formación. La Figura 5B ilustra una antena "cuad" fractal 95, diseñada para resonar a la misma frecuencia que la antena más grande 5 de tecnología anterior mostrada en la Figura 5A. Se ve que el elemento controlado 100 es un fractal de segundo orden, en este caso un fractal denominado isla de Minkowski, aunque podría emplearse, en cambio, cualquier otra de numerosas configuraciones fractales, incluyendo, sin limitaciones, la geometría de Koch, la de cuadro roto, la de Mandelbrot, la del árbol de Caley, la del columpio de mono, la de la empaquetadura de Sierpinski, y la de la empaquetadura de Cantor.

Si se midiera la cantidad de cable conductivo o huella conductiva que comprende el perímetro del elemento 40, sería quizás 40% mayor que la de 1,0 \lambda de la antena "cuad" euclidiana de la Figura 5A. Sin embargo, para la antena fractal 95, la longitud física recta de un lado KS del elemento será significativamente más pequeña, y para la antena fractal de N = 2, mostrada en la Figura 5B, KS \approx 0,13 \lambda (en el aire), en comparación con K 0,25 \lambda para la antena 5 de tecnología anterior.

Sin embargo, aunque la longitud perimetral efectiva del elemento 100 es mayor que el perímetro de 1 \lambda del elemento 10 de tecnología anterior, el área dentro del elemento de antena 100 es significativamente menor que el área S^{2} del elemento 10 de tecnología anterior. Como se ha observado, esta independencia del área con respecto al perímetro es una característica de un fractal determinístico. La longitud B del botalón para la antena 95 será ligeramente distinta a la longitud B para la antena 5 de tecnología anterior mostrada en la Figura 4A. En la Figura 5B, un elemento parasitario 120, que, preferiblemente, es similar al elemento controlado 100, pero no es necesario que lo sea, puede adosarse al botalón 130. Para facilitar la ilustración, la Figura 5B no incluye los extensores no conductivos, tales como los extensores 40 mostrados en la Figura 4A, que ayudan a mantener juntos el elemento 100 y el elemento 120. Además, para facilitar la comprensión de la figura, el elemento 10 se traza con líneas más gruesas que el elemento 120, a fin de evitar la confusión en la porción de la figura en la cual los elementos 100 y 120 aparecen solapados.

Un dispositivo de apareo de impedancia 60 es convenientemente innecesario para la antena fractal de la Figura 5B, ya que la impedancia de control del elemento 100 es de alrededor de 50 \Omega, p. ej., un apareo perfecto para el cable 50 si el elemento reflector 120 está ausente, y de alrededor de 35 \Omega, un apareo de impedancia todavía aceptable para el cable 50, si el elemento 120 está presente. La antena 95 puede ser alimentada por el cable 50 en cualquier parte, esencialmente, del elemento 100, p. ej., incluyendo las ubicaciones X, Y, Z, entre otras, sin ningún cambio sustancial en la impedancia de terminación. Con el cable 50 conectado según se muestra, la antena 95 exhibirá polarización horizontal. Si se desea la polarización vertical, puede hacerse la conexión, según se muestra, con el cable 50'. Si se desea, ambos cables 50 y 50' pueden estar presentes, y un dispositivo conmutador electrónico 75 en el extremo de la antena de estos cables puede eliminar por corto uno de los cables. Si el cable 50 se elimina por corto en la antena, se obtiene la polarización vertical, y si, en cambio, el cable 50' se elimina por corto en la antena, se obtiene la polarización horizontal.

Según se muestra en la Tabla 3 aquí incluida, la antena "cuad" fractal 95 exhibe una ganancia de alrededor de 1,5 dB con respecto a la antena "cuad" euclidiana 10. De esta manera, la potencia de transmisión emitida por el transceptor 70 puede recortarse, quizás, en un 40% y, sin embargo, el sistema de la Figura 5B no tendrá una prestación peor que la del sistema de tecnología anterior de la Figura 5A. Además, como se muestra en la Tabla 1, la antena fractal de la Figura 5B exhibe más frecuencias de resonancia que la antena de la Figura 5B, y también exhibe algunas frecuencias resonantes que no están armónicamente vinculadas entre sí. Según se muestra en la Tabla 3, la antena 95 tiene una eficiencia que excede el 92%, y exhibe una SWR excelente, de alrededor de 1,2:1. Según se muestra en la Tabla 5, la antena "cuad" fractal del solicitante exhibe un valor de Q relativamente bajo. Este resultado es sorprendente, a la vista de la sabiduría convencional de la tecnología anterior, en el sentido de que las antenas de bucle pequeño siempre exhibirán un Q alto.

En resumen, que la antena "cuad" fractal 95 funcione ya es sorprendente, a la vista del malentendido de la tecnología anterior en cuanto a la naturaleza de la resistencia a la radiación R y de las pérdidas óhmicas O. En verdad, la tecnología anterior predeciría que, dado que la antena fractal de la Figura 5B es más pequeña que la antena convencional de la Figura 5A, la eficiencia se vería afectada, debido a una disminución prevista en la resistencia a la radiación R. Además, se esperaría que Q fuese indebidamente alto para una antena "cuad" fractal.

La Figura 6 es un patrón de radiación de espacio libre generado por ELNEC para una antena fractal de Minkowski de segunda iteración, una antena similar a lo que se muestra en la Figura 5B, con el elemento parasitario 120 omitido. La frecuencia de interés era de 42,3 MHz, y se utilizó una SWR de 1,5:1. En la Figura 6, el anillo externo representa 2,091 dBi, y una ganancia máxima de 2,091 dBi. (ELNEC es una versión con gráficos sobre PC de MININEC, que es una versión en PC de NEC). En la práctica, sin embargo, los datos mostrados en la Figura 6 fueron prudentes, en el sentido de que se obtuvo efectivamente una ganancia de 4,8 dB por encima de un irradiador isotrópico de referencia. El error en las cifras de ganancia asociadas a la Figura 6, presumiblemente, se debe al redondeo y a otras limitaciones inherentes al programa ELNEC. No obstante, se cree que la Figura 6 ilustra exactamente el patrón de irradiación de ganancia relativa de una antena "cuad" fractal de Minkowski (MI-2) de elemento único, según la presente invención.

La Figura 7A ilustra una antena dipolo fractal de peine de Cantor, de tercera iteración, según la presente invención. La generación de un peine de Cantor involucra trisecar una forma básica, p. ej., un rectángulo, y proporcionar un rectángulo de un tercio de la forma básica sobre los extremos de la forma básica. Los nuevos rectángulos, más pequeños, se trisecan entonces, y se repite el proceso. La Figura 7B sigue el modelo del tratado de Lauwerier, e ilustra una antena "cuad" fractal de hoja rota, de elemento único.

Como se describe aquí más adelante, el elemento fractal mostrado en la Figura 7B puede utilizarse como un contrapeso de tierra para un sistema de antena, por ejemplo, para una antena vertical. En tal aplicación, el conductor central del cable 50 se acoplaría con el extremo inferior del elemento de antena vertical (no mostrado, pero que puede ser un fractal en sí), y el blindaje de tierra del cable 50 se acoplaría con el elemento fractal mostrado en la Figura 7B. El contrapeso fractal puede ser significativamente más pequeño que un sistema de tierra convencional de 0,25 \lambda, sin detrimento para las características de ganancia, impedancia de acoplamiento y polarización vertical del sistema de antena.

La Figura 7C-1 ilustra una antena de circuito impreso, en la cual la antena se fabrica empleando técnicas de fabricación de circuitos impresos o de semiconductores. Para facilitar la comprensión, la porción no conductiva, delineada por grabación, de la placa 150 de circuitos impresos se muestra rayada, y el cobre u otras huellas conductivas 170 se muestran sin rayado.

El solicitante hace notar que, si bien varias esquinas del motivo rectangular de Minkowski pueden aparecer como tocándose en ésta, y quizás en otras figuras aquí incluidas, de hecho no ocurre ningún contacto. Además, se entiende que basta si un elemento según la presente invención es esencialmente un fractal. Con esto quiere decirse que una desviación de menos de, digamos, 10% con respecto a un fractal perfectamente trazado e implementado, aún proporcionará prestaciones adecuadas de tipo fractal, sobre la base de las mediciones efectivas efectuadas por el solicitante.

El sustrato 150 está cubierto por una capa conductiva de material 170 que está delineado por grabación, o quitado de otra manera en áreas que no sean las del diseño fractal, para exponer el sustrato 150. La porción de huella conductiva restante 170 define una antena fractal, una antena de ranura de Minkowski de segunda iteración en la Figura 7C-1. El sustrato 150 puede ser una oblea de silicón, un material similar al plástico rígido o flexible, tal vez material Mylar™, o la porción no conductiva de una placa de circuitos impresos. El material superpuesto 170 puede ser un polisilicón dopado depositado para un sustrato semiconductor 150, o cobre, para un sustrato de placa de circuitos impresos.

