ES2204597T3 - Procedimiento y dispositivo de guiado electromagnetico, aplicados en especial al seguimiento de blancos. - Google Patents

Abstract

Procedimiento de guiado electromagnético con, al menos, un motor, siendo realizado el guiado con relación al eje (1) del haz de una antena monopulso (51) por un codificado en el espacio del haz, caracterizado porque este codificado está realizado por la superposición de una onda pura sobre el diagrama suma y de una onda modulada en amplitud de portadora suprimida (31) en el diagrama diferencia, para reconstituir una señal (S) modulada en amplitud, estando caracterizada la tasa de modulación y la fase de esta última por el desenfoque de la antena.

Description

Procedimiento y dispositivo de guiado electromagnético, aplicados en especial al seguimiento de blancos.

La presente invención se refiere a un procedimiento y un dispositivo de guiado electromagnético, aplicados principalmente a la persecución de objetivos. Se aplica principalmente para el guiado de misiles o de municiones inteligentes en cualquier número, por ejemplo, en la persecución de objetivos.

El guiado de misiles o de municiones inteligentes requiere una precisión que depende de la naturaleza del objetivo, así como del tamaño y del principio de funcionamiento de la carga militar asociada.

En el caso de misiles tácticos de corto o muy corto alcance (entre 5 y 12 km de alcance) los únicos susceptibles de ser teleguiados, los más largos alcances que necesitan de modos de autoguiado, la precisión requerida del guiado se puede resumir por las siguientes líneas.

Según el tipo de carga militar la precisión del guiado debe permitir a esta carga cumplir su cometido; esta precisión puede variar entre 0,1 metro y 5cinco metros. La mayor precisión se aplica a pequeños misiles que utilizan el efecto cinético de un penetrador contra objetivos de muy pequeña dimensión (dronos o misiles tácticos), la precisión menor es aplicable a misiles que utilizan una carga militar de explosión de varios kilogramos asociada a un cohete de proximidad contra objetivos poco o no blindados.

En teleguiado, el sistema se apoya en uno o varios captores deportados, en general sobre la plataforma de lanzamiento, que aseguran la localización del objetivo y del o de los misiles (o proyectiles) lanzados contra este objetivo.

Teniendo en cuenta los imperativos de precisión citados anteriormente, resulta de ello que la precisión angular de estos captores no deberá ser inferior a ésta.

Estos captores que utilizan un medio electromagnético (radar u óptico) tienen un poder de resolución limitado por la defracción. Si se impone un orden de magnitud razonable para el diámetro de abertura de estos captores, véase 1 metro para las antenas radar y 0,1 metro para los ópticos visibles o infrarrojos, se constata que desde la banda IV infrarrojo (8-12 micras de longitud de onda) la precisión de localización debe ser mejor que la mancha de difracción. Si la ganancia de precisión con respecto a la mancha de difracción es modesta en infrarrojo, es considerable para las bandas radar.

En general, un tal balance de precisión no es compatible con la precisión de apunte mecánico de un captor instalado en una plataforma militar, y el sistema necesitará, como mínimo, una estabilización de la línea de mira.

Además, cuando el captor que sirve a la persecución del objetivo no es confundido con el captor que sirve para localizar el o los misiles, se plantea un problema serio de colimación de estos captores casi irrealizable para las mayores exigencias de precisiones.

Una manera elegante de resolver este problema es utilizar un captor único para localizar objetivo y misil y efectuar la diferencia de las medidas según el principio de la "doble pesada" bien conocido de los físicos. Este principio que ha recibido el nombre de "ecartometría diferencial", tiene el mérito de hacer desaparecer lo esencial de los errores instrumentales tale como el desfase del cero y la totalidad de los errores de apunte en el balance de precisión de localización del misil con respecto al objetivo.

Ciertos errores instrumentales tales como los errores de ganancia o de pendiente de las medidas angulares que pueden no ser idénticos para la medida objetivo y misil son deterministas y pueden ser compensados en la medida en que pueden ser conocidos.

Queda entonces en el balance de los errores que los términos no son absolutamente deterministas como los errores ligados a los ruidos del sistema que incluyen, entre otros, ruidos de origen térmico y ruidos ligados al entorno de propagación de las ondas electromagnéticas empleadas.

Cuando se desea funcionar de manera relativamente independiente de las condiciones de claridad y de visibilidad, nos vemos conducido a escoger un captor de tipo radar.

La solución conocida de este tipo es ampliamente aplicada a sistemas de misiles tácticos, principalmente, antiaéreos.

En estos sistemas, un radar de persecución está provisto de varias vías de medida en lugar y origen que aseguran en tiempo compartido las medidas de posición del objetivo y de uno y, algunas veces, dos misiles que están obligados a quedar en el campo de visión del captor, generalmente, del orden de magnitud del grado de ángulo. Por esta razón, el o los misiles quedan sensiblemente alineados en la derecha móvil que va del captor radar al objetivo de donde el nombre de guiado en alineación de este modo de funcionamiento.

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En la medida en que la posición del misil está trasladada con relación a la plataforma de guiado, un enlace de transmisión (telemando) es necesario para comunicar al misil sea su posición sea más generalmente órdenes de corrección de trayectoria.

