EP3963706A1 - Schaltkreis mit galvanischer trennung und kapazitiver signalrückführung - Google Patents

Schaltkreis mit galvanischer trennung und kapazitiver signalrückführung

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Publication number
EP3963706A1
EP3963706A1 EP20733606.6A EP20733606A EP3963706A1 EP 3963706 A1 EP3963706 A1 EP 3963706A1 EP 20733606 A EP20733606 A EP 20733606A EP 3963706 A1 EP3963706 A1 EP 3963706A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
converter circuit
voltage
capacitor
feedback signal
switch
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP20733606.6A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Reimar KLOTZ
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Tridonic GmbH and Co KG
Original Assignee
Tridonic GmbH and Co KG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Tridonic GmbH and Co KG filed Critical Tridonic GmbH and Co KG
Publication of EP3963706A1 publication Critical patent/EP3963706A1/de
Pending legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/22—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC
    • H02M3/24—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/28—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC
    • H02M3/325—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/335—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • H02M3/33507—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters
    • H02M3/33523—Conversion of DC power input into DC power output with intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode to produce the intermediate AC using devices of a triode or a transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only with automatic control of the output voltage or current, e.g. flyback converters with galvanic isolation between input and output of both the power stage and the feedback loop
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/385—Switched mode power supply [SMPS] using flyback topology
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/382—Switched mode power supply [SMPS] with galvanic isolation between input and output

Definitions

  • the invention relates to an electrical circuit with galvanic isolation.
  • a clocked voltage converter circuit with a potential barrier between the primary side and the secondary side and transmission of a signal via the potential barrier is proposed.
  • the clocked voltage converter circuit can be designed, for example, as a flyback converter circuit, preferably as a synchronous flyback converter circuit, for operating lighting means, in particular light-emitting diodes.
  • Clocked voltage converters are DC voltage converters that are used electrically to transfer energy between an input and an output side using a transformer in a galvanically decoupled manner. With a clocked voltage converter circuit, a DC voltage supplied at the input can be converted into a
  • Transformer can be influenced.
  • the transformer separates the input side of the pulsed voltage converter circuit from the output side of the pulsed voltage converter circuit and thus realizes an electrical potential barrier.
  • this potential barrier e.g. higher electrical voltages on the input side (primary side, primary circuit) of the pulsed voltage converter circuit are electrically isolated from the lower electrical voltages on the output side (secondary side, secondary circuit) of the pulsed voltage converter circuit.
  • the output side can thus be designed in such a way that only voltages less than or equal to a protective extra-low voltage level occur in the output circuit, which means that fewer requirements for protection against accidental contact have to be met.
  • a known clocked voltage converter circuit is, for example, a clocked
  • Flyback converter circuit in which a control device switches a switch, which couples the primary winding of the transformer to ground, for clocking the flyback converter selectively with a specific frequency and duty cycle.
  • Such clocked flyback converter circuits are used for the direct supply of lighting means, in particular light-emitting diodes, the current flowing through the controllable switch on the primary side being detected by means of a measuring resistor and the switch by means of one of the
  • Control device output control signal is switched off as soon as the detected current reaches a predetermined threshold value for the maximum switch current (peak current value).
  • the threshold value can be adapted to the determined deviation between the load current delivered to the light-emitting diodes (actual load current) and a specified target load current.
  • the actual value of the load current delivered to the lighting means is determined for this purpose by means of a measuring resistor in the output circuit. The determined actual value is then fed back to the control device via the electrical potential barrier.
  • the return of the determined actual value of the load current while ensuring galvanic isolation requires the use of suitable circuit technology, for example an optocoupler or a transformer.
  • US 2013/0016535 A1 shows a clocked flyback converter circuit which feeds a signal generated on the secondary side back to the primary side via a potential barrier by means of an optocoupler.
  • the international application WO 2014/172727 A1 exclusively uses transformers to transmit a test signal generated on the primary side to the secondary side of the potential barrier and to monitor a corresponding secondary-side reaction to the test signal.
  • circuitry for generating and processing signals, for example modulation, and receiving and evaluating the transmission signal. This involves additional circuit engineering effort in development and production.
  • the task is therefore to transmit signals generated on the secondary side in a circuit-efficient manner via an electrical potential barrier.
  • a clocked converter circuit according to claim 1 in a first aspect.
  • a second aspect of the invention relates to a method for controlling a converter circuit.
  • the dependent claims define further versions of the converter circuit according to the invention.
  • a clocked converter circuit has a transformer with at least one primary winding and at least one secondary winding.
  • the transformer electrically isolates a primary side of the converter circuit, which is supplied from a mains voltage, from a secondary side of the converter circuit by means of a potential barrier.
  • the secondary side is set up to output at least one load current to a load via a load output of the converter circuit.
  • the converter circuit is also set up to transmit at least one feedback signal from the secondary side of the converter circuit to the primary side of the converter circuit.
  • the converter circuit according to the invention is characterized by means which are set up to capacitively transmit the feedback signal as an analog signal across the potential barrier.
  • the converter circuit according to the invention uses a capacitive transmission via the potential barrier and can therefore dispense with complex and expensive winding goods such as transmitters (transformers) or costly optocouplers, possibly in conjunction with additional components for generating transmission signals.
  • the converter circuit is therefore simple in terms of circuit technology, space-saving in terms of the circuit elements used, and can be manufactured inexpensively.
  • the evaluation of a feedback signal generated on the secondary side can take place on the primary side in a control circuit present there for the control of the primary-side switch of the clocked converter.
  • An analog signal here denotes a signal form of an electrical signal with a stepless and uninterrupted course.
  • the time-continuous course of a physical variable can be described with an analog signal, the range of values of the analog signal being referred to as the dynamic range.
  • the analog signal has a stepless curve that can theoretically assume an infinite number of signal values within the dynamic range.
  • a particularly preferred embodiment of the converter circuit shows the means for capacitive transmission of the feedback signal with the circuit topology of a capacitive voltage divider.
  • Flyback converter circuit is supplied as a voltage.
  • the transmission of the feedback signal from the secondary side to the primary side via the potential barrier thus takes place in the case of the invention by means of analog voltage.
  • the converter circuit in particular the means for transmitting the feedback signal, of an advantageous embodiment comprises a first capacitor and a second capacitor.
  • a first connection of the first capacitor and a first connection of the second capacitor are arranged on the primary side of the converter circuit.
  • a second connection of the first capacitor and a second connection of the second capacitor are arranged on the secondary side of the converter circuit.
  • the feedback signal is applied as an electrical voltage between the second connection of the first capacitor and the second connection of the second capacitor.
  • Converter circuit in particular the means for feedback, arranges a third capacitor between the first connection of the first capacitor and the second connection of the second capacitor on the primary side of the converter circuit. A voltage is fed to inputs of a control circuit of the converter circuit via the third capacitor.
  • Feedback signal enables a temperature range, frequency response and
  • the means for transmission comprises exclusively passive components. Circuitry elements on the secondary side for the voltage supply for the means for transmitting the feedback signal can thus be omitted.
  • the control circuit of the converter circuit can be set up at the inputs of the
  • the primary-side evaluation of an analog voltage fed back via the potential barrier, which represents the load current output by the clocked converter circuit enables an advantageously simple clocked converter circuit to be set up and manufactured which can regulate the load current in a primary-side control circuit via a primary-side switch and at the same time meets the requirements for protective extra-low voltages at your load output without great additional effort.
  • Inputs of a control circuit of the converter circuit is a voltage across the
  • Converter circuit an embodiment of the means for transmission with particularly high measurement accuracy for measuring the secondary-side load current is created.
  • the advantageous, capacitive transmission of the feedback signal via the potential barrier in connection with the ohmic resistance on the primary side between the first inputs of the first and the second capacitor prevents in particular a voltage drift which would falsify the feedback signal. This enables the high measurement accuracy to be achieved.
  • the feedback signal preferably forms one
  • AC voltage in particular a bipolar AC voltage.
  • An advantageous converter circuit is characterized in that the feedback signal reproduces a measured value for a load current delivered by the converter circuit to an electrical load.
  • the converter circuit can have a measuring resistor in series with a load output on the
  • the feedback signal essentially corresponds to a voltage drop across the measuring resistor.
  • the feedback signal can be shifted by an offset (offset voltage) with respect to the voltage drop across the measuring resistor by the capacitive voltage divider if the means for capacitive transmission of the feedback signal is designed as a capacitive voltage divider.
  • the amplitude of the feedback signal is reduced by the capacitive voltage divider compared to the voltage drop across the measuring resistor in accordance with a division ratio of the capacitive voltage divider.
  • Another embodiment of the converter circuit has a current transformer on the secondary side of the converter circuit, a first winding of the current transformer being connected in series with a load output on the secondary side of the converter circuit, and a second winding of the current transformer on the secondary side of the current transformer in parallel with a secondary-side resistor is switched.
  • the feedback signal corresponds to a Voltage drop across the secondary resistance on the secondary side of the
  • the current transformer is arranged exclusively on the secondary side of the converter circuit. This means that the current transformer does not have to meet any requirement with regard to SELV separation and can be designed accordingly simply. That puts the additional cost of the
  • the clocked converter circuit is a flyback converter circuit, in particular a synchronous flyback converter circuit.
  • flyback converter also implemented as a synchronous one
  • Flyback converter circuit can, using the means according to the invention for feedback, carry out precise control of a load current by means of the teaching according to the invention, can be dimensioned in a simple electrical manner with little effort, designed compactly, and manufactured at low cost.
  • An operating device for lighting means according to a second aspect, wherein the operating device comprises at least one converter circuit constructed according to one of the embodiments discussed above, achieves the object in an advantageous manner.
  • a lamp with at least one lamp and at least one operating device for supplying the at least one lamp also solves the technical problem.
  • the at least one lighting means can comprise one or more light-emitting diodes.
  • Converter circuits and low manufacturing costs for these converter circuits are additional degrees of freedom for the design and new lighting solutions.
  • the clocked converter circuit comprises a first controllable switch, a second controllable switch, a transformer with a
  • the transformer electrically isolates one from one Mains voltage supplied to the primary side of the converter circuit from a secondary side of the converter circuit by means of a potential barrier.
  • the secondary side of the converter circuit outputs a fast current via a fast output of the converter circuit.
  • the converter circuit has a control device arranged on the primary side. The method is characterized by the following steps: generating an analog feedback signal on the basis of a current flowing through the second switch; Transferring the analog feedback signal capacitively across the potential barrier from the secondary side of the converter circuit to the primary side of the converter circuit; Reading of the transmitted analog feedback signal by the control device on the primary side of the
  • Fig. 2 characteristic voltage and current curves of the clocked synchronous
  • FIG. 3 shows a basic arrangement for signal transmission via a potential barrier according to an embodiment of the invention
  • Fig. 4 voltage curves of the basic arrangement for signal transmission via a
  • FIG. 6 shows a further embodiment of a synchronous flyback converter circuit according to FIG.
  • FIG. 9 shows a simple flow chart of a method for current measurement according to a
  • FIG. 1 shows a simplified illustration of a clocked synchronous flyback converter circuit 1 according to an embodiment of the invention
  • Such a clocked flyback converter circuit 1 represents a special embodiment of a clocked power supply (switched mode power supply, abbreviated to SMPS), in particular a clocked DC-DC converter (also: DC-DC power converter) also known as a flyback converter.
  • SMPS switched mode power supply
  • DC-DC converter also: DC-DC power converter
  • UBUS (input voltage) supplied.
  • UBUS is a direct voltage or a rectified alternating voltage, which is generated in FIG. 1 by an ideal direct voltage source 6.
  • the clocked synchronous flyback converter circuit 1 converts the input voltage UBUS into a direct voltage with a different voltage level and provides the generated output voltage ULAST at two secondary-side output connections (load connections) of the flyback converter circuit 1.
  • Illuminants for example a light-emitting diode 7, can be connected to the two output connections on the secondary side and supplied with a load current ILAST.
  • a further voltage converter (not shown) can be connected to the output connections on the secondary side.
  • a primary winding 3 of the transformer 2 and a first controllable switch 8 are in series between the first primary-side input connection and the second primary-side
  • a secondary winding 4 of the transformer 2 and a second controllable switch 9 are connected in series between a first output terminal on the secondary side and a second output terminal on the secondary side.
  • a capacitor 10 is arranged in parallel with the secondary-side output connections.
  • the primary and secondary windings 3, 4 of the transformer 2 have different polarities (different winding directions, winding directions).
  • the primary and secondary windings 3, 4 of the transformer 2 each have a certain number of NPRIMARY, NSEECONDARY windings.
  • the ratio of the number of windings NPRIMARY, NSECONDARY determines a ratio of input voltage UBUS and load voltage ULAST of the flyback converter circuit 1.
  • NPRIMARY and NSECONDARY can be the same or different.
  • the transformer 2 realizes an electrical barrier (potential barrier) 5 between the primary side and the secondary side via the galvanic separation of the primary side and the secondary side
  • the potential barrier 5 is also referred to as the SELV barrier and separates circuit areas with safety extra low voltage (SELV for short) from circuit areas that do not meet the requirements for safety extra low voltage.
  • the first switch 8 and the second switch 9 can be implemented by means of transistors, for example as a bipolar transistor with an insulated gate electrode (IGBT) or metal-oxide-semiconductor field-effect transistors (MOSFET).
  • the first switch 8 and the second switch 9 are of one Control circuit 18 controlled by means of switch control signals 16, 17 in order to switch the first switch 8 and the second switch 9 on and off.
  • the transformer 2 is referred to here as a transformer, although primary winding 3 and
  • the control circuit 18 can be implemented as a microcontroller, as an application-specific circuit (ASIC) or generally by means of suitable integrated circuits (IC).
