EP3603345A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von leuchtmitteln - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von leuchtmitteln

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EP3603345A1
EP3603345A1 EP18719548.2A EP18719548A EP3603345A1 EP 3603345 A1 EP3603345 A1 EP 3603345A1 EP 18719548 A EP18719548 A EP 18719548A EP 3603345 A1 EP3603345 A1 EP 3603345A1
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EP
European Patent Office
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transformer
switch
circuit arrangement
supply voltage
control unit
Prior art date
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Application number
EP18719548.2A
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English (en)
French (fr)
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EP3603345B1 (de
Inventor
David GAJDOS
Thomas Steffens
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Zumtobel Lighting GmbH Austria
Original Assignee
Zumtobel Lighting GmbH Austria
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Publication date
Application filed by Zumtobel Lighting GmbH Austria filed Critical Zumtobel Lighting GmbH Austria
Publication of EP3603345A1 publication Critical patent/EP3603345A1/de
Application granted granted Critical
Publication of EP3603345B1 publication Critical patent/EP3603345B1/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/382—Switched mode power supply [SMPS] with galvanic isolation between input and output
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
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    • H05B45/30—Driver circuits
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    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement which is provided for operating light-emitting means, wherein the light-emitting means are, in particular, LEDs. Furthermore, the invention relates to a method for operating bulbs, wherein a voltage supplied and clocked by at least one switch circuit is used, via which a transformer for transmitting electrical energy from a primary winding to a secondary winding is fed and in which the lighting means on the Secondary winding of the transformer can be supplied with electricity.
  • LEDs semiconductor light sources
  • LEDs usually can not be supplied directly with the voltage provided by the power supply network compared to conventional light sources such as light bulbs or the like. Instead, efficient LED operation is only possible when a predetermined voltage drops across the LED and a current flows through the LED that is within a predetermined range.
  • AC LED modules are known from the prior art, in which the LED module can be connected directly to the general power supply network, even these solutions require a relatively high effort. Usually, therefore, it is provided to operate LEDs with the aid of a so-called. Converter converts the supply voltage provided on the input side into a suitable for the operation of the LEDs DC voltage. Also for this purpose, different approaches are known, with Figure 1 shows a currently preferred circuit variant.
  • a current flow through the primary winding LI of the transformer 102 is permitted or interrupted, wherein by selecting a suitable frequency or a suitable duty cycle for the PWM signal for driving the switch 105, a suitable current flow is generated on the secondary side, which is suitable for the operation of the LED track 110.
  • the flyback converter shown in FIG. 1 has proven itself many times for operating LEDs and is widely used in a wide variety of variants.
  • a certain disadvantage of this known solution is that the smoothing capacitor 102 required in parallel to the primary winding LI and switch 105 must be made relatively large and thus increases the cost of the circuit arrangement 100. Furthermore, this capacitor 102 is the most vulnerable component of the circuit arrangement 100 and has a relatively short life.
  • the present invention is therefore based on the object to provide a novel solution for operating bulbs, in which the disadvantages described above are avoided.
  • the solution according to the invention is based first of all on the knowledge that it is also possible to dispense with the above-mentioned smoothing capacitor considered problematic, provided that the alternating driving of the switch is carried out in a suitable manner.
  • a transformer with a Primary winding and a secondary winding are used, in series with the primary winding, a controllable switching element is connected, with the help of which a current flow is caused or interrupted by the primary winding, now according to the invention as a supply voltage for the transformer rectified, but not smoothed AC voltage is used and depending on the current level of the supply voltage, the switching frequency, the duty cycle and / or the slope of the rising or falling edge of the signal to drive the switch is adjusted.
  • a circuit arrangement for operating light-emitting means, in particular for operating one or more LEDs, the circuit arrangement having a voltage-supplyable and clocked by at least one switch circuit via which a transformer for transmitting electrical energy fed from a primary winding to a secondary winding is, wherein the lighting means are supplied via the secondary winding of the transformer with power, and a control unit for alternately driving the switch, wherein the supply voltage for the transformer is a rectified, not smoothed AC voltage and wherein the control unit is adapted depending from the supply voltage for the transformer to adapt at least one of the following parameters for the control of the switch: the switching frequency; the duty cycle; the steepness of the rising and / or the falling edge.