La localización de un misil y a fortiori municiones inteligentes de dimensión más modesta, necesita que la firma radar de este misil o de estas municiones sea reforzada por medio de un "respondedor" radar que viene a añadirse al necesario receptor de telemando. Se concibe que un conjunto tal sea de una complejidad de naturaleza a gravar el balance de masa y de coste de los misiles a los cuales se aplican.

Una solución más simple ha sido aplicada, sobre todo en óptica, en la cual el o los misiles se localizan ellos mismos con relación a un eje teórico de guiado asociado a un haz director.

De ahí el nombre de navegación en haz de este tipo de guiado, conocido bajo el nombre de "rayo portante" en la literatura anglosajona. Para ello, un proyector de haz espacialmente modulado está calado mecánicamente en el eje de detección de un captor de persecución.

Un receptor especial a bordo del misil descodifica la modulación del haz y determina su posición con respecto al eje teórico de guiado y deduce de ello las maniobras de corrección eventuales.

El método empleado de codificación del espacio es, en general, un barrido bidimensional de un pincel luminoso o de un doble barrido en lugar y origen de dos pinceles que tienen una forma estrecha en un plano y abiertos en abanico en el otro. Uno y otro de los métodos así como sus numerosas variantes tienen por denominador común estar limitados en precisión por la dimensión de la mancha de difracción y por la precisión de la colimación del proyector de haz y del captor de persecución así como de la precisión de la persecución mecánica.

Es posible mejorar ligeramente esta precisión al precio de una mayor complejidad.

Si las condiciones de estacionalidad de la propagación lo permiten, se puede afinar la precisión de medida interpolando entre varias posiciones del haz y hacer bajar la precisión de medida ligeramente por debajo de la mancha de difracción sin poder esperar mucho mejor que el cuarto o la mitad de ésta. Para los errores de colimación, éstos pueden, en principio, ser medidos y compensados al precio de un sistema complejo de autocolimación.

Los errores de persecución, salvo cuando el bucle de persecución es cerrado manualmente a través de un operador humano, se determinan por medio de un dispositivo de persecución mecánica; es pues en teoría posible hacer la corrección inversa en el codificado del haz para que la medida hecha por el misil tenga por origen la posición del objetivo en el campo de observación y no una referencia mecánica fija.

Sin embargo, del hecho de su precio y de su complejidad, estos refinamientos se encuentran raramente en la práctica, lo que limita el empleo conocido de la navegación en haz con sistemas de alcance muy corto (como máximo 5 a 6 km) y que utilizan longitudes de onda ópticas, en general la de un láser que funciona en el visible o el próximo infrarrojo (en la vecindad de 1 micra de longitud de onda). Por otra parte, los resultados dependen de las condiciones de iluminación y visibilidad, de manera inherente a todo sistema óptico.

Los sistemas de haz batiente arriba descritos no son susceptibles de ser extendidos a las gamas de onda radar, pues por dimensiones practicables de antena en los misiles en juego, no permiten la precisión requerida.

Para hacer funcionar el guiado en haz en el dominio del radar, se ha imaginado utilizar el principio conocido bajo el nombre de barrido cónico o escáner, se trata de hecho de una variante de los principios antes descritos, siendo obtenido el barrido mecánico haciendo girar el diagrama de radiación de una antena alrededor de un eje desenfocado con respecto a su eje de revolución.

Resulta, en consecuencia, que la ganancia en toda dirección no confundida con el eje de rotación se encuentra modulada de manera periódica de tiempo con una fase y una amplitud directamente ligadas a las coordenadas polares de esta dirección en el campo de observación.

Para un radar, se puede así modular a la vez, la ganancia en la emisión y en la recepción, lo que es la solución más sencilla, bien que en principio la modulación de una vía única sea suficiente.

Si la vía de emisión esta modulada, la modulación es detectada fácilmente por un receptor de contramedidas, y una emisión de borrado modulada a la misma frecuencia hará, sin posible fallo, perder la persecución, lo que hace un dispositivo así muy sensible al borrado por un borrador incluso si este último es llevado por el objetivo. La modulación única en la recepción es un poco menos frágil pero no es utilizable por un guiado en haz, puesto que no estando la emisión ya modulada, el misil no se puede localizar solo.

La técnica del barrido cónico ha sido abandonada por los rádares en razón de su sensibilidad al borrado, e igualmente a las otras causas de fluctuación de amplitud de la señal recibida, tales como el carácter no estacionario de las condiciones de propagación frente a las velocidades de barrido mecánico necesariamente bastante lentas.

Un objeto de la invención es paliar los inconvenientes citados, permitiendo principalmente el guiado de los motores con respecto a un haz radar sin riesgos de borrado. A este efecto, la invención tiene por objeto un procedimiento de guiado electromagnético con, al menos, un motor, caracterizado porque el guiado se realiza con relación al eje del haz de una antena monopulso, por un codificado en el espacio del haz.

La invención tiene igualmente por objeto un dispositivo para la puesta en marcha del procedimiento anterior.