  • ASIC application-specific circuit
  • IC integrated circuits
  • a current IBUS (IPRIM ⁇ R) flows through the primary winding 3 of the transformer 2, the switched off second switch 9 at the same time preventing a current flow on the secondary side.
  • the current flow IPRIM ⁇ R through the first switch 8 can be determined by means of a measuring resistor (not shown in the drawing) and the voltage dropping across the measuring resistor and detected by the control circuit 18.
  • the control circuit 18 switches off the first switch 8 (non-conductive) and closes the second switch 9 (conductive).
  • the magnetic energy stored in the primary winding 3 is released via the secondary winding 4 of the transformer 2 and generates a current flow ISEKUND ⁇ R on the secondary side of the flyback converter 1 through the second, then closed switch 9.
  • This current ISECONDARY charges the capacitor 10.
  • the capacitor 10, in particular the electrical energy stored in an electrical field of the capacitor 10, drives a load current ILAST, which is output via a load output of the flyback converter circuit 1.
  • the primary current IPRIM ⁇ R and the secondary current ISEKUND ⁇ R have different peak values IPRIM ⁇ R, ISEKUND ⁇ R at the time when the first switch 8 is switched off, which arise due to different numbers of turns NPRIM ⁇ R, NSEECUND ⁇ R of the primary winding 3 and the secondary winding 4 of the transformer 2, respectively.
  • the current ISECONDARY on the secondary side decreases linearly and finally becomes zero. As long as the second switch 9 is initially still closed, the drives
  • Capacitor 10 a current ISECUNDARY in the opposite direction through the secondary winding 4 and the second switch 9. This current ISECUNDARY can flow until the second switch 9 is opened by the control device 18 by means of the switch control signal 17.
  • the second switch 9 can only be closed after the first switch 8 has been opened in order to avoid undesired damage to the components, a short period of time t dead between opening the first switch 8 and closing the second switch 9.
  • a parasitic diode of the second switch 9 enables rapid commutation.
  • switch 9 should be closed (switched on) quickly to avoid unnecessary losses.
  • the control circuit 18 determines the current ISEKUND ⁇ R flowing through the second switch 9 at the time of its opening or the voltage ULAST provided by the flyback converter circuit 1 at a load output.From this, the control circuit 18 can determine a time for opening the second switch 9. On the basis of the point in time determined in this way for opening the second switch 9, the control circuit 18 generates the suitable switch control signal 17.
  • the control signal 17 can be fed to the second switch 9 via a circuit means suitable for bridging the potential barrier, for example an optocoupler not shown in FIG. 1.
  • the flyback converter circuit 1 shows a means 12 for capacitive transmission of a voltage from one side of the electrical potential barrier 5 to the other side of the electrical potential barrier 5.
  • the means 12 is shown in FIG. 1 designed in such a way that an analog voltage UMESS, which is an indicator for the height of the measured by means of the measuring resistor RMESS 11
  • Load current ILAST represents, via the potential barrier 5 on the primary side of the flyback converter circuit 1 is transmitted (returned).
  • the means 12 for capacitive transmission is constructed here as a capacitive voltage converter and comprises a first capacitor 13 and a second capacitor 14.
  • a first connection of the first capacitor 13 and a first connection of the second capacitor 14 are arranged on the primary side of the flyback converter circuit 1, and a The second connection of the first capacitor 13 and a second connection of the second capacitor 14 are on the secondary side of the
  • the first connection of the first capacitor 13 and the first connection of the second capacitor 14 are thus arranged on one side of the electrical potential barrier 5, and the second connection of the first capacitor 13 and the second connection of the second capacitor 14 are on the other side of the potential barrier 5 of the flyback converter circuit 1 arranged.
  • the means 12 furthermore has a third capacitor 15, connected between the first connection of the first capacitor 13 and the first connection of the second capacitor 14 on the primary side of the flyback converter circuit 1.
  • the first capacitor 13, the second capacitor 14 and the third capacitor 15 are thus connected in series as viewed from an input of the means 12.
  • the input of the means 12 is formed by the second connection of the first capacitor 13 and the second connection of the second capacitor 14.
  • the entrance of the means 12 is thus on the secondary side of the
  • the feedback signal to be carried over the potential barrier 5 is called Voltage is applied between the input terminals of the means 12.
  • the feedback signal is the voltage UMESS across the measuring resistor 11.
  • the feedback signal is used as a voltage between the second terminal of the first
  • the output of the means 12 comprises output connections which are each connected to the first connection of the third capacitor 15 and the second connection of the third capacitor 15. The output of the means 12 is thus on the primary side of the flyback converter circuit 1.
  • the output connections of the means 12 are each connected to inputs of the control circuit 18 of the flyback converter circuit 1.
  • the control circuit 18 is fed back
  • Voltage URÜCK supplied which corresponds to the voltage URÜCK falling across the third capacitor 15.
  • the voltage URÜCK is essentially, apart from a possible offset, as will be explained with reference to FIG. 2, proportional to the voltage UMESS supplied to the means 12 on the input side.
  • the voltage URÜCK is thus shifted by the offset (offset voltage) compared to the voltage drop UMESS across the measuring resistor 11 by the capacitive voltage divider if the means 12 for capacitive transmission of the feedback signal is designed as a capacitive voltage divider.
  • the voltage URÜCK is reduced in its amplitude in relation to the voltage UMESS across the measuring resistor 11 by the means 12 in accordance with a division ratio of the capacitive voltage divider.
  • the invention can carry out the transmission of an analog signal via the potential barrier 5 by means of capacitors approved under SELV regulations.
  • capacitors for example class Y interference suppression capacitors, are also referred to as Y capacitors.
  • Y capacitors are electrical capacitors that are arranged between a phase conductor L, a neutral conductor N on the one hand, and accessible circuit parts, for example a circuit housing, and thus bridge an electrically insulating potential barrier.
  • class Y capacitors are permitted which, with limited capacity, have a tested, increased electrical and mechanical safety in order to reliably prevent danger to a person in the event of a failure.
  • the capacitors 13, 14, 15 can, for example, be ceramic capacitors, approved for use as interference suppression capacitors, and in particular designed as surface-mounted components (English: Surface-Mounted Devices, abbreviated: SMD).
  • the means 12 is designed as a passive circuit, comprising essentially a capacitive voltage divider with the capacitors 13, 14, 15.
  • a special voltage supply for example an additional secondary-side extra-low voltage supply (Low Voltage Power Supply, abbreviated LVPS) is therefore not required.
  • LVPS Low Voltage Power Supply
  • the required circuit board area for the solution according to the invention is therefore correspondingly small and the voltage converter circuit 1 can be designed to be compact.
  • the control circuit 18 can be designed to use the returned voltage URÜCK via the third capacitor 15 as an indicator of a load current LAST on the secondary side of the
  • Evaluate flyback converter circuit 1 Regulation of the flyback converter circuit 1, in particular regulation of the load current LAST, can thus take place on the basis of the actual value of the load current LAST.
  • Fig. 2 shows simplified examples of voltage and current curves of the clocked synchronous flyback converter circuit 1 according to an embodiment of the invention.
  • the switching cycle T begins at a point in time to and ends at a point in time U, or at point in time U the subsequent switching cycle begins.
  • a primary-side current LRIM ⁇ R flows through the primary winding 2.
  • the first switch 8 is opened.
  • the second switch 9 is closed at this point in time to.
  • the current ISEKUND ⁇ R is fed from the energy stored in the magnetic field of the transformer 2 and decreases linearly.
  • the ISECUNDARY current reaches zero and then becomes negative.
  • the second switch 9 is opened.
  • the first switch 8 remains open.
  • a negative current LRIM ⁇ R begins to flow through the primary-side winding 3 of the transformer 2.
  • the first switch 8 is closed and the second switch 9 remains open.
  • the current LRIM ⁇ R increases until it reaches a threshold value IPRIM ⁇ RI at time U.
  • the first switch 8 is now opened and the second switch 9 is closed.
  • the threshold value IPRIM ⁇ RI can be set by the control circuit 18, for example as a function of a received dimming signal.
  • control circuit 18 can set the threshold value IPRIM ⁇ RI as a function of a determined current or voltage value.
  • the threshold value IPRIM ⁇ RI can be increased when the determined current or voltage value at the load output of the flyback converter circuit 1 falls below a predetermined value.
  • the threshold value IPRIM ⁇ RI is reduced if the determined current value for LOAD or the determined voltage value ULAST is greater than the specified value.
  • the first switch 8 can be switched on after a waiting time has elapsed, which begins when the second switch 9 is switched off at time ⁇ 2.
  • the voltage UMESS shows a time curve corresponding to the curve of the secondary-side load current ILAST:
  • This voltage drop across the measuring resistor 11 corresponds to a voltage drop across the capacitive voltage divider comprising the first, second and third capacitors 13, 14, 15.
  • a proportionality factor can be determined with which the voltage URÜCK can be used to infer the secondary-side current ISEKUND ⁇ R and thus the Uload current ILOAD.
  • Offset of the voltage URÜCK returned via the electrical potential barrier is based on an offset shift which is the result of an approximately real consideration of parasitic effects when modeling the capacitors 13, 14, 15.
  • the real circuit of the first, second and third capacitors 13, 14, 15 will show a parasitic discharge of the capacitances in one switching cycle.
  • the DC component of the returned voltage URÜCK can be determined during the time period I (phase I), as can also be seen from the upper part of FIG. 2, when the first switch 8 is closed.
  • the amplitude of the alternating component of the returned voltage URÜCK can be determined by modeling the circuit comprising the first, second and third capacitors 13, 14, 15 as a capacitive voltage divider. A proportionality factor is thus determined.
  • the control circuit 18 can thus perform an offset correction for the returned signal, in accordance with the profile of the returned voltage URÜCK, as well as under Reconstruct the analog measurement signal for the secondary-side current Is EK U ND ⁇ and the load current LAST taking into account the proportionality constant.
  • the returned voltage URÜCK is an analog voltage, which is preferably the inputs of the
  • Control circuit 18 is supplied, the analog inputs of an analog -digital converter (A / D converter) are.
  • a / D converter analog -digital converter
  • Conventional microcontrollers often include one or more A / D converters with corresponding inputs and are therefore well suited for use as control circuit 18.
  • Fig. 3 is a basic arrangement for signal transmission via an electrical
  • Potential barrier 5 shown according to an embodiment of the invention.
  • the generation of a measurement voltage UMESS is shown on the left as a voltage drop across a measurement resistor 11 through which the current ILAST to be measured flows.
  • the voltage UMESS is fed to the means 12 for transmission via the electrical potential barrier 5 to the inputs of the control circuit 18.
  • the means 12 for transmission over the electrical potential barrier is more capacitive
  • Voltage divider constructed with the first capacitor 13, the second capacitor 14 and the third capacitor 15. If there is a voltage change in the voltage U MESS or Ui supplied to the means 12, for example a voltage drop, the voltage URÜCK falling at the output of the means 12 in parallel with the third capacitor 15 is divided according to the values of the capacitors 13, 14, 15.
  • First and second capacitors 13, 14 at the same time ensure the galvanic separation of the inputs of the means 12 from the outputs of the means 12.
  • the means 12 thus ensures the electrical potential barrier 5 between the inputs of the means 12 and the outputs of the means 12.
  • An analog input signal with a changing voltage level an alternating signal, in particular also a bipolar alternating signal, is transmitted from the inputs of the means 12 to the outputs of the means 12.
  • the voltage UMESS is fed directly to the means 12 for transmission via the electrical potential barrier 5 for transmission to the inputs of the control circuit 18, that is, contrary to the illustration in FIG. 3.
  • the voltage UMESS is amplified with an amplifier 19 and then fed to the means 12 for transmission.
  • the amplifier 19 shown in FIG. 3 is optional and particularly advantageous in the case of small values of the voltage UMESS.
  • the invention is not restricted to the transmission of the measured voltage UMESS as a voltage value representative of the value of the current ILAST.
  • the procedure according to the invention can generally be used for the transmission of a voltage Ui, as shown in the lower right partial FIG. 3 by an ideal voltage source 20, by means of the means 12 via the potential barrier 5.
  • the voltage URÜCK across the third capacitor 15 is proportional to the voltage Ui, as is the case for the measured voltage UMESS in the upper part of FIG.
  • the voltage URÜCK can thus be used as a representative voltage value for the voltage Ui dem
  • the voltage URÜCK across the third capacitor 15 is directly proportional to the voltage Ui if an ideal observation is made without taking into account parasitic effects. When considering parasitic effects, an additional offset must be taken into account.
  • the lower left partial figure 3 takes into account a parasitic load of the real third capacitor 15 with a parasitic resistance 21 in the means 12 ‘.
  • the parasitic resistor 21 is connected in parallel with the third capacitor 15.
  • the resistor 21 typically has a high ohmic resistance value.
  • the returned voltage URÜCK is therefore both representative of a voltage, for example the voltage Ui or UMESS, or also representative of a current, for example a load current ILAST.
  • a possible voltage offset of the representative returned voltage URÜCK is to be determined, as shown above with reference to FIG. 2, and thus corrected.
  • the voltage offset of the returned voltage URÜCK can be corrected in the control circuit 18, for example.
  • FIG. 4 shows schematic voltage profiles of the basic arrangement for signal transmission across a potential barrier according to FIG. 3.
  • Capacitor 15 with the parasitic resistor 21 parallel to the third capacitor 15, is taken into account.
  • the behavior shown in FIG. 4 applies to very small capacitance values of the first, second and third capacitors 13, 14, 15.
  • the first capacitor 13 and the second capacitor 14 have the same capacitance values.
  • the capacitance of the third capacitor 15 is smaller than the capacitance value of the first capacitor 13 and the second capacitor 14.
  • the parasitic load through the resistor 21 is assumed to be small, the resistance value of the resistor 21 is thus large.
