EP4128511A1 - Schaltung zur einschaltstrombegrenzung - Google Patents

Schaltung zur einschaltstrombegrenzung

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Publication number
EP4128511A1
EP4128511A1 EP21716972.1A EP21716972A EP4128511A1 EP 4128511 A1 EP4128511 A1 EP 4128511A1 EP 21716972 A EP21716972 A EP 21716972A EP 4128511 A1 EP4128511 A1 EP 4128511A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
input
control
voltage
output
sensor
Prior art date
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Pending
Application number
EP21716972.1A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Michael Daus
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Freifrau Von Fuerstenberg Stephanie
Freiherr Von Fuerstenberg Maximilian
Original Assignee
Freifrau Von Fuerstenberg Stephanie
Freiherr Von Fuerstenberg Maximilian
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Freifrau Von Fuerstenberg Stephanie, Freiherr Von Fuerstenberg Maximilian filed Critical Freifrau Von Fuerstenberg Stephanie
Publication of EP4128511A1 publication Critical patent/EP4128511A1/de
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H02M7/062—Avoiding or suppressing excessive transient voltages or currents
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/32—Means for protecting converters other than automatic disconnection
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/36—Means for starting or stopping converters

Definitions

  • the invention relates to a circuit for limiting inrush current.
  • circuits are already known to the person skilled in the art from practice and are often housed in power supplies.
  • These circuits have a bridge rectifier which rectifies the charging current from an AC voltage input to a DC voltage output with an output capacitor. If the uncharged output capacitor were directly connected to the rectifier, an undesirably high current would flow to the output capacitor right at the beginning of the application of the alternating voltage.
  • a disadvantage of such a circuit is that a not insignificant amount of heat is generated on the NTC thermistor and power loss is accepted.
  • current still flows through the thermistor when it is no longer needed to limit the current, because the charging process of the output capacitor has already progressed accordingly. After all, high inrush currents still occur when the output capacitor is discharged and the thermistor is still hot.
  • a power supply unit that is connected to a load e.g. a mobile phone
  • an alternating voltage source may serve as an example. If the power supply unit is disconnected from the voltage source after a while and then immediately reconnected to it, the output capacitor can discharge and the thermistor can be hot, so that high currents occur.
  • a control element is arranged parallel to the thermistor, which in this case is a voltage-controlled switch in the form of a thyristor. If the voltage at the output capacitor is sufficiently high, the thyristor short-circuits the thermistor, as proposed in DE 69623394 T2. The current then flows through the thyristor with practically no loss, while at the same time the thermistor can cool down at an early stage. This reduces both the heat losses and the probability of high inrush currents - especially in the case of connections to the voltage source in quick succession.
  • DE 102006014297 A1 suggests dispensing with the NTC thermistor.
  • a control group is used, which is referred to as the “control unit ST” and which enables phase cutting control.
  • the phase cut control permits short-term, needle-shaped current peaks which, however, do not exceed a defined maximum value.
  • the switch T1 is thus an actuating element of the control group for the control element S1 or V1, whereas D1 forms a sensor element of the control group. While the output of the sensor element D1 is connected to the input of the adjusting element T1, the input of the sensor element is connected to a sensor node, which in turn is arranged between the voltage input and the control element S1.
  • an evaluation unit 130 closes a switch S2 when the output capacitors C1 and C2 are fully charged in order to bypass the control group ST and the control element (switch S1). As a result, the losses of the avoided thermistor are completely eliminated. Also not applicable the risk of accidentally high inrush currents at high ambient temperatures.
  • the Level VI specification requires that a minimum, average degree of efficiency is exceeded when the load is connected and that the maximum no-load power is undercut.
  • “Idle power” means that the power supply unit is connected to the voltage network, but not to a load - for example to an electronic device.
  • commercially available power supplies for, for example, smartphones with a nominal power of 22.5W and a nominal voltage of 5V must have an average efficiency of> 83%.
  • the maximum idle power (“stand-by mode") for this device class is 0.1W. In particular, the maximum idle power is already a challenge for the manufacturers of power supplies. It is also foreseeable that state and supranational Due to climate change, borrowed authorities will strive to tighten the regulations beyond the Level VI specification.
  • the invention is therefore based on the object of limiting inrush currents of electronic or electrical devices - in particular of power supplies - and reducing associated losses.
  • the aim is preferably to increase the average efficiency of power supply units when the load is connected and / or to reduce the no-load power of power supply units.
  • a circuit for inrush current limitation comprising a voltage input, a voltage output for a load and a rectifier, an input side of the rectifier is connected to the voltage input and an output side of the rectifier is connected to the voltage output, wherein an output capacitor is arranged between a first pole and a second pole of the voltage output or the output side of the rectifier, the circuit comprising a control group, the control group having a control element for limiting the charging current of the output capacitor, the control element having at least one control has input and a two-pole power path, the control group having an actuating element for influencing the control element, the actuating element being connected to the control input, the control group having a sensor element, an output of the sensor element is connected to an input of the control element, characterized in that an input of the sensor element is assigned to the output side of the rectifier.
  • the invention is initially based on the knowledge that the constant switching of the circuit breaker of the known phase cut control causes greater energy losses under full current load.
  • the invention is also based on the knowledge that the sensor element should be arranged as close as possible to the output capacitor so that the control of the inrush currents can be designed in a particularly targeted manner. It has been found that both the measurement of the controlled variable and the setting of the manipulated variable can then take place in the vicinity and preferably in the immediate vicinity of the output capacitor and the regulation can thus be designed particularly effectively.
  • the invention is also based on the knowledge that almost linear courses of the charging of the output capacitor can be achieved with such circuits, so that the inrush currents are evened out in a manner that was previously unattainable.
  • the strong equalization is at the same time an essential basis for using a minimum of energy.
  • the components of the control group for, for example, a power supply unit of a smartphone, the power consumption of these components during the inrush current limitation is in the nanowatt range. After charging, power consumption or energy consumption can practically no longer be measured. These savings are so great that, for example, the efficiency of the corresponding network components is increased by several percentage points.
  • this power supply unit can be made compliant with the regulations simply by integrating the control group into a corresponding power supply unit.
  • the no-load power is positively influenced to an even greater extent by the control group according to the invention, so that in particular the critical hurdle of the required, lower no-load power can be overcome more easily.
  • the equalization of the inrush currents is already advantageous because this avoids the needle-shaped currents from DE 102006014297 A1.
  • the needle-shaped current peaks initially generate harmonic waves, which have a negative effect on some downstream elements.
  • transformers are mentioned as examples (which are also used in switched-mode power supplies), which are more thermally stressed due to the harmonics and thus cause losses.
  • the needle-shaped currents can also damage or even destroy components.
  • undesirable distortion reactive powers are reduced, which would burden the low-voltage networks to a significant extent due to the large number of power supply units.
  • the term “voltage input” preferably means two individual electrical connections, each of the two connections being assigned to a pole.
  • the voltage input can, for example, be a plug with two pins, which are designed to be connected to sockets of the low-voltage network.
  • the voltage input or the circuit can be part of a Device.
  • the device can in particular be a power supply unit, preferably a switched-mode power supply unit, for an electronic terminal.
  • the electronic terminal may be a smartphone or a tablet, for example.
  • the device can, however, also be a DC voltage converter or a frequency converter.
  • the frequency converter can for example be designed for the operation of electric motors, so that the circuit according to the invention in the device, for example in the switched-mode power supply or the DC voltage converter or the frequency converter, can be dimensioned very differently. This means that the circuit functions in a wide variety of power ranges and the components can be scaled almost as desired without departing from the scope of the invention.
  • the word "voltage output” preferably means a two-pole connection within the device.
  • the voltage output of the circuit can be located in front of a switching module with switches for chopping up the direct voltage. It is within the scope of the invention that the voltage output of the circuit is not identical to the output of the device. In particular, it is provided that the circuit for limiting the inrush current makes up the first section within the device.
  • the term “voltage output” preferably relates to the output of the rectifier or the output of the circuit according to the invention.
  • the term “first pole” preferably means the positive pole.
  • the term “second pole” preferably means the negative pole. According to one embodiment, however, the first pole can also represent the negative pole and the second pole the positive pole.
  • the word “connected” preferably means an indirect or direct connection.
  • the control element is preferably a current-controlled and / or a voltage-controlled switch.
  • the control element very preferably comprises a transistor or field effect transistor (FET) or a metal oxide semiconductor field effect transistor (MOSFET). It is preferred that the control input corresponds to the gate or the base. It is useful that the power path corresponds to the source-drain path or the collector-emitter path.
  • the control element preferably comprises a series resistor at the control input.
  • the power path of the control element is assigned to the output side of the rectifier. It is particularly preferred that the power path is arranged between the first pole and the second pole of the voltage output or is assigned to the output side of the rectifier.
  • the control input is preferably assigned to the input side of the rectifier. It is advantageous that the control input is connected to the input side of the rectifier or to the voltage input. It is preferred that the control element is arranged between the voltage input and the voltage output or between the input side and the output side of the rectifier.
  • the power path of the control element is connected in series with the output capacitor.
  • the power path is preferably connected to the output capacitor, in particular directly. It is very preferred that the output capacitor is arranged together with the power path in parallel to the output side of the rectifier.
  • the sensor element and the actuating element together with the control element form a closed control loop.
  • the control loop is advantageously designed such that the sensor element detects a state of the power path. It is advantageous that the sensor element converts the detected state of the power path according to a sensor function and transmits a sensor signal to the actuating element. It is very preferred that the actuating element converts the sensor signal according to an actuating function and outputs an actuating signal to the control input of the control element.
  • the state of the power path detected by the sensor element preferably allows a conclusion to be drawn about the current in the power path. It is of great advantage if the control signal determines a voltage or a current at the control input of the control element. It is very particularly preferred that the control loop is designed in such a way that the actuating signal reacts in opposite directions to the state of the control element. If, for example, the current in the power path increases, it is particularly advantageous that the actuating element outputs an actuating signal which allows the control element to reduce the current in the power path.