La invención tiene como principales ventajas que permite un guiado de motores con respecto al haz de antena asegurando al mismo tiempo medidas de posición del objetivo, que permite una realización muy simple de los receptores, que permite el guiado de motores, muy rústicos o de pequeña dimensión, que puede combinarse fácilmente con otros medios de guiado tales como medios ópticos o de autodirectores para obtener un guiado multimodo y esto sin añadir mucho a la complejidad del sistema, que permite una muy buena precisión de las medidas de posición de los motores, que permite enviar simultáneamente informaciones hacia los motores, y que es económica.

Otras características y ventajas de la invención aparecerán con ayuda de la descripción que sigue hecha en vista a los dibujos anexos que representan:

- la figura 1, una representación de los diagramas suma y diferencia de una antena monopulso;

- la figura 2, una representación en un diagrama de Fresnel de una señal obtenida al nivel del receptor de un motor guiado, por la combinación de una señal producida por la vía suma y de una señal producida por la vía diferencia de una una antena monopulso;

- la figura 3, un ejemplo de puesta en marcha posible del procedimiento según la invención por un ejemplo de modulación de la señal producida por una vía diferencia de una una antena monopulso;

- la figura 4, la modulación global de la señal obtenida al nivel del receptor de un motor guiado;

- la figura 5, un ejemplo de realización posible de los medios de realización de un haz de guiado de motor, según la invención;

- la figura 6, un ejemplo de realización posible d un receptor dispuesto en un motor guiado por el haz precitado;

- la figura 7, la posición en el tiempo de señales de correlación que permiten reconstituir al nivel de un receptor, la posición de este último con relación al eje de la antena monopulso, por el conocimiento de las señales producido por las vías suma y diferencia de esta antena.

El procedimiento según la invención utiliza una misma antena monopulso para realizar un codificado especial susceptible de ser empleado en un sistema de navegación en haz. La antena monopulso está dispuesta, por ejemplo, en una plataforma de lanzamiento a partir de la cual son lanzados y después guiados los motores.

En un sistema de medida dicho "monopulso", la vía de recepción de la antena se desdobla en cada plano lugar y origen en una vía suma y una vía diferencia. La señal recibida en la vía diferencia es proporcional en amplitud al desenfoque del objetivo y en fase o en oposición de fase con la señal suma recibida del mismo objetivo. Resulta de ello que un tratamiento coherente en fase de estas dos señales permite restituir el ángulo de desenfoque \varepsilon con su signo, según la relación (1) siguiente:

(1)\varepsilon = \frac{\Delta. \Sigma}{\Sigma^{2}}

\Delta y \Sigma, siendo respectivamente las señales recibidas en las vías diferencia y suma, expresadas bajo forma vectorial que tiene en cuenta la amplitud y la fase.

Un tal tratamiento se puede hacer en un tiempo igual al de integración coherente del radar, por ejemplo, una impulsión de ahí el nombre de monopulso.

En un tal sistema todo interceptor convencional llevado por el objetivo no hará sino reforzar de manera coherente las señales suma y diferencia y facilitará la medida angular en lugar de borrarla, de ahí la gran dificultad de borrar la medida angular de los radares monopulso por interceptores de autoprotección. Una medida monopulso permite, por otra parte, obtener una gran precisión.

La figura 1 ilustra los diagramas conocidos de las vías suma \Sigma y diferencia \Delta de una antena monopulso en un sistema de ejes, donde el eje de las ordenadas representa la ganancia G de antena en función del ángulo de espacio \theta representado por el eje de las abscisas, con relación al eje de la antena 1. El diagrama suma es máximo en este eje, y simétrico con relación a este último. En un radar de antena monopulso, la señal recibida en la vía diferencia es proporcional en amplitud al desenfoque del objetivo, percibido según el eje de los ángulos \theta, y en fase o en oposición de fase con la señal recibida del mismo objetivo en la vía suma. Resulta de ello que un tratamiento coherente en fase de estas dos señales permite restituir el ángulo de desenfoque \varepsilon con su signo como está indicado en la figura (1) precedente.

Según la invención, una antena monopulso es utilizada, en consecuencia, para generar un haz codificado en el espacio, a fin de guiar uno o más motores, por ejemplo de misiles o proyectiles, que pueden ser en número indeterminado. Esta codificación del haz permite a un motor, equipado de medios de recepción apropiados situarse con relación al eje del haz. Esta codificación es realizada, por ejemplo, por una modulación apropiada de las señales radiadas por los diagramas suma y diferencia. Un receptor dispuesto entonces en un motor permite determinar la posición de este último con relación a los diagramas de radiación de la antena, y en consecuencia, su posición con relación al eje de la antena. La determinación de esta posición se efectúa por descodificación o desmodulación de las señales captadas por el receptor.