Si se desea, la estructura fractal mostrada en la Figura 7C-1 podría utilizarse como un contrapeso de tierra fractal para un sistema de antena, por ejemplo, una antena vertical. El contrapeso de tierra fractal puede fabricarse empleando dimensiones más pequeñas que las de un sistema convencional de tecnología anterior, que emplea, típicamente, radiales o elementos de tierra de 0,25 \lambda. Si la estructura mostrada en la Figura 7C-1 se emplea como un contrapeso de tierra, el conductor central del cable 50 se acoplaría con el elemento vertical (no mostrado), y el blindaje de tierra se acoplaría con la estructura fractal mostrada.

La Figura 7C-2 ilustra una versión de antena de ranura de lo que se mostró en la Figura 7C-2, en donde la porción conductiva 170 (mostrada rayada en la Figura 7C-2) rodea y define una forma fractal de sustrato no conductivo 150. La conexión eléctrica con la antena de ranura se efectúa con un coaxial u otro cable 50, cuyos conductores internos y externos hacen contacto como se muestra.

En las Figuras 7C-1 y 7C-2, el sustrato o material similar al plástico en tales construcciones puede contribuir con un efecto dieléctrico que puede alterar en algún modo la prestación de una antena fractal, reduciendo la frecuencia resonante, lo que aumenta la compresión perimetral CP.

Aquellos versados en la tecnología apreciarán que, en virtud de la cantidad relativamente grande de material conductor (en contraste con un alambre delgado), se promueve la eficiencia de la antena en una configuración de ranura. Por supuesto, una placa de circuitos impresos o una construcción del tipo de sustrato podría emplearse para implementar una antena fractal no de ranura, p. ej., una en la cual el motivo fractal se fabrica como una huella conductiva y el resto del material conductivo se delinea por grabación o se quita de otra manera. Así, en la Figura 7C, si la superficie rayada representa ahora el material no conductivo, y el material no rayado representa material conductivo, se obtiene como resultado una antena fractal del tipo de cable, en placa de circuitos impresos o implementada en sustrato.

Las antenas fractales implementadas con placa de circuitos impresos y/o sustrato son especialmente útiles a frecuencias de 80 MHz o más, en donde las dimensiones fractales se hacen efectivamente pequeñas. Una antena fractal MI-3 de 2 M (p. ej., la Figura 7E) medirá alrededor de 5,5 pulgadas (14 cm) en un lado KS, y una antena fractal MI-2 (p. ej., la Figura 5B) tendrá alrededor de 7 pulgadas (17,5 cm) por lado KS. Como se verá en la Figura 8A, una antena MI-3 sufre una leve pérdida en la ganancia con respecto a una antena MI-2, pero ofrece una significativa reducción de tamaño.

El solicitante ha fabricado una antena fractal de isla de Minkowski MI-2 para su operación en la banda de telefonía celular entre 850 y 900 MHz. La antena fue fabricada sobre una placa de circuitos impresos y medía alrededor de 1,2 pulgadas (3 cm) sobre el lado KS. La antena era lo suficientemente pequeña como para caber dentro del teléfono celular del solicitante, y funcionaba tan bien como si la antena normal de látigo de goma semi-rígida adosable aún estuviera conectada. La antena se colocó sobre el costado para obtener la deseada polarización vertical, pero podía alimentarse en cualquier parte en el elemento, estando aún inherentemente presente una impedancia de 50 \Omega. El solicitante también fabricó sobre una placa de circuitos impresos una antena "cuad" fractal de isla de Minkowski MI-3, cuya dimensión lateral KS era de alrededor de 0,8 pulgadas (2 cm), estando nuevamente la antena insertada dentro del teléfono celular. La antena MI-3 parecía funcionar tan bien como la antena de látigo normal, que no estaba conectada. Nuevamente, cualquier leve pérdida de ganancia al pasar de MI-2 a MI-3 (p. ej., tal vez una pérdida de 1 dB con respecto a una antena "cuad" MI-0 de referencia, o una pérdida de 3 dB con respecto a una MI-2) queda más que compensada por el encogimiento resultante del tamaño. A frecuencias de teléfonos satelitales de unos 1650 MHz, las dimensiones se reducirían de nuevo a la mitad, aproximadamente. Las Figuras 8A, 8B y 8C ilustran las realizaciones preferidas para tales antenas.

La Figura 7D ilustra una antena fractal determinística de dendrita de 2 M, que incluye una leve medida de aleatoriedad. Las formaciones verticales de números ilustran las longitudes de onda con respecto a 0 \lambda, en el extremo inferior del elemento de aspecto troncal 200. Ocho elementos de aspecto radial 210 se disponen en 1,0 \lambda, y otros diversos elementos se disponen verticalmente en un plano a lo largo de la longitud del elemento 200. La antena fue fabricada utilizando alambre de cobre de calibre 12, y se halló que exhibía una sorprendente ganancia de 20 dBi, que es al menos 10 dB mejor que cualquier antena del doble de tamaño de la que se muestra en la Figura 7D. Aunque superficialmente la antena vertical de la Figura 7D puede parecer análoga a una antena periódica-logarítmica, una antena vertical fractal según la presente invención no se basa sobre un ángulo de apertura, en rotundo contraste con los diseños periódico-logarítmicos de la tecnología anterior.

Las Figuras 7D-1A y 7D-1B ilustran una antena vertical convencional 5, que comprende un elemento vertical 195 de 0,25 \lambda de largo y tres radiales 205 de plano de tierra de 0,25 \lambda de largo. La antena 5 se alimenta empleando cable coaxial 50 de la manera convencional, siendo la impedancia de la antena del orden de alrededor de 24 \Omega. La eficiencia de la antena puede mejorarse añadiendo elementos radiales 205 adicionales; sin embargo, hacerlo así requiere frecuentemente más espacio del que está convenientemente disponible. En otras configuraciones, puede utilizarse un plano o contrapeso de tierra sin radiales, p. ej., tierra o el cuerpo metálico de un automóvil, en el caso de una antena montada sobre un vehículo. El gráfico azimutal de ángulo de elevación de 0º de la Figura 7D-1B ilustra los componentes de polarización horizontal indeseablemente grandes (el patrón "en forma de ocho") exhibidos por este sistema vertical de tecnología anterior, siendo la ganancia vertical y total de alrededor de 1,45 dBi.

La Figura 7D-2A ilustra un sistema de antena 5 según la presente invención, que incluye un elemento vertical 195 y un sistema de contrapeso de tierra fractalizado que comprende, en este ejemplo, tres radiales de tierra 215 fractales de dendrita. Los radiales de tierra se acoplan con el blindaje de tierra en el cable 50, mientras que el conductor central del cable 50 se acopla con el elemento vertical 195. Por supuesto, pueden utilizarse en cambio otras configuraciones fractales, y también puede emplearse un número distinto de radiales de tierra.

En el gráfico azimutal de la Figura 7D-2B, el ángulo de elevación es 0º, y cada elemento radial de tierra fractal es sólo de alrededor de 0,087 \lambda. La ganancia máxima, en el anillo más exterior en la figura, es de 1,83 dBi, y la impedancia de entrada es de alrededor de 30 \Omega. Obsérvese en la Figura 7D-2B que relativamente poca energía se irradia horizontalmente, y casi toda la energía se irradia verticalmente, una característica deseable para una antena vertical. Se apreciará que las dimensiones de 0,087 \lambda de los elementos 215 de planos de tierra fractales son significativamente mayores, físicamente, que los elementos 205 de 0,25 \lambda en el sistema de tecnología anterior de la Figura 7D-1A. Sin embargo, el patrón de irradiación para el sistema de la Figura 7D-2A es efectivamente mejor que el del sistema más grande de tecnología anterior.

La Figura 7D-3A ilustra una antena vertical 5 cargada, llamada de "chistera", según la tecnología anterior. La antena 5 incluye un elemento vertical 195 y, en el ejemplo mostrado, un ensamblaje de chistera que comprende tres aspas 207 situadas en el extremo superior de la antena. La antena se alimenta de manera convencional con cable coaxial 50. La Figura 7D-3B ilustra el patrón de radiación para la antena convencional cargada de chistera de la Figura 7D-3A.

La Figura 7D-4A ilustra una antena 5 de "chistera" que incluye un elemento vertical 195, cuyo extremo superior está cargado con un ensamblaje de chistera, que incluye las aspas radiales fractalizadas 215. La antena 5 puede alimentarse de manera convencional por el cable coaxial 50. Para la misma longitud vertical del elemento 195 que se utilizó en la Figura 7D-3A, el empleo de las aspas radiales fractales 215 disminuye convenientemente la frecuencia resonante en un 20%. Además, el tamaño del ensamblaje de "chistera" puede reducirse en alrededor del 20%, y el área requerida para el ensamblaje de "chistera" puede reducirse en alrededor del 35%. Estas reducciones son convenientes en cuanto a que la antena de chistera fractalizada de la Figura 7D-4A puede requerir menos material para fabricarse, reduciendo de esta manera el coste de fabricación, el peso y la resistencia al viento, con respecto a una configuración de chistera de tecnología anterior. Según la presente invención, basta que al menos uno de los elementos en el ensamblaje de chistera tenga una forma física definida, al menos en parte, por un fractal. Por supuesto, pueden emplearse más de tres aspas, o menos, y también pueden utilizarse otras configuraciones fractales, incluyendo combinaciones de elementos fractales y no fractales, así como distintos tipos de elementos fractales.