  • the control loop is expediently designed in such a way that when the current or status parameter falls, the actuating element outputs an actuating signal which the control element allows the current or the status parameter to increase.
  • the control loop is particularly preferably designed in such a way that the charging current of the output capacitor runs linearly or essentially linearly.
  • the sensor element and the adjusting element are components of an isolation amplifier and preferably an optocoupler. It is advantageous if the sensor element is a light-emitting diode, in particular a special light-emitting diode or laser diode. It is advantageous if the control element is a phototransistor or a photodiode. It is preferred that the optocoupler is a Darlington optocoupler or has a Darlington circuit.
  • the isolation amplifier can also transmit the signals inductively or capacitively.
  • two transistors in particular two bipolar transistors or two MOSFETs, to form the sensor element and the actuating element.
  • the control group comprises an auxiliary capacitor, the auxiliary capacitor being connected in parallel to the output capacitor.
  • a first connection of the auxiliary capacitor is expediently connected to the first pole.
  • a second connection of the auxiliary capacitor is preferably connected to the power path or to the sensor element. It is very preferred that the auxiliary capacitor and the output capacitor are connected to one another on the control element side via a synchronization diode. The orientation of the synchronization diode depends on whether the first pole is the positive pole or the negative pole. If the first pole is the positive pole, the diode is connected to the auxiliary capacitor on the cathode side. If, on the other hand, the first pole is the negative pole, the synchronization diode is connected to the output capacitor on the cathode side. It is advantageous that the auxiliary capacitor is connected in series with the sensor element.
  • a limiting resistor is preferably connected in series with the auxiliary capacitor or with the limiting resistor, in order preferably to help determine the time constant of the charging of the auxiliary capacitor.
  • a sensor switch is connected to the sensor element, the sensor switch being designed to deactivate the sensor element.
  • the term “deactivate” preferably means switching off or bridging the sensor element.
  • the sensor switch is a transistor and preferably a field-effect transistor and particularly preferably a MOSFET. It is preferred that a power path of the sensor switch is connected in parallel to the sensor element.
  • a control input of the sensor switch in particular special via a blocking resistor, is connected to the control input of the control element. It is preferred that the control input of the sensor switch is connected to a switch capacitor and / or to a switch diode.
  • the power path of the sensor switch is expediently connected to the switch capacitor and / or the switch diode.
  • the sensor switch and the switch capacitor and / or the switch diode can be referred to as a sensor switching group. It is useful if the switch capacitor is arranged in parallel with the switch diode.
  • the switch diode is preferably a breakdown diode and in particular a Zener diode or a suppressor diode. It is preferred that the switch diode and / or the switch capacitor are connected to the power path of the control element and / or to the sensor element and / or to the output capacitor.
  • control group or the sensor switch or the sensor switch group is designed so that the sensor switch is opened when the output capacitor has a certain state of charge, for example at least 50% or at least 70% or at least 90% of the full charge of the output capacitor sators has reached. It is particularly advantageous if the open power path of the sensor switch short-circuits the sensor element so that the control loop is disabled.
  • control group comprises a control capacitor for providing a control voltage at the control input of the control element. It is preferred that the control capacitor with the Control input is connected. It is preferred that the control capacitor is connected to the power path or the second pole. It is advantageous that the control capacitor is arranged parallel to the "control input - second pole" path. It is particularly preferred that the control capacitor is arranged parallel to the actuating element.
  • the control capacitor expediently has a control side and a pole side, the control side being connected to the control input and the pole side being connected to the second pole.
  • the circuit has an output voltage sensor.
  • the output voltage sensor preferably comprises a breakdown element, which can be designed in particular in the form of a Zener diode or a suppressor diode.
  • the output voltage sensor is preferably arranged between the control input of the control element and the second pole. It is advantageous if the output sensor is connected in parallel to the control capacitor and / or to the actuating element. It is advantageous if the output sensor is connected on the control input side to the non-return valve and / or to the series resistor or the control element.
  • the output voltage sensor advantageously comprises a breakdown switch, which is preferably a semiconductor component, more preferably a transistor and particularly preferably a bipolar transistor.
  • the breakdown switch has a control input which is preferably connected to the breakdown element.
  • the breakdown switch preferably comprises a power path which is connected at one end to the second pole and at the other end to a signal output for a power good signal. It is preferred that the output sensor or the breakdown element limit the voltage level at the control input of the control element to a maximum value. It is advantageous that the output sensor or the breakdown switch when the maximum value of the voltage level is present Control input of the control element supplies a power good signal at the signal output.
  • the power good signal can be a start signal for subsequent circuit sections of the device. For example, the power-good signal can trigger an operation of the switching module of a switched-mode power supply for chopping up the DC voltage.
  • the circuit has an input block.
  • the input block advantageously comprises an input voltage sensor and / or a non-return valve. It is very preferred that the non-return valve is in the form of a diode.
  • the non-return valve is preferably arranged between the voltage input and the control input.
  • the non-return valve is advantageously designed so that the AC voltage present on the input side preferably leads to a charging of the control capacitor, so that the control element preferably opens the power path when a limit value of the voltage on the control capacitor is exceeded.
  • an N-channel MOSFET enrichment type
  • the source connection is connected to the second pole in the form of the negative pole
  • an increasing voltage above a threshold voltage or a threshold value is required at the control input so that the control element can
  • the power path opens and connects the output capacitor to the second pole or the negative pole.
  • the non-return valve in the form of a diode is connected to the control input on the cathode side and to the voltage input on the anode side.
  • the input voltage sensor preferably comprises an input switch and / or an input resistor and / or an input capacitor.
  • the input switch is preferably a transistor and more preferably a bipolar transistor. It is very preferred that a power path of the input Switch is arranged in parallel with the control capacitor.
  • a control input of the input switch is preferably connected to the voltage input and / or to the non-return valve. It is preferred that the power path of the input switch is connected to the non-return valve.
  • the input resistor and the input capacitor are connected in parallel to one another and form a timing element of the input voltage sensor.
  • the timing element of the input voltage sensor is connected between the control input of the input switch and the second pole. It is very preferred that the input voltage sensor is designed such that a voltage drop at the voltage input opens the power path of the input switch, so that the control capacitor is discharged via the input switch.
  • the circuit has an input voltage divider, the input voltage divider being assigned to the input side of the rectifier and preferably a tap of the input voltage divider being connected to the control input of the control element.
  • the input voltage divider or the tap is expediently arranged between the voltage input and the non-return valve. It is advantageous if the input voltage divider has two resistors, the two resistors expediently being of the same size. It is preferred that the tap is arranged between the two resistors of the voltage divider.
  • the tap is preferably connected to the non-return valve or to the control input of the control element or to the control input of the input switch.
  • the voltage divider is preferably designed in such a way that it protects against electric shock if the connections of the voltage input of the device or the circuit are touched. It is very preferable to have the voltage divider between the voltage input and the Rectifier is arranged. It is advantageous that the voltage divider is connected between the two poles of the voltage input.
  • the circuit has a capacitor or several capacitors on the input side and / or on the output side of the rectifier for radio interference suppression. It is preferred that for radio interference suppression two capacitors are located on the input side of the rectifier and two capacitors are located on the output side of the rectifier. It is possible that a current-compensated throttle for vibration damping is arranged on the output side of the rectifier.
  • the vibration damping of the current-compensated choke is particularly advantageous in a switched-mode power supply in which the switching module with the circuit breakers for chopping up the DC voltage generates undesired vibrations.
  • the invention teaches a device, in particular a power supply or switched-mode power supply, comprising a circuit according to the invention for limiting the inrush current.
  • the power supply preferably comprises a transformer.
  • the power supply preferably has a switching module chopping a DC voltage for the purpose of transmission by means of a transformer.
  • the power supply unit or switched-mode power supply unit can comprise a microcontroller.
  • the power supply or switched-mode power supply preferably has a connection for connection to a terminal.
  • the invention teaches the use of the circuit according to the invention in a power supply unit, in particular a special switched-mode power supply unit, and / or in a frequency converter and / or in a DC voltage converter.
  • a power supply unit in particular a special switched-mode power supply unit, and / or in a frequency converter and / or in a DC voltage converter.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of the circuit according to the invention in a first embodiment
  • FIG. 2 shows a block diagram of the exemplary embodiment according to FIG. 1
  • FIG. 3 shows a block diagram of a second exemplary embodiment
  • Fig. 4 is a block diagram of a third embodiment
  • FIG. 5 shows a circuit diagram of a fourth exemplary embodiment.
  • FIG. 1 a first embodiment of the circuit according to the invention for inrush current limitation is illustrated using a detailed circuit diagram.
  • the circuit according to FIG. 1 may, for example, be part of a power supply unit for a smartphone and corresponds to an input section of the power supply unit. Two alternating voltage connections AC together form a voltage input 1 in the form of two conventional pins for insertion into a socket.
  • the circuit according to the invention for limiting inrush current also includes a voltage output 2 with a first pole 2a (positive pole) and a second pole 2b (negative pole).
  • the voltage input 2 is followed in the reading direction by a further module of the switched-mode power supply, not shown here, and preferably a switching module for chopping up the direct voltage for the purpose of subsequent transformation.
  • the circuit according to the invention may be integrated in or connected to a frequency converter be, the frequency converter is used, for example, to supply a three-phase motor.
  • the first section of the circuit according to the invention comprises in the reading direction a first radio interference suppression module 10, a voltage divider 9, a rectifier 3 and a second radio interference module 11.
  • the modules 10, 3, 11 are known.
  • the rectifier 3 it may be a bridge rectifier which generates pulsating positive half-waves. These half-waves are already somewhat smoothed by capacitors C3, C4.