Para conservar la calidad intrínseca del tratamiento monopulso, el procedimiento según la invención debe explotar una señal suma y una señal diferencia en amplitud y en fase. Es preciso pues que, a partir de un simple receptor, un misil por ejemplo, esté en medida de determinar las señales que vienen de la vía suma y las que vienen de la vía diferencia, es decir, que puede determinar las amplitudes de las señales sumas y diferencias coherentes en fase. De hecho, es preciso llegar a mezclar dos señales, la una salida de la vía suma y la otra salida de la vía diferencia, que están en la misma frecuencia portadora pero que deben poder ser separadas en la recepción. Para esto, se radia energía sobre los diagramas suma \Sigma y diferencia \Delta, y las energías así radiadas sobre el diagrama suma y sobre el diagrama diferencia son marcadas por medio de una modulación distinta, de un diagrama al otro, para poder separarlas en la recepción. Las magnitudes a determinar siendo amplitudes, se efectúa modulaciones de amplitudes de preferencia a modulaciones de fases o frecuencias para las cuales la amplitud de la onda portadora no se restituye.

La invención utiliza ventajosamente el hecho que la estructura misma del espectro de una señal modulada en amplitud es la suma del espectro de la modulación transpuesta alrededor de la frecuencia de la onda portadora y de una raya en la frecuencia de esta portadora. Al anotar A(2j\pif) la transformada de Fourier de la modulación, la transformada de Fourier de la onda modulada, anotada M(2j\pif) está dad por la siguiente relación:

(2)M(2j \pi f)= A_{0} \ \{\delta(f- F_{0})+\delta(f+F_{0})\}+B.A \ \{2j\pi (f-F_{0})\}

Para una frecuencia f comprendida entre -\infty y +\infty.

El primer término A_{0} {\delta(f- F_{0}) + \delta(f+ F_{0})} representa la modulación de la portadora y el segundo término B.A {2j\pi(f- F_{0})} representa la modulación de las bandas de frecuencias laterales. F_{0} representa la frecuencia de la onda portadora y A_{0} es un escalar que caracteriza la amplitud de esta portadora. B es otro escalar, positivo o negativo, que caracteriza lo que se puede llamar la profundidad de modulación. El símbolo \delta representa la función de Dirac. |A_{0}| \geq |B| es una condición para que no haya, principalmente, sobremodulación de la portadora con relación a las bandas laterales.

Si se suprime el primer término, se obtiene el espectro de una señal llamada de portadora suprimida. Si se añade a una señal modulada en amplitud de portadora suprimida una señal sinusoidal síncrona en amplitud y en fase con la portadora, se encuentra una señal modulada en amplitud cuya profundidad de modulación es función de la amplitud comparada de la señal inicial y de la portadora así añadida. Según la invención, se transmite esta portadora añadida en el diagrama suma y una modulación de amplitud de portadora suprimida en el diagrama diferencia. En otros términos, hay superposición por ejemplo de una onda pura continua, llamada CW en la literatura anglosajona, y una onda modulada en amplitud de portadora suprimida en el diagrama diferencia, y esto para permitir reconstituir al nivel del receptor de cada uno de los motores guiados una señal modulada en amplitud. La tasa de modulación de esta señal y su fase son características del desenfoque del motor, más precisamente de su posición con relación al eje de la antena monopulso que es, de hecho, el eje de guiado de los motores. La tasa de modulación, que corresponde de hecho a la profundidad de la modulación antes citada, da el valor del desenfoque, mientras que el signo de la fase indica de qué lado del eje de la antena se sitúa el motor.

La figura 2 ilustra, en un diagrama de Fresnel, esta mezcla de señales. La señal S recibida por el receptor de un motor guiado, es la suma de la señal \Sigma y de la señal diferencia \Delta modulada en amplitud. La señal suma \Sigma es, por ejemplo, una onda continua CW y la señal diferencia \Delta una onda modulada según el segundo término de la relación (2) precedente.

En la recepción, la desmodulación de amplitud suministra, entonces, la señal de modulación con un signo y una amplitud características del desenfoque del receptor con relación al haz monopulso, más precisamente con relación al eje de la antena monopulso. Para encontrar la relación de fase y amplitud de las señales suma y diferencia que dan el desenfoque según la relación (1), es preciso poder reconstituir A_{0} y B.

Una forma, según la invención, de encontrar las señales salidas de los diagramas suma y diferencia es, por ejemplo, determinar en la recepción la profundidad de modulación por la amplitud y determinar el signo de la señal modulada comparando la fase de la señal periódica desmodulada con la de un reloj de referencia por una señal de sincronización transmitida en el canal suma. Queda encontrar formas de onda para la modulación, que son fáciles de poner en marcha y que permiten fácilmente encontrar la profundidad de modulación.

La figura 3 ilustra una forma de modulación según la invención que permite, de forma ventajosa, encontrar fácilmente la profundidad de modulación. Esta modulación es una modulación cuadrada de fase 0, \pi. En este caso, la amplitud de la modulación es cuadrada, de valor medio nulo, y de un semiperíodo al otro la fase pasa de 0 a \pi, después de \pi a 0, y así seguido. La figura 3 presenta esta modulación 31 en un sistema de ejes, donde las abscisas t representan el tiempo y las ordenadas M la modulación. Por debajo de la representación de la modulación 1, figura la fase de la modulación correspondiente, 0 ó \pi corresponden al semiperíodo T/ 2. El paso de la fase de 0 a \pi, significa desfasar del semiperíodo T/ 2 la modulación, de ahí la forma resultante tal como la representada por la figura 3. Esta modulación no es otra sino el resultado de una modulación cuadrada de portadora suprimida, a causa del valor medio nulo de la modulación.