  • 4 shows a time period with a continuously applied signal profile of the voltage UAMP at the input of the means 12 with a capacitive voltage divider comprising the first, second and third capacitors 13, 14, 15.
  • the voltage URÜCK at the output of the means 12 corresponds to the voltage UAMP at the input of the means 12.
  • a slow discharge of the third capacitor 15 via the parallel resistor 21 causes the first capacitor 13 and the second capacitor 14 to be slowly charged an offset shift of the returned voltage URÜCK is caused.
  • This offset shift of the real voltage URÜCK must be taken into account when the returned voltage URÜCK is used according to the invention.
  • FIG. 4 shows the course of the voltage offset of the returned voltage URÜCK over several periods, each for maximum values and minimum values of the returned voltage URÜCK.
  • FIG. 5 schematically shows a lamp 34 with an operating device 30 for a lighting means 31 according to an embodiment of the invention.
  • the operating device 30 can also be referred to as a ballast.
  • the operating device 30 has the synchronous flyback converter circuit 1 shown in FIG.
  • connection devices for conductors L, N, GND for connecting the operating device 30 to a mains alternating voltage and a rectifier 33, in particular also designed with means for power factor correction.
  • the rectifier 33 generates from the
  • the flyback converter circuit 1 converts the generated DC voltage UBUS into a voltage ULAST for the operation of one or more lamps 31 connected to the outputs of the flyback converter circuit 1.
  • the lighting means 31 preferably comprising one or more light emitting diodes 7 (LEDs), also referred to as lighting means path 31, is supplied with a load current ILED (LED current) via the outputs of the flyback converter circuit 1.
  • the operating device 32 in the embodiment shown has a control circuit 18 which generates and provides control signals 32 for other elements of the operating device 30 as well.
  • control circuits can be arranged in other elements of the operating device 30 or at the level of the operating device 30 and the lamp 34 and perform tasks such as controlling the switches 8, 9 and other control tasks.
  • One or more operating devices 30 can form the lamp 34 with one or more illuminants 31.
  • the lamp 34 can comprise further elements such as switching, dimming and interfaces to other assemblies of lighting technology and building technology, not shown in FIG. 5.
  • the converter circuit 1 according to the invention enables a particularly cost-effective construction of the operating device 30, taking into account a galvanic separation of the inputs and outputs of the operating device 30.
  • Fig. 6 shows a further embodiment of a synchronous flyback converter circuit as
  • the converter circuit 1 differs from the converter circuit 1 in that it has a means for transmission 12 ′′ as an alternative to the means for transmission 12 or 12 Fig according to FIGS. 1 and 3.
  • the means for transmission 12 ′′ arranges a primary-side resistor 35 between the first connection of the first capacitor 13 and the first connection of the second capacitor 14 on the primary side of the converter circuit 12 ′′.
  • Capacitor 13 and of the second capacitor 14 the statements made in relation to FIGS. 1 and 3 apply in a corresponding manner.
  • the voltage URÜCK dropping across the primary-side resistor 35 is fed to the inputs of the control circuit 18 of the converter circuit 12 ′′.
  • the converter circuit 12 ′′ is designed due to the means for transmission 12 ′′ for a higher measuring accuracy than the means for transmission 12 or 12.
  • the first capacitor 13 and the second capacitor 14, in conjunction with the third capacitor 15, can cause a shift (drift) in the potential level of the feedback voltage URÜCK. This can cause measurement errors in the determination of the fast current ILAST to be measured in the control circuit 18.
  • Converter circuit 1 ′′ with the means for transmission 12 ′′ arranges the primary-side resistor 35 instead of the third capacitor 15, avoids the voltage shift and thus enables particularly precise determination of the fast current FAST based on the feedback voltage URÜCK in the control circuit 18.
  • the switch 9 is designed as a MOSFET and is shown with a simple equivalent circuit diagram.
  • the equivalent circuit diagram of the secondary-side switch 9 implemented as a MOSFET has a parasitic capacitance 9.1 caused by the junction capacitance of the internal diode, as well as a diode 9.2 and an ideal switch 9.3 in parallel.
  • the parasitic capacitance 9.1 in conjunction with the secondary winding 4 of the transformer 2, forms a series resonant circuit which, triggered in particular by the hard switching operations of the second switch 9 on the secondary side, triggers undesired oscillations (resonance oscillations) that cause corresponding signal distortions.
  • FIG. 7 shows a further embodiment of a converter circuit 1 ′′ designed as a synchronous flyback converter circuit according to the invention.
  • the converter circuit 1 ′′ according to FIG. 7 is designed as a MOSFET and shown with the equivalent circuit diagram, as in the converter circuit 1 ′ the second switch 9.
  • the second switch 9 shows the parasitic capacitance 9.1 caused by the junction capacitance of the internal diode, which, in conjunction with the secondary winding 4, can trigger unwanted resonance oscillations due to the hard switching processes of the second switch 9, which distort the signal and thus cause measurement errors.
  • the use of a current transformer 36 according to FIG. 7 as an alternative to the measuring resistor RMESS 11 according to FIG. 1 or FIG.
  • a current transformer 36 is used for measuring the load current ILAST.
  • the current transformer 36 is arranged on the secondary side of the converter circuit 1 ′′.
  • a first winding 37 of the current transformer 36 is arranged in series with the load output on the secondary side of the converter circuit 1 ′′.
  • a current flows through the first winding 37 of the current transformer 36, which is a measure of the load current ILAST.
  • a second winding 38 of the current transformer 36 is parallel to a secondary-side
  • Resistor 39 switched.
  • the secondary-side resistor 39 is thus arranged on the secondary side of the current transformer 36.
  • a current IMESS flows through the second winding 38 of the current transformer 36, which is caused by the current flow through the first winding 37.
  • the current transformer 36 is arranged with first and second windings 37, 38 on the secondary side of the potential barrier 5 and can therefore be used without any requirements for protective separation
  • the first winding 37 and the second winding 37 are wound in the same direction in the embodiment shown in FIG. 7.
  • a current IMESS through the secondary winding 38 is therefore dependent on the current through the primary winding 37, and thus at the same time a measure of the load current ILAST.
  • a voltage drop UMESS across the secondary resistor 39 is therefore dependent on the load current ILLOAD.
  • This voltage drop UMESS is fed as an input voltage to the transmission means 12 “.
  • the feedback signal across the potential barrier 5 in the embodiment according to FIG. 7 thus corresponds to the voltage drop UMESS across the secondary-side resistor 39.
  • the converter circuit 1 ′′ according to FIG. 7 shows a further alternative embodiment of the means for transmission 12 ′′ for the feedback signal via the potential barrier 5.
  • the means for transmission 12 ′′ arranges a primary-side resistor 35 between the first connection of the first capacitor 13 and the first connection of the second capacitor 14 on the primary side of the converter circuit 12 ′′.
  • Capacitor 14 is the same as that explained in connection with FIG. 1.
  • the voltage URÜCK dropping across the primary-side resistor 35 is fed to the inputs of the control circuit 18 of the converter circuit 12 ′′.
  • the determination of the load current ILAST by means of the feedback signal, in particular the voltage URÜCK, can be implemented in the
  • Converter circuit 1 ′′ in a corresponding manner to converter circuit 1 and converter circuit 1 ‘.
  • Switch states “OPEN” and “CLOSED” over time correspond, for example, to respective control signals for the gate electrode of MOSFETs used as the first switch 8 and second switch 9.
  • the switch states “OPEN” and “CLOSED” define the (time) sections I to IV of a clock period T of the converter circuit 1, 1 ‘, 1”, which are run through one after the other.
  • FIG. 8 shows the course of the currents ILAST and IMESS over time t and is the
  • Sections I to IV of the upper part of Figure 8 are shown assigned.
  • the course of the load current ILAST over the time segments I, II, III and IV corresponds to the course of the output current or load current ILAST, known for clocked flyback converter circuits, as a function of the
  • Switch states “ON” and “OFF” of the primary-side first switch 8 and the second switch 9.
  • the current profile of the measured current IMESS, defined according to the circuit example according to FIG. 7, over the time segments I to IV is dependent on the profile of the load current ILAST.
  • the course of the current IMESS is proportional to the course of the load current ILAST.
  • the current IMESS shows an additional DC component IOFFSET.
  • This DC component IOFFSET must be determined in order to determine a current value of the load current ILAST on the basis of the current IMESS.
  • the size of the DC component IOFFSET can be determined in the time segments I and IV of the clock period T in a simple manner. In one embodiment of the converter circuit 1,, 1 ′′, the size of the DC component IOFFSET is determined in time segment IV by the control circuit 18 by means of sampling an instantaneous current value.
  • the control circuit 18 is able to carry out an evaluation of the current IMESS which is returned as a feedback signal via the potential barrier.
  • the control circuit 18 can determine an average load current LAST, AVG or a negative peak value ILAST, PEAK of the load current LAST on the basis of the course of the current IMESS and the determined direct component IOFFSET.
  • Converter circuit 1, 1 ‘, 1 ′′ according to an embodiment of the invention.
  • the method for controlling a clocked converter circuit uses the inventive transmission of a feedback signal representative of the load current LAST on the output side via the potential barrier 5 to the primary side of the converter circuit 1, 1 ‘, 1 ′′.
  • the converter circuit 1, 1 ‘, 1 ′′ controlled by means of the method can be constructed, for example, according to one of the exemplary embodiments with the features according to FIG. 1, FIG. 3, FIG. 6 and / or FIG.
  • Converter circuit 1, 1 ′, 1 ′′ comprises a first controllable switch 8, a second controllable switch 9, a transformer 2 with a primary winding 3, which is coupled to the first switch 8, and a secondary winding 4, which is coupled to the second switch 9 is.
  • the transformer 2 electrically insulates a primary side of the converter circuit 1. 1 ‘which is supplied from a mains voltage. 1 ”from a secondary side of the converter circuit 1. 1‘. 1 ”by means of a potential barrier 5.
  • the secondary side of the converter circuit is set up to transmit the load current LAST via a load output of the converter circuit 1. 1‘. 1 ”to be output.
  • the converter circuit has a control device 18 arranged on the primary side.
  • the method of Figure 9 comprises the following steps.
  • step S1 an analog feedback signal is first generated on the basis of a current flowing through the second switch 9.
  • step S3 This is done via the

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  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft einen Schaltkreis mit elektrischer Potentialtrennung und insbesondere eine Wandlerschaltung (1), zum Beispiel eine synchrone Sperrwandlerschaltung. Der Schaltkreis umfasst einen Transformator mit zumindest einer Primärwicklung und zumindest einer Sekundärwicklung, der eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung (1) von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung (1) mittels einer Potentialbarriere (5) elektrisch isoliert. Die Sekundärseite ist eingerichtet zumindest einen Laststrom über einen Lastausgang auszugeben. Die Wandlerschaltung (1) überträgt zumindest ein Rückführsignal von der Sekundärseite auf die Primärseite der Wandlerschaltung (1), wobei das Rückführsignal kapazitiv und als analoges Signal über die Potentialbarriere (5) übertragen wird. Bevorzugt wird das Rückführsignal dabei als sekundärseitig als Spannung einem Mittel zur Übertragung auf die Primärseite zugeführt. Das Mittel (12) zur Übertragung kann mittels dreier Kondensatoren (13, 14, 15), bevorzugt als kapazitiver Spannungsteiler angeordnet, aufgebaut werden. Die Erfindung umfasst weiter ein Betriebsgerät (30) mit einer entsprechenden Spannungswandlerschaltung und eine Leuchte mit einem entsprechenden Betriebsgerät und den davon versorgten Leuchtmitteln (31), sowie ein Verfahren zur Steuerung einer Wandlerschaltung.

Description

Schaltkreis mit galvanischer Trennung und kapazitiver Signalrückführung
Die Erfindung betrifft einen elektrischen Schaltkreis mit galvanischer Trennung. Insbesondere wird eine getaktete Spannungswandlerschaltung mit einer Potentialbarriere zwischen Primärseite und Sekundärseite und Übertragung eines Signals über die Potentialbarriere vorgeschlagen. Die getaktete Spannungswandlerschaltung kann zum Beispiel als Sperrwandlerschaltung, bevorzugt als synchrone Sperrwandlerschaltung, für den Betrieb von Leuchtmitteln, insbesondere Leuchtdioden, ausgebildet sein.
Getaktete Spannungswandlerschahungen sind Gleichspannungswandler, die elektrisch eingesetzt werden um Energie zwischen einer Eingangs- und einer Ausgangsseite mittels eines Transformators galvanisch entkoppelt zu übertragen. Mit einer getakteten Spannungswandlerschaltung kann eine am Eingang zugeführte Gleichspannung mit geringem schaltungstechnischen Aufwand in eine
Gleichspannung auf einem anderen Spannungsniveau umgewandelt werden, wobei der
Spannungsunterschied in einfacherWeise durch die Wahl des Wicklungsverhältnisses des
Transformators beeinflussbar ist.
Der Transformator trennt dabei die Eingangsseite der getakteten Spannungswandlerschaltung von der Ausgangsseite der getakteten Spannungswandlerschaltung und verwirklicht so eine elektrische Potentialbarriere. Mittels dieser Potentialbarriere werden z.B. höhere elektrische Spannungen auf der Eingangsseite (Primärseite, Primärkreis) der getakteten Spannungswandlerschaltung von den geringeren elektrischen Spannungen der Ausgangsseite (Sekundärseite, Sekundärkreis) der getakteten Spannungswandlerschaltung elektrisch getrennt. Die Ausgangsseite kann damit so ausgelegt werden, dass lediglich Spannung kleiner oder gleich eines Schutzkleinspannungsniveaus in dem Ausgangskreis auftreten, wodurch geringere Anforderungen an Berührungsschutz zu erfüllen sind.