  • the capacitors C3, C4 - as well as capacitors C1 and C2 and a current-compensated choke L - are used in a known manner for radio interference suppression. This radio interference suppression is particularly useful in view of the switching module, not shown in FIG.
  • the second radio interference suppression module 11 is located in the reading direction between the rectifier 3 and the voltage output 2.
  • the voltage divider 9 with resistors R1 and R2 is preferably connected in the reading direction between the voltage input 1 and the rectifier 3, the resistors R1 and R2 expediently being of the same size.
  • a center tap is located between the two resistors R1 and R2, which represents the provision of an auxiliary voltage for the circuit according to the invention.
  • the voltage divider 9 also has the task of a To provide protection against electric shocks if the connections of voltage input 1 are touched.
  • the center tap of the voltage divider 9 is followed by an input block 8, a control group 4, an output voltage sensor 7, a control element T3 together with a series resistor R5 and an output capacitor C9.
  • the input block 8 comprises a non-return valve D1 in the form of a diode and an input voltage sensor.
  • the input voltage sensor has an input switch T1 in the form of a bipolar transistor, an input resistor R3 and an input capacitor C5.
  • the output voltage sensor 7 has a breakdown element D2 in the form of a suppressor diode, a breakdown switch T2 in the form of a bipolar transistor and a signal output 15 for a power good signal.
  • the control group 4 comprises a control capacitor C6 and an isolating amplifier 5, 6 in the form of an optocoupler with an actuating element 5 comprising a phototransistor and with a sensor element 6 in the form of a light emitting diode.
  • the control group 4 of this exemplary embodiment further comprises a sensor switching group 12 with a sensor switch T4 in the form of a MOSFET, a switch capacitor C7 and breakdown element D3 in the form of a suppressor diode.
  • the control group 4 according to the exemplary embodiment of FIG. 1 comprises from top to bottom an auxiliary capacitor C8, a synchronization element D4 in the form of a diode, a limiting resistor R6 and a blocking resistor R4.
  • the operation of the circuit according to the invention according to the execution example of FIG. 1 is as follows.
  • the non-return valve D1 only lets through the positive half waves, so that the control capacitor C6 is charged and the potential of the control input 14 rises.
  • the power path of T3 is opened in the form of the drain-source path, whereby the charging of the output capacitor C9 in the form of an electrolytic capacitor begins.
  • a significantly smaller current flows from the second pole 2b through the sensor element 6, as a result of which the auxiliary capacitor C8 is also charged. Because of the synchronization element D4, C8 and C9 are charged synchronously.
  • the potential of the control input 14 continues to rise slightly after the threshold value of the control element T3 has been reached, so that the control element T3 increasingly opens, and the non-linear curve of the charge saturation of the output capacitor C9 is compensated and an almost linear curve of the charging current is achieved.
  • the timing element from the auxiliary capacitor C8 and the limiting resistor R6 determines the time constant of the charging of the output capacitor C9 via the sensor element 6, whereby its charging speed is practically freely selectable.
  • the breakdown element D2 of the output voltage sensor 7 breaks through above a limit value or maximum value of the potential of the control input 14, so that the breakdown switch T2 is opened. Then the collector output of the breakdown switch T2 is open and supplies the power good signal for subsequent sections of the switched-mode power supply. They are now informed that the target voltage has been reached at voltage output 2 and can now start operating.
  • the switch capacitor C7 is also charged, the time constant for this process depending on the capacitance of the switch capacitor C7 itself and also on the blocking resistor R4. This increases the voltage at the gate of the sensor switch T4 until the threshold value is also reached here. Then the sensor element 6 is short-circuited due to the open drain-source path of the sensor switch C4, so that no more current will flow through the sensor element 6 in the future. As a result, this also ensures that the control element 5 no longer receives any light from the sensor element 6, so that the control element will always remain closed in the future and the control loop from the control element T3, the sensor element 6 and the control element 5 is inactivated.
  • the breakdown voltage of the breakdown element D2 is greater than the threshold value of the control element T3, so that the control element T3 is permanently open and the output capacitor C9 is permanently connected to the second pole 2b. If, for example, supply voltage fluctuations or individual shaft failures occurred in the AC mains on, the potential of the control input 14 would remain constant due to the non-return valve D1 and the breakdown element D2 at the level of the breakdown voltage of the breakdown element D2.
  • the drain-source path of the control element T3 is also blocked, so that the current state of charge of the output capacitor C9 is preserved and does not have to be discharged when the AC source is reconnected, but rather has to be recharged from its current state of charge can.
  • a second embodiment is shown, which potentialver reverses to the first embodiment of FIG. 2 is designed.
  • the second pole 2b is the positive pole
  • the first pole 2a is the negative pole.
  • the third embodiment of FIG. 4 largely corresponds to the first embodiment of FIG. 2, but differs in terms of the voltage source. Accordingly, the voltage input 1 of the circuit according to FIG. 4 is connected to a direct voltage source, so that the voltage divider 9 of this exemplary embodiment only has a resistor R has.
  • the rectifier 3 of this exemplary embodiment is not designed as a bridge rectifier, but rather as a simple diode.
  • FIG. 5 shows a fourth exemplary embodiment which is identical to the first exemplary embodiment according to FIG. 1 with the exception of the adjusting element 5 and the sensor element 6.
  • the sensor element 6 is implemented via a MOSFET T5, a suppressor diode D5 and a gate resistor R7.
  • the adjusting element 5, however, is formed from a bipolar transistor D6 and two resistors R8 and R9.
  • the voltage-controlled transistor T5 is also opened via the rising voltage at R7.
  • a voltage drops across the resistors R8 and R9, so that the current-controlled transistor T6 is opened, as a result of which the potential at the control input 14 drops and the charging current is limited.
  • the suppressor diode D5 limits the gate voltage of the voltage-controlled transistor T5 to a maximum value.
  • the voltage-controlled transistor T5 in the form of a MOSFET can, for example, also be replaced by a bipolar transistor.
  • the bipolar transistor T6 can also be exchanged for a MOSFET. This shows that an isolating amplifier or optocoupler is not absolutely necessary for the control loop.

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Abstract

Eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung, umfasst einen Spannungseingang (1), einen Spannungsausgang (2) für eine Last sowie einen Gleichrichter (3). Eine Eingangsseite des Gleichrichters (3) ist mit dem Spannungseingang (1) und eine Ausgangsseite des Gleichrichters (3) mit dem Spannungsausgang (2) verbunden. Ein Ausgangskondensator (C9) ist zwischen einem ersten Pol (2a) und einem zweiten Pol (2b) des Spannungsausgangs (2) bzw. der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) angeordnet ist. Die Schaltung umfasst eine Steuergruppe (4), wobei die Steuergruppe (4) ein Steuerelement (T3) zur Begrenzung des Ladestroms des Ausgangskondensators (C9) aufweist. Das Steuerelement (T3) weist wenigstens einen Steuereingang (14) sowie einen zweipoligen Leistungspfad auf. Die Steuergruppe (4) umfasst ein Stellelement (5) zur Beeinflussung des Steuerelements (T3), wobei das Stellelement (5) mit dem Steuereingang (14) verbunden ist. Die Steuergruppe (4) weist ein Sensorelement (6) auf, wobei ein Ausgang des Sensorelementes (6) mit einem Eingang des Stellelementes (5) verbunden ist. Ein Eingang des Sensorelementes (6) ist der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) zugeordnet.

Description

Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung Beschreibung:
Die Erfindung betrifft eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung. Derartige Schaltungen sind dem Fachmann schon aus der Praxis bekannt, welche häufig in Netzteilen untergebracht sind. Diese Schaltungen weisen einen Brücken gleichrichter auf, welcher den Ladestrom von einem Wechselspannungs eingang hin zu einem Gleichspannungsausgang mit einem Ausgangskonden sator gleichrichtet. Wäre der nicht geladene Ausgangskondensator direkt mit dem Gleichrichter verbunden, so würde gleich zu Beginn des Anlegens der Wechselspannung ein unerwünscht hoher Strom zum Ausgangskondensator fließen.
Zur Begrenzung von Einschaltströmen ist es aus der Praxis bekannt, zwischen den Gleichrichter und den Ausgangskondensator einen Heißleiter zu schalten. Bei Anlegen der Wechselspannungsquelle ist der Heißleiter zunächst noch kalt und weist daher einen hohen ohmschen Widerstand auf. Aufgrund des Strom flusses durch den Heißleiter erwärmt sich dieser zunehmend, so dass der ohmsche Widerstand des Heißleiters zunehmend geringer wird. Gleichzeitig zieht der Ausgangskondensator zunehmend weniger Strom, weil er zunehmend mehr Ladung trägt. Folglich kompensieren sich hinsichtlich des Stromflusses die Effekte des zunehmend wärmeren Heißleiters und des zunehmend stärker geladenen Ausgangskondensators, so dass der Stromfluss vergleichmäßigt wird. Hierdurch wird sowohl das Spannungsnetz geschont sowie v.a. die beteiligten Schaltungen und damit i.d.R. zumindest das Netzteil selbst sowie der daran angeschlossene Verbraucher. Der Verbraucher ist naturgemäß dann besonders betroffen, wenn es sich bei diesem um eine überwiegend kapazitive Last handelt. Nachteilig an einer solchen Schaltung ist, dass am Heißleiter eine nicht uner hebliche Wärme entsteht und damit Verlustleistung in Kauf genommen wird. Außerdem fließt auch dann noch Strom durch den Heißleiter, wenn dieser zur Strombegrenzung gar nicht mehr benötigt wird, weil der Ladevorgang des Aus gangskondensators schon entsprechend weit fortgeschritten ist. Schließlich treten hohe Einschaltströme immer dann noch auf, wenn der Ausgangskonden sator entladen und der Heißleiter noch heiß ist. Als Beispiel mag ein Netzteil dienen, welches mit einer Last (z. B. ein Mobiltelefon) und einer Wechsel spannungsquelle verbunden ist. Wird das Netzteil von der Spannungsquelle nach einer Weile getrennt und dann sofort wieder mit ihr verbunden, so kann der Ausgangskondensator entladen und der Heißleiter heiß sein, so dass hohe Ströme auftreten.