  • the invention proposes a method for operating light sources, in particular for operating one or more LEDs, in which a voltage-supplied and clocked by at least one switch circuit feeds a transformer for transmitting electrical energy from a primary winding to a secondary winding, wherein the lighting means the secondary winding of the transformer can be supplied with power, wherein it is at the supply voltage for the transformer is a rectified, non-smoothed AC voltage, and wherein, depending on the supply voltage for the transformer, at least one of the following parameters for the control of the switch is adapted: the switching frequency; the duty cycle; the steepness of the rising and / or the falling edge.
  • the solution according to the invention thus represents a further development of the classic principle of the flyback converter, which now allows, however, to dispense with the prone and costly smoothing capacitor. Despite all this, with suitable control of the switch, the arrangement of light sources can be supplied and operated in an efficient manner.
  • the secondary-side current in addition to the required monitoring of the supply voltage, it is also possible to monitor the secondary-side current in order to optimize the triggering behavior for the switch.
  • appropriate means for detecting the secondary side current can be provided, for which purpose preferably an optocoupler is used, with the aid of which the secondary side current reproducing signal is transmitted to the primary side of the transformer, on which the driver for the switch is positioned.
  • a constant current source is provided, which is arranged in series with the lamps to be operated.
  • the primary task of this constant current source is first to avoid too high a current flow through the lamps.
  • the constant current source is designed to be controllable and this is additionally controlled in accordance with the control unit in order to additionally optimize the supply for the lamps.
  • the power transmission between the primary winding and the secondary winding of the transformer can also be made flexible according to a further preferred embodiment by the winding ratio between the primary winding and the secondary winding is variable.
  • the primary winding and / or the secondary winding is subdivided into partial windings, wherein the partial windings are then selectively activated by the control unit or can be deactivated, so they are active or not part of the transformer.
  • the control of the switch takes place via an RC element, in which case particularly preferably the RC element has an adjustable resistor.
  • the control of the switch takes place via an RC element, in which case particularly preferably the RC element has an adjustable resistor.
  • the adjustable resistor is formed by internal components of a microcontroller.
  • microcontrollers generally have a voltage divider internally for outputting an analog signal, the individual resistors of which can optionally be combined accordingly.
  • the RC element has a plurality of capacitances which can be selectively activated or deactivated by the control unit. In this case, it is thus possible to influence the form of the triggering signal for the clocked switch once again more flexibly via the RC element.
  • a further preferred measure to optimize the driving behavior for the switch is also to bridge the capacitor of the RC element by another controllable switch. This can possibly be turned on to disable the effect of the RC element and, for example, to end the switching cycle for the controllable switch of the transformer immediately. It may possibly also the Control of this second switch with the help of an additional RC element done. This then makes it possible to selectively influence the falling edge of the drive signal for the switch.
  • Figure 2 is a basic representation of the inventive concept for
  • Figure 3 shows a first embodiment of an inventive
  • FIGS. 4 to 6 show various developments of that shown in FIG.
  • Figure 7 shows a first measure to optimize the control of the controllable
  • Figures 8 - 10 further variants for optimizing the control of the controllable
  • FIG. 2 initially shows the basic concept of the circuit arrangement according to the invention and the procedure according to the invention for operating an LED section.
  • the circuit generally provided with the reference numeral 1 is supplied on the input side an AC supply voltage U A C, said voltage then first by a rectifier 5 - eg. A bridge rectifier - in a rectified supply AC voltage UDC is implemented.
  • the circuit arrangement 1 comprises a transformer 10 having a primary winding LI and a secondary winding L2, wherein the secondary winding L2 then supplies the LED track 110 with power.
  • the secondary circuit of the circuit 1 is shown very simplified and the secondary winding L2 is directly connected to the LEDs 110.
  • the secondary circuit could, however, also be made more complex and, in particular, the LED arrangement 110 could not consist merely of a single serial LED string, but instead could have a more complex connection of LEDs.
  • a controllable switching element 11 in the form of a transistor is provided in series with the primary winding LI of the transformer 10, via which a current flow via the primary winding LI is optionally permitted or interrupted can be.
  • the activation of the switch 1 is carried out via a driver or control unit 20.