Eine bekannte getaktete Spannungswandlerschaltung ist beispielsweise als getaktete
Sperrwandlerschaltung bekannt, bei der eine Steuereinrichtung einen die Primärwicklung des Transformators an Masse ankoppelnden Schalter zur Taktung des Sperrwandlers selektiv mit einer bestimmten Frequenz und Einschaltdauer ein- und wieder ausschaltet.
Solche getakteten Sperrwandlerschaltungen werden zur direkten Speisung von Leuchtmitteln, insbesondere Leuchtdioden, genutzt, wobei der durch den steuerbaren Schalter auf der Primärseite fließende Strom mittels eines Messwiderstands erfasst und der Schalter mittels eines von der
Steuereinrichtung ausgegeben Ansteuersignals ausgeschaltet wird, sobald der erfasste Strom einen vorgegebenen Schwellenwert für den maximalen Schalterstrom (Spitzenstromwert) erreicht. Zu einer Regelung der über den Ausgangskreis an das Leuchtmittel abgegebenen elektrischen Leistung des getakteten Sperrwandlers kann der Schwellenwert an die ermittelte Abweichung zwischen dem an die Leuchtdioden abgegebenen Laststrom (Ist-Laststrom) und einem vorgegebenen Soll-Laststrom angepasst werden. Der an das Leuchtmittel abgegebene Istwert des Laststroms wird hierzu mittels eines Messwiderstands im Ausgangskreis ermittelt. Der ermittelte Istwert ist dann über die elektrische Potentialbarriere zu der Steuereinrichtung zurückzuführen. Die Rückführung des ermittelten Istwerts des Laststroms unter Sicherstellung der galvanischen Trennung erfordert die Nutzung geeigneter schaltungstechnischer Mittel, zum Beispiel eines Optokopplers oder eines Übertragers (Transformator).
So zeigt die US 2013/0016535 Al eine getaktete Sperrwandlerschaltung, die ein sekundärseitig erzeugtes Signal mittels eines Optokopplers über eine Potentialbarriere auf die Primärseite zurückführt.
Die internationale Anmeldung WO 2014/172727 Al nutzt ausschließlich Übertrager, um ein auf der Primärseite erzeugtes Testsignal auf die Sekundärseite der Potentialbarriere zu übermitteln, und eine entsprechende sekundärseitige Reaktion auf das Testsignal zu überwachen.
Nachteilig ist die bekannte Übertragung jeglicher (Mess-) Signale, ebenso auch Ansteuersignale über die elektrische Potentialbarriere, da ein Optokoppler ebenso wie ein Transformator zusätzliche, kostenintensive Bauelemente darstellen. Auch ist der Raumbedarf eines Transformators erheblich und daher für den Aufbau elektrischer Schaltkreise nachteilig. Die Übertragung von Messwerten für den Laststrom über die elektrische Potentialbarriere mittels eines Optokopplers kann weiteren
schaltungstechnischen Aufwand für die Signalerzeugung und -Weiterverarbeitung, beispielsweise eine Modulation, und den Empfang sowie Auswertung des Übertragungssignals nach sich ziehen. Damit ist zusätzlicher schaltungstechnischer Aufwand in Entwicklung und Fertigung verbunden.
Die Offenlegungsschrift US 2008/0192509 Al verwirklicht einen isolierten Übertragungspfad für ein Rückführsignal mittels Kapazitäten und erzeugt für die Übermittlung ein digitales Format des Rückführsignals, das sekundärseitig beispielsweise mittels Überabtastung und Konvertierung in ein höheres Frequenzniveau erzeugt, und primärseitig durch Tiefpassfilter wieder in ein analoges Rückführsignal umgesetzt wird. Auch hier wird also erheblicher schaltungstechnischer Aufwand für eine Übertragung des Rückführsignals mittels eines digitalen Signals über die Potentialbarriere und die Wiedergewinnung des Rückführsignals aus dem übertragenen digitalen Signals erforderlich.
Es stellt sich daher die Aufgabe, sekundärseitig erzeugte Signale in schaltungstechnisch effizienter Weise über eine elektrische Potentialbarriere zu übertragen.
Die Aufgabe wird durch eine getakteten Wandlerschaltung nach Anspruch 1 in einem ersten Aspekt gelöst. Ein zweiter Aspekt der Erfindung betrifft ein Verfahren zur Steuerung einer Wandlerschaltung. Die abhängigen Ansprüche definieren weitere Ausführungen der erfmdungsgemäßen Wandlerschaltung .
Eine getaktete Wandlerschaltung nach einem ersten Aspekt der Erfindung weist einen Transformator mit zumindest einer Primärwicklung und zumindest einer Sekundärwicklung auf. Der Transformator isoliert eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung mittels einer Potentialbarriere elektrisch. Die Sekundärseite ist eingerichtet, zumindest einen Laststrom über einen Lastausgang der Wandlerschaltung an eine Last auszugeben. Die Wandlerschaltung ist weiter eingerichtet, zumindest ein Rückführsignal von der Sekundärseite der Wandlerschaltung auf die Primärseite der Wandlerschaltung zu übertragen. Die erfindungsgemäße Wandlerschaltung zeichnet sich durch Mittel aus, die dazu eingerichtet sind, das Rückführsignal als analoges Signal kapazitiv über die Potentialbarriere zu übertragen.
Die erfindungsgemäße Wandlerschaltung nutzt eine kapazitive Übertragung über die Potentialbarriere und kann daher auf komplexe und teure Wickelgüter wie Übertrager (Transformator) oder kostenträchtige Optokoppler, möglicherweise in Verbindung mit zusätzlichen Bauelementen zur Übertragungssignalerzeugung, verzichten. Die Wandlerschaltung ist also schaltungstechnisch einfach, raumsparend hinsichtlich der verwendeten Schaltungselemente und kostengünstig zu fertigen. Die Auswertung eines sekundärseitig erzeugten Rückführsignals kann primärseitig in einem dort für die Ansteuerung des primärseitigen Schalters des getakteten Wandlers vorhandenen Steuerschaltkreis erfolgen.
Ein analoges Signal bezeichnet hier eine Signalform eines elektrischen Signals mit stufenlosem und unterbrechungsfreiem Verlauf. Mit einem analogen Signal ist zum Beispiel der zeitkontinuierliche Verlauf einer physikalischen Größe beschreibbar, wobei der Wertebereich des analogen Signals als Dynamikumfang bezeichnet wird. Im Gegensatz zu einem digitalen Signal weist das analoge Signal einen stufenlosen Verlauf auf, der innerhalb des Dynamikbereichs theoretisch unendlich viele Signalwerte annehmen kann.
Eine besonders bevorzugte Ausführung der Wandlerschaltung zeigt das Mittel zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals mit der Schaltungstopologie eines kapazitiven Spannungsteilers.
Damit ist eine schaltungstechnisch einfache, rein passive und daher energetisch vorteilhafte
Implementierung der Signalrückführung über die Potentialbarriere zu verwirklichen.
Eine bevorzugte Ausführung der Wandlerschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass dem Mittel zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals das Rückführsignal auf der Sekundärseite der
Sperrwandlerschaltung als Spannung zugeführt wird.
Die Übertragung des Rückführsignals von der Sekundärseite zur Primärseite über die Potentialbarriere erfolgt im Falle der Erfindung somit mittels analoger Spannung. Es sind keine zusätzlichen Elemente zur Modulation der zu übertragenden Information auf ein Trägersignal, beispielsweise mittels Pulsweitenmodulation oder Delta-Modulation erforderlich.
Die Wandlerschaltung, insbesondere das Mittel zur Übertragung des Rückführsignals, einer vorteilhaften Ausführung umfasst einen ersten Kondensator und einen zweiten Kondensator. Ein erster Anschluss des ersten Kondensators und ein erster Anschluss des zweiten Kondensators sind auf der Primärseite der Wandlerschaltung angeordnet. Ein zweiter Anschluss des ersten Kondensators und ein zweiter Anschluss des zweiten Kondensators sind auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung angeordnet. Das Rückführsignal wird als elektrische Spannung zwischen dem zweiten Anschluss des ersten Kondensators und dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators angelegt.
Eine bevorzugte Ausführung der Wandlerschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass die
Wandlerschaltung, insbesondere das Mittel zur Rückführung, einen dritten Kondensator zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators und dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators auf der Primärseite der Wandlerschaltung anordnet. Dabei wird Eingängen eines Steuerschaltkreises der Wandlerschaltung eine Spannung über den dritten Kondensator zugeführt.
Der Einsatz von Kondensatoren in dem erfmdungsgemäßen Mittel zur Übertragung des
Rückführsignals ermöglicht es, eine hinsichtlich Temperaturbereich, Frequenzverhalten und
Raumbedarf günstige Schaltung aufzubauen, die verglichen mit bekannten Mitteln zur Übertragung über eine Potentialbarriere einfach in ihren Parametern zu dimensionieren und kostengünstig zu fertigen ist.
Das Mittel zur Übertragung umfasst mit erstem, zweitem und drittem Kondensator ausschließlich passive Bauelemente. Sekundärseitige schaltungstechnische Elemente zur Spannungsversorgung für das Mittel zur Übertragung des Rückführsignals können somit entfallen.
Die Steuerschaltung der Wandlerschaltung kann eingerichtet sein, die an den Eingängen des
Steuerschaltkreises anliegende Spannung über den dritten Kondensator als Indikator für einen Laststrom auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung auszuwerten.
Die primärseitige Auswertung einer analogen, über die Potentialbarriere rückgeführten Spannung, die den durch die getaktete Wandlerschaltung abgegebenen Laststrom repräsentiert, ermöglicht eine vorteilhaft einfache getaktete Wandlerschaltung aufzubauen und zu fertigen, die eine Regelung des Laststroms in einem primärseitigen Steuerschaltkreis über einen primärseitigen Schalter vornehmen kann und zugleich ohne großen Zusatzaufwand die Anforderungen an Schutzkleinspannungen an ihrem Lastausgang erfüllt.
Eine Ausführungsform der Wandlerschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass das Mittel zur
Übertragung einen primärseitigen Widerstand zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators auf der Primärseite der
Wandlerschaltung anordnet.
Eingängen eines Steuerschaltkreises der Wandlerschaltung wird eine Spannung über den
primärseitigen Widerstand zugeführt.
Mit der Anordnung des primärseitigen Widerstands zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators auf der Primärseite der
Wandlerschaltung wird eine Ausführungsform des Mittels zur Übertragung mit besonders hoher Messgenauigkeit für die Messung des sekundärseitigen Laststroms geschaffen. Die vorteilhafte, kapazitive Übertragung des Rückführsignals über die Potentialbarriere in Verbindung mit dem primärseitigen ohmschen Widerstand zwischen den ersten Eingängen des ersten und des zweiten Kondensators vermeidet insbesondere eine das Rückführsignal verfälschende Spannungsdrift. Damit wird die hohe Messgenauigkeit erreichbar. Das Rückführsignal bildet bevorzugt eine
Wechselspannung, insbesondere eine bipolare Wechselspannung, ab.
Eine vorteilhafte Wandlerschaltung zeichnet sich dadurch aus, dass das Rückführsignal einen Messwert für einen von der Wandlerschaltung an eine elektrische Last abgegebenen Laststrom wiedergibt.
Die Wandlerschaltung kann einen Messwiderstand in Serie zu einem Lastausgang auf der
Sekundärseite der Wandlerschaltung angeordnet aufweisen. Dabei entspricht das Rückführsignal im Wesentlichen einem Spannungsabfall über den Messwiderstand.
Insbesondere kann das Rückführsignal gegenüber dem Spannungsabfall über den Messwiderstand durch den kapazitiven Spannungsteiler um einen Offset (Offsetspannung) verschoben sein, wenn das Mittel zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals als kapazitiver Spannungsteiler ausgebildet ist. Das Rückführsignal wird gegenüber dem Spannungsabfall über den Messwiderstand durch den kapazitiven Spannungsteiler in seiner Amplitude entsprechend einem Teilerverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers reduziert.
Damit ist mit geringem schaltungstechnischem Aufwand, insbesondere für das rein passive Mittel zur Übertragung des Rückführsignals, eine primärseitige Regelung des Laststroms auf Grundlage eines Istwerts des zurückgeführten Messwerts für den Laststrom möglich.
Eine weitere Ausführungsform der Wandlerschaltung weist einen Stromtransformator auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung auf, wobei eine erste Wicklung des Stromtransformators in Serie zu einem Lastausgang auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung geschaltet ist, und eine zweite Wicklung des Stromtransformators auf der Sekundärseite des Stromtransformators parallel zu einem sekundärseitigen Widerstand geschaltet ist. Dabei entspricht das Rückführsignal einem Spannungsabfall über den sekundärseitigen Widerstand auf der Sekundärseite des
Stromtransformators .
Der Stromtransformator ist ausschließlich auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung angeordnet. Damit muss der Stromtransformator keine Anforderung hinsichtlich SELV -Trennung erfüllen und kann entsprechend einfach ausgeführt sein. Damit sind die zusätzlichen Kosten des
Stromtransformators gering, und der Einsatz des Stromtransformators hat den zusätzlichen Vorteil, dass eine Begrenzung der Signalamplituden auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung infolge des Messwiderstands vermieden wird. Besonders vorteilhaft werden Signalverzemmgen durch
Resonanzen verursacht durch eine parasitäre Kapazität des sekundärseitigen Schalters S und harter Schaltvorgänge des Schalters mittels des Stromtransformators verringert. In einer vorteilhaften Ausführung der Erfindung ist die getaktete Wandlerschaltung eine Sperrwandlerschaltung, insbesondere eine synchrone Sperrwandlerschaltung.