Um diesem Problem entgegenzuwirken wird ein Steuerelement parallel zum Heißleiter angeordnet, welches in diesem Fall ein spannungsgesteuerter Schalter in Form eins Thyristors ist. Der Thyristor schließt bei einer ausreichend hohen Spannung am Ausgangskondensator den Heißleiter kurz, wie dies etwa in DE 69623394 T2 vorgeschlagen wird. Dann fließt der Strom praktisch ver lustfrei über den Thyristor während gleichzeitig der Heißleiter schon zu einem frühen Zeitpunkt auskühlen kann. Hierdurch werden sowohl die Wärmeverluste sowie die Wahrscheinlichkeit von hohen Einschaltströmen - insbesondere bei kurz aufeinanderfolgenden Verbindungen mit der Spannungsquelle - verringert.
Dennoch treten aufgrund des erforderlichen Heißwerdens des Heißleiters noch immer unnötig hohe Wärmeverluste auf. Auch kann es z.B. leicht passieren, dass ein Netzteil in der Sonne oder einer sonstwie heißen Umgebung (im Fahr zeug, auf einer heißen Fensterbank etc.) liegen gelassen wird. Dann fließt bei der Verbindung des Netzteils mit der Spannungsquelle ein hoher Einschalt- ström, der unter Umständen bis zur sofortigen Zerstörung der beteiligten Schaltungen führen, aber in jedem Fall deren Lebensdauer beeinträchtigen kann.
Aus diesem Grunde schlägt DE 102006014297 A1 vor, auf den Heißleiter zu verzichten. Hierzu wird auf eine Steuergruppe zurückgegriffen, welche als "Steuereinheit ST" bezeichnet wird, umfasst und eine Phasenschnittsteuerung ermöglicht. Die Steuergruppe bzw. Steuereinheit steuert einen Steuereingang eines Steuerelements in Form eines MOSFET-Schalters S1 (=V1), so dass sich dieser gemäß der Phasenschnittsteuerung zu bestimmten Zeiten öffnet und schließt. Die Phasenschnittsteuerung lässt ausweislich von Fig. 2 kurzeitige, nadelförmige Stromspitzen zu, die allerdings einen definierten Maximalwert nicht überschreiten. Insbesondere die Elemente D1 und T1 aus Fig. 4.
Wird die an D1 aus Fig. 4 abfallende Spannung zu groß und übersteigt die Durchbruchspannung, so wird D1 leitend, die Spannung an der Basis von T1 steigt an, T1 schaltet dann durch und S1 bzw. V1 sperrt aufgrund des Spannungsabfalls am Gate von V1. Der Schalter T1 ist somit ein Stellelement der Steuergruppe für das Steuerelement S1 bzw. V1, wohingegen D1 ein Sensorelement der Steuergruppe bildet. Während der Ausgang des Sensor elementes D1 mit dem Eingang des Stellelementes T1 verbunden ist, liegt der Eingang des Sensorelementes an einem Sensorknoten, welcher seinerseits zwischen dem Spannungseingang und dem Steuerelement S1 angeordnet ist.
Eine Auswerteeinheit 130 schließt nach Fig. 5 einen Schalter S2, wenn die Ausgangskondensatoren C1 und C2 vollständig geladen sind, um die Steuer gruppe ST nebst Steuerelement (Schalter S1) zu überbrücken. Im Ergebnis entfallen die Verluste des vermiedenen Heißleiters vollständig. Ebenso entfällt das Risiko von zufällig hohen Einschaltströmen bei hoher Umgebungs temperatur.
In den letzten zwei Jahrzehnten wurden die gesetzlichen Vorschriften betreffend den Wirkungsgrad von Netzteilen, u.a. hinsichtlich des Klima wandels, zunehmend verschärft. Eine maßgebliche Serie dieser Vorschriften ist die vom US Department of Energy erlassene Vorschriftenserie der "Energy Conservation Standards", deren jüngster Standard die sogenannte Level-Vl- Spezifikation ist. Die Level Vl-Spezifikation trat Anfang 2016 in Kraft und ist eine der strengsten Vorschriften weltweit. Aufgrund der Tendenz zur Harmonisierung werden weitere staatliche und überstaatliche Vorschriften dem Beispiel der USA folgen. Beispielsweise hat die Level-Vl-Spezifikation bereits Einfluss auf den derzeit laufenden EU-Gesetzgebungsprozess genommen. Darüber hinaus werden sich Hersteller von Netzteilen stets v.a. an den strengsten Vorschriften orientieren, um größtmögliche Absatzmärkte zu erschließen.
Die Level-Vl-Spezifikation verlangt in Abhängigkeit von der Nennleistung und der Nennspannung des Netzteils die Überschreitung eines minimalen, durch schnittlichen Wirkungsgrades bei angeschlossener Last sowie die Unter- schreitung einer maximalen Leerlaufleistung. Mit "Leerlaufleistung" ist gemeint, dass das Netzteil zwar an das Spannungsnetz, nicht aber an eine Last - z.B. an ein elektronisches Endgerät - angeschlossen ist. Gemäß Level-Vl-Spezifikation müssen handelsübliche Netzteile für, beispielsweise, Smartphones mit einer Nennleistung von z.B. 22, 5W und einer Nennspannung von 5V einen durch schnittlichen Wirkungsgrad > 83% aufweisen. Die maximale Leerlaufleistung ("Stand-by-Modus") für diese Geräteklasse liegt bei 0,1W. Insbesondere die maximale Leerlaufleistung stellt die Hersteller von Netzteilen schon heute vor Herausforderungen. Außerdem ist abzusehen, dass staatliche und Überstaat- liehe Behörden aufgrund des Klimawandels weitere, über die Level-Vl- Spezifikation hinausgehende Verschärfungen der Vorschriften anstreben werden.
Der Erfindung liegt somit die Aufgabe zugrunde, Einschaltströme von elektro nischen bzw. elektrischen Geräten - insbesondere von Netzteilen - zu begrenzen und damit einhergehende Verluste zu verringern. Es ist bevorzugt angestrebt, den durchschnittlichen Wirkungsgrad von Netzteilen bei ange schlossener Last zu erhöhen und/oder die Leerlaufleistung von Netzteilen zu verringern.
Diese Aufgabe wird bzw. diese Aufgaben werden gelöst durch eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung, umfassend einen Spannungseingang, einen Spannungsausgang für eine Last sowie einen Gleichrichter, wobei eine Ein gangsseite des Gleichrichters mit dem Spannungseingang und eine Ausgangs seite des Gleichrichters mit dem Spannungsausgang verbunden ist, wobei ein Ausgangskondensator zwischen einem ersten Pol und einem zweiten Pol des Spannungsausgangs bzw. der Ausgangsseite des Gleichrichters ange ordnet ist, wobei die Schaltung eine Steuergruppe umfasst, wobei die Steuer gruppe ein Steuerelement zur Begrenzung des Ladestroms des Ausgangs kondensators aufweist, wobei das Steuerelement wenigstens einen Steuer eingang sowie einen zweipoligen Leistungspfad aufweist, wobei die Steuer gruppe ein Stellelement zur Beeinflussung des Steuerelements aufweist, wobei das Stellelement mit dem Steuereingang verbunden ist, wobei die Steuergruppe ein Sensorelement aufweist, wobei ein Ausgang des Sensorelementes mit einem Eingang des Stellelementes verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingang des Sensorelementes der Ausgangsseite des Gleichrichters zuge ordnet ist.
Der Erfindung liegt zunächst die Erkenntnis zugrunde, dass das ständige Schalten des Leistungsschalters der bekannten Phasenschnittsteuerung unter voller Stromlast größere Energieverluste verursacht. Der Erfindung liegt ferner die Erkenntnis zugrunde, dass das Sensorelement möglichst nah am Aus gangskondensator angeordnet sein sollte, damit die Regelung der Einschalt ströme besonders zielgerichtet ausgebildet sein kann. Es wurde gefunden, dass dann sowohl die Messung der Regelgröße als auch die Einstellung der Stell größe in der Nähe und vorzugsweise in unmittelbarer Nähe des Ausgangs kondensators stattfinden können und so die Regelung besonders effektiv gestaltet werden kann.
Der Erfindung liegt weiterhin die Erkenntnis zugrunde, dass sich mit derartigen Schaltungen nahezu lineare Verläufe der Aufladung des Ausgangskonden sators bewerkstelligen lassen, so dass die Einschaltströme in bisher uner reichter Weise vergleichmäßigt werden. Wie gefunden wurde, ist die starke Vergleichmäßigung zugleich eine wesentliche Grundlage dafür, dass ein Minimum an Energie verbraucht wird. Bei entsprechender Dimensionierung der Bauteile der Regelgruppe für, beispielsweise, ein Netzteil eines Smartphones liegt die Leistungsaufnahme dieser Bauteile während der Einschaltstrom begrenzung im Nanowattbereich. Nach der Aufladung ist ein Stromverbrauch bzw. eine Energieaufnahme praktisch nicht mehr messbar. Diese Einsparungen sind so groß, dass z.B. der Wirkungsgrad von ent sprechenden Netzteilen gleich um mehrere Prozentpunkte erhöht wird. Somit kann allein durch Integration der Steuergruppe in ein entsprechendes Netzteil dieses Netzteil vorschriftenkonform gemacht werden. Die Leerlaufleistung wird in noch größerem Maße von der erfindungsgemäßen Steuergruppe positiv beeinflusst, so dass insbesondere die kritische Hürde der geforderten, niedrigeren Leerlaufleistung leichter genommen werden kann.