  • the smoothing capacitor shown in FIG. 1 and basically required in the state of the art is dispensed with. That is, the rectified rectifier 5 rectified input AC voltage now forms a supply voltage U D C for the transformer 10, which is not constant or at least approximately constant, but instead of positive half-waves, in the Are formed substantially sinusoidal, exists. Despite all this, a suitable LED operation can also be realized with this special supply voltage U for the transformer 10. That is, in spite of all, it is possible, on the secondary side, to supply the LED arrangement 110 with a voltage suitable for the operation of the LEDs and a suitable current.
  • the driver circuit 20 performs a more flexible control of the switch 11 in comparison to the prior art.
  • the driver circuit 20 performs a more flexible control of the switch 11 in comparison to the prior art.
  • a purely rectangular PWM signal as provided in the control of the switch of the flyback converter in Figure 1, so now gives a much more complex drive signal u for the switch 11 of the inventive arrangement 1. This, however, the advantage achieved that can be completely dispensed with the smoothing capacitor.
  • the change of the drive signal for the switch 11 must therefore be flexible depending on the current actual value of the supply voltage U D C. So it is a high-frequency drive signal u required, the course is constantly adjusted. In this case, for example, it is possible to subdivide the range of the supply voltage U D C into different subregions and to select a respectively suitable signal profile for the activation of the switch 11 for each subarea. However, a continuously dependent on the current value of the supply voltage control of the switch would be conceivable.
  • FIG. 3 shows a basic version of the circuit arrangement 1 according to the invention, comparable elements to FIG. 2 being provided with the reference numeral. It can be seen, however, in FIG. 3, for example, that-as mentioned above-the LED arrangement 110 can be designed in many different ways.
  • a corresponding sensor unit 25 is provided, which is connected to the output of the rectifier 5 and transmits a corresponding signal to the control unit 20.
  • the evaluation of the supply voltage available for the transformer 10 with respect to the measurement accuracy can be optionally improved by the fact that - as indicated in Figure 3 - in addition with the help of another unit 30, a zero crossing detection is made.
  • This unit is therefore directly connected to the external supply voltage U A C or connected to the input of the rectifier 5 and provides corresponding information regarding the zero crossing either to the unit 25, via which the supply voltage for the transformer 10 is evaluated and / or the control unit 20 itself.
  • FIG. 3 A further development of the basic concept shown in FIG. 3 is shown in FIG. Again, like components have the same reference numerals, and now the zero crossing detection unit 30 is not considered optional.
  • the secondary winding L2 of the transformer 10 is divided into two part windings L21 and L22, which via Controls 13 and 14 can be optionally added to the secondary circuit of the circuit 1.
  • the control elements 13, 14 in this case consist of transistors, which are controlled via a potential separation, which is realized in each case with the aid of an optocoupler.
  • the control unit 20 can optionally add the partial windings of the two windings LI or L2 of the transformer 10 to the corresponding primary circuit or secondary circuit or decouple them, so that the winding ratio of the transformer 10 can be adjusted in different steps .
  • the concept of flexibly adjusting the winding ratio of the transformer 10 can also be transferred to the circuit variants of FIGS. 3 and 4; the use of the constant current source 36 shown in FIG. 5 is not absolutely necessary.
  • the capacitor Cl of the RC element but not the associated resistor.
  • This is achieved in a particularly advantageous manner by internal resistance components of the control unit 20.
  • the control unit 20 is based on a microprocessor and microprocessors often have a DAC output via which an analog output signal is output depending on a digital setpoint.
  • the generation of the analog output signal is carried out with the help of a built-in microprocessor voltage divider having a plurality of individual resistors.
  • the voltage divider is schematically indicated by a serial arrangement of a plurality of individual resistors 23, which are selectively combined by a - not shown - multiplexer with each other to form a voltage divider, which ultimately for the fall of a desired analog voltage at the DAC output the control unit 20 provides.
  • the supply voltage Vdd for the control unit 20 is provided here by the unit 25 connected to the output of the rectifier for detecting the actual value of the input voltage for the transformer 10.
  • the unit 25 also transmits, as already mentioned, a signal representing the magnitude of the supply voltage.