La figura 4 presenta, en el mismo sistema de ejes M, t, la forma de la señal modulada obtenida al nivel del receptor. La modulación de la figura 3, ejercida en la señal emitida por la vía diferencia \Delta es sumada entonces a la señal de la vía suma \Sigma, cuya amplitud es A_{0}, variando de hecho la señal entre + A_{0} y -A_{0}. La profundidad de modulación B está dada por la separación entre la amplitud A_{0} y la amplitud máxima de la modulación. Esta separación es fácil de obtener. Es proporcional a la ganancia G_{\Delta} de la antena en la vía diferencia, definiendo esta ganancia el diagrama de antena como lo ilustra la figura 1. Incluso, la amplitud A_{0} es proporcional, en la misma relación de proporción, a la ganancia de antena G_{\Sigma} en la vía suma. La relación G_{\Delta} / G_{\Sigma} da el valor del desenfoque con relación al eje 1 de la antena, en conformidad a la relación (1), donde las señales _{\Delta}^{\rightarrow} y ^{\rightarrow}_{\Sigma} son respectivamente proporcionales a las ganancias G_{\Delta} y G_{\Sigma}.

Queda por definir de qué lado de este eje se sitúa el receptor. Esta situación es definida por el signo de la fase. Para explotar este signo, es sin embargo necesario conocer la fase en el origen, es decir, la referencia, la fase de referencia de la señal diferencia desmodulada. Para determinar así la fase de la modulación, es entonces, por ejemplo, posible utilizar una señal de sincronización preliminar transmitida inmediatamente antes de una medida de posición. A este efecto, esta señal lleva, por ejemplo, una señal de reloj cuyo frente que sube está, por ejemplo, calado en el paso de la fase.

La señal de sincronización puede ser también una señal modulada en amplitud según un código pseudoaleatorio predefinido, comprimido por medio de un correlacionador en la recepción.

El mismo canal de transmisión que permite enviar palabras de sincronización lugar y origen permite también enviar hacia el o los motores guiados el error de posición del objetivo, objeto de la persecución, en lugar y origen medido por el radar, por medio de diagramas lugar y origen de la misma antena monopulso, es decir, con las mismas causas de error, lo que permite por diferencia determinar un valor de ecartometría diferencial entre los motores guiados y el objetivo que elimina la parte principal de los errores de medida debidos a las imperfecciones del diagrama monopulso y a los errores de persecución.

Es posible utilizar otras formas de modulaciones que la ilustrada relativamente en el figura 3, siempre que sean, por ejemplo, periódicas y de valor medio nulo. Así es posible utilizar una sucesión de impulsiones de signos alternados, cuya modulación de portadora suprimida es una sucesión de impulsiones moduladas en fase 0, \pi.

Otra solución puede consistir, por ejemplo, en utilizar para la modulación un código pseudoaleatorio de valor medio nulo y de longitud definida. Al efectuar la correlación de la señal desmodulada en la recepción con este código, se obtiene una señal cuyo signo y amplitud representa la separación con relación al centro del haz, siendo el valor medio de la señal recibida el valor de la señal suma. La correlación de la señal que proviene de la desmodulación de la envoltura de la señal recibida, con el código utilizado en la emisión suministra de hecho una impulsión cuya amplitud relacionada con el valor medio de la amplitud de la señal recibida y el signo, son equivalentes a la relación G_{\Delta}/G_{\Sigma} de un receptor monopulso clásico. Una dificultad puede provenir principalmente del hecho que cuando el desenfoque es débil, la señal desmodulada puede ser ahogada en el ruido, y no se sabe entonces en qué instante muestrear este ruido como representando la medida, a menos de disponer de una sincronización que permite conocer el instante que corresponde en el pico de correlación de la vía diferencia \Delta.

Para obtener esta sincronización, es posible efectuar una transmisión preliminar en la vía suma avanzada de una anchura de impulsión no comprimida, ella misma modulada en amplitud todo o nada por un otro código pseudoaleatorio, llamado código sigma. En la recepción, este código sigma es por ejemplo, utilizado por un correlacionador a fin de determinar de manera exacta el instante de correlación y sincronizar el instante de muestreo de las vías diferencia transmitidas en forma secuencial un período T y dos períodos T después del código de sincronización. Una variante del procedimiento según la invención puede, por ejemplo, consistir en emitir en las dos vías diferencia al mismo tiempo con dos códigos ortogonales entre ellos.