Weiterhin ist die Vergleichmäßigung der Einschaltströme an sich bereits von Vorteil, weil hierdurch die nadelförmigen Ströme aus DE 102006014297 A1 vermieden werden. Die nadelförmigen Stromspitzen erzeugen zunächst harmonische Oberwellen, welche sich negativ auf einige nachgeschaltete Elemente auswirken. Als Beispiele seien insbesondere Transformatoren genannt (welche auch in Schaltnetzteilen Verwendung finden), welche aufgrund der Oberwellen stärker thermisch belastet werden und so Verluste verursachen. In einigen Fällen können durch die nadelförmigen Ströme aber auch Bauteile beschädigt oder sogar zerstört werden. Außerdem werden durch Vermeidung nadelförmiger Ströme unerwünschte Verzerrungsblindleistungen verringert, welche aufgrund der Vielzahl an Netzteilen in nennenswertem Umfang die Niederspannungsnetze belasten würden. Nach alledem werden durch die erfin dungsgemäße Schaltung die eingangs genannten Aufgaben gelöst und darüber hinaus auch noch die Nachteile durch nadelförmige Ströme vermieden.
Der Begriff „Spannungseingang“ meint vorzugsweise zwei einzelne elektrische Anschlüsse, wobei jeder der beiden Anschlüsse einem Pol zugeordnet ist. Der Spannungseingang kann beispielsweise ein Stecker mit zwei Stiften sein, welche zur Verbindung mit Steckdosen des Niederspannungsnetzes ausge bildet sind. Der Spannungseingang bzw. die Schaltung kann Bestandteil eines Gerätes sein. Bei dem Gerät kann es sich insbesondere um ein Netzteil, vor zugsweise um ein Schaltnetzteil, für ein elektronisches Endgerät handeln. Das elektronische Endgerät mag beispielsweise ein Smartphone oder ein Tablet sein. Bei dem Gerät kann es sich allerdings auch um einen Gleichspannungs wandler oder um einen Frequenzumrichter handeln. Der Frequenzumrichter kann beispielsweise für den Betrieb von Elektromotoren ausgebildet sein, so dass die erfindungsgemäße Schaltung in dem Gerät, also beispielsweise in dem Schaltnetzteil oder dem Gleichspannungswandler oder dem Frequenz umrichter, ganz unterschiedlich dimensioniert sein kann. Das bedeutet, dass die Schaltung in unterschiedlichsten Leistungsbereichen funktioniert und die Bauteile nahezu beliebig skalierbar sind, ohne dass der Bereich der Erfindung verlassen wird.
Das Wort „Spannungsausgang“ meint vorzugsweise einen Zweipol innerhalb des Gerätes. Beispielsweise innerhalb eines Schaltnetzteiles kann der Spannungsausgang der Schaltung vor einem Schaltmodul mit Schaltern zum Zerhacken der Gleichspannung befindlich sein. Es liegt im Rahmen der Erfin dung, dass der Spannungsausgang der Schaltung nicht identisch ist mit dem Ausgang des Gerätes. Es ist insbesondere vorgesehen, dass die Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung den ersten Abschnitt innerhalb des Gerätes aus macht. Der Begriff „Spannungsausgang“ bezieht sich bevorzugt auf den Ausgang des Gleichrichters bzw. den Ausgang der erfindungsgemäßen Schaltung. Der Ausdruck „erster Pol“ meint vorzugsweise den Pluspol. Der Ausdruck „zweiter Pol“ meint vorzugsweise den Minuspol. Gemäß einer Ausfüh rungsform kann aber auch der erste Pol den Minuspol und der zweite Pol den Pluspol darstellen. Das Wort „verbunden“ meint vorzugsweise eine mittelbare oder unmittelbare Verbindung. Das Steuerelement ist vorzugsweise ein stromgesteuerter und/oder ein spannungsgesteuerter Schalter. Das Steuerelement umfasst sehr bevorzugt einen Transistor bzw. Feldeffekttransistor (FET) bzw. einen Metall- Oxid-Flalbleiter-Feldeffekttransistor (MOSFET). Es ist bevorzugt, dass der Steuereingang dem Gate bzw. der Basis entspricht. Es ist zweckmäßig, dass der Leistungspfad der Source-Drain-Strecke bzw. der Kollektor-Emitter-Strecke entspricht. Das Steuerelement umfasst bevorzugt einen Vorwiderstand am Steuereingang.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist der Leistungspfad des Steuerelements der Ausgangsseite des Gleichrichters zugeordnet. Es ist besonders bevorzugt, dass der Leistungspfad zwischen dem ersten Pol und dem zweiten Pol des Spannungsausgangs angeordnet bzw. der Ausgangsseite des Gleichrichters zugeordnet ist. Vorzugsweise ist der Steuereingang der Ein gangsseite des Gleichrichters zugeordnet. Es ist von Vorteil, dass der Steuer eingang mit der Eingangsseite des Gleichrichters bzw. mit dem Spannungs eingang verbunden ist. Es ist bevorzugt, dass das Steuerelement zwischen dem Spannungseingang und dem Spannungsausgang bzw. zwischen der Eingangsseite und der Ausgangsseite des Gleichrichters angeordnet ist.
Gemäß einer ganz besonders bevorzugten Ausführungsform ist der Leistungs pfad des Steuerelements in Reihe zum Ausgangskondensator geschaltet. Vorzugsweise ist der Leistungspfad mit dem Ausgangskondensator, insbeson dere unmittelbar, verbunden. Es ist sehr bevorzugt, dass der Ausgangskonden sator gemeinsam mit dem Leistungspfad parallel zu der Ausgangsseite des Gleichrichters angeordnet ist. Besonders vorzugsweise bilden das Sensorelement und das Stellelement gemeinsam mit dem Steuerelement eine geschlossene Regelschleife. Die Regelschleife ist vorteilhafterweise so ausgebildet, dass das Sensorelement einen Zustand des Leistungspfades erfasst. Es ist von Vorteil, dass das Sensor element den erfassten Zustand des Leistungspfades gemäß einer Sensor funktion umsetzt und ein Sensorsignal an das Stellelement übergibt. Es ist sehr bevorzugt, dass das Stellelement das Sensorsignal gemäß einer Stellfunktion umsetzt und ein Stellsignal an den Steuereingang des Steuerelements ausgibt. Vorzugsweise erlaubt der von dem Sensorelement erfasste Zustand des Leistungspfades einen Rückschluss auf den Strom im Leistungspfad. Es ist von großem Vorteil, wenn das Stellsignal eine Spannung bzw. einen Strom am Steuereingang des Steuerelements bestimmt. Es ist ganz besonders bevorzugt, dass die Regelschleife so ausgebildet ist, dass das Stellsignal gegenläufig auf den Zustand des Steuerelements reagiert. Steigt beispielsweise der Strom im Leistungspfad an, so ist es von besonders großem Vorteil, dass das Stell element ein Stellsignal ausgibt, welches das Steuerelement den Strom im Leistungspfad verringern lässt. Zweckmäßigerweise ist die Regelschleife so ausgebildet, dass bei einem sinkenden Strom bzw. Zustandsparameter das Stellelement ein Stellsignal ausgibt, welches das Steuerelement den Strom bzw. den Zustandsparameter ansteigen lässt. Besonders vorzugsweise ist die Regelschleife so ausgebildet, dass der Ladestrom des Ausgangskondensators linear bzw. im Wesentlichen linear verläuft.
Gemäß einer Ausführungsform sind das Sensorelement und das Stellelement Bestandteile eines Trennverstärkers und vorzugsweise eines Optokopplers. Es ist von Vorteil, wenn das Sensorelement eine lichtemittierende Diode, insbe sondere eine Leuchtdiode oder Laserdiode, ist. Es ist von Vorteil, wenn das Stellelement ein Fototransistor oder eine Fotodiode ist. Es ist bevorzugt, dass der Optokoppler ein Darlington-Optokoppler ist bzw. eine Darlington-Schaltung aufweist. Der Trennverstärker kann aber auch die Signale induktiv oder kapazitiv übertragen. Darüber hinaus ist es möglich, dass zwei Transistoren, insbesondere zwei Bipolartransistoren bzw. zwei MOSFETs, das Sensor element und das Stellelement bilden.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform umfasst die Steuer gruppe einen Hilfskondensator, wobei der Hilfskondensator parallel zum Aus gangskondensator geschaltet ist. Zweckmäßigerweise ist ein erster Anschluss des Hilfskondensators mit dem ersten Pol verbunden. Vorzugsweise ist ein zweiter Anschluss des Hilfskondensators mit dem Leistungspfad bzw. mit dem Sensorelement verbunden. Es ist sehr bevorzugt, dass der Hilfskondensator und der Ausgangskondensator steuerelementseitig über eine Synchro nisationsdiode miteinander verbunden sind. Die Orientierung der Synchroni sationsdiode ist abhängig davon, ob der erste Pol der Pluspol oder der Minus pol ist. Ist der erste Pol der Pluspol, so ist die Diode kathodenseitig mit dem Hilfskondensator verbunden. Ist hingegen der erste Pol der Minuspol, so ist die Synchronisationsdiode kathodenseitig mit dem Ausgangskondensator ver bunden. Es ist von Vorteil, dass der Hilfskondensator in Reihe zu dem Sensorelement geschaltet ist. Vorzugsweise ist ein Begrenzungswiderstand in Reihe zu dem Hilfskondensator bzw. zu dem Begrenzungswiderstand geschaltet, um vorzugsweise die Zeitkonstante der Aufladung des Hilfskonden sators mitzubestimmen.