Insbesondere der Sperrwandler (Flyback Converter), auch ausgeführt als synchrone
Sperrwandlerschaltung kann unter Nutzung des erfmdungsgemäßen Mittels zur Rückführung eine genaue Regelung eines Laststroms mittels der erfindungsgemäßen Lehre ausführen, mit geringem Aufwand in einfacher elektrischer Weise dimensioniert, kompakt ausgelegt, und zu geringen Kosten gefertigt werden.
Ein Betriebsgerät für Leuchtmittel gemäß einem zweiten Aspekt, wobei das Betriebsgerät zumindest eine Wandlerschaltung aufgebaut nach einer der vorstehend diskutierten Ausführungen umfasst, löst die Aufgabenstellung in vorteilhafter Weise.
Einem dritten Aspekt der Erfindung zufolge löst eine Leuchte, mit zumindest einem Leuchtmittel und zumindest einem Betriebsgerät für die Versorgung des zumindest eines Leuchtmittels ebenso die technische Aufgabe.
Das zumindest eine Leuchtmittel kann eine oder mehrere Leuchtdioden umfassen.
Sowohl Betriebsgeräte für Leuchtmittel, und insbesondere bei einer Nutzung von Leuchtdioden (LED) auch Leuchten, profitieren von einem kompakten Aufbau der dafür verwendeten getakteten
Wandlerschaltungen und geringen Herstellungskosten für diese Wandlerschaltungen. Es ergeben sich für den Designer im Designprozess einer Leuchte zusätzliche Freiheitsgrade für die Gestaltung und neue beleuchtungstechnischen Lösungen.
Ein Verfahren zum Steuern einer getakteten Wandlerschaltung gemäß einem zweiten Aspekt der Erfindung löst die technische Aufgabe. Die getaktete Wandlerschaltung umfasst einen ersten steuerbaren Schalter, einen zweiten steuerbaren Schalter, einen Transformator mit einer
Primärwicklung, die mit dem ersten Schalter gekoppelt ist, und einer Sekundärwicklung, die mit dem zweiten Schalter gekoppelt ist. Der Transformator isoliert elektrisch eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung mittels einer Potentialbarriere. Die Sekundärseite der Wandlerschaltung gibt einen Faststrom über einen Fastausgang der Wandlerschaltung aus. Die Wandlerschaltung weist eine auf der Primärseite angeordnete Steuereinrichtung auf, Das Verfahren zeichnet sich durch die Schritte aus: Erzeugen eines analogen Rückführsignals auf Grundlage eines durch den zweiten Schalter fließenden Stroms; Übertragen des analogen Rückführsignals kapazitiv über die Potentialbarriere von der Sekundseite der Wandlerschaltung auf die Primärseite der Wandlerschaltung; Einlesen des übertragenen analogen Rückführsignals durch die Steuereinrichtung auf der Primärseite der
Wandlerschaltung; Erzeugen zumindest eines Schalteransteuersignals auf Grundlage des eingelesenen analogen Rückführsignals durch die Steuereinrichtung..
Ausführungen der Erfindung werden nachstehend mit Bezug zu den Figuren vorgestellt. Es zeigen:
Fig. 1 eine synchrone Sperrwandlerschaltung gemäß einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 2 kennzeichnende Spannungs- und Stromverläufe der getakteten synchronen
Sperrwandlerschaltung gemäß einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 3 eine grundlegende Anordnung zur Signalübertragung über eine Potentialbarriere gemäß einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 4 Spannungsverläufe der grundlegenden Anordnung zur Signalübertragung über eine
Potentialbarriere gemäß Fig. 3,
Fig. 5 ein Betriebsgerät für Feuchtmittel gemäß einer Ausführung der Erfindung,
Fig. 6 eine weitere Ausführungsform einer synchronen Sperrwandlerschaltung gemäß der
Erfindung,
Fig. 7 noch eine weitere Ausführungsform einer synchronen Sperrwandlerschaltung gemäß der Erfindung,
Fig. 8 Spannungs- und Stromverläufe der getakteten synchronen Sperrwandlerschaltung gemäß einer Ausführung der Erfindung, und
Fig. 9 ein einfaches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zur Strommessung gemäß einer
Ausführung der Erfindung.
In den Figuren bezeichnen gleiche Referenzzeichen Elemente mit gleichen oder entsprechenden
Funktionen. Auf die Diskussion gleicher Referenzzeichen in unterschiedlichen Figuren wird, soweit dies ohne Beeinträchtigung der Verständlichkeit möglich erscheint, zugunsten einer knappen
Darstellung verzichtet. Fig. 1 zeigt eine vereinfachte Darstellung einer getakteten synchronen Sperrwandlerschaltung 1 gemäß einer Ausführung der Erfindung,
Eine solche getaktete Sperrwandlerschaltung 1 stellt eine besondere Ausführungsform einer getakteten Stromversorgung (engl. Switched Mode Power Supply, abgekürzt SMPS), insbesondere eines getakteten Gleichspannungswandlers (engl.: DC-DC Converter; auch: DC-DC power Converter) dar. Der Sperrwandler wird auch als Flyback-Konverter bezeichnet.
An primärseitigen Eingangsanschlüssen der abgebildeten Sperrwandlerschaltung 1 wird eine
Versorgungsspannung UBUS (Eingangsspannung) zugeführt. UBUS ist eine Gleichspannung oder eine gleichgerichtete Wechselspannung, die in Fig. 1 durch eine ideale Gleichspannungsquelle 6 erzeugt wird. Die getaktete synchrone Sperrwandlerschaltung 1 wandelt die Eingangsspannung UBUS in eine Gleichspannung mit einem anderen Spannungsniveau um und stellt die erzeugte Ausgangsspannung ULAST an zwei sekundärseitigen Ausgangsanschlüssen (Lastanschlüssen) der Sperrwandlerschaltung 1 bereit. An den zwei sekundärseitigen Ausgangsanschlüssen können Leuchtmittel, beispielsweise eine Leuchtdiode 7, angeschlossen und mit einem Laststrom ILAST versorgt werden. Alternativ kann ein weiterer Spannungswandler (nicht gezeigt) an den sekundärseitigen Ausgangsanschlüssen angeschlossen werden.
Eine Primärwicklung 3 des Transformators 2 und ein erster steuerbarer Schalter 8 sind in Reihe zwischen den ersten primärseitigen Eingangsanschluss und den zweiten primärseitigen
Eingangsanschluss geschaltet. Eine Sekundärwicklung 4 des Transformators 2 und ein zweiter steuerbarer Schalter 9 sind in Reihe zwischen einen ersten sekundärseitigen Ausgangsanschluss und einen zweiten sekundärseitigen Ausgangsanschluss geschaltet. Ein Kondensator 10 ist zu den sekundärseitigen Ausgangsanschlüssen parallel angeordnet. Primär- und Sekundärwicklung 3, 4 des Transformators 2 weisen eine unterschiedliche Polarität (unterschiedliche Wicklungsrichtung, Wicklungssinn) auf. Die Primär- und Sekundärwicklung 3, 4 des Transformators 2 haben jeweils eine bestimmte Anzahl NPRIMÄR, NSEKUNDÄR Wicklungen. Das Verhältnis der Wicklungszahlen NPRIMÄR, NSEKUNDÄR bestimmt ein Verhältnis von Eingangsspannung UBUS und Lastspannung ULAST der Sperrwandlerschaltung 1. NPRIMÄR und NSEKUNDÄR können gleich oder unterschiedlich groß sein.
Der Transformator 2 verwirklicht über die galvanische Trennung von Primärseite und Sekundärseite eine elektrische Barriere (Potentialbarriere) 5 zwischen Primärseite und Sekundärseite der
Sperrwandlerschaltung 1. Die Potentialbarriere 5 wird auch als SELV -Barriere bezeichnet und trennt Schaltungsbereiche mit Schutzkleinspannung (engl.: Safety Extra Low Voltage, abgekürzt SELV) von Schaltungsbereichen, die die Anforderungen an Schutzkleinspannung nicht erfüllen.
Der erste Schalter 8 und der zweite Schalter 9 können mittels Transistoren, zum Beispiel als Bipolar- Transistor mit isolierter Gate -Elektrode (IGBT) oder Metalloxid-Halbleiter-Feldeffekttransistoren (MOSFET) ausgeführt werden. Der erste Schalter 8 und der zweite Schalter 9 werden von einem Steuerschaltkreis 18 mittels Schalteransteuersignalen 16, 17 angesteuert, um den ersten Schalter 8 und den zweiten Schalter 9 ein- und auszuschalten.
Der Transformator 2 wird hier als Transformator bezeichnet, obwohl Primärwicklung 3 und
Sekundärwicklung 4 unter der Annahme idealer magnetischer Kopplung entgegen einem
konventionellen elektrischen Transformator nicht zugleich Strom führen.
Der Steuerschaltkreis 18 kann als Mikrokontroller, als anwendungsspezifischer Schaltkreis (ASIC) oder allgemein mittels geeigneter integrierter Schaltkreise (IC) realisiert sein.
Nach einem Einschalten des ersten Schalters 8 wird die Primärwicklung 3 des Transformators 2 von einem Strom IBUS (IPRIMÄR) durchflossen, wobei der ausgeschaltete zweite Schalter 9 zugleich einen Stromfluss auf der Sekundärseite verhindert. Der Stromfluss IPRIMÄR durch den ersten Schalter 8 kann mittels eines nicht zeichnerisch dargestellten Messwiderstands und die über den Messwiderstand abfallende und von dem Steuerschaltkreis 18 erfasste Spannung ermittelt werden. Wenn der ermittelte Strom IPRIMÄR einen festgelegten Schwellenwert erreicht, schaltet der Steuerschaltkreis 18 den ersten Schalter 8 aus (nichtleitend) und schließt den zweiten Schalter 9 (leitend).
Nach Öffnen (Beginn der Sperrphase) des ersten Schalters 8 wird die in der Primärwicklung 3 gespeicherte magnetische Energie über die Sekundärwicklung 4 des Transformators 2 abgegeben und erzeugt einen Stromfluss ISEKUNDÄR auf der Sekundärseite des Sperrwandlers 1 durch den zweiten, dann geschlossenen Schalter 9. Dieser Strom ISEKUNDÄR lädt den Kondensator 10. Der Kondensator 10, insbesondere die in einem elektrischen Feld des Kondensators 10 gespeicherte elektrische Energie, treibt einen Laststrom ILAST, der über einen Lastausgang des Sperrwandlerschaltung 1 ausgegeben wird.
Der Primärstrom IPRIMÄR und der Sekundärstrom ISEKUNDÄR weisen zum Abschaltzeitpunkt des ersten Schalters 8 unterschiedliche Spitzenwerte IPRIMÄR, ISEKUNDÄR auf, die aufgrund unterschiedlicher Windungszahlen NPRIMÄR, NSEKUNDÄR der Primärwicklung 3 bzw. der Sekundärwicklung 4 des Transformators 2 entstehen. Der Strom ISEKUNDÄR auf der Sekundärseite nimmt linear ab und wird schließlich null. Solange der zweite Schalter 9 zunächst weiterhin geschlossen ist, treibt der
Kondensator 10 einen Strom ISEKUNDÄR in umgekehrter Richtung durch die Sekundärwicklung 4 und den zweiten Schalter 9. Dieser Strom ISEKUNDÄR kann fließen, bis der zweite Schalter 9 von der Steuereinrichtung 18 mittels des Schalteransteuersignals 17 geöffnet wird.
Alternativ kann der zweite Schalter 9 erst nach Öffnen des ersten Schalters 8 geschlossen werden, um eine unerwünschte Beschädigung der Bauteile zu vermeiden, wobei zwischen Öffnen des ersten Schalters 8 und Schließen des zweiten Schalters 9 eine kurze Zeitdauer ttot hegen kann. Durch eine parasitäre Diode des zweiten Schalters 9 kann eine schnelle Kommutierung erfolgen. Der zweite Schalter 9 sollte jedoch schnell geschlossen (eingeschaltet) werden, um unnötige Verluste zu vermeiden.
Der Steuerschaltkreis 18 ermittelt den durch den zweiten Schalter 9 zum Zeitpunkt seines Öffnens fließenden Strom ISEKUNDÄR oder die von der Sperrwandlerschaltung 1 an einem Lastausgang bereitgestellte Spannung ULAST· Daraus kann der Steuerschaltkreis 18 einen Zeitpunkt zum Öffnen des zweiten Schalters 9 bestimmen. Auf Grundlage des so bestimmten Zeitpunkts zum Öffnen des zweiten Schalters 9 erzeugt der Steuerschaltkreis 18 das geeignete Schalteransteuersignal 17.
Das Ansteuersignal 17 kann dem zweiten Schalter 9 über ein zur Überbrückung der Potentialbarriere geeignetes schaltungstechnisches Mittel, beispielsweise einen in Fig. 1 nicht gezeigten Optokoppler, zugeführt werden.
Die erfmdungsgemäße Sperrwandlerschaltung 1 zeigt ein Mittel 12 zur kapazitiven Übertragung einer Spannung von einer Seite der elektrischen Potentialbarriere 5 auf die andere Seite der elektrischen Potentialbarriere 5. Das Mittel 12 ist in Fig. 1 derart ausgelegt dargestellt, dass eine analoge Spannung UMESS, die ein Indikator für die Höhe des mittels des Messwiderstands RMESS 11 gemessenen
Laststroms ILAST darstellt, über die Potentialbarriere 5 auf die Primärseite der Sperrwandlerschaltung 1 übertragen (zurückgeführt) wird.