La Figura 7D-4B representa el patrón de radiación para la antena de chistera fractalizada de la Figura 7D-4A. Una comparación de las Figuras 7D-4B y 7D-3B confirma que no hay ninguna penalización efectiva de prestaciones asociada con la utilización de la configuración fractalizada. De esta manera, los ahorros precitados en el coste, el peso y la resistencia al viento son esencialmente libres de penalización.

La Figura 7D-5 ilustra un sistema de antena según la presente invención, en el cual se emplean los elementos 215 de tierra fractales y un elemento vertical fractal 197. Los elementos 215 de antena fractales son, preferiblemente, de alrededor de 0,087 \lambda, y el elemento 197 es de alrededor de \lambda/12. El elemento vertical fractal 197, preferiblemente, comprende un par de elementos distanciados, tales como los que se describen en general con respecto a las Figuras 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B y 14C. Ha de entenderse, sin embargo, que la característica sobresaliente del elemento 197 en la Figura 7D-3 no es su forma específica, sino más bien que define un fractal y, preferiblemente, un par de elementos fractales distanciados. Es solamente para facilitar la ilustración que los elementos fractales mostrados en las Figuras 7D-3, 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B, 14C y 14D se trazan de manera similar. Además, el sistema de antena fractal-fractal mostrado en la Figura 7D-3 se afina, preferiblemente, variando la distancia de separación \Delta, y/o girando los elementos distanciados, cada uno respecto al otro, y/o formando un "corte" en un elemento, según se describe aquí a continuación con respecto a varias de las Figuras 11A, 12A, 12B, 13B, 14A, 14B, 14C y 14D.

La Figura 7E ilustra una antena "cuad" de isla de Minkowski de tercera iteración (indicada aquí como MI-3). Los segmentos de línea ortogonales asociados al motivo rectangular de Minkowski hacen a esta configuración especialmente aceptable para el estudio numérico, empleando ELNEC y otras herramientas numéricas que emplean momentos para estimar patrones de energía, entre otros esquemas de modelización. Al probar diversas antenas fractales, el solicitante adquirió la opinión de que los ángulos rectos presentes en el motivo de Minkowski son especialmente adecuados para las frecuencias electromagnéticas.

Con respecto al fractal MI-3 de la Figura 7E, el solicitante descubrió que la antena se convierte en una vertical si el conductor central del cable coaxial 50 se conecta en cualquier parte con el fractal, pero se deja el blindaje trenzado del coaxial externo desconectado en el extremo de la antena. (En el extremo del transceptor, el blindaje externo se conecta a tierra). No sólo responden las islas de antena fractal como antenas verticales cuando el conductor central del cable 50 se adosa a todos los lados menos uno de la isla y la trenza se deja sin conectar a tierra en la antena, sino que las frecuencias de resonancia para la antena acoplada así se reducen significativamente. Por ejemplo, una antena fractal MI-3 de 2 pulgadas (5 cm) de tamaño resonó a 70 MHz al acoplarse así, lo que es equivalente a una compresión perimetral CP \approx 20.

La Figura 7F ilustra un dipolo fractal de Koch de segunda iteración, y la Figura 7G un dipolo de tercera iteración. La Figura 7H ilustra un dipolo fractal de Minkowski de segunda iteración, y la Figura 7I un dipolo multifractal de tercera iteración. Según las frecuencias de interés, estas antenas pueden fabricarse doblando alambre, o delineando por grabación o formando huellas de otra manera sobre un sustrato. Cada uno de estos dipolos proporciona esencialmente una impedancia de terminación de 50 \Omega, a los cuales puede acoplarse directamente el cable coaxial 50, sin ningún dispositivo de apareo de impedancia. Se entiende en estas figuras que el conductor central del cable 50 está adosado a un lado del dipolo fractal, y el blindaje externo trenzado al otro lado.

Puede fabricarse un contrapeso de suelo fractal empleando un elemento fractal, según se muestra en cualquiera de (o en todas) las Figuras 7E-7I. De esta manera, en las Figuras 7D-2A y 7D-3, se entiende que los elementos radiales de tierra fractales 215 ilustran cualquier fractal de orden de iteración N \geq 1. Además, tales fractales pueden definirse, aunque no necesitan serlo, por un ángulo de apertura.

La Figura 8A ilustra un sistema generalizado en el cual un transceptor 500 se acopla con un sistema de antena fractal 510 para enviar radiación electromagnética 520 y/o recibir radiación electromagnética 540. Un segundo transceptor 600, que se muestra equipado con una antena vertical 610 de tipo látigo convencional, también envía energía electromagnética 630 y/o recibe energía electromagnética 540.

El sistema de antena fractal 510 puede incluir un contrapeso de tierra fractal y/o un elemento de antena fractal, según se ha descrito aquí más atrás. Según se ha observado en el caso de un elemento de antena vertical, el tamaño general del sistema de antena resultante es significativamente más pequeño que lo puede lograrse con un sistema de contrapeso de tierra de tecnología anterior. Además, el sistema de contrapeso de tierra fractal puede fabricarse sobre un sustrato flexible que se enrolla, o se modela de otra manera, para que quepa dentro de una cubierta tal como la que contiene al transceptor 500. El sistema resultante de tierra de antena exhibe un patrón mejorado de eficiencia y distribución de energía con respecto a un sistema de tecnología anterior que pueda hacerse caber de alguna manera en un área de magnitud equivalente.

Si los transceptores 500, 600 son dispositivos de comunicación, tales como transmisores-receptores, teléfonos inalámbricos, buscapersonas, o similares, puede estar presente una unidad repetidora de comunicaciones, tal como un satélite 650 y/o una unidad repetidora 660 de base terrestre, acoplada con una antena 670, o bien con una antena fractal según la presente invención.

Alternativamente, la antena 510 en el transceptor 500 podría ser un resonador LC pasivo fabricado en un microchip de circuitos integrados, u otro sustrato de tamaño similarmente pequeño, adosado a un artículo valioso a proteger. El transceptor 600, o bien la unidad 660, serían entonces un transmisor electromagnético que emite energía a la frecuencia de resonancia, una unidad típicamente situada cerca del área de control de caja registradora de una tienda o en una salida.

Según que la antena-resonador fractal 510 esté diseñada para "saltar" (p. ej., convertirse en circuito abierto) o para "acortar" (p. ej., convertirse en un circuito cerrado) en el transceptor 500, reflejará o no de vuelta la energía electromagnética 540 o 6300 a un receptor asociado al transceptor 600. De esta manera, la reubicación no autorizada de la antena 510 y/o del transceptor 500 puede ser señalizada por el transceptor 600.

La Figura 8B ilustra un transceptor 500 equipado con múltiples antenas fractales, mostradas aquí como 510A, 510B, 510C y 510D, acopladas por los respectivos cables 50A, 50B, 50C, 50D, con la electrónica 600 dentro de la unidad 500. En la realización mostrada, uno o más de estos elementos de antena está(n) fabricado(s) sobre un sustrato 150 conforme, flexible, p. ej., material Mylar™ o similar, sobre el cual pueden implementarse las antenas per se, imprimiendo patrones fractales utilizando tinta conductiva, o por deposiciones de cobre, entre otros métodos que incluyen técnicas de fabricación de placas de circuitos impresos y semiconductores. Un tal sustrato flexible puede conformarse como una forma rectangular, cilíndrica u otra, según sea necesario.

En la realización de la Figura 8B, la unidad 500 es un transceptor de mano, y las antenas 510A, 510B, 510C, 510D, preferiblemente, se alimentan para la polarización vertical, según se muestra. El elemento 510D puede, por ejemplo, ser un sistema de contrapeso de tierra fractal para un elemento de antena vertical, mostrado en línea de puntos como el elemento 193 (elemento que puede ser él mismo un fractal para reducir adicionalmente las dimensiones).

Un circuito electrónico 610 está acoplado por los cables 50A, 50B, 50C con las antenas, y toma muestras de señales entrantes para discernir qué sistema de antena fractal, p. ej., 510A, 510B, 510C, 510D, está actualmente alineada óptimamente con la estación transmisora, quizás una unidad 600 o 650 o 670, según se muestra en la Figura 8A. Esta determinación puede hacerse examinando la potencia de señal de cada una de las antenas. Un circuito electrónico 620 selecciona entonces la antena mejor orientada actualmente, y acopla tal antena con la entrada del receptor y la salida de la porción transmisora, colectivamente 630, de la unidad 500. Se entiende que la selección de la mejor antena es dinámica y que puede cambiar, por ejemplo, según un usuario de 500 camina sosteniendo la unidad, o la fuente transmisora se mueve, o debido a otras condiciones cambiantes. En una aplicación de teléfono celular o inalámbrico, el resultado es una comunicación más fiable, con la ventaja de que las antenas fractales pueden ser lo suficientemente pequeñas de tamaño como para caber totalmente dentro de la cubierta de la unidad 500. Además, si se utiliza un sustrato flexible, las antenas pueden enrollarse alrededor de porciones de la cubierta interna, según se muestra.