Gemäß einer besonders bevorzugten Ausführungsform ist ein Sensorschalter mit dem Sensorelement verbunden, wobei der Sensorschalter ausgebildet ist, das Sensorelement zu deaktivieren. Der Begriff „deaktivieren“ meint vorzugs weise ein Ausschalten bzw. Überbrücken des Sensorelements. Es ist sehr bevorzugt, dass der Sensorschalter ein Transistor und vorzugsweise ein Feld- effektransistor und besonders vorzugsweise ein MOSFET ist. Es ist bevorzugt, dass ein Leistungspfad des Sensorschalters parallel zu dem Sensorelement geschaltet ist. Vorzugsweise ist ein Steuereingang des Sensorschalters, insbe sondere über einen Sperrwiderstand, mit dem Steuereingang des Steuer elements verbunden. Es ist bevorzugt, dass der Steuereingang des Sensor schalters mit einem Schalterkondensator und/oder mit einer Schalterdiode ver bunden ist. Zweckmäßigerweise ist der Leistungspfad des Sensorschalters mit dem Schalterkondensator und/oder der Schalterdiode verbunden. Der Sensor schalter und der Schalterkondensator und/oder die Schalterdiode können als Sensorschaltgruppe bezeichnet werden. Es ist zweckmäßig, wenn der Schalterkondensator parallel zu der Schalterdiode angeordnet ist. Die Schalter diode ist vorzugsweise eine Durchbruchdiode und insbesondere eine Zener diode oder eine Suppressordiode. Es ist bevorzugt, dass die Schalterdiode und/oder der Schalterkondensator mit dem Leistungspfad des Steuerelements und/oder mit dem Sensorelement und/oder mit dem Ausgangskondensator ver bunden sind. Es ist besonders bevorzugt, dass die Steuergruppe bzw. der Sensorschalter bzw. die Sensorschaltergruppe so ausgebildet ist, dass der Sensorschalter geöffnet wird, wenn der Ausgangskondensator einen bestimmten Ladezustand, beispielsweise wenigstens 50 % oder wenigstens 70 % oder wenigstens 90 % der vollständigen Ladung des Ausgangskonden sators erreicht hat. Es ist von besonderem Vorteil, wenn der geöffnete Leistungspfad des Sensorschalters das Sensorelement kurzschließt, so dass die Regelschleife außer Kraft gesetzt wird.
Es ist besonders bevorzugt, dass die Steuergruppe einen Steuerkondensator zur Bereitstellung einer Steuerspannung am Steuereingang des Steuer elements umfasst. Es ist bevorzugt, dass der Steuerkondensator mit dem Steuereingang verbunden ist. Es ist bevorzugt, dass der Steuerkondensator mit dem Leistungspfad bzw. dem zweiten Pol verbunden ist. Es ist vorteilhaft, dass der Steuerkondensator parallel zur Strecke „Steuereingang - zweiter Pol“ ange ordnet ist. Es ist besonders bevorzugt, dass der Steuerkondensator parallel zum Stellelement angeordnet ist. Der Steuerkondensator weist zweckmäßiger weise eine Steuerseite und eine Polseite auf, wobei die Steuerseite mit dem Steuereingang und die Polseite mit dem zweiten Pol verbunden ist.
Gemäß einer bevorzugten Ausführungsform weist die Schaltung einen Aus gangsspannungssensor auf. Der Ausgangsspannungssensor umfasst bevor zugt ein Durchbruchselement, welches insbesondere in Form einer Zenerdiode oder einer Suppressordiode ausgebildet sein kann. Der Ausgangsspannungs sensor ist bevorzugt zwischen dem Steuereingang des Steuerelements und dem zweiten Pol angeordnet. Es ist von Vorteil, wenn der Ausgangssensor parallel zu dem Steuerkondensator und/oder zu dem Stellelement geschaltet ist. Es ist von Vorteil, wenn der Ausgangssensor steuereingangsseitig mit der Rückflusssperre und/oder mit dem Vorwiderstand bzw. dem Steuerelement verbunden ist. Der Ausgangsspannungssensor umfasst vorteilhafterweise einen Durchbruchschalter, welcher bevorzugt ein Halbleiterbauelement, weiter bevor zugt ein Transistor und besonders bevorzugt ein Bipolartransistor ist. Der Durchbruchschalter weist einen Steuereingang auf, welcher vorzugsweise mit dem Durchbruchelement verbunden ist. Der Durchbruchschalter umfasst vor zugsweise einen Leistungspfad, welcher einenends mit dem zweiten Pol und anderenends mit einem Signalausgang für ein Power-Good-Signal verbunden ist. Es ist bevorzugt, dass der Ausgangssensor bzw. das Durchbruchelement den Spannungspegel am Steuereingang des Steuerelements auf einen Maxi malwert begrenzt. Es ist von Vorteil, dass der Ausgangssensor bzw. der Durch bruchschalter bei Vorliegen des Maximalwerts des Spannungspegels am Steuereingang des Steuerelements ein Power-Good-Signal am Signalausgang liefert. Das Power-Good-Signal kann ein Startsignal für nachfolgende Schaltungssektionen des Geräts sein. Beispielsweise kann das Power-Good-Signal einen Betrieb des Schaltmoduls eines Schaltnetzteiles zum Zerhacken der Gleichspannung auslösen.
Es ist sehr bevorzugt, wenn die Schaltung einen Eingangsblock aufweist. Der Eingangsblock umfasst vorteilhafterweise einen Eingangsspannungssensor und/oder eine Rückflusssperre. Es ist sehr bevorzugt, dass die Rückflusssperre in Form einer Diode ausgebildet ist. Die Rückflusssperre ist bevorzugt zwischen dem Spannungseingang und dem Steuereingang angeordnet. Die Rückfluss sperre ist vorteilhafterweise so ausgebildet, dass die eingangsseitig anliegende Wechselspannung bevorzugt zu einer Aufladung des Steuerkondensators führt, so dass vorzugsweise das Steuerelement bei Überschreiten eines Grenzwertes der Spannung am Steuerkondensator den Leistungspfad öffnet. Ist beispiels weise ein N-Kanal MOSFET (Anreicherungstyp) das Steuerelement und ist der Source-Anschluss mit dem zweiten Pol in Form des Minuspols verbunden, so bedarf es am Steuereingang einer ansteigenden Spannung über eine Schwellspannung bzw. einen Schwellwert hinweg, damit das Steuerelement den Leistungspfad öffnet und den Ausgangskondensator mit dem zweiten Pol bzw. dem Minuspol verbindet. Für diesen Fall ist es zweckmäßig, dass die Rückflusssperre in Form der Diode kathodenseitig mit dem Steuereingang und anodenseitig mit dem Spannungseingang verbunden ist.
Der Eingangsspannungssensor umfasst vorzugsweise einen Eingangsschalter und/oder einen Eingangswiderstand und/oder einen Eingangskondensator. Der Eingangsschalter ist vorzugsweise ein Transistor und weiter vorzugsweise ein Bipolartransistor. Es ist sehr bevorzugt, dass ein Leistungspfad des Eingangs- Schalters parallel zu dem Steuerkondensator angeordnet ist. Vorzugsweise ist ein Steuereingang des Eingangsschalters mit dem Spannungseingang und/oder mit der Rückflusssperre verbunden. Es ist bevorzugt, dass der Leistungspfad des Eingangsschalters mit der Rückflusssperre verbunden ist. Es ist zweck mäßig, dass der Eingangswiderstand und der Eingangskondensator zueinander parallel geschaltet sind und ein Zeitglied des Eingangsspannungssensors bilden. Das Zeitglied des Eingangsspannungssensors ist zwischen den Steuer eingang des Eingangsschalters und den zweiten Pol geschaltet. Es ist sehr bevorzugt, dass der Eingangsspannungssensor so ausgebildet ist, dass ein Spannungsabfall am Spannungseingang den Leistungspfad des Eingangs schalters öffnet, so dass der Steuerkondensator über den Eingangsschalter entladen wird.
Es ist bevorzugt, dass die Schaltung einen Eingangsspannungsteiler aufweist, wobei der Eingangsspannungsteiler der Eingangsseite des Gleichrichters zuge ordnet ist und vorzugsweise ein Abgriff des Eingangsspannungsteilers mit dem Steuereingang des Steuerelements verbunden ist. Zweckmäßigerweise ist der Eingangsspannungsteiler bzw. der Abgriff zwischen dem Spannungseingang und der Rückflusssperre angeordnet. Es ist von Vorteil, wenn der Eingangs spannungsteiler zwei Widerstände aufweist, wobei die beiden Widerstände zweckmäßigerweise gleich groß sind. Es ist bevorzugt, dass der Abgriff zwischen den beiden Widerständen des Spannungsteilers angeordnet ist. Vorzugsweise ist der Abgriff mit der Rückflusssperre bzw. mit dem Steuerein gang des Steuerelements bzw. mit dem Steuereingang des Eingangsschalters verbunden. Der Spannungsteiler ist bevorzugt so ausgebildet, dass er vor einem elektrischen Schlag schützt, wenn die Anschlüsse des Spannungs eingangs des Gerätes bzw. der Schaltung berührt werden. Es ist sehr bevor zugt, dass der Spannungsteiler zwischen dem Spannungseingang und dem Gleichrichter angeordnet ist. Es ist von Vorteil, dass der Spannungsteiler zwischen die beiden Pole des Spannungseingangs geschaltet ist.
Es ist möglich, dass die Schaltung einen Kondensator oder mehrere Konden satoren auf der Eingangsseite und/oder auf der Ausgangsseite des Gleich richters zur Funkentstörung aufweist. Es ist bevorzugt, dass zur Funkentstörung zwei Kondensatoren auf der Eingangsseite des Gleichrichters und zwei Kondensatoren auf der Ausgangsseite des Gleichrichters befindlich sind. Es ist möglich, dass auf der Ausgangsseite des Gleichrichters eine stromkompen sierte Drossel zur Schwingungsdämpfung angeordnet ist. Die Schwingungs dämpfung der stromkompensierten Drossel ist besonders bei einem Schaltnetz teil von Vorteil, bei welchem das Schaltmodul mit den Leistungsschaltern zum Zerhacken der Gleichspannung unerwünschte Schwingungen erzeugt.