Conviene, por otra parte, notar que existe en el principio del guiado una fase llamada de unión, durante la cual el motor guiado inicialmente y colocado a una cierta distancia angular del haz de guiado, debe unirse a este último. Esta distancia inicial no es, en general, compatible con la abertura del haz de guiado demasiado estrecha en la proximidad de una antena monopulso. Es, entonces, preferible prever un sistema anexo para determinar la posición del motor con respecto al haz de guiado durante esta fase relativamente corta, en la cual el motor está a corta distancia. Esto puede ser realizado, por ejemplo, con un ecartómetro óptico de unión, pudiendo enviarse las medidas al motor por medio del emisor del radar. En general, la proximidad del motor permite este enlace, incluso si este último está fuera del diagrama principal de la antena del radar. Se puede, sin embargo, recurrir a una antena de emisión más abierta para esta fase si se desea un máximo de seguridad para este enlace. Si una tal antena de unión está prevista, ella puede ser monopulso, y el guiado inicial de unión se puede hacer entonces en el mismo procedimiento de navegación en haz, o "arco portante", que el desarrollado precedentemente, pero con el riesgo eventual de ver estas medidas fuertemente perturbadas a causa de la proximidad del suelo y del efecto conocido de multitrayecto que de ello resulta.

En fase de guiado, y más particularmente en larga distancia, no se tiene más necesidad de la dinámica de medida de una antena monopulso clásica, mientras que al contrario en fin de unión, se puede buscar el máximo de dinámica de la medida de ángulo. Jugando sobre la potencia de la señal emitida en la vía diferencia con relación a la potencia de la emitida en la vía suma, se puede, por ejemplo, realizar en los límites ligados a la forma de los diagramas y las relaciones señal a ruido una especie de zoom electrónico que permite optimizar a la vez, el dominio de captura del motor para la unión y su precisión de localización a gran distancia.

Es aún posible, para localizar el objetivo, utilizar la medida que se hace en el suelo a partir de la energía retro-reflejada por el objetivo y recibida en el diagrama suma después del retraso de propagación.

Hay que notar que el radar de persecución así realizado no posee más que una sola vía de recepción, contrariamente a las tres vías de un radar monopulso clásico. Las medidas de ecartometría del objetivo pueden, seguramente, ser utilizadas en un bucle de persecución, pero pueden igualmente ser transmitidas por medio del transmisor hacia el o los motores a guiar, con una modulación apropiada, para que el motor efectúe, principalmente, la determinación de su posición de manera diferencial con relación al fin y elimina la mayor parte de los errores de persecución. Esta misma vía de transmisión hacia el motor puede ser utilizada también para suministrar al motor toda información que se necesita para optimizar su guiado, a la distancia y velocidad radial del objetivo. Así, el emisor en el suelo puede utilizar el diagrama de antena para transmitir informaciones a los motores, principalmente, para comunicarles la posición de un objetivo perseguido con relación al haz de antena, lo que permite determinar sus posiciones relativas con relación al objetivo, así como todas informaciones antes citadas u otra útiles para la optimización de su guiado.

La simplicidad extrema de la vía de recepción a bordo del motor guiado, permite, por ejemplo, considerar el combinar ésta con otros medios de guiado tales como los necesarios para una navegación en haz óptico o incluso medios de guiado como un autodirector de fin de carrera para obtener un guiado multimodo sin por lo tanto añadir mucho a la complejidad de estos otros medios de guiado. En fin, esta misma simplicidad permite considerar el modo de guiado según la invención para ingenios, por ejemplo, misiles o proyectiles, muy rústicos o de muy pequeña dimensión.

La figura 5 ilustra un ejemplo de realización posible para la puesta en marcha del procedimiento según la invención. Más particularmente, esta figura presenta un modo de realización posible de la parte radar que emite principalmente el haz de guiado, estando situada esta parte, por ejemplo, en una plataforma. La figura 6 ilustra un modo de realización posible de un receptor embarcado en un motor.

Si se limita, por ejemplo, a un orden de magnitud del metro para el diámetro de antena, la elección de las bandas de frecuencias de emisión se puede hacer, principalmente, entre las bandas Ku, Ka y W. Un criterio de elección está ligado a las exigencias operacionales de funcionamiento, por ejemplo, en tiempo de niebla o de lluvia. Los efectos de estos fenómenos atmosféricos son, principalmente, una absorción exponencial con relación a la distancia de propagación expresada en decibelios por kilómetro. Un segundo efecto, en el caso de la lluvia, es una retroreflexión en las gotas de lluvia generadora de ecos de lluvia cuyo comportamiento es el de los ecos móviles con una velocidad radial media y una anchura de espectro que depende de la longitud de onda del viento y de la turbulencia atmosférica. Medidas y experiencias efectuadas por la depositante han mostrado que, hasta distancias del orden de 10 kilómetros, la absorción por el agua no es un verdadero problema. Al contrario, los ecos de lluvia pueden ser inaceptables más allá de la banda Ku a cause de la casi imposibilidad de eliminarlas por filtrado Doppler en la vía de persecución del objetivo. Parece más ventajoso escoger la banda Ku, pudiendo la banda Ka ser utilizada, por ejemplo, para aplicaciones de muy corto alcance.

La figura 5 ilustra entonces, un ejemplo de realización posible de la parte radar destinado principalmente a producir el haz de navegación. Esta parte lleva una antena monopulso 51 constituida de una vía suma V_{\Sigma}, de una vía diferencia en el sitio V_{\Delta S} y de una vía diferencia en el sitio V_{\Delta G}. Un aislamiento electromagnético, por ejemplo superior a 45 dB, se realiza entre la vía suma y las vías diferencia.