Una ventaja adicional de la realización de la Figura 8B es que el usuario de la unidad 500 puede estar físicamente alejado de las antenas, a una distancia mayor que si se empleara una antena de látigo externa convencional. Aunque la evidencia médica que intenta vincular el cáncer con la exposición a la radiación electromagnética de transceptores de mano no es todavía concluyente, la realización de la Figura 8B aparenta minimizar todo riesgo similar. Aunque la Figura 8B ilustra una antena vertical 193 y un contrapeso de tierra fractal 510D, se entiende que la antena 193 podría representar una antena celular sobre un vehículo motorizado, cuyo contrapeso es la unidad fractal 510D. Además, según se ha observado, el elemento vertical 193 puede ser un fractal en sí mismo.

La Figura 8C ilustra otra realización más, en la cual algunos de, o todos, los sistemas de antena 510A, 510B, 510C pueden incluir formaciones electrónicamente dirigibles, incluyendo formaciones de antenas fractales de distintos tamaños y orientaciones de polarización. El sistema de antena 510C, por ejemplo, puede incluir antenas fractales similarmente diseñadas, p. ej., las antenas F-3 y F-4, que están orientadas de manera distinta entre sí. Otras antenas dentro del sistema 510C pueden ser de diseño distinto al de F-3 y F-4. La antena fractal F-1 puede ser un dipolo, por ejemplo. Los conductores de las diversas antenas en el sistema 510C pueden acoplarse con un circuito integrado 690, montado sobre el sustrato 150. El circuito 690 puede determinar la selección óptima relativa entre las antenas que comprenden el sistema 510C y emitir por el cable 50C a la electrónica 600 asociada a la porción transmisora y/o receptora 630 de la unidad 630. Por supuesto, la realización de la Figura 8C también podría incluir el elemento de antena vertical 193 y el contrapeso de tierra fractal 510D, ilustrado en la Figura 8B.

Otro sistema de antena 510B puede incluir una formación dirigible de antenas fractales idénticas, incluyendo las antenas fractales F-5 y F-6. Un circuito integrado 690 se acopla con cada una de las antenas en la formación, y selecciona dinámicamente la mejor antena por su potencia de señal, y acopla tal antena por el cable 50B con la electrónica 600. Un tercer sistema de antena 510A puede ser distinto, o idéntico, a cualquiera de los sistemas 510B y 510C.

Aunque la Figura 8C ilustra una unidad 500 que puede ser de mano, la unidad 500 podría, de hecho, ser un sistema de comunicaciones para su empleo sobre una mesa, o una unidad montable en el terreno, quizás la unidad 660, según se muestra en la Figura 8A.

Para facilitar el apareo de antenas con una carga del transceptor, la resonancia de una antena fractal se definió como una impedancia total que cae entre unos 20 \Omega y unos 200 \Omega, y se requirió que la antena exhibiera un Q entre medio y alto, p. ej., frecuencia/\Deltafrecuencia. En la práctica, se halló que las diversas antenas fractales de los solicitantes resonaban en al menos una posición del punto de alimentación de la antena, p. ej., el punto en el cual se realizaba el acoplamiento con la antena. Además, se halló que los fractales de iteraciones múltiples, según la presente invención, resonaban a frecuencias múltiples, incluyendo frecuencias que estaban vinculadas no armónicamente.

Contra la sabiduría convencional, el solicitante halló que los fractales en forma de isla (p. ej., una configuración en forma de bucle cerrado) no exhiben caídas significativas en la resistencia a la radiación R al disminuir el tamaño de la antena. Como se describe aquí, se construyeron antenas fractales con dimensiones de menos de 12 pulgadas de largo (30,48 cm) y que, sin embargo, resonaban en una banda de frecuencia deseada entre 60 MHz y 100 MHz. El solicitante descubrió además que los perímetros de la antena no se corresponden con las longitudes que podrían anticiparse a partir de las frecuencias resonantes medidas, siendo las longitudes efectivas más largas de lo esperado. Este aumento en la longitud de los elementos aparenta ser una propiedad de los fractales como irradiadores, y no un resultado de la construcción geométrica. Un similar efecto de alargamiento fue informado por Pfeiffer al construir una antena "cuad" de gran tamaño, empleando un fractal de primer orden; véase A. Pfeiffer, The Pfeiffer Quad Antenna System [El Sistema de Antena "Cuad" de Pfeiffer], QST, p. 28-32 (Marzo de 1994).

Si L es la longitud unidimensional inicial total de una aplicación fractal previa al motivo, y r es la longitud unidimensional de la aplicación posterior al motivo, la dimensión fractal resultante D (en efecto, un límite de razón) es:

D = log (L)/log (r)

Con referencia a la Figura 1A, por ejemplo, la longitud de la Figura 1A representa a L, mientras que la suma de los cuatro segmentos de línea que comprenden el fractal de Koch de la Figura 1B representa a r.

A diferencia de los fractales matemáticos, las antenas fractales no se caracterizan únicamente por la razón D. En la práctica D no es un buen predictor de cuánto más pequeña puede ser una antena de diseño fractal, porque D no incorpora el alargamiento perimetral de un elemento irradiador de antena.

Debido a que D no es un parámetro predictivo especialmente útil en el diseño de antenas fractales, se utilizará un nuevo parámetro de "compresión perimetral" ("CP"), donde

CP = \frac{\text{longitud de elemento de antena de tamaño real}}{\text{longitud de elemento de antena reducida por fractal}}

En la ecuación precedente, las mediciones se hacen a la más baja frecuencia resonante del elemento fractal-resonante. De esta manera, para una antena de tamaño real, según la tecnología anterior, CP = 1, mientras que CP = 3 representa a una antena fractal, según la presente invención, en la cual un lado del elemento ha sido reducido en un factor de tres.

La compresión perimetral puede representarse empíricamente utilizando la dimensión fractal D según lo siguiente:

CP = A log [N (D + C)]

donde A y C son coeficientes constantes para un motivo fractal dado, N es un número de iteración y D es la dimensión fractal, definida anteriormente.

Se ve que para cada fractal, CP se hace asintótica a un número real y, sin embargo, no se aproxima al infinito, incluso cuando el número de iteración N se hace muy grande. Expresado de otra manera, la CP de un irradiador fractal se aproxima asintóticamente a un límite no infinito en un número finito de iteraciones fractales. Este resultado no es una representación de un fractal puramente geométrico.

Se desprende que algunos fractales son mejores elementos resonantes que otros fractales, porque las antenas fractales optimizadas se aproximan a sus CP asintóticas en menos iteraciones que las antenas fractales no optimizadas. De esta manera, los mejores fractales para las antenas tendrán valores grandes para A y C, y proporcionarán el mayor y más rápido encogimiento del tamaño del elemento. El fractal empleado puede ser determinístico o caótico. Los fractales determinísticos tienen un motivo que se replica a un nivel del 100% en todas las escalas de tamaños, mientras que los fractales caóticos incluyen un componente de ruido aleatorio.

El solicitante halló que la resistencia a la radiación de una antena fractal disminuye como una potencia pequeña de la compresión perimetral (CP), exhibiendo siempre una isla fractal una resistencia a la radiación significativamente más alta que una antena de bucle euclidiano pequeño de igual tamaño.

Además, parece que el número de nodos resonantes de una isla fractal aumenta con el número de iteración (N) y siempre es mayor o igual que el número de nodos resonantes de una isla euclidiana con el mismo área. Finalmente, parece que un resonador fractal tiene una longitud de onda efectiva aumentada.

Los hallazgos anteriores se aplicarán ahora a experimentos conducidos por el solicitante con resonadores fractales, en forma de bucles cerrados o islas. El análisis de antenas de la tecnología anterior no prediría ningún punto de resonancia, pero, como se muestra a continuación, no es el caso.

Se ilustra un motivo de Minkowski en las Figuras 2B-2D, 5B, 7C y 7E. El motivo de Minkowski seleccionado fue un recinto de tres lados (p. ej., 20-2 en la Figura 2B) colocado encima de un segmento de línea. Los lados del recinto pueden tener cualquier longitud arbitraria, p. ej., una altura y ancho de recinto de 2 unidades, siendo los dos lados de base restantes de tres unidades de longitud (véase la Figura 2B). Para tal configuración, la dimensión fractal D es la siguiente:

D = \frac{log(L)}{log(r)} = \frac{log(12)}{log(8)} = \frac{1,08}{0,90} = 1,20

Se apreciará que D = 1,2 no es especialmente alta. comparada con otros fractales determinísticos.

La aplicación del motivo al segmento de línea puede expresarse muy simplemente por la función f(x) definida a trozos por lo siguiente:

f(x) = 0 \hskip2cm 0 \leq x \leq \frac{3x_{max}}{8}

f(x) = \frac{1}{4x_{max}} \hskip1.5cm \frac{3x_{max}}{8} \leq x \leq \frac{5x_{max}}{8}

\newpage

f(x) = 0 \hskip2cm \frac{5x_{max}}{8} \leq x \leq x_{max}

donde x_{max} es el mayor valor continuo de x en el segmento de línea.

Una segunda iteración puede expresarse como f(x)_{2}, vinculada con la primera iteración f(x)_{1} por:

f(x)_{2} = f(x)_{1} + f(x)

donde x_{max} está definido en la función a trozos precitada. Observe que cada segmento individual de línea horizontal tendrá un valor inferior distinto de x y de x_{max}. Los desplazamientos relevantes desde el cero pueden ingresarse según sea necesario, y los segmentos verticales pueden "encerrarse" por medio de una rotación de 90º y la aplicación de la metodología anterior.