Zur Lösung der eingangs genannten Aufgabe bzw. Aufgaben lehrt die Erfindung ein Gerät, insbesondere ein Netzteil bzw. Schaltnetzteil, umfassend eine erfin dungsgemäße Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung. Das Netzteil umfasst vorzugsweise einen Transformator. Das Netzteil weist bevorzugt ein Schalt modul Zerhacken einer Gleichspannung zwecks Übertragung mittels eines Transformators auf. Das Netzteil bzw. Schaltnetzteil kann einen Mikrocontroller umfassen. Das Netzteil bzw. Schaltnetzteil besitzt vorzugsweise einen Anschluss zur Verbindung mit einem Endgerät.
Zur Lösung der eingangs genannten Aufgabe bzw. Aufgaben lehrt die Erfindung die Verwendung der erfindungsgemäßen Schaltung in einem Netzteil, insbe sondere Schaltnetzteil, und/oder in einem Frequenzumrichter und/oder in einem Gleichspannungswandler. Nachfolgend wird die Erfindung anhand mehrerer Ausführungsbeispiele über mehrere Schaltpläne und Blockdiagramme näher erläutert. Es zeigen
Fig. 1 einen Schaltplan der erfindungsgemäßen Schaltung in einem ersten Ausführungsbeispiel,
Fig. 2 ein Blockdiagramm des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1, Fig. 3 ein Blockdiagramm eines zweiten Ausführungsbeispiels,
Fig. 4 ein Blockdiagramm eines dritten Ausführungsbeispiels und
Fig. 5 einen Schaltplan eines vierten Ausführungsbeispiels.
In Fig. 1 ist ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung anhand eines detaillierten Schaltplans veran schaulicht. Die Schaltung nach Fig. 1 mag beispielsweise Bestandteil eines Netzteiles für ein Smartphone sein und entspricht einer Eingangssektion des Netzteiles. Zwei Wechselspannungsanschlüsse AC bilden gemeinsam einen Spannungseingang 1 in Form zweier herkömmlicher Stifte zur Einführung in eine Steckdose. Die erfindungsgemäße Schaltung zur Einschaltstrom begrenzung umfasst außerdem einen Spannungsausgang 2 mit einem ersten Pol 2a (Pluspol) und einem zweiten Pol 2b (Minuspol). In diesem Ausführungs beispiel folgt in Leserichtung auf den Spannungseingang 2 ein weiteres, hier nicht dargestelltes, Modul des Schaltnetzteiles und vorzugsweise ein Schalt- modul zum Zerhacken der Gleichspannung zwecks nachfolgender Trans formierung. In einem anderen Ausführungsbeispiel mag die erfindungsgemäße Schaltung in einem Frequenzumrichter integriert oder mit diesem verbunden sein, wobei der Frequenzumrichter beispielsweise der Versorgung eines Dreh strommotors dient.
Der erste Abschnitt der erfindungsgemäßen Schaltung nach dem ersten Aus führungsbeispiel umfasst in Leserichtung ein erstes Funkentstörungsmodul 10, einen Spannungsteiler 9, einen Gleichrichter 3 sowie ein zweites Funkent störungsmodul 11. Mit Ausnahme des Spannungsteilers 9 sind die Module 10, 3, 11 bekannt. Im Falle des Gleichrichters 3 mag es sich um einen Brückengleichrichter handeln, welcher pulsierende positive Halbwellen erzeugt. Diese Halbwellen werden durch Kondensatoren C3, C4 bereits etwas geglättet. Im Übrigen dienen die Kondensatoren C3, C4 - ebenso wie Kondensatoren C1 und C2 sowie eine stromkompensierte Drossel L - in bekannter Weise der Funkentstörung. Diese Funkentstörung ist insbesondere mit Blick auf das in Fig. 1 nicht abgebildete Schaltmodul zum Zerhacken der Gleichspannung zweckmäßig, um die Belastung von Frequenzbändern des Funkverkehrs (insbesondere Rundfunk- und Fernsehübertragungen) zu verringern. Während das erste Funkentstörungsmodul 10 in Leserichtung zwischen den Spannungs eingang 1 und den Gleichrichter 3 geschaltet ist, befindet sich das zweite Funk entstörungsmodul 11 in Leserichtung zwischen dem Gleichrichter 3 und dem Spannungsausgang 2.
Vorzugsweise ist in Leserichtung zwischen dem Spannungseingang 1 und dem Gleichrichter 3 der Spannungsteiler 9 mit Widerständen R1 und R2 geschaltet, wobei die Widerstände R1 und R2 zweckmäßigerweise gleich groß sind. Zwischen den beiden Widerständen R1 und R2 befindet sich ein Mittenabgriff, welcher der Bereitstellung einer Hilfsspannung für die erfindungsgemäße Schaltung darstellt. Der Spannungsteiler 9 hat außerdem die Aufgabe, einen Schutz vor elektrischen Schlägen bei Berührung der Anschlüsse des Spannungseingangs 1 zu bieten.
Auf den Mittenabgriff des Spannungsteilers 9 folgen in diesem Ausführungs beispiel ein Eingangsblock 8, eine Steuergruppe 4, ein Ausgangsspannungs sensor 7, ein Steuerelement T3 nebst Vorwiderstand R5 sowie ein Ausgangs kondensator C9. Der Eingangsblock 8 umfasst eine Rückflusssperre D1 in Form einer Diode und einen Eingangsspannungssensor. Der Eingangs spannungssensor weist einen Eingangsschalter T1 in Form eines Bipolar transistors, einen Eingangswiderstand R3 sowie einen Eingangs kondensator C5 auf. Der Ausgangsspannungssensor 7 weist ein Durch bruchelement D2 in Form einer Suppressordiode, einen Durchbruchschalter T2 in Form eines Bipolartransistors sowie einen Signalausgang 15 für ein Power- Good-Signal auf.
Die Steuergruppe 4 umfasst einen Steuerkondensator C6 sowie einen Trenn verstärker 5, 6 in Form eines Optokopplers mit einem Stellelement 5 umfassend einen Fototransistor sowie mit einem Sensorelement 6 in Form einer Leucht diode. Die Steuergruppe 4 dieses Ausführungsbeispieles umfasst ferner eine Sensorschaltgruppe 12 mit einem Sensorschalter T4 in Form eines MOSFETs, einen Schalterkondensator C7 sowie Durchbruchelement D3 in Form einer Suppressordiode. Darüber hinaus umfasst die Steuergruppe 4 gemäß des Aus führungsbeispieles nach Fig. 1 von oben nach unten einen Hilfskonden sator C8, ein Synchronisationselement D4 in Form einer Diode, einen Begrenzungswiderstand R6 sowie einen Sperrwiderstand R4. Die einzelnen Elemente bzw. Bauteile aus Fig. 1 lassen sich auch in Blöcken gemäß Fig. 2 darstellen. Die Funktionsweise der erfindungsgemäßen Schaltung nach dem Ausführungs beispiel der Fig. 1 ist wie folgt. Die Rückflusssperre D1 lässt nur die positiven Flalbwellen durch, so dass der Steuerkondensator C6 aufgeladen wird und das Potenzial des Steuereingangs 14 ansteigt. Sobald das Potenzial des Steuer eingangs 14 den Schwellenwert von T3 am Gate übersteigt wird der Leistungs pfad von T3 in Form der Drain-Source-Strecke geöffnet, wodurch die Aufladung des Ausgangskondensators C9 in Form eines Elektrolytkondensators beginnt. Parallel dazu fließt ein deutlich kleinerer Strom vom zweiten Pol 2b durch das Sensorelement 6 hindurch, wodurch auch der Hilfskondensator C8 geladen wird. Aufgrund des Synchronisationselementes D4 geschieht die Ladung von C8 und C9 synchron.
Zu Beginn der Ladungsphase von C9 wird verhältnismäßig viel Strom von dem Ausgangskondensator C9 gezogen. Hierdurch ist auch der Strom durch das Sensorelement 6 bzw. durch die Leuchtiode entsprechend groß, weswegen verhältnismäßig viel Licht emittiert wird. Hierdurch empfängt das Stellelement 5 in Form des Fototransistors relativ viel Licht, wodurch die Kollektor-Emitter-Strecke des Stellelementes 5 gut leitet. Dies hat zur Folge, dass die Aufladungsgeschwindigkeit des Steuerkondensators C6 von Beginn an gebremst wird. Der zeitliche Verlauf dieses Stromflusses ist nahezu linear, so dass insbesondere keine Stromspitzen entstehen. Das Potenzial des Steuer eingangs 14 steigt nach Erreichen des Schwellenwertes des Steuer elementes T3 weiterhin leicht, so dass das Steuerelement T3 zunehmend geöffnet, und der nicht lineare Verlauf der Ladungssättigung des Ausgangs kondensators C9 kompensiert und ein nahezu linearer Verlauf des Ladestroms erreicht wird. Dabei ist noch hervorzuheben, dass insbesondere das Zeitglied aus dem Hilfskondensator C8 und dem Begrenzungswiderstand R6 über das Sensorelement 6 die Zeitkonstante der Ladung des Ausgangskondensators C9 bestimmt, wodurch dessen Ladegeschwindigkeit praktisch frei wählbar ist. Das Durchbruchelement D2 des Ausgangsspannungssensors 7 bricht oberhalb eines Grenzwertes bzw. Maximalwertes des Potenzials des Steuereingangs 14 durch, so dass der Durchbruchschalter T2 geöffnet wird. Dann ist der Kollektor ausgang des Durchbruchschalters T2 offen und liefert das Power-Good-Signal für nachfolgende Abschnitte des Schaltnetzteils. Diese sind nun darüber informiert, dass am Spannungsausgang 2 die Soll-Spannung erreicht wurde und können nun ihren Betrieb aufnehmen.