  • FIG. 1 A development of this idea just explained is shown in FIG. This is that parallel to the capacitor Cl of the RC element, a further controllable switch QO is provided, via which the capacitor Cl of the RC element can optionally be bridged or discharged. This makes it possible, by activating this switch QO abruptly cancel the time-delaying effect of the RC element with respect to the control of the switch 11, so that therefore the waveform can be additionally influenced here.
  • modifying the operation of the RC element could also be done by changing the value of the capacitance of the RC element.
  • a corresponding solution for this purpose is shown in Figure 9, wherein now three - preferably differently sized - capacitors Cl, C2 and Cn are provided (the number can, however, be chosen arbitrarily), in each case in series with the corresponding capacity, a controllable switch Ql, Q2 and Qn is provided, via which the associated capacitors Cl, C2 and Cn can be optionally added to the drive circuit for driving the switch 11.
  • the control unit 20 can thus add any combination of these capacitances to the drive circuit for the switch 11, so that thereby - possibly in combination with an adjustment of the voltage at the DAC output - again finely tuned the waveform can be influenced.
  • FIG. 10 shows a development, which in particular serves to influence the falling edge of the drive signal for the switch 11.
  • the switch Q0 already provided in the variants of FIGS. 8 and 9 is not controlled directly via the control unit 20, but in turn an RC element is interposed.
  • This RC element as for the realization and effect of the RC element for driving the switch 11. That is, by the combination of resistor R0 and capacitance CO, the signal curve in the control of the discharge switch Q0 adapted and thus the slope of the falling edge of the control signal can be adjusted.
  • the resistance RO can be made variable by using internal voltage divider components of the control unit 20 to realize this resistance.
  • the capacity value may possibly be made variable by as well as in the embodiment of Figure 9 a plurality of parallel capacitors are present, which are added by means of controllable switch either the corresponding drive path.

Landscapes

  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)

Abstract

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung (1) zum Betreiben von Leuchtmitteln (110), die eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters (11) getaktete Schaltung aufweist, über die ein Übertrager (10) gespeist wird, wobei die Leuchtmittel (110) über eine Sekundärwicklung (L2) des Übertragers (10) mit Strom versorgbar sind. Bei der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) handelt es sich um eine gleichgerichtete, nicht geglättete Wechselspannung, wobei eine Steuereinheit (20) dazu ausgebildet ist, abhängig von der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) zumindest einen der folgenden Parameter für die Ansteuerung des Schalters (11) anzupassen: die Schaltfrequenz; das Tastverhältnis; die Steilheit der ansteigenden oder abfallenden Flanke.

Description

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung, die zum Betreiben von Leuchtmitteln vorgesehen ist, wobei es sich bei den Leuchtmitteln insbesondere um LEDs handelt. Ferner betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln, wobei eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters getaktete Schaltung zum Einsatz kommt, über die ein Übertrager zum Übertragen elektrischer Energie von einer Primärwicklung zu einer Sekundärwicklung gespeist wird und bei der die Leuchtmittel über die Sekundärwicklung des Übertragers mit Strom versorgbar sind.
Das Betreiben von Leuchtmitteln auf Halbleiterbasis wie bspw. LEDs ist mit einem gewissen Aufwand verbunden, da LEDs im Vergleich zu klassischen Lichtquellen wie Glühbirnen oder dergleichen üblicherweise nicht unmittelbar mit der durch das Stromversorgungsnetz zur Verfügung gestellten Spannung versorgt werden können. Stattdessen ist ein effizienter LED-Betrieb nur dann möglich, wenn über die LED eine vorgegebene Spannung abfällt und durch die LED ein Strom fließt, der innerhalb eines vorgegebenen Bereichs liegt. Zwar sind aus dem Stand der Technik einige Lösungen zur Realisierung sog. AC-LED-Module bekannt, bei denen das LED-Modul unmittelbar mit dem allgemeinen Stromversorgungsnetz verbunden werden kann, auch diese Lösungen erfordern allerdings einen verhältnismäßig hohen Aufwand. Üblicherweise ist deshalb vorgesehen, LEDs mit Hilfe eines sog. Konverters zu betreiben, der die eingangsseitig zur Verfügung gestellte Versorgungsspannung in eine für den Betrieb der LEDs geeignete Gleichspannung umsetzt. Auch hierfür sind unterschiedliche Lösungsansätze bekannt, wobei Figur 1 eine derzeit bevorzugte Schaltungsvariante zeigt.