Como se muestra en las Figuras 5B y 7E, un fractal de Minkowski comienza rápidamente a parecer un patrón de diseño morisco. Sin embargo, cada iteración sucesiva consume más perímetro, reduciendo así la longitud general de un segmento de línea ortogonal. Cuatro fractales de forma cuadrilátera o rectangular de la misma iteración N pueden combinarse para crear una isla fractal de Minkowski y un "cuad" cúbico "fractalizado" resultante.

Se utilizó una simulación de ELNEC como guía para patrones de energía de campo alejado, frecuencias resonantes, y valores de SWR de antenas fractales de Isla de Minkowki, hasta la iteración N=2. No se emprendió el análisis para N > 2 debido a deficiencias en el equipo de prueba disponible para el solicitante.

La siguiente tabla resume los diseños de antena fractal simulados por ELNEC del solicitante, emprendidos para derivar las frecuencias y patrones de energía de menores resonancias, hasta la iteración N = 2 inclusive. Todos los diseños se construyeron sobre los ejes x, y, y para cada iteración la longitud externa se mantuvo en 42 pulgadas (106,7 cm).

La Tabla 1, a continuación, resume los patrones de radiación de campo alejado derivados por ELNEC, para antenas "cuad" de isla de Minkowski, para cada iteración, para las primeras cuatro resonancias. En la Tabla 1, cada iteración está designada como MI-N, para la Isla de Minkowski de la iteración N. Observe que la frecuencia de las resonancias más bajas disminuía con las antenas de Isla de Minkowski fractales, en comparación con una antena "cuad" de tecnología anterior. Dicho de otra manera, para una frecuencia resonante dada, una antena de Isla de Minkowski fractal será más pequeña que una antena "cuad" convencional.

TABLA 1

1

Se desprende de la Tabla 1 que las antenas fractales de isla de Minkowski son estructuras multirresonantes que tienen virtualmente la misma ganancia que las antenas "cuad" convencionales, más grandes y de tamaño real. Las cifras de ganancias en la Tabla 1 son para el "espacio libre", en ausencia de cualquier plano de tierra, pero las simulaciones sobre una superficie perfecta de tierra a 1 \lambda arrojaron resultados de ganancias similares. Comprensiblemente, habrá alguna inexactitud en los resultados de ELNEC, debido al redondeo y a la insuficiencia de muestras de pulsos, entre otros factores.

La Tabla 2 presenta la razón de frecuencias resonantes derivadas por ELNEC para los primeros cuatro nodos resonantes mencionados en la Tabla 1.

TABLA 2

2

Las Tablas 1 y 2 confirman el encogimiento de una antena diseñada con fractales, y el aumento en el número de puntos de resonancia. En las simulaciones precedentes, la antena fractal MI-2 exhibió cuatro nodos de resonancia antes que la antena "cuad" de referencia de tecnología anterior exhibiese su segunda resonancia. Los campos próximos en las antenas son muy importantes, ya que se combinan en antenas de múltiples elementos para lograr formaciones de alta ganancia. Lamentablemente, las limitaciones de programación inherentes a ELNEC impiden investigaciones serias de campos próximos. Sin embargo, como se describe aquí más adelante, el solicitante ha diseñado y construido varias formaciones fractales distintas de alta ganancia que explotan el campo próximo.

El solicitante fabricó tres antenas fractales de Isla de Minkowski con aluminio #8 y/o alambre a tierra galvanizado #12, más fino. Las antenas se diseñaron para que la frecuencia operativa más baja quedase cerca de una frecuencia deseada en la banda de radioaficionados de 2 M (144 MHz), a fin de facilitar las mediciones de ganancia relativa empleando estaciones repetidoras de FM de 2 M. Las antenas se montaron para la polarización vertical y se colocaron de manera tal que sus puntos centrales fueran el punto práctico más alto sobre la plataforma de montaje. Para comparaciones de ganancia, se construyeron un plano de tierra vertical con tres radiales de referencia, y una antena "cuad" de referencia, utilizando el alambre del mismo tamaño que en la antena fractal bajo prueba. Las mediciones se hicieron en la modalidad receptora.

La recepción multivía se minimizó con una colocación cuidadosa de las antenas. Se redujeron los efectos de baja altura y se lograron aproximaciones a las pruebas de espacio libre, montando la plataforma de prueba de antenas en el borde de una ventana de la tercera planta, que brindaba una altura de 3,5 \lambda sobre el suelo, y en la línea de visión hacia la repetidora, distante 45 millas (28 km). Las antenas se sacaron por la ventana a una distancia de alrededor de 0,8 \lambda de todo objeto metálico, y la prueba se repitió en cinco ocasiones desde distintas ventanas en la misma planta, siendo consistentes los resultados de las pruebas dentro de 1/2 dB para cada intento.

Cada antena se adosó a un trozo corto de cable coaxial 9913 de 50 \Omega, conectado en ángulo recto con la antena. Se acopló un transceptor de 2 M, con cable coaxial 9913, con dos atenuadores de precisión de la antena en pruebas. El contador S del transceptor se acopló con un contador de voltios-ohmios a fin de proporcionar mediciones de potencia de señal. Los atenuadores se emplearon para insertar un umbral inicial, a fin de evitar los problemas asociados con las lecturas no lineales del contador S, y con la saturación del contador S en presencia del apaciguamiento total del ruido de fondo.

Cada antena se activó rápidamente para la medición del contador de voltios-ohmios, con la atenuación añadida o retirada a fin de obtener la misma lectura del contador comprobada en la antena "cuad" de referencia. Todas las lecturas fueron corregidas con respecto a la atenuación de SWR. Para la antena "cuad" de referencia, la SWR fue de 2,4:1 para una impedancia de 120 \Omega, y para las antenas "cuad" fractales, la SWR fue menor que 1,5:1 en resonancia. La falta de un puente de ruido adecuado para 2 M impidió las mediciones de eficiencia para las diversas antenas. Comprensiblemente, las pruebas de cámara sin eco proporcionarían mediciones aún más útiles.

Para cada antena, se midieron la ganancia adelantada relativa y la orientación física optimizada. No se hizo ningún intento de compensar el ángulo de lanzamiento, o de medir patrones de energía que no fueran para demostrar la naturaleza de lado largo de la ganancia. Una diferencia de 1/2 dB produjo desvíos notables del contador S, y diferencias de varios dB produjeron un desvío significativo del contador. El retiro de la antena del receptor dio como resultado una caída de 20^{+} dB en la potencia de la señal recibida. De esta manera, las distorsiones del sistema en las lecturas se contrarrestaron para proporcionar resultados más significativos. La Tabla 3 resume estos resultados.

TABLA 3

3

Se desprende de la Tabla 3 que, para las configuraciones verticales en prueba, una antena "cuad" fractal según la presente invención excedía la ganancia de la antena "cuad" de prueba de tecnología anterior, o bien tenía una desviación de ganancia de no más de 1 dB con respecto a la antena "cuad" de prueba. Claramente, las antenas "cuad" cúbicas (cuadradas) de tecnología anterior no están optimizadas para la ganancia. El encogimiento fractal de una antena "cuad" cúbica en un factor de dos aumentará la ganancia, y el encogimiento adicional exhibirá pérdidas leves de 1 a 2 dB.

Se construyeron versiones de antenas "cuad" fractales MI-2 y MI-3 para la banda de radioaficionados de 6 M (50 MHz). Se adosó un puente de ruido de 50 \Omega de recepción entre estas antenas y un transceptor. El receptor se anuló alrededor de los 54 MHz y el puente de ruido se calibró con resistores de 5 \Omega y 10 \Omega. La tabla 4 a continuación resume los resultados, en los cuales no se observó casi ninguna reactancia.

TABLA 4

4

En la Tabla 4, la eficiencia (E) se definió como 100% * (R/Z), donde Z era la impedancia medida, y R era Z menos la impedancia óhmica y las impedancias reactivas (O). Como se muestra en la Tabla 4, las antenas fractales MI-2 y MI-3, con sus valores bajos de SWR, \leq 1,2:1, y sus bajas impedancias óhmicas y reactivas, brindan valores de eficiencia extremadamente altos, del 90^{+} %. Estos hallazgos son en verdad sorprendentes, a la vista de las enseñanzas de la tecnología anterior, originadas en geometrías euclidianas primitivas de bucle pequeño. De hecho, la Tabla 4 sugiere rotundamente que las asociaciones de la tecnología anterior, de bajas impedancias de radiación para bucles pequeños, deben abandonarse en general, para invocarse sólo al exponer pequeños bucles euclidianos. La antena MI-3 del solicitante tenía, en verdad, un tamaño muy pequeño, con dimensiones de alrededor de 0,1 \lambda por lado, un área de alrededor de \lambda^{2}/1.000 y, sin embargo, no indicó el inicio de la ineficiencia que, durante largo tiempo, se ha pensado que acompaña a las antenas de tamaños más pequeños.