El sistema radar tal como el descrito precedentemente permite realizar un haz de navegación emitido por una antena monopulso, que permite a motores para guiar unirse a este haz, en conformidad con el procedimiento según la invención. Como se ha indicado anteriormente, puede ser necesario por otra parte utilizar las funciones radar en la recepción, principalmente, para permitir medidas de posición de un objetivo a perseguir, y permitir así mandar la posición de antena y, en consecuencia, la dirección de su haz, en función de la posición del objetivo. A este efecto, una sola vía de recepción puede ser utilizada, principalmente la vía suma. Un duplexor, o circulador hiperfrecuencia 62, está dispuesto en consecuencia en la vía suma entre la antena y el modulador 53 de esta vía. La salida de recepción de este duplexor está unida, por ejemplo, a una entrada de mezclador 63 cuya otra entrada recibe como señal de oscilador local, por ejemplo, una señal salida de la fuente de frecuencia. La señal de recepción así transpuesta en frecuencia se transmite a medios 64 de recepción y de tratamiento de señal clásicos. Estos medios son sincronizados, por ejemplo, con las señales de emisión por intermedio del generador de códigos 61, Este último recibe, por otra parte, un código destinado a suministrar informaciones a los motores guiados como ha sido evocado anteriormente, siendo transmitido este código por intermedio de la vía suma.

La figura 6 presenta un modo de realización posible de un receptor. Este último lleva, por ejemplo, en la entrada un filtro 71 seguido de un dispositivo de detección directa 72. La señal, así filtrada y detectada, es suministrada a un amplificador vídeo lineal 73 con mando automático de ganancia cuya salida está unida a un convertidor analógicodigital 74. La señal así digitalizada es tratada por dos correlacionadores 75, 76. Un correlacionador 75 está destinado al tratamiento de la señal de la vía suma y un correlacionador 76 está destinado a la señal de la vía diferencia. Los dos correlacionadores reciben, sin embargo, la misma señal, que es la señal de recepción digitalizada a la salida del convertidor 74. Estos correlacionadores funcionan a partir de registros de desfase con una frecuencia de muestreo más elevada que la del reloj de generación de código pseudoaleatorio, en el caso en el que la modulación se realiza por tal código. Esto permite, principalmente, un funcionamiento asíncrono de los correlacionadores, en particular del destinado a extraer la señal de modulación de la vía diferencia. Un detector de picos de correlación 77 se coloca a la salida el correlacionador destinado al tratamiento de la vía suma. Un dispositivo de retraso 78 está conectado a la salida del detector 77. A partir de la detección de un pico de correlación, este dispositivo crea sucesivamente un primer retraso de T y un segundo retraso de 2T, A cada retraso se genera una señal. Una primera señal, generada según el primer retraso T, manda una primera puerta 79 cuya entrada está unida a la salida del correlacionador 76 del tratamiento de la vía diferencia. Igual, una segunda señal, generada según el segundo retraso 2T, manda una segunda puerta 80 cuya entrada está unida a la salida del correlacionador 76 del tratamiento de la vía diferencia.

La figura 7 ilustra la posición en el tiempo de las señales a la salida de la primera y la segunda puerta, de amplitudes respectivamente \DeltaG y \DeltaS. Estas señales son las señales presentes a la salida del correlacionador 76 del el primer retraso T, manda una primera puerta 79 cuya entrada está unida a la salida del correlacionador 76 del tratamiento de la vía diferencia, respectivamente T y 2T según el pico de correlación 70 en la salida del correlacionador 75 del tratamiento de la vía suma. La separación de origen, que da el término B evocado anteriormente para la descodificación en origen, es K. \DeltaG/ \Sigma, y la separación del sitio, que da este término B para la descodificación en el sitio, es K. \DeltaS/\Sigma, K es un factor de escala y \Sigma es la amplitud de la señal correspondiente a la emitida por la vía suma. Esta amplitud \Sigma es, por ejemplo, el contenido a la salida del correlacionador de la vía suma o incluso el valor medio de la señal de x a T para la vía diferencia en el origen 79 y entre x + T y x + 2T para la vía diferencia en el sitio, siendo x el instante del pico de correlación en la vía de tratamiento suma.

Un dispositivo de desmodulación 81, conectado a la salida del convertidor analógico-digital 74 permite, por ejemplo, descodificar mensajes enviados por la vía suma.

Claims (17)

1. Procedimiento de guiado electromagnético con, al menos, un motor, siendo realizado el guiado con relación al eje (1) del haz de una antena monopulso (51) por un codificado en el espacio del haz, caracterizado porque este codificado está realizado por la superposición de una onda pura sobre el diagrama suma y de una onda modulada en amplitud de portadora suprimida (31) en el diagrama diferencia, para reconstituir una señal (S) modulada en amplitud, estando caracterizada la tasa de modulación y la fase de esta última por el desenfoque de la antena.