Das Mittel 12 zur kapazitiven Übertragung ist hier als kapazitiver Spannungswandler aufgebaut und umfasst einen ersten Kondensator 13 und einen zweiten Kondensator 14. Ein erster Anschluss des ersten Kondensators 13 und ein erster Anschluss des zweiten Kondensators 14 sind auf der Primärseite der Sperrwandlerschaltung 1 angeordnet, und ein zweiter Anschluss des ersten Kondensators 13 und ein zweiter Anschluss des zweiten Kondensators 14 sind auf der Sekundärseite der
Sperrwandlerschaltung 1 angeordnet. Damit sind der erste Anschluss des ersten Kondensators 13 und der erste Anschluss des zweiten Kondensators 14 auf der einen Seite der elektrischen Potentialbarriere 5 angeordnet, und der zweite Anschluss des ersten Kondensators 13 und der zweite Anschluss des zweiten Kondensators 14 sind auf der anderen Seite der Potentialbarriere 5 der Sperrwandlerschaltung 1 angeordnet.
Das Mittel 12 weist weiter einen dritten Kondensator 15, zwischen den ersten Anschluss des ersten Kondensators 13 und den ersten Anschluss des zweiten Kondensators 14 auf der Primärseite der Sperrwandlerschaltung 1 geschaltet, auf.
Der erste Kondensator 13, der zweite Kondensator 14 und der dritte Kondensator 15 sind damit von einem Eingang des Mittels 12 aus betrachtet in Reihe geschaltet. Der Eingang des Mittels 12 wird der durch den zweiten Anschluss des ersten Kondensators 13 und den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators 14 gebildet. Der Eingang des Mittels 12 liegt somit auf der Sekundärseite der
Sperrwandlerschaltung 1. Das über die Potentialbarriere 5 zu führende Rückführsignal wird als Spannung zwischen die Eingangsanschlüsse des Mittels 12 gelegt. In Fig. 1 ist das Rückführsignal die Spannung UMESS über den Messwiderstand 11.
Somit wird das Rückführsignal als Spannung zwischen den zweiten Anschluss des ersten
Kondensators 13 und den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators 14 angelegt.
Den Ausgang des Mittels 12 umfasst Ausgangsanschlüsse, die jeweils mit dem ersten Anschluss des dritten Kondensators 15 und dem zweiten Anschluss des dritten Kondensators 15 verbunden sind. Der Ausgang des Mittels 12 liegt somit auf der Primärseite der Sperrwandlerschaltung 1.
Die Ausgangsanschlüsse des Mittels 12 sind jeweils mit Eingängen des Steuerschaltkreises 18 der Sperrwandlerschaltung 1 verbunden. Damit wird dem Steuerschaltkreis 18 eine rückgeführte
Spannung URÜCK zugeführt, die der über den dritten Kondensator 15 abfallenden Spannung URÜCK entspricht. Die Spannung URÜCK ist dabei im Wesentlichen, abgesehen von einem möglichen Offset wie noch mit Bezug zu Fig. 2 erläutert wird, proportional zu der eingangsseitig dem Mittel 12 zugeführten Spannung UMESS.
Somit ist die Spannung URÜCK gegenüber dem Spannungsabfall UMESS über den Messwiderstand 11 durch den kapazitiven Spannungsteiler um den Offset (Offsetspannung) verschoben, wenn das Mittel 12 zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals als kapazitiver Spannungsteiler ausgebildet ist. Die Spannung URÜCK ist gegenüber der Spannung UMESS über den Messwiderstand 11 durch das Mittel 12 in seiner Amplitude entsprechend einem Teilerverhältnis des kapazitiven Spannungsteilers reduziert.
Die Erfindung kann die Übertragung eines anlogen Signals über die Potentialbarriere 5 mittels unter SELV -Vorschriften zugelassenen Kondensatoren leisten. Diese Kondensatoren, beispielsweise Entstörkondensatoren der Klasse Y, werden auch als Y -Kondensatoren, bezeichnet. Y -Kondensatoren sind elektrische Kondensatoren, die zwischen einem Phasenleiter L, einem Neutralleiter N einerseits, und berührbaren Schaltungsteilen, zum Beispiel einem Schaltungsgehäuse, angeordnet werden und somit eine elektrisch isolierende Potentialbarriere überbrücken. Zur Verwendung als Y-Kondensatoren sind Kondensatoren der Klasse Y zulässig, die bei begrenzter Kapazität eine geprüfte erhöhte elektrische und mechanische Sicherheit aufweisen, um im Falle eines Versagens eine Gefährdung einer Person zuverlässig zu unterbinden.
Die Kondensatoren 13, 14, 15 können beispielsweise Keramikkondensatoren, zugelassen für einen Einsatz als Entstörkondensatoren, und insbesondere ausgebildet als oberflächenmontierte Bauelemente sein (engl.: Surface-Mounted Devices, abgekürzt: SMD).
Das Mittel 12 ist als passive Schaltung ausgestaltet, umfassend im Wesentlichen einen kapazitiven Spannungsteiler mit den Kondensatoren 13, 14, 15. Eine besondere Spannungsversorgung, zum Beispiel eine zusätzliche sekundärseitige Kleinspannungsversorgung (engl.: Low Voltage Power Supply, abgekürzt LVPS) ist daher nicht erforderlich. Die erforderliche Leiterplattenfläche für die erfindungsgemäße Lösung ist daher entsprechend gering und die Spannungswandlerschaltung 1 ist kompakt auslegbar.
Der Steuerschaltkreis 18 kann dazu ausgelegt sein, die rückgeführte Spannung URÜCK über den dritten Kondensator 15 als Indikator für einen Laststrom LAST auf der Sekundärseite der
Sperrwandlerschaltung 1 auszuwerten. Damit kann eine Regelung der Sperrwandlerschaltung 1, insbesondere eine Regelung des Laststroms LAST, auf der Grundlage des Istwerts des Laststroms LAST erfolgen.
Fig. 2 gibt vereinfachte Beispiele für Spannungs- und Stromverläufe der getakteten synchronen Sperrwandlerschaltung 1 gemäß einer Ausführung der Erfindung wieder.
In der oberen Teilfigur 2 sind schematisch der Verlauf des primärseitigen Strom LRIMÄR durch die primärseitige Wicklung 3 des Transformators 2 und des sekundärseitigen Stroms ISEKUNDÄR durch die sekundärseitige Wicklung 4 des Transformators 2 mit einem Schaltzyklus T dargestellt.
Der Schaltzyklus T beginnt zu einem Zeitpunkt to und endet zu einem Zeitpunkt U, beziehungsweise zum Zeitpunkt U beginnt der zeitlich nachfolgende Schaltzyklus.
Während einer Zeitspanne I fließt ein primärseitiger Strom LRIMÄR durch die Primärwicklung 2.
Zum Zeitpunkt to wird der erste Schalter 8 geöffnet. Der zweite Schalter 9 ist zu diesem Zeitpunkt to geschlossen. Während der Zeitspanne II wird der Strom ISEKUNDÄR aus der in dem Magnetfeld des Transformators 2 gespeicherten Energie gespeist und nimmt linear ab. Bei einem Zeitpunkt ti erreicht der Strom ISEKUNDÄR Null und wird anschließend negativ.
Zum Zeitpunkt Ϊ2 wird der zweite Schalter 9 geöffnet. Der erste Schalter 8 bleibt offen. Es beginnt ein negativer Strom LRIMÄR durch die primärseitige Wicklung 3 des Transformators 2 zu fließen.
Zum Zeitpunkt Ϊ3 wird der erste Schalter 8 geschlossen und der zweite Schalter 9 bleibt geöffnet. Der Strom LRIMÄR steigt an, bis er einen Schwellenwert IPRIMÄRI zum Zeitpunkt U erreicht. Der erste Schalter 8 wird nun geöffnet und der zweite Schalter 9 geschlossen. Der Schwellenwert IPRIMÄRI kann von dem Steuerschaltkreis 18 beispielsweise in Abhängigkeit von einem empfangenen Dimmsignal gesetzt werden.
Insbesondere kann der Steuerschaltkreis 18 den Schwellenwert IPRIMÄRI in Abhängigkeit von einem ermittelten Strom- bzw. Spannungswert setzen. Dabei kann der Schwellenwert IPRIMÄRI erhöht werden, wenn der ermitteltet Strom- bzw. Spannungswert am Lastausgang der Sperrwandlerschaltung 1 einen vorgegebenen Wert unterschreitet. Der Schwellenwert IPRIMÄRI wird verringert, wenn der ermittelte Stromwert für LAST bzw. der ermittelte Spannungswert ULAST größer als der vorgegebene Wert ist. Das Einschalten des ersten Schalters 8 kann nach dem Ablauf einer Wartezeit, die mit dem Ausschalten des zweiten Schalters 9 zum Zeitpunkt Ϊ2 beginnt, erfolgen.
In der unteren Teilfigur 2 sind schematisch der Verlauf einer Spannung UMESS, die über den sekundärseitigen Messwiderstand 11 abfällt, und der zurückgeführten Spannung URÜCK am Eingang des Steuerschaltkreises 18 dargestellt.
Die Spannung UMESS zeigt einen dem Verlauf des sekundärseitigen Laststroms ILAST entsprechenden Zeitverlauf:
UMESS— RMESS X ISEKUNDÄR; ( 1)
Dieser Spannungsabfall über den Messwiderstand 11 (Strommesswiderstand, engl„shunt“) entspricht einem Spannungsabfall über den kapazitiven Spannungsteiler umfassend die ersten, zweiten und dritten Kondensatoren 13, 14, 15.
Werden parasitäre Effekte der Bauelemente außer Betracht gelassen, so ergibt sich eine UMESS entsprechende Amplitude entsprechend der Kapazitäten und im Grundsatz vergleichbar einem resistiven Spannungsteilnetzwerk für die Spannung URücKÜber den Kondensator 15. Auf Grundlage der bekannten Kapazitätswerte der Kondensatoren 13, 14, 15 und des Widerstandwerts des
Messwiderstands RMESS 11 kann ein Proportionalitätsfaktor bestimmt werden, mit dem aus der Spannung URÜCK direkt auf den sekundärseitigen Strom ISEKUNDÄR und damit auf den Uaststrom ILAST geschlossen werden kann.
In der unteren Teilfigur 2 wird in dem Verlauf der zurückgeführten Spannung URÜCK am Eingang des Steuerschaltkreises 18 eine Gleichkomponente gezeigt. Diese Gleichkomponente (Gleichanteil,
Offset) der über die elektrische Potentialbarriere zurückgeführten Spannung URÜCK beruht auf einer Offsetverschiebung, die Folge einer näherungsweise realen Berücksichtigung parasitärer Effekte bei der Modellierung der Kondensatoren 13, 14, 15 ist. Die reale Schaltung aus erstem, zweitem und drittem Kondensator 13, 14, 15 wird eine parasitäre Entladung der Kapazitäten in einem Schaltzyklus zeigen.
Die Gleichkomponente der rückgeführten Spannung URÜCK kann während der Zeitspanne I (Phase I), wie auch aus der oberen Teilfigur 2 ersichtlich, bei geschlossenem ersten Schalter 8 bestimmt werden.
Die Amplitude der Wechselkomponente der rückgeführten Spannung URÜCK kann, wie vorstehend erläutert, über Modellierung der Schaltung aus erstem, zweitem und drittem Kondensator 13, 14, 15 als kapazitiver Spannungsteiler, bestimmt werden. Damit wird ein Proportionalitätsfaktor bestimmt.
Der Steuerschaltkreis 18 kann damit für das zurückgeführte Signal, entsprechend dem Verlauf der rückgeführten Spannung URÜCK, sowohl eine Offsetkorrektur vornehmen als auch unter Berücksichtigung der Proportionalitätskonstante das analoge Messsignal für den sekundärseitigen Strom IsEKUNDÄ und den Laststrom LAST rekonstruieren.
Die rückgeführte Spannung URÜCK ist eine analoge Spannung, die bevorzugt Eingängen des
Steuerschaltkreises 18 zugeführt wird, die analogen Eingänge eines Analog -Digitalwandlers (A/D- Wandlers) sind. Übliche Mikrokontroller umfassen oftmals einen oder mehrere A/D-Wandler mit entsprechenden Eingängen und sind daher für den Einsatz als Steuerschaltkreis 18 gut geeignet.
In Fig. 3 ist eine grundlegende Anordnung zur Signalübertragung über eine elektrische
Potentialbarriere 5 gemäß einer Ausführung der Erfindung dargestellt.
In der oberen Teilfigur 3 ist links die Erzeugung einer Messspannung UMESS als Spannungsabfall an einem von dem zu messenden Strom ILAST durchflossenen Messwiderstand 11 gezeigt.
Die Spannung UMESS wird dem Mittel 12 zur Übertragung über die elektrische Potentialbarriere 5 zu den Eingängen des Steuerschaltkreises 18 zugeführt.
Das Mittel 12 zur Übertragung über die elektrische Potentialbarriere ist als kapazitiver
Spannungsteiler mit dem ersten Kondensator 13, dem zweiten Kondensator 14 und dem dritten Kondensator 15 aufgebaut. Erfolgt eine Spannungsveränderung der dem Mittel 12 zugeführten Spannung UMESS oder Ui, zum Beispiel ein Spannungsabfall, so wird die am Ausgang des Mittels 12 parallel zu dem dritten Kondensator 15, abfallende Spannung URÜCK entsprechend den Werten der Kondensatoren 13, 14, 15 geteilt.
Erste und zweite Kondensatoren 13, 14 gewährleisten dabei zugleich die galvanische Trennung der Eingänge des Mittels 12 von den Ausgängen des Mittels 12. Das Mittel 12 stellt damit die elektrische Potentialbarriere 5 zwischen den der Eingänge des Mittels 12 von den Ausgängen des Mittels 12 sicher.
Ein analoges Eingangssignal mit wechselndem Spannungspegel, ein Wechselsignal, insbesondere auch ein bipolares Wechselsignal, wird von den Eingängen des Mittels 12 zu den Ausgängen des Mittels 12 übertragen.