Sin embargo, los datos de eficiencia en 6M no explican el hecho de que la antena fractal MI-3 tenía una caída de ganancia de casi 3 dB con respecto a la antena fractal MI-2. Las bajas impedancias óhmicas de \le 5 \Omega sugieren rotundamente que la explicación no es la ineficiencia, no obstante el pequeño tamaño de la antena. Es bastante posible que los efectos de difracción del campo próximo tengan lugar en iteraciones más altas, y que den como resultado pérdidas de ganancia. Sin embargo, los menores tamaños de antenas logrados por las iteraciones más altas parecen garantizar la pequeña pérdida en la ganancia.

Empleando técnicas fractales, sin embargo, pueden realizarse antenas "cuad" de 2 M, con dimensiones menores que 3 pulgadas (7,6 cm) por lado, así como "cuads" de 20 M (14 MHz) de menos de 3 pies (1 m) por lado. De mayor interés económico, las antenas fractales construidas para las frecuencias de teléfonos celulares (850 MHz) podrían tener tamaños menores que 0,5 pulgadas (1,2 cm). Como se muestra en las Figuras 8B y 8C, varias antenas así, cada una orientada de manera distinta, podrían fabricarse dentro de la cubierta curva o rectilínea de un teléfono celular o inalámbrico, con las salidas de la antena acopladas con un circuito, para acoplarse con la antena óptimamente orientada para la señal que se esté recibiendo en ese momento. El sistema de antenas resultante sería más pequeño que las antenas de goma semi-rígida utilizadas ahora por los teléfonos celulares, y además tendría mejores características.

De manera similar, las antenas diseñadas con fractales podrían emplearse en transceptores "walkie-talkie" militares de mano, sistemas de localización global, satélites, transpondedores, redes de comunicación inalámbrica e informáticas, sistemas de control remoto y/o robótico, entre otras aplicaciones.

Aunque aquí se ha descrito la antena fractal de isla de Minkowski, también son útiles otros motivos, así como configuraciones fractales que no son de isla.

La Tabla 5 muestra anchos de banda ("AB") y resonancias de multifrecuencia de las antenas MI-2 y MI-3 descritas, así como los valores de Q, para cada nodo hallado para las versiones de 6 M entre 30 MHz y 175 MHz. Independientemente de la SWR de frecuencia resonante, los anchos de banda mostrados son valores de 3:1 de la SWR. Los valores de Q mostrados fueron estimados dividiendo la frecuencia resonante entre al AB de SWR 3:1. La razón de frecuencia es la escala relativa de los nodos de resonancia.

TABLA 5

5

Los valores de Q en la Tabla 5 reflejan que las antenas fractales MI-2 y MI-3 son multibanda. Estas antenas no exhiben los valores muy altos de Q observados en los pequeños bucles euclidianos afinados, y no parece existir una aplicación matemática al electromagnetismo para predecir estas resonancias o valores de Q. Un enfoque podría ser estimar potenciales escalares y vectoriales en las ecuaciones de Maxwell, considerando cada iteración de la Isla de Minkowski como una serie de segmentos de línea verticales y horizontales con posiciones desplazadas. La suma de estos segmentos llevará a un cálculo vectorial de Poynting y a un patrón de energía que puede ser especialmente útil para predecir mejor las características y formas optimizadas de las antenas fractales.

En la práctica, las antenas fractales reales de Isla de Minkowski parecen desempeñarse ligeramente mejor que sus predicciones de ELNEC, debido, casi seguramente, a las inconsistencias en la modelización de ELNEC, o a las razones de frecuencias resonantes, valores de CP, SWR y ganancias.

Aquellos versados en la técnica apreciarán que también pueden construirse formaciones de antenas fractales multibanda. Las formaciones resultantes serán más pequeñas que sus contrapartes euclidianas, presentarán menos área al viento, y serán girables mecánicamente por medio de un rotor de antena más pequeño.

Además, pueden implementarse configuraciones de antenas fractales empleando medios que no sean islas de Minkowski o bucles. La Tabla 6 muestra el mayor número N de iteración para otras configuraciones fractales que, según fue hallado por el solicitante, resonaban en al menos una frecuencia.

TABLA 6

6

La Figura 9A ilustra la ganancia con respecto a una configuración "cuad" euclidiana (p. ej., una MI-0) como una función de iteración de valor N. (Se entiende que una antena "cuad" euclidiana exhibe una ganancia de 1,5 dB con respecto a un dipolo estándar de referencia). Para iteraciones de primer y segundo orden, la ganancia de una antena "cuad" fractal aumenta con respecto a una antena "cuad" euclidiana. Sin embargo, más allá del segundo orden, la ganancia decae con respecto a una antena "cuad" euclidiana. El solicitante cree que las cancelaciones de tipo difracción de la energía electromagnética del campo próximo pueden explicar la pérdida de ganancia para N > 2. Posiblemente, las áreas mucho más pequeñas halladas en las antenas fractales según la presente invención enfocan con mayor nitidez este fenómeno de difracción. En la práctica, el solicitante no pudo doblar físicamente el alambre para una antena fractal de Minkowski de 2 M de 4ª o 5ª iteración, aunque a frecuencias inferiores los mayores tamaños de la antena no presentarían este problema. Sin embargo, a mayores frecuencias, las técnicas de circuitos impresos, las técnicas de fabricación de semiconductores, así como la construcción por máquinas podrían producir prontamente antenas fractales de iteraciones N = 4, N = 5 y de orden mayor.

En la práctica, una antena fractal de isla de Minkowski podría alcanzar el límite teórico de la ganancia, de alrededor de 1,7 dB, observado para bucles euclidianos por debajo de la longitud de onda, pero N será mayor que 3. Con más prudencia, sin embargo, una antena "cuad" fractal de Isla de Minkowski con N = 4 debería proporcionar un valor CP = 3 sin exhibir una ineficiencia significativa.

La Figura 9B ilustra la compresión perimetral (CP) como una función de orden de iteración N para una configuración fractal de isla de Minkowski. Una antena "cuad" euclidiana convencional (MI-0) tiene CP = 1 (p. ej., ninguna compresión) y, según aumenta la iteración, aumenta la CP. Observe que según aumenta N y se acerca al 6, la CP se aproxima a un número real finito asintóticamente, según lo predicho. De esta manera, las antenas fractales de Isla de Minkowki, más allá de la iteración N = 6, pueden exhibir prestaciones decrecientes con cada aumento en la itera-
ción.

Se apreciará que la característica de frecuencia resonante no armónica de una antena fractal según la presente invención puede emplearse en un sistema en el cual la signatura de frecuencia de la antena debe ser reconocida para superar una prueba de seguridad. Por ejemplo, a frecuencias convenientemente altas, tal vez de varios cientos de MHz, una antena fractal podría implementarse dentro de una tarjeta de crédito con identificación. Cuando se utiliza la tarjeta, un transmisor asociado con un lector de tarjetas de crédito puede tomar muestras electrónicamente de la resonancia de frecuencia de la antena dentro de la tarjeta de crédito. Si, y sólo si, la antena de la tarjeta de crédito responde con el patrón esperado de signatura de la frecuencia adecuada, puede utilizarse la tarjeta de crédito, p. ej., para adquisiciones o para permitir al propietario la entrada en un área protegida en caso contra-
rio.

La Figura 10A ilustra un inductor fractal L según la presente invención. En contraste con un inductor de la tecnología anterior, el bobinado o las huellas con las cuales se fabrica L definen, al menos en parte, un fractal. El inductor resultante es físicamente más pequeño que su contraparte euclidiana. El inductor L puede utilizarse para formar un resonador, incluyendo resonadores tales como los mostrados en las Figuras 4A y 4B. Como tal, un circuito integrado u otro recipiente convenientemente pequeño que incluya resonadores fractales podría emplearse como parte de un sistema de seguridad, en el cual la radiación electromagnética, posiblemente del transmisor 600 o 660 en la Figura 8A, excitará, o tal vez no excitará, un circuito resonador LC que contiene la antena fractal. Tales aplicaciones se describen aquí en otra parte, y pueden incluir una unidad 700 del tamaño de una tarjeta de crédito, según se muestra en la Figura 10B, en la cual se implementa un resonador fractal LC 710. (La tarjeta 700 se ilustra en la Figura 10B como si su superficie superior fuese transparente).

La descripción precedente ha reproducido en gran parte lo que se ha señalado en la patente US-A-6104309 y/o la patente US-A-6140975. La siguiente sección señalará los procedimientos y técnicas para afinar tales antenas y resonadores fractales. En la siguiente descripción, aunque la expresión "antena" puede utilizarse al referirse a un elemento preferiblemente fractal, en la práctica, lo que se está describiendo es una antena o sistema filtro-resonador. Como tal, puede lograrse que una "antena" actúe como si fuese un filtro, p. ej., dejando pasar ciertas frecuencias y rechazando otras frecuencias (o al contrario).