2. Procedimiento según la reivindicación 1, caracterizado porque el codificado está realizado por una modulación apropiada de las señales radiadas por los diagramas suma (\Sigma) y diferencia (\Delta), de los medios de recepción dispuestos en el motor que permiten determinar la posición de este último con relación a los diagramas de radiación de la antena, siendo efectuada la determinación de esta posición por desmodulación de las señales captadas por los medios de recepción.

3. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la señal modulada en amplitud de portadora suprimida es un tren de impulsiones de valor medio nulo, moduladas en fase 0, \pi.

4. Procedimiento según la reivindicación 3, caracterizado porque la amplitud es una amplitud cuadrada, modulada en fase 0, \pi.

5. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la modulación es un código pseudoaleatorio de valor medio nulo.

6. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la fase de referencia de la señal diferencia modulada (31) está definida por una señal de sincronización preliminar transmitida sobre la vía suma antes de una medida de posición a los medios de recepción del motor.

7. Procedimiento según la reivindicación 6, caracterizado porque la señal de sincronización es una señal modulada en amplitud según un código pseudoaleatorio predefinido, comprimido en medio de un correlacionador a la recepción.

8. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la misma señal emitida y reflejada por un objetivo es utilizada para perseguir el citado objetivo, siendo captada la señal reflejada en el diagrama suma de la antena.

9. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque las informaciones son transmitidas a los motores por el haz.

10. Procedimiento según la reivindicación 9, caracterizado porque las informaciones comunican la posición del objetivo para permitir la determinación de la posición relativa de los motores con el objetivo.

11. Procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque la emisión de hiperfrecuencia se hace en la banda Ku.

12. Dispositivo para la puesta en marcha del procedimiento según una cualquiera de las reivindicaciones precedentes, caracterizado porque lleva, al menos, una parte radar que produce un haz codificado en el espacio, comprendiendo esta parte:

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una antena monopulso (51) constituida de una vía suma (V_{\Sigma}), de una vía diferencia en el lugar (V_{\Delta S}) y de una vía diferencia en origen (V_{\Delta G}), para la emisión, estando unida cada vía diferencia a un modulador (52) que modula la onda a emitir;

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un conmutador hiperfrecuencia (54) que conmuta las señales hacia una u otra de las dos vías diferencia;

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un amplificador (55) de señales de vías diferencia y un amplificador (53) de señales de vía suma;

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una fuente hiperfrecuencia (57) que suministra las señales hiperfrecuencia a los amplificadores (55, 56) por medio de un acoplador 3dB (58);

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un modulador de amplitud (59) dispuesto entre la fuente hiperfrecuencia y el acoplador. Este modulador que realiza una modulación de valor medio nulo de la amplitud de la señal que recibe, siendo realizado el codificado del haz por la superposición de una onda pura sobre el diagrama suma y de una onda modulada en amplitud de portadora suprimida (31) en el diagrama diferencia, para reconstituir una señal (S) modulada en amplitud, siendo la tasa de modulación y la fase de esta última características del desenfoque de la antena.

13. Dispositivo según la reivindicación 12, caracterizado porque un modulador de amplitud (53) está conectado a la salida del amplificador (56) de la vía suma, siendo mandado el modulador por un generador de código (61) para modular la onda emitida según este código.

14. Dispositivo según una cualquiera de las reivindicaciones 12 ó 13, caracterizado porque un duplexor (62) está dispuesto en la vía suma, estando unida la salida de recepción de este duplexor a una entrada de un mezclador (63) cuya otra entrada recibe como señal de oscilador local, la señal de recepción así transpuesta en frecuencia es transmitida a medios (64) de recepción y de tratamiento de la señal.

15. Dispositivo según una cualquiera de las reivindicaciones 12 a 14, caracterizado porque el receptor lleva, al menos, dos correlacionadores (75, 76) que tratan una señal de recepción digitalizada, un correlacionador (75) que está afectada al tratamiento de la señal de la vía suma y un correlacionador (76) que está afectada a la señal de la vía diferencia, un detector de pico de correlación (77) que está colocada a la salida del correlacionador afectado al tratamiento de la vía suma, un dispositivo de retraso (78) que está conectado a la salida del detector (77), a partir de la detección de un pico de correlación, creando este dispositivo sucesivamente un primer retraso de T y un segundo retraso de 2T para muestrear las señales en esos instantes a la salida del correlacionador (76) de la vía diferencia, siendo función la tasa de modulación en origen y en el lugar de las relaciones (K, \DeltaG/ \Sigma, K, \Delta\Sigma) de las señales así muestreadas en la señal de la vía suma.

16. Dispositivo según la reivindicación 15, caracterizado porque los correlacionadotes (75, 76) que funcionan a partir de registros de desfase con una frecuencia de muestreo más levada que la del reloj de generación de código pseudoaleatorio de modulación.

17. Dispositivo según una cualquiera de las reivindicaciones 15 ó 16, caracterizado porque el receptor lleva a la entrada un filtro (71) y dispositivo de detección directa (72) conectado a la salida del filtro (17), siendo suministrada la señal así filtrada y detectada a un amplificador video lineal (73) con mando automático de ganancia cuya salida está unida a un convertidos analógico-digital (74), siendo tratada la señal así digitalizada por los dos correlacionadores (75, 76).