Diese Übermittlung der in der Signalveränderung enthaltenen Information über das Mittel 12 erfolgt rein kapazitiv und damit ohne aufwändige Transformatoren oder Optokoppler und damit verbundenen signalerzeugenden und signalauswertenden Baugruppen. Die erfmdungsgemäße Lösung ist mit ihrer Nutzung nur weniger Kondensatoren raumeffizient und kostengünstig.
In einer Ausführung wird die Spannung UMESS dem Mittel 12 zur Übertragung über die elektrische Potentialbarriere 5 für die Übermittlung zu den Eingängen des Steuerschaltkreises 18 direkt, also entgegen der Darstellung in Fig. 3, zugeführt. In einer alternativen Ausführung der Erfindung wird die Spannung UMESS mit einem Verstärker 19 verstärkt und anschließend dem Mittel 12 zur Übertragung zugeführt. Der in Fig. 3 dargestellte Verstärker 19 ist optional und insbesondere bei kleinen Werten der Spannung UMESS vorteilhaft.
Die Erfindung ist jedoch nicht auf die Übertragung der gemessenen Spannung UMESS als ein für den Wert des Stroms ILAST repräsentativen Spannungswert beschränkt. Das erfindungsgemäße Vorgehen kann allgemein für die Übertragung einer Spannung Ui, wie sie in der unteren rechten Teilfigur 3 durch eine ideale Spannungsquelle 20 dargestellt ist, mittels des Mittels 12 über die Potentialbarriere 5 verwendet werden.
Die Spannung URÜCK über den dritten Kondensator 15 ist proportional zu der Spannung Ui, gleichermaßen wie dies für die gemessene Spannung UMESS in der oberen Teilfigur 3 zutrifft. Die Spannung URÜCK kann damit als repräsentativer Spannungswert für die Spannung Ui dem
entsprechenden Eingang des Steuerschaltkreises 18 zugeführt werden.
Die Spannung URÜCK über den dritten Kondensator 15 ist direkt proportional zu der Spannung Ui, wenn eine ideale Betrachtung ohne Berücksichtigung parasitärer Effekte vorgenommen wird. Unter Betrachtung parasitärer Effekte ist ein zusätzlicher Offset zu berücksichtigen.
Die untere linke Teilfigur 3 berücksichtigt eine parasitäre Last des realen dritten Kondensators 15 mit einem parasitären Widerstand 21 in dem Mittel 12‘. Der parasitäre Widerstand 21 ist parallel zu dem dritten Kondensator 15 geschaltet. Der Widerstand 21 zeigt typischerweise einen hohen ohmschen Widerstandwert.
Zusammengefasst ist die rückgeführte Spannung URÜCK somit sowohl repräsentativ für eine Spannung, zum Beispiel die Spannung Ui oder UMESS, oder auch repräsentativ für einen Strom, zum Beispiel für einen Laststrom ILAST.
Ein möglicher Spannungsoffset der repräsentativen rückgeführten Spannung URÜCK ist, wie oben mit Bezug zu Fig. 2 gezeigt, zu bestimmen und somit zu korrigieren. Eine Korrektur des Spannungsoffsets der rückgeführten Spannung URÜCK kann beispielsweise in dem Steuerschaltkreis 18 erfolgen.
Fig. 4 zeigt schematische Spannungsverläufe der grundlegenden Anordnung zur Signalübertragung über eine Potentialbarriere gemäß Fig. 3. Dabei wird die parasitäre Last des realen dritten
Kondensators 15 mit dem parasitären Widerstand 21 parallel zu dem dritten Kondensator 15, berücksichtigt. Das in Fig. 4 gezeigte Verhalten gilt für sehr kleine Kapazitätswerte des ersten, zweiten und dritten Kondensators 13, 14, 15. Der erste Kondensator 13 und der zweite Kondensator 14 haben die gleichen Kapazitätswerte. Die Kapazität des dritten Kondensators 15 ist kleiner als der Kapazitätswert des ersten Kondensators 13 und des zweiten Kondensators 14. Die parasitäre Last durch den Widerstand 21 wird als klein angenommen, der Widerstandswert des Widerstands 21 ist somit groß. Fig. 4 zeigt eine Zeitperiode mit einem dauernd anliegenden Signalverlauf der Spannung UAMP am Eingang des Mittels 12 mit einem kapazitiven Spannungsteiler umfassend den ersten, zweiten und dritten Kondensator 13, 14, 15. Wenn der erste, zweite und dritte Kondensator 13, 14, 15 alle vollständig entladen sind, entspricht die Spannung URÜCK am Ausgang des Mittels 12 der Spannung UAMP am Eingang des Mittels 12. Eine langsame Entladung des dritten Kondensators 15 über den parallelen Widerstand 21 bewirkt eine langsame Aufladung des ersten Kondensators 13 und des zweiten Kondensators 14. Damit wird eine Offsetverschiebung der rückgeführten Spannung URÜCK verursacht. Diese Offsetverschiebung der realen Spannung URÜCK ist zu berücksichtigen, wenn die rückgeführte Spannung URÜCK erfindungsgemäß genutzt wird.
Die obere Teilfigur 4 stellt den Spannungsoffset der rückgeführten Spannung URÜCK dar.
Die untere Teilfigur 4 stellt den Verlauf des Spannungsoffsets der rückgeführten Spannung URÜCK über mehrere Perioden, jeweils für Maximalwerte und Minimalwerte der rückgeführten Spannung URÜCK dar.
Fig. 5 zeigt schematisch eine Leuchte 34 mit einem Betriebsgerät 30 für ein Leuchtmittel 31 gemäß einer Ausführung der Erfindung.
Das Betriebsgerät 30 kann auch als Vorschaltgerät bezeichnet werden.
Das Betriebsgerät 30 weist die in Fig. 1 gezeigte synchrone Sperrwandlerschaltung 1, einen
Netzanschluss mit den Anschlusseinrichtungen (Eingängen) für Leiter L, N, GND zum Anschluss des Betriebsgeräts 30 an eine Netzwechselspannung und einen Gleichrichter 33, insbesondere auch ausgelegt mit Mitteln zur Leistungsfaktorkorrektur, auf. Der Gleichrichter 33 erzeugt aus der
Netzwechselspannung UNETZ die an den Eingängen der Sperrwandlerschaltung 1 anliegende
Gleichspannung UBUS· Die Sperrwandlerschaltung 1 wandelt die erzeugte Gleichspannung UBUS in eine Spannung ULAST für den Betrieb eines oder mehrerer, an den Ausgängen der Sperrwandlerschaltung 1 angeschlossenen Leuchtmittel 31 um. Das bevorzugt eine oder mehrere Leuchtdioden 7 (LED) umfassende Leuchtmittel 31, auch als Leuchtmittelstrecke 31 bezeichnet, wird über die Ausgänge der Sperrwandlerschaltung 1 mit einem Laststrom ILED (LED Strom) versorgt.
Das Betriebsgerät 32 in der dargestellten Ausführung verfügt über einen Steuerschaltkreis 18, der Ansteuersignale 32 auch für andere Elemente des Betriebsgeräts 30 erzeugt und bereitstellt. Alternativ oder zusätzlich können Steuerschaltkreise in anderen Elementen des Betriebsgeräts 30 oder auf Ebene des Betriebsgeräts 30 und der Leuchte 34 angeordnet sein und Aufgaben wie die Ansteuerung der Schalter 8, 9 und weitere Steueraufgaben erfüllen.
Ein oder mehrere Betriebsgeräte 30 können mit einem oder mehreren Leuchtmitteln 31 die Leuchte 34 bilden. Die Leuchte 34 kann weitere Elemente wie in Fig. 5 nicht dargestellte Schalt-, Dimm- und Schnittstellen zu anderen Baugruppen der Beleuchtungstechnik und der Gebäudetechnik umfassen. Die erfindungsgemäße Wandlerschaltung 1 ermöglicht einen besonders kostengünstigen Aufbau des Betriebsgeräts 30 unter Berücksichtigung einer galvanischen Trennung der Ein- und Ausgänge des Betriebsgeräts 30.
Fig. 6 zeigt eine weitere Ausführungsform einer synchronen Sperrwandlerschaltung als
Wandlerschaltung 1‘gemäß der Erfindung.
Die Wandlerschaltung 1‘ unterscheidet sich von der Wandlerschaltung 1 durch ein Mittel zur Übertragung 12“ alternativ zu dem Mittel zur Übertragung 12 oder 12‘ nach Fig. 1 und Fig. 3.
Das Mittel zur Übertragung 12“ ordnet einen primärseitigen Widerstand 35 zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators 13 und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators 14 auf der Primärseite der Wandlerschaltung 12“an. Für die Anordnung und die Auslegung des ersten
Kondensators 13 und des zweiten Kondensators 14 gilt das zu Fig. 1 und Fig. 3 ausgeführte in entsprechender Weise.
Die über den primärseitigen Widerstand 35 abfallende Spannung URÜCK wird den Eingängen des Steuerschaltkreises 18 der Wandlerschaltung 12“zugeführt. Die Wandlerschaltung 12“ ist aufgrund des Mittels zur Übertragung 12“ für eine gegenüber dem Mittel zur Übertragung 12 oder 12‘ höhere Messgenauigkeit ausgelegt. Der erste Kondensator 13 und der zweite Kondensator 14 können in Verbindung mit dem dritten Kondensator 15 eine Verschiebung (Drift) des Potentialniveaus der Rückführspannung URÜCK bewirken. Damit können Messfehler bei der Bestimmung des zu messenden Faststroms ILAST in dem Steuerschaltkreis 18 verursacht werden. Die Ausführung der
Wandlerschaltung 1“ mit dem Mittel zur Übertragung 12“ ordnet den primärseitigen Widerstand 35 anstelle des dritten Kondensators 15 an, vermeidet die Spannungsverschiebung und ermöglicht so eine besonders genaue Bestimmung des Faststroms FAST ausgehend von der Rückführspannung URÜCK in dem Steuerschaltkreis 18.
In der in Fig. 6 gezeigten Wandlerschaltung 1‘ einer Ausführungsform ist der Schalter 9 als MOSFET ausgeführt und mit einem einfachen Ersatzschaltbild dargestellt. Wie aus dem Ersatzschaltbild ersichtlich ist, weist das Ersatzschaltbild des als MOSFET ausgeführten sekundärseitigen Schalters 9 eine durch die Sperrschichtkapazität der internen Diode bedingte parasitäre Kapazität 9.1, sowie parallel dazu eine Diode 9.2 und einen idealen Schalter 9.3 auf. Die parasitäre Kapazität 9.1 bildet in Verbindung mit der Sekundärwicklung 4 des Transformators 2 einen Serienschwingkreis, der insbesondere ausgelöst durch die harten Schaltvorgänge des sekundärseitigen zweiten Schalters 9 unerwünschte Schwingungen (Resonanzschwingungen) auslöst, die entsprechende Signalverzemmgen verursachen. Die Verwendung eines Stromtransformators 36 anstatt eines Messwiderstands RMESS 11 kann solche Signalverzemmgen vermeiden. Damit ist eine genaue Messung des sekundärseitigen Faststroms FAST ermöglicht. Fig. 7 stellt eine weitere Ausführungsform einer Wandlerschaltung 1“ ausgebildet als synchrone Sperrwandlerschaltung gemäß der Erfindung dar. Die Wandlerschaltung 1“ nach Fig. 7 ist wie in der Wandlerschaltung l‘der zweite Schalter 9 als MOSFET ausgeführt und mit dem Ersatzschaltbild dargestellt. Der zweite Schalter 9 zeigt die durch die Sperrschichtkapazität der internen Diode bedingte parasitäre Kapazität 9.1, die in Verbindung mit der Sekundärwicklung 4 durch die harten Schaltvorgänge des zweiten Schalters 9 unerwünschte Resonanzschwingungen auslösen kann, die entsprechende Signalverzemmgen, und damit Messfehler verursachen können. Die Verwendung eines Stromtransformators 36 nach Fig. 7 alternativ zu dem Messwiderstand RMESS 11 nach Fig. 1 oder Fig.
6 kann solche Signalverzerrungen und die damit verursachten Messfehler bei Ermittlung des
Laststroms ILAST vermeiden.
In Fig. 7 wird alternativ zu dem Messwiderstand 11 nach Fig. 1 ein Stromtransformators 36 für die Messung des Laststroms ILAST genutzt. Der Stromtransformator 36 ist auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung 1“angeordnet. Eine erste Wicklung 37 des Stromtransformators 36 ist in Serie zu dem Lastausgang auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung 1“angeordnet. Die erste Wicklung 37 des Stromtransformators 36 wird von einem Strom durchflossen, der ein Maß für den Laststrom ILAST ist.
Eine zweite Wicklung 38 des Stromtransformators 36 ist parallel zu einem sekundärseitigen
Widerstand 39 geschaltet. Der sekundärseitige Widerstand 39 ist somit auf der Sekundärseite des Stromtransformators 36 angeordnet. Ein Strom IMESS fließt durch die zweite Wicklung 38 des Stromtransformators 36, der durch den Stromfluss durch die erste Wicklung 37 verursacht wird.
Der Stromtransformator 36 ist mit erster und zweiter Wicklung 37, 38 auf der sekundären Seite der Potentialbarriere 5 angeordnet, und kann daher ohne Anforderungen nach Schutztrennung
dimensioniert werden. Damit sind geringere Kosten und erhöhte Freiheitgrade in der Auslegung verglichen mit beispielsweise einem Transformator verbunden, der Anforderungen nach
Schutztrennung, insbesondere SELV-Anforderungen erfüllen muss.
Die erste Wicklung 37 und die zweite Wicklung 37 sind in der in Fig. 7 gezeigten Ausführungsform gleichsinnig gewickelt.