En un grupo de realizaciones, el solicitante ha descubierto que colocando una antena fractal a una distancia \Delta que esté en el entorno más próximo (p. ej., a menos de alrededor de 0,05 \lambda para la frecuencia de interés) a un conductor, pueden cambiarse convenientemente las propiedades resonantes y las características de radiación de la antena (con respecto a tales propiedades y características cuando no existe una proximidad tan estrecha, p. ej., cuando la distancia de separación es relativamente grande). Por ejemplo, en la Figura 11A se coloca una superficie conductiva 800 a una distancia \Delta detrás o debajo de una antena fractal 810, que en la Figura 11A es un brazo individual de una antena fractal MI-2. Por supuesto, podrían utilizarse otras configuraciones fractales, tales como las aquí reveladas, en lugar de la configuración MI-1 mostrada, y también pueden emplearse configuraciones no coplanares. La antena fractal 810, preferiblemente, se alimenta con la línea de alimentación 50 por cable coaxial, cuyo conductor central está adosado a un extremo 815 de la antena fractal, y cuyo blindaje externo está conectado a tierra por el plano conductivo 800. Como se describe aquí, existe gran flexibilidad para conectar el sistema de antena mostrado con una línea de alimentación preferiblemente coaxial. La impedancia de terminación es, aproximadamente, de magnitudes similares a las descritas aquí precedentemente.

En la configuración mostrada, la cercanía relativamente estrecha entre la hoja conductiva 800 y la antena fractal 810 disminuye las frecuencias resonantes y amplía el ancho de banda de la antena 810. La hoja conductiva 800 puede ser un plano de metal, la superficie superior de cobre de una placa de circuitos impresos, una región de material conductivo, posiblemente rociado sobre la cubierta de un dispositivo que emplea la antena, por ejemplo, el interior de una cubierta de transceptor 500, tal como el mostrado en las Figuras 8A, 8B, 8C y 15.

La relación entre \Delta, donde \Delta \leq 0,05 \lambda, y las propiedades resonantes y las características de radiación de un sistema de antena fractal es generalmente logarítmica. Es decir, la frecuencia resonante disminuye logarítmicamente con la separación decreciente \Delta.

La Figura 11B muestra una realización en la cual una antena preferiblemente fractal 810 yace en el mismo plano que un plano de tierra 800, pero está separada del mismo por una región aislante, y en la cual un elemento pasivo o parasitario 800' está dispuesto "dentro" y separado por una distancia \Delta' de la antena, siendo también coplanar. Por ejemplo, la realización de la Figura 11B puede fabricarse a partir de una pieza única de material de placa de circuitos impresos, en la cual el cobre (u otro material conductivo) permanece para definir el plano de tierra 800, la antena 810 y el elemento parasitario 800', habiéndose delineado por grabación las porciones restantes del material original para formar las regiones "a guisa de foso" que separan las regiones 800, 810 y 800'. El cambio de la forma y/o el tamaño del elemento 800' y/o la distancia de separación coplanar \Delta' afinan el sistema de antena mostrado. Por ejemplo, para una frecuencia central en la gama de los 900 MHz, el elemento 800' medía alrededor de 63 mm x 8 mm, y cada uno de los elementos 810 y 800 medía alrededor de 25 mm x 12 mm. En general, el elemento 800 debería ser al menos tan grande como la antena 810, preferiblemente fractal. Para esta configuración, el sistema mostrado exhibía un ancho de banda de alrededor de 200 MHz, y se podría lograr que exhibiera características de un filtro de paso de banda y/o un filtro de rechazo de banda. En esta realización, se utilizó una línea de alimentación coaxial 50, en la cual el conductor central estaba acoplado con la antena 810, y el conductor del blindaje de tierra estaba acoplado con el plano de tierra 800. En la Figura 11B, se muestra el perímetro interior de la región del plano de tierra 800 como de forma rectangular. Si se desea, este perímetro interior podría llevarse más cerca del perímetro exterior de la antena preferiblemente fractal 810, y podría, de hecho, definir una forma perimetral que sigue la forma perimetral de la antena 810. En tal realización, el perímetro de la región conductiva interior 800' y el perímetro interior de la región del plano de tierra 800 seguirían la forma de la antena 810. Sobre la base de los experimentos hasta la fecha, la convicción del solicitante es que el desplazamiento del perímetro interior de la región del plano de tierra 800 lo suficientemente cerca de la antena 810 también podría afectar las características del sistema general de antena/resonador.

Con referencia ahora a la Figura 12A, si la superficie conductiva 800 es reemplazada por una segunda antena fractal 810', que esté separada por una distancia \Delta, que, preferiblemente, no excede alrededor de 0,05 \lambda, las resonancias para la antena fractal irradiante 810 disminuyen y emergen, convenientemente, nuevas frecuencias resonantes. Para facilitar la fabricación, puede desearse construir la antena 810 sobre la superficie superior o primera 820A de un sustrato 820, y construir la antena 810' sobre la superficie inferior o segunda 820B del mismo sustrato. El sustrato podría ser material del tipo de placa de circuitos impresos de doble lado, si se desea, en el cual las antenas 810, 810' se fabrican utilizando técnicas del tipo de los circuitos impresos. El espesor \Delta del sustrato se selecciona a fin de proporcionar las prestaciones deseadas para la antena 810 en la frecuencia de interés. El sustrato 820 puede, por ejemplo, ser una película no conductiva, flexible o no. Para evitar sobrecargar las Figuras 12A y 12B, se dibuja el sustrato 820 con línea de puntos, como si el sustrato fuese transparente.

Como se ha observado anteriormente, la estructura fractal separada ilustrada en las Figuras 12A y 12B puede, en cambio, emplearse para formar un elemento fractal en un sistema de antena vertical, que incluye, preferiblemente, un contrapeso de tierra fractal, tal como se describió con respecto a la Figura 8D-3.

Preferiblemente, el conductor central del cable coaxial 50 está conectado con un extremo 815 de la antena 810, y el conductor externo del cable 50 está conectado con un extremo libre 815' de la antena 810', que se considera como tierra, aunque pueden emplearse otras conexiones de línea de alimentación. Aunque la Figura 12A ilustra la antena 810' como si fuera esencialmente idéntica a la antena 810, las dos antenas podrían, de hecho, tener configuraciones distintas.

El solicitante ha descubierto que si la segunda antena 810' se hace girar en cierto ángulo \theta con respecto a la antena 810, las frecuencias resonantes de la antena 810 pueden variarse, de manera análoga a la afinación de un condensador variable. De esta manera, en la Figura 12B, la antena 810 se afina haciendo girar la antena 810' con respecto a la antena 810 (o al revés, o haciendo girar cada una de las antenas). Si se desea, el sustrato 820 podría comprender dos sustratos, cada uno de ellos con un espesor de \Delta/2, conectados entre sí pivotalmente, p. ej., con un remache no conductivo, a fin de permitir la rotación de los sustratos y, de esta manera, la rotación relativa de las dos antenas. Aquellos versados en las técnicas mecánicas apreciarán que podrían implementarse diversos mecanismos de "afinación" a fin de permitir el control fino sobre el ángulo \theta en respuesta, por ejemplo, a la rotación de un eje afinable.

Con referencia ahora a la Figura 13A, el solicitante ha descubierto que la creación de al menos un corte o abertura 830 en una antena fractal 810 (que comprende aquí dos patas de una antena MI-2) da como resultado nodos nuevos y resonantes, completamente distintos, para la antena. Además, estos nodos pueden tener una compresión perimetral (CP) que oscila entre tres, posiblemente, y alrededor de diez. La ubicación precisa del corte 830 en la antena fractal o resonador no parece ser crítica.

Las Figuras 13B y 13C ilustran una característica de autocercanía de las antenas y resonadores fractales, que puede emplearse convenientemente para crear un desplazamiento resonante de frecuencia deseado. En la Figura 13B, una antena fractal 810 se fabrica sobre una primera superficie 820A de un sustrato flexible 820, cuya segunda superficie 820B no contiene una antena u otro conductor en esta realización.

La curvatura del sustrato 820, que puede ser una película flexible, parece causar que los campos electromagnéticos asociados con la antena 810 estén lo suficientemente autoaproximados como para desplazar las frecuencias resonantes. Tales antenas o resonadores autoaproximados pueden denominarse dispositivos cil-com. La magnitud de la curvatura puede controlarse allí donde está presente un sustrato flexible o una antena fractal sin sustrato y/o un elemento conductivo, para controlar o afinar las características dependientes de la frecuencia del sistema resultante. Las realizaciones cil-com podrían incluir una antena fractal y elemento conductivo dispuestos concéntricamente o excéntricamente. Tales realizaciones pueden incluir elementos telescópicos, cuya magnitud de "solapamiento" puede ajustarse telescópicamente contrayendo o alargando la configuración general, a fin de afinar las características del sistema resultante. Además, podrían proporcionarse más de dos elementos.

En la Figura 13C, una antena fractal 810 se forma sobre la superficie externa 820A de un sustrato rellenado 820, que puede ser un núcleo de ferrita. La antena cil-com resultante parece exhibir una autoproximidad tal como para producir los desplazamientos deseados en la frecuencia resonante. La geometría del núcleo 820, p. ej., la magnitud de la curvatura (p. ej., el radio en esta realización) con respecto al tamaño de la antena 810 puede utilizarse para determinar los desplazamientos de frecuencia.