Parallel zu den Kondensatoren C8 und C9 wird auch der Schalterkonden sator C7 geladen, wobei die Zeitkonstante für diesen Vorgang von der Kapazität des Schalterkondensators C7 selbst sowie auch von dem Sperr widerstand R4 abhängt. Hierdurch steigt die Spannung am Gate des Sensor schalters T4, bis auch hier der Schwellenwert erreicht wird. Dann wird das Sensorelement 6 aufgrund der geöffneten Drain-Source-Strecke des Sensor schalters C4 kurzgeschlossen, so dass zukünftig kein Strom mehr über das Sensorelement 6 fließen wird. In der Folge ist dadurch auch sichergestellt, dass das Stellelement 5 keinerlei Licht mehr vom Sensorelement 6 empfangen wird, so dass das Stellelement zukünftig stets geschlossen bleibt und die Regel schleife aus dem Steuerelement T3, dem Sensorelement 6 und dem Stellelement 5 inaktiviert ist. Dadurch wird erreicht, dass der Steuerkonden sator C6 nicht mehr über das Stellelement 5 entladen werden kann, so dass das Potenzial des Steuereingangs 14 stets dem Wert der Durchbruchspannung des Durchbruchelementes D2 entspricht. Die Durchbruchspannung des Durch bruchelementes D2 ist größer als der Schwellenwert des Steuerelementes T3, so dass das Steuerelement T3 dauerhaft geöffnet ist und der Ausgangskonden sator C9 dauerhaft mit dem zweiten Pol 2b verbunden ist. Träten beispielsweise Versorgungsspannungsschwankungen oder einzelne Wellenausfälle im Wechselstromnetz auf, so bliebe das Potenzial des Steuereingangs 14 aufgrund der Rückflusssperre D1 und des Durchbruchelementes D2 konstant in Höhe der Durchbruchspannung des Durchbruchelementes D2.
Erst, wenn der Spannungseingang 1 von der Steckdose getrennt wird entlädt sich der Eingangskondensator C5 über den Eingangswiderstand R3, wodurch das Potenzial an der Basis des Eingangsschalters T1 des Spannungseingangs sensors sinkt. Hierdurch wird der Steuerkondensator C6 entladen, so dass das Potenzial des Steuereingangs 14 absinkt und die erfindungsgemäße Schaltung in den Startzustand versetzt wird. Durch das Abfallen des Potenzials des Steuereingangs 14 wird zugleich die Durchbruchspannung des Durchbruch elementes D2 unterschritten, so dass der Durchbruchschalter T2 sperrt und ein Power-Good-Signal nicht mehr vorliegt. Hierdurch werden nachfolgende Schaltungsabschnitte, beispielsweise das Schaltmodul, inaktiviert. Durch den Abfall des Potenzials des Steuereingangs 14 wird außerdem die Drain-Source- Strecke des Steuerelementes T3 gesperrt, so dass der aktuelle Ladezustand des Ausgangskondensators C9 konserviert wird und bei Wiederanlegen der Wechselstromquelle nicht erst entladen werden muss, sondern von seinem aktuellen Ladezustand wieder aufgeladen werden kann.
In Fig. 3 ist ein zweites Ausführungsbeispiel abgebildet, welches potenzialver kehrt zu dem erstem Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 ausgestaltet ist. In diesem Fall ist der zweite Pol 2b der Pluspol, während der erste Pol 2a der Minuspol ist. Das dritte Ausführungsbeispiel nach Fig. 4 entspricht dem ersten Ausführungsbeispiel nach Fig. 2 weitgehend, unterscheidet sich aber hinsicht lich der Spannungsquelle. Demzufolge ist der Spannungseingang 1 der Schaltung nach Fig. 4 an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen, so dass der Spannungsteiler 9 dieses Ausführungsbeispiels lediglich einen Widerstand R aufweist. Der Gleichrichter 3 dieses Ausführungsbeispiels ist nicht als Brückengleichrichter, sondern als einfache Diode ausgebildet.
In Fig. 5 ist ein viertes Ausführungsbeispiel gezeigt, welches zu dem ersten Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 mit Ausnahme des Stellelementes 5 und des Sensorelementes 6 identisch ist. So ist in Fig. 5 das Sensorelement 6 über einen MOSFET T5, eine Suppressordiode D5 und einen Gate-Widerstand R7 realisiert. Das Stellelement 5 hingegen ist gebildet aus einem Bipolar transistor D6 sowie zwei Widerständen R8 und R9.
Sobald das Steuerelement T3 auf bereits beschriebene Weise geöffnet wird, wird auch der spannungsgesteuerte Transistor T5 über die ansteigende Spannung an R7 geöffnet. Dadurch fällt eine Spannung an den Wider ständen R8 und R9 ab, so dass der stromgesteuerte Transistor T6 geöffnet wird, hierdurch das Potenzial am Steuereingang 14 abfällt und der Ladestrom begrenzt wird. Die Suppressordiode D5 beschränkt die Gate-Spannung des spannungsgesteuerten Transistors T5 auf einen Maximalwert. Der spannungs gesteuerte Transistor T5 in Form eines MOSFETs kann beispielsweise auch durch einen Bipolartransistor ersetzt werden. Ebenso kann der Bipolar- transistorT6 durch einen MOSFET ausgetauscht werden. Hierdurch wird ersichtlich, dass es nicht unbedingt eines Trennverstärkers bzw. Optokopplers für die Regelschleife bedarf. Bezugszeichenliste:

Claims

Patentansprüche:
1. Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung, umfassend einen Spannungs eingang (1), einen Spannungsausgang (2) für eine Last sowie einen Gleich richter (3), wobei eine Eingangsseite des Gleichrichters (3) mit dem Spannungseingang (1) und eine Ausgangsseite des Gleichrichters (3) mit dem Spannungsausgang (2) verbunden ist, wobei ein Ausgangskondensator (C9) zwischen einem ersten Pol (2a) und einem zweiten Pol (2b) des Spannungs ausgangs (2) bzw. der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) angeordnet ist, wobei die Schaltung eine Steuergruppe (4) umfasst, wobei die Steuergruppe (4) ein Steuerelement (T3) zur Begrenzung des Ladestroms des Ausgangs kondensators (C9) aufweist, wobei das Steuerelement (T3) wenigstens einen Steuereingang (14) sowie einen zweipoligen Leistungspfad aufweist, wobei die Steuergruppe (4) ein Stellelement (5) zur Beeinflussung des Steuerelements (T3) aufweist, wobei das Stellelement (5) mit dem Steuereingang (14) ver bunden ist, wobei die Steuergruppe (4) ein Sensorelement (6) aufweist, wobei ein Ausgang des Sensorelementes (6) mit einem Eingang des Stellelementes (5) verbunden ist, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t, dass ein Eingang des Sensorelementes (6) der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) zugeordnet ist.
2. Schaltung nach Anspruch 1, wobei der Leistungspfad des Steuerelements (T3) der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) zugeordnet ist.
3. Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, wobei das Steuerelement (T3), das Sensorelement (6) und das Stellelement (5) eine geschlossene Regelschleife bilden.
4. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei die Steuergruppe (4) einen Hilfskondensator (C8) umfasst, wobei der Hilfskondensator (C8) parallel zum Ausgangskondensator (C9) geschaltet ist.
5. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 4, wobei ein Sensorschalter (T4) mit dem Sensorelement (6) verbunden ist, wobei der Sensorschalter (T4) aus gebildet ist, das Sensorelement (6) zu deaktivieren.
6. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei die Steuergruppe (4) einen Steuerkondensator (C6) zur Bereitstellung einer Steuerspannung am Steuereingang des Steuerelements (T3) umfasst.
7. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 6, wobei die Schaltung einen Ausgangsspannungssensor (7) aufweist, wobei der Ausgangsspannungssensor (7) bevorzugt ein Durchbruchselement (D2) umfasst.
8. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 7, wobei die Schaltung einen Eingangsblock (8) umfasst, wobei der Eingangsblock (8) vorteilhafterweise einen Eingangsspannungssensor (T1, R3, C5) und/oder eine Rückflusssperre (D1) aufweist.
9. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 8, wobei die Schaltung einen Eingangsspannungsteiler (9) aufweist, wobei der Eingangsspannungsteiler (9) der Eingangsseite des Gleichrichters (3) zugeordnet ist und vorzugsweise ein Abgriff des Eingangs-spannungsteilers (9) mit dem Steuereingang des Steuerelements (T3) verbunden ist.
10. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 9, wobei der Leistungspfad des Steuerelements (T3) in Reihe zum Ausgangskondensator (C9) geschaltet ist.
11. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 10, wobei das Sensorelement (6) und das Stellelement (5) Bestandteile eines Trennverstärkers und vorzugs weise eines Optokopplers sind.
12. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 11, wobei das Steuerelement (T3) einen Transistor, vorzugsweise einen Feldeffekttransistor und besonders vorzugsweise einen Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistor umfasst.
13. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 bis 12, wobei die Schaltung einen Kondensator oder mehrere Kondensatoren (C1, C2, C3, C4) auf der Eingangs seite und/oder der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) zur Funkentstörung aufweist und/oder wobei auf der Ausgangsseite des Gleichrichters (3) eine stromkompensierte Drossel (L) zur Schwingungsdämpfung angeordnet ist.
14. Gerät, insbesondere Netzteil bzw. Schaltnetzteil, umfassend eine Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung nach einem der Ansprüche 1 bis 13.
15. Verwendung der Schaltung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 13 in einem Netzteil und/oder in einem Frequenzumrichter und/oder in einem Gleich spannungswandler.
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