Ein Strom IMESS durch die Sekundärwicklung 38 ist damit von dem Strom durch die Primärwicklung 37 abhängig, und somit zugleich ein Maß für den Laststrom ILAST. Ein Spannungsabfall UMESS über den sekundärseitigen Widerstand 39 ist damit abhängig von dem Laststrom ILAST. Dieser Spannungsabfall UMESS wird als Eingangsspannung dem Mittel zur Übertragung 12“ zugeführt. Damit entspricht das Rückführsignal über die Potentialbarriere 5 in der Ausführungsform nach Fig. 7 dem Spannungsabfall UMESS über den sekundärseitigen Widerstand 39. Die Wandlerschaltung 1“ nach Fig. 7 zeigt eine weitere alternative Ausführung des Mittels zur Übertragung 12“ für das Rückführsignal über die Potentialbarriere 5. Das Mittel zur Übertragung 12“ ordnet einen primärseitigen Widerstand 35 zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators 13 und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators 14 auf der Primärseite der Wandlerschaltung 12“an. Für die Anordnung und die Auslegung des ersten Kondensators 13 und des zweiten
Kondensators 14 gilt das zu Fig. 1 ausgeführte in entsprechender Weise.
Die über den primärseitigen Widerstand 35 abfallende Spannung URÜCK wird den Eingängen des Steuerschaltkreises 18 der Wandlerschaltung 12“zugeführt. Die Bestimmung des Laststroms ILAST mittels des Rückführsignals, insbesondere der Spannung URÜCK kann in der Ausführung der
Wandlerschaltung 1“ in entsprechender Weise zu der Wandlerschaltung 1 und der Wandlerschaltung 1‘ erfolgen.
In Fig. 8 werden Spannungs- und Stromverläufe einer getakteten synchronen Sperrwandlerschaltung gemäß einer Ausführung der Erfindung dargestellt.
Dabei werden in der oberen Teilfigur 8 jeweils die Schalterzustände„OFFEN“ (Ein) und
„GESCHLOSSEN“ (Aus) für den ersten Schalter 8 und den zweiten Schalter 9 über der Zeit t für eine volle Taktperiode T der getakteten Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ gezeigt. Die dargestellten
Schalterzustände„OFFEN“ und„GESCHLOSSEN“ über der Zeit entsprechen beispielsweise jeweiligen Ansteuersignalen für die Gateelektrode von als erstem Schalter 8 und zweitem Schalter 9 eingesetzten MOSFETs.
Die Schalterzustände„OFFEN“ und„GESCHLOSSEN“ definieren die (Zeit-) Abschnitte I bis IV einer Taktperiode T der Wandlerschaltung 1, 1‘, 1“, die nacheinander durchlaufen werden.
Die untere Teilfigur 8 zeigt der Verlauf der Ströme ILAST und IMESS über der Zeit t und ist den
Abschnitten I bis IV der oberen Teilfigur 8 zugeordnet dargestellt. Der Verlauf des Laststroms ILAST über die Zeitabschnitte I, II, III und IV entspricht dabei dem für getaktete Sperrwandlerschaltungen bekannten Verlauf des Ausgangsstroms bzw. Laststroms ILAST in Abhängigkeit von den
Schalterzuständen„EIN“ und„AUS“ des primärseitigen ersten Schalters 8 und des zweiten Schalters 9.
Der Stromverlauf des gemessenen Stroms IMESS, definiert entsprechend dem Schaltungsbeispiel nach Fig. 7, über die Zeitabschnitte I bis IV ist von dem Verlauf des Laststroms ILAST abhängig.
Insbesondere ist der Verlauf des Stroms IMESS proportional zu dem Verlauf des Laststroms ILAST. Der Strom IMESS zeigt einen zusätzlichen Gleichanteil IOFFSET. Für die Bestimmung eines aktuellen Stromwerts des Laststroms ILAST auf Grundlage des Stroms IMESS ist dieser Gleichanteil IOFFSET ZU bestimmen. Die Größe des Gleichanteils IOFFSET kann in den Zeitabschnitten I und IV der Taktperiode T in einfacher Weise bestimmt werden. In einer Ausführung der Wandlerschaltung 1, , 1“, wird die Größe des Gleichanteils IOFFSET in Zeitabschnitt IV durch den Steuerschaltkreis 18 mittels Abtasten eines momentanen Stromwerts ermittelt. Der Steuerschaltkreis 18 ist mit der Kenntnis des Gleichanteils IOFFSET in der Lage, eine Auswertung des als Rückführsignal über die Potentialbarriere zurückgeführten Stroms IMESS vorzunehmen. Insbesondere kann der Steuerschaltkreis 18 auf Grundlage des Verlaufs des Stroms IMESS und des ermittelten Gleichanteils IOFFSET einen mittleren Laststrom LAST,AVG oder einen negativen Spitzenwert ILAST, PEAK des Laststroms LAST bestimmen.
Fig. 9 zeigt ein einfaches Ablaufdiagramm eines Verfahrens zum Steuern einer getakteten
Wandlerschaltung 1, 1‘, 1“ gemäß einer Ausführung der Erfindung. Dabei nutzt das Verfahren zum Steuern einer getakteten Wandlerschaltung die erfmdungsgemäße Übertragung eines für den ausgangsseitigen Laststrom LAST repräsentativen Rückführsignals über die Potentialbarriere 5 auf die Primärseite der Wandlerschaltung 1, 1‘, 1“.
Die mittels des Verfahrens gesteuerte Wandlerschaltung 1, 1‘, 1“ kann zum Beispiel nach einer der Ausführungsbeispiele mit den Merkmalen gemäß Fig. 1, Fig. 3, Fig. 6 und/oder Fig. 7 aufgebaut sein. Wandlerschaltung 1, 1‘, 1“ umfasst einen ersten steuerbaren Schalter 8, einen zweiten steuerbaren Schalter 9, einen Transformator 2 mit einer Primärwicklung 3, die mit dem ersten Schalter 8 gekoppelt ist, und einer Sekundärwicklung 4, die mit dem zweiten Schalter 9 gekoppelt ist. Der Transformator 2 isoliert elektrisch eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ mittels einer Potentialbarriere 5. Die Sekundärseite der Wandlerschaltung ist eingerichtet, den Laststrom LAST über einen Lastausgang der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ auszugeben.
Die Wandlerschaltung weist eine auf der Primärseite angeordnete Steuereinrichtung 18 auf. Das Verfahren nach Fig. 9 umfasst die folgenden Schritte.
In Schritt S1 wird zunächst eines analoges Rückführsignal auf Grundlage eines durch den zweiten Schalter 9 fließenden Stroms erzeugt.
Das analoge Rückführsignal wird in Schritt S2 mittels des Mittels zum Übertragen 12, 12‘, 12“ kapazitiv über die Potentialbarriere 5 von der Sekundseite der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ auf die Primärseite der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ übertragen. In Schritt S3 wird das über die
Potentialbarrierre 5 übertragene analogen Rückführsignal durch die Steuereinrichtung 18 auf der Primärseite der Wandlerschaltung 1. 1‘. 1“ eingelesen. Die Steuerschaltung 18 erzeugt anschließend zumindest ein Schalteransteuersignal 16, 17 für die Ansteuerung des ersten und/oder des zweiten Schalters 8, 9 auf Grundlage des eingelesenen analogen Rückführsignals in Schritt S4. Anschließend wird in Schritt S5 das zumindest eine Schalteransteuersignal 16, 17 an zumindest einen der Schalter 8, 9 ausgegeben. Die Merkmale unterschiedlicher Ausführungsbeispiele können im Rahmen der in den nachfolgenden Ansprüchen definierten Erfindung miteinander kombiniert werden.

Claims

Ansprüche:
1. Getaktete Wandlerschaltung, aufweisend einen Transformator (2) mit zumindest einer Primärwicklung (3) und zumindest einer Sekundärwicklung (4), wobei der Transformator (2) eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung mittels einer Potentialbarriere (5) elektrisch isoliert, wobei die Sekundärseite eingerichtet ist, einen Laststrom über einen Lastausgang der Wandlerschaltung auszugeben, und die Wandlerschaltung eingerichtet ist, zumindest ein Rückführsignal von der Sekundärseite auf die Primärseite der Wandlerschaltung zu übertragen, dadurch gekennzeichnet, dass die Wandlerschaltung Mittel (12) aufweist, das Rückführsignal als ein analoges Signal kapazitiv über die Potentialbarriere (5) zu übertragen.
2. Wandlerschaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet dadurch, dass das Mittel (12) zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals als kapazitiver Spannungsteiler aufgebaut ist.
3. Wandlerschaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet dadurch, dass das Mittel (12) zur kapazitiven Übertragung des Rückführsignals eingerichtet ist, das Rückführsignal auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung als Spannung (UMESS) zugeführt zu erhalten.
4. Wandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass das Mittel (12) einen ersten Kondensator (13) und einen zweiten Kondensator (14) aufweist, wobei ein erster Anschluss des ersten Kondensators (13) und ein erster Anschluss des zweiten Kondensators (14) auf der Primärseite der Wandlerschaltung angeordnet ist, und ein zweiter
Anschluss des ersten Kondensators (13) und ein zweiter Anschluss des zweiten Kondensators (14) auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung angeordnet sind, und das Rückführsignal als Spannung zwischen den zweiten Anschluss des ersten Kondensators (13) und den zweiten Anschluss des zweiten Kondensators (14) angelegt wird.
5. Wandlerschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet dadurch, dass das Mittel (12) einen dritten Kondensator (15) zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators (13) und dem zweiten Anschluss des zweiten Kondensators (14) auf der Primärseite der Wandlerschaltung anordnet, wobei
Eingängen eines Steuerschaltkreises (18) der Wandlerschaltung eine Spannung (URÜCK) über den dritten Kondensator (15) zugeführt wird.
6. Wandlerschaltung nach Anspruch 5, gekennzeichnet dadurch, dass der Steuerschaltkreis (18) eingerichtet ist, die an den Eingängen des Steuerschaltkreises (18) anliegende Spannung über den dritten Kondensator ( 15) als Indikator für einen Laststrom (ILAST) auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung auszuwerten.
7. Wandlerschaltung nach Anspruch 4, gekennzeichnet dadurch, dass das Mittel zur Übertragung (12‘) einen primärseitigen Widerstand (35) zwischen dem ersten Anschluss des ersten Kondensators (13) und dem ersten Anschluss des zweiten Kondensators (14) auf der Primärseite der Wandlerschaltung anordnet, und
Eingängen eines Steuerschaltkreises (18) der Wandlerschaltung eine Spannung (URÜCK) über den primärseitigen Widerstand (35) zugeführt wird.
8. Wandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass das Rückführsignal eine Wechselspannung, insbesondere eine bipolare
Wechselspannung, abbildet.
9. Wandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass das Rückführsignal einen Messwert für einen Laststrom (ILAST) wiedergibt.
10. Wandlerschaltung nach Anspruch 9, gekennzeichnet dadurch, dass die Wandlerschaltung einen Messwiderstand (11) angeordnet in Serie zu einem Lastausgang auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung aufweist, wobei das Rückführsignal einem Spannungsabfall über den Messwiderstand (11) entspricht.
11. Wandlerschaltung nach Anspruch 9 dass die Wandlerschaltung einen Stromtransformator (36) auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung aufweist, wobei eine erste Wicklung (37) des Stromtransformators (36) in Serie zu einem Lastausgang auf der Sekundärseite der Wandlerschaltung geschaltet ist, und eine zweite Wicklung (38) des Stromtransformators (36) parallel zu einem sekundärseitigen Widerstand (39) geschaltet ist, und das Rückführsignal einem Spannungsabfall über den sekundärseitigen Widerstand (39) entspricht.
12. Wandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet dadurch, dass die Wandlerschaltung eine Sperrwandlerschaltung, insbesondere eine synchrone Sperrwandlerschaltung (1) ist.
13. Betriebsgerät für Leuchtmittel (31), aufweisend zumindest eine getaktete Wandlerschaltung nach einem der vorhergehenden Ansprüche.
14. Leuchte, aufweisend zumindest ein Leuchtmittel (31), und zumindest ein Betriebsgerät (30) nach Anspruch 10, ausgelegt für die Versorgung des zumindest eines Leuchtmittels (31).
15. Leuchte nach Anspruch 14, gekennzeichnet dadurch, dass das zumindest eine Leuchtmittel (31) mindestens eine Leuchtdiode (7) umfasst.
16. Verfahren zum Steuern einer getakteten Wandlerschaltung (1, 1‘, 1“), die einen ersten steuerbaren Schalter (8), einen zweiten steuerbaren Schalter (9), einen Transformator (2) mit einer Primärwicklung (3), die mit dem ersten Schalter (8) gekoppelt ist, und einer Sekundärwicklung (4), die mit dem zweiten Schalter (9) gekoppelt ist, aufweist,
wobei der Transformator eine ausgehend von einer Netzspannung versorgte Primärseite der Wandlerschaltung (1, 1‘, 1“) von einer Sekundärseite der Wandlerschaltung (1, 1‘, 1“) mittels einer Potentialbarriere (5) elektrisch isoliert, und
die Sekundärseite eingerichtet ist, einen Laststrom (LAST) über einen Lastausgang der Wandlerschaltung (1, 1‘, 1“) auszugeben, und
die Wandlerschaltung (1, 1‘, 1“) eine auf der Primärseite angeordnete Steuereinrichtung (18) aufweist, wobei das Verfahren folgende Schritte aufweist:
Erzeugen eines analogen Rückführsignals auf Grundlage eines durch den zweiten Schalter (9) fließenden Stroms auf der Grundlage eines analogen Rückführsignals (Sl),
Übertragen des analogen Rückführsignals kapazitiv über die Potentialbarriere (5) (S2), Einlesen, durch die Steuereinrichtung (18) des übertragenen analogen Rückführsignals (S3), Erzeugen zumindest eines Schalteransteuersignals (16), 17) auf Grundlage des eingelesenen analogen Rückführsignals (S4).
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