En la Figura 14A, se muestra un sistema de antena o resonador, en el cual la antena fractal no controlada 810' no está conectada con la línea de alimentación, preferiblemente coaxial, 50. La porción de blindaje de tierra de la línea de alimentación 50 está acoplada con el elemento conductor de plano de tierra 800, pero no está conectado de otra manera con la tierra del sistema. Por supuesto, la antena fractal 810' podría hacerse girar angularmente con respecto a la antena controlada 810, podría ser una configuración distinta a la de la antena 810, teniendo incluso una iteración N distinta, y podría, de hecho, incorporar otras características reveladas aquí (p. ej., un corte).

La Figura 14B demuestra que la antena controlada 810 puede acoparse con la línea de alimentación 50 en cualquier punto 815', y no necesariamente en un punto extremo 815, como se mostró en la Figura 14A.

En la realización de la Figura 14C, se dispone un segundo elemento de plano de tierra 800', adyacente a al menos una porción del sistema que comprende la antena controlada 810, la antena pasiva 810' y el elemento coplanar conductivo subyacente 800. La presencia, ubicación, geometría y distancia asociadas al segundo elemento de plano de tierra 800' a partir de los elementos subyacentes 810, 810', 800, permiten la afinación de características del sistema general de antena o resonador. En la configuración multielemento mostrada, en forma de bocadillo, el blindaje de tierra del conductor 50 está conectado con una tierra del sistema, pero no con ningún plano de tierra 800 u 800'. Por supuesto, podrían emplearse más de tres elementos para formar un sistema afinable según la presente invención.

La Figura 14D muestra una antena fractal individual separada de un plano de tierra subyacente 800 por una distancia \Delta, en la cual está recortada una región de la antena 800 para aumentar la resonancia. En la Figura 14D, por ejemplo, L1 indica una línea de recorte, indicando que porciones de la antena 810 más arriba (en la Figura dibujada) de L1 están recortadas y retiradas. Hacer tal cosa aumentará las frecuencias de resonancia asociadas con el sistema restante de antena o resonador. Por otra parte, si se recortan y retiran porciones de la antena 810 por encima de la línea de recorte L2, se obtendrán resonancias aún mayores. El recorte o delineado selectivo por grabación de porciones de la antena 810 permite afinar las características del sistema restante.

Como se ha observado, los elementos fractales similares a lo que se ilustra genéricamente en las Figuras 14A-14D pueden emplearse para formar un elemento vertical fractal en un sistema de antena vertical fractal, tal como el que se describió con respecto a la Figura 7D-3.

La Figura 15 ilustra una realización algo similar a lo que se ha descrito con respecto a la Figura 8B o a la Figura 8C. Nuevamente, la unidad 500 es un transceptor de mano, e incluye las antenas fractales 510A, 510B-510B', 510C. Se entiende nuevamente que puede proporcionarse una antena vertical tal como los elementos 193 y el contrapeso fractal 510D (mostrado en la Figura 8B). Las antenas 510B-510B' son similares a lo que se ha descrito con respecto a las Figuras 12A-12B. Las antenas 510B-510B' son antenas fractales, no necesariamente de configuración MI-2, como se muestra, y están separadas por una distancia \Delta y, en la Figura 13, están desplazadas en el sentido de la rotación. Colectivamente, la distancia de separación y el desplazamiento giratorio relativo permiten afinar las características de la antena controlada, en este caso la antena 510B. En la Figura 14, la antena 510A está dibujada con líneas de puntos para distinguirla mejor de la antena separada 510B. Por supuesto, el conductor pasivo 510B' podría, en cambio, ser un conductor sólido, tal como el descrito con respecto a la Figura 11A. Tal conductor puede implementarse rociando la superficie interior de la cubierta para la antena adyacente 510B de la unidad 500 con pintura conductiva.

En la Figura 15, la antena 510C es similar a lo que se ha descrito con respecto a la Figura 13A, en cuanto a que se hace un corte 830 en la antena, con fines de afinación. Aunque la antena 510A se muestra como similar a lo que se mostró en la Figura 8B, la antena 510A podría, si se desea, formarse sobre un sustrato curvo similar a las Figuras 13B o 13C. Mientras que la Figura 15 muestra al menos dos técnicas distintas para afinar antenas según la presente invención, se comprenderá que una técnica común podría emplearse en cambio. Con eso quiere decirse que una cualquiera, o todas, las antenas 510A, 510B-510B', 510C podrían incluir un corte, o estar separadas por una distancia controlable \Delta, o ser girables con respecto a un conductor distanciado.

Como se describe con respecto a la Figura 8B, un circuito electrónico 610 puede estar acoplado, por medio de los cables 50A, 50B, 50C, con las antenas, y tomar muestras de las señales entrantes a fin de discernir qué antena fractal, p. ej., 510A, 510B-510B', 510C (y, si está presente, la antena 510D-197) está en este momento alineada óptimamente con la estación transmisora, posiblemente una unidad 600 o 650 o 670, según se muestra en la Figura 8A. Esta determinación puede realizarse examinando la potencia de señal de cada una de las antenas. Un circuito electrónico 620 selecciona entonces la antena mejor orientada en ese momento, y acopla tal antena con la entrada del receptor y la salida de la porción del transmisor, colectivamente 630, de la unidad 500. Se entiende que la selección de la mejor antena es dinámica y que puede cambiar según, por ejemplo, un usuario de 500 camina sosteniendo la unidad, o según se mueve la fuente transmisora, o debido a otras condiciones cambiantes. En una aplicación de telefonía celular o inalámbrica, el resultado es una comunicación más fiable, con la ventaja de que las antenas fractales pueden ser de tamaño lo suficientemente pequeño como para caber totalmente dentro de la cubierta de la unidad 500. Además, si se utiliza un sustrato flexible, las antenas pueden envolverse alrededor de porciones de la cubierta interna, según se muestra. Una ventaja adicional de la realización de la Figura 8B es que el usuario de la unidad 500 puede estar físicamente alejado de las antenas, a una distancia mayor que si se empleara una antena de látigo externa convencional. Aunque la evidencia médica que intenta vincular el cáncer con la exposición a la radiación electromagnética de los transceptores de mano no es aún concluyente, la realización de la Figura 8B parece minimizar cualquier riesgo similar.

Pueden efectuarse modificaciones y variaciones a las realizaciones reveladas sin apartarse del ámbito de la invención, según lo definido por las reivindicaciones siguientes.

Claims

1. Un sistema de antena (5, 95, 215) que comprende:

una disposición de antenas (100, 170, 215, 197, 510, 810) con al menos una parte que es de diseño fractal, y que incluye un primer elemento que tiene una porción que incluye al menos un primer motivo definido en al menos dos dimensiones, incluyendo además dicha porción al menos una primera replicación de dicho primer motivo y una segunda replicación de dicho primer motivo, de manera tal que un punto escogido sobre una figura geométrica representada por dicho primer motivo da como resultado un punto correspondiente sobre dicha primera replicación y sobre dicha segunda replicación de dicho primer motivo, cada uno en ubicaciones espaciales distintas; y un elemento conductivo (120, 197), separado de dicha antena fractal, para influir sobre al menos uno entre la frecuencia resonante y el ancho de banda de dicho sistema de antena

caracterizado porque cada una de las replicaciones está separada del primer motivo y definida geométricamente por al menos un conjunto de operaciones seleccionado entre un grupo que consiste en (a) reducción a escala del tamaño de dicho primer motivo, (b) rotación de dicho primer motivo y (c) traslación de dicho primer motivo; y

cada operación que define cada replicación excluye aquellas operaciones que son una función de, y admiten una referencia a, la ubicación especial de un punto individual sobre dicho primer motivo.

2. El sistema de antena de la reivindicación 1, y que comprende adicionalmente un transceptor (500, 600) acoplado con la disposición de la antena fractal.

3. Un procedimiento para hacer un sistema de antena (5, 95, 210) que incluye una disposición de antenas (100, 170, 215, 197, 510, 850), que comprende:

hacer que la disposición de antenas incluya una antena fractal, estando dispuesta la antena fractal como para incluir un primer elemento que tiene una porción que incluye al menos un primer motivo definido en al menos dos dimensiones, al menos una primera replicación de dicho primer motivo y una segunda replicación de dicho primer motivo, de manera tal que un punto escogido sobre una figura geométrica representada por dicho primer motivo da como resultado un punto correspondiente sobre dicha primera replicación y sobre dicha segunda replicación de dicho primer motivo, cada uno en ubicaciones espaciales distintas; y acoplar un elemento conductivo (120, 197), distanciado de dicha disposición de antenas, para influir sobre al menos uno entre la frecuencia resonante y el ancho de banda de dicho sistema de antena

caracterizado porque cada una de las replicaciones está separada del primer motivo y definida geométricamente por al menos un conjunto de operaciones seleccionado entre un grupo (a) constituido por adaptar a escala el tamaño de dicho primer motivo, (b) rotación de dicho primer motivo y (c) traslación de dicho primer motivo; y

cada operación que define cada replicación excluye aquellas operaciones que son una función de, y admiten referencia a, la ubicación espacial de un punto individual sobre dicho primer motivo.

4. Un procedimiento según la reivindicación 3, que incluye adicionalmente el acoplamiento de un transceptor (600, 500) con la disposición de antenas.