Genau genommen ist in Figur 1 eine Schaltungsanordnung 100 zum Betreiben einer LED-Strecke 110 gezeigt, die auf der Topologie eines sog. Flyback-Konverters beruht. Hierbei wird zunächst die eingangsseitig zur Verfügung gestellte Versorgungsspannung UAC durch einen Gleichrichter 101 gleichgerichtet, die hieraus resultierende Spannung, die nunmehr aus positiven Halbwellen besteht, wird mit Hilfe eines Kondensators 102 geglättet. Es entsteht in diesem Fall dann eine annähernd konstante Spannung UDC, die der Primärwicklung LI eines Transformators bzw. Übertragers 102 zugeführt wird. Auf der Sekundärseite dieses Übertragers 102 befindet sich die Sekundärwicklung L2, über die dann die Versorgung der LED- Strecke 110 erfolgt. Mit Hilfe eines steuerbaren Schalters 105, der durch eine Treiberschaltung 106 alternierend angesteuert wird, wird hierbei ein Stromfluss durch die Primärwicklung LI des Übertragers 102 zugelassen bzw. unterbrochen, wobei durch Wahl einer geeigneten Frequenz bzw. eines geeigneten Tastverhältnisses für das PWM-Signal zur Ansteuerung des Schalters 105 sekundärseitig ein geeigneter Stromfluss erzeugt wird, der für den Betrieb der LED-Strecke 110 geeignet ist.
Der in Figur 1 dargestellte Flyback-Konverter hat sich zum Betreiben von LEDs vielfach bewährt und findet in unterschiedlichsten Varianten breite Verwendung. Ein gewisser Nachteil dieser bekannten Lösung besteht allerdings darin, dass der parallel zur Primärwicklung LI und Schalter 105 erforderliche Glättungskondensator 102 verhältnismäßig groß ausgeführt sein muss und damit die Kosten der Schaltungsanordnung 100 erhöht. Ferner stellt dieser Kondensator 102 das anfälligste Bauteil der Schaltungsanordnung 100 dar und weist eine verhältnismäßig kurze Lebensdauer auf.
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabenstellung zugrunde, eine neuartige Lösung zum Betreiben von Leuchtmitteln anzugeben, bei der die oben beschriebenen Nachteile vermieden werden.
Die Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtmitteln, welche die Merkmale des Anspruchs 1 aufweist, gelöst. Ferner wird die Aufgabenstellung durch ein Verfahren gemäß Anspruch 11 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der abhängigen Ansprüche.
Die erfindungsgemäße Lösung beruht zunächst auf der Erkenntnis, dass auf den oben erwähnten und als problematisch angesehenen Glättungskondensator auch verzichtet werden kann, sofern das alternierende Ansteuern des Schalters in geeigneter Weise vorgenommen wird. Genau genommen kann wiederum ein Übertrager mit einer Primärwicklung und einer Sekundärwicklung zum Einsatz kommen, wobei in Serie zu der Primärwicklung ein steuerbares Schaltelement geschaltet ist, mit dessen Hilfe alternierend ein Stromfluss durch die Primärwicklung hervorgerufen bzw. unterbrochen wird, wobei nunmehr erfindungsgemäß als Versorgungsspannung für den Übertrager eine gleichgerichtete, allerdings nicht geglättete Wechselspannung verwendet wird und abhängig von der aktuellen Höhe der Versorgungsspannung die Schaltfrequenz, das Tastverhältnis und/oder die Steilheit der ansteigenden oder abfallenden Flanke des Signals zum Ansteuern des Schalters angepasst wird. Es hat sich also gezeigt, dass ein Glätten der gleichgerichteten Wechselspannung nicht zwingend erforderlich ist, sofern das Ansteuerverhalten für den Schalter in geeigneter Weise - insbesondere abhängig vom aktuellen Wert der Versorgungsspannung - beeinflusst wird. Auch in diesem Fall ist es dann möglich, sekundärseitig einen gewünschten Stromfluss zum Versorgen der Leuchtmittel hervorzurufen. Erfindungsgemäß wird also eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Leuchtmitteln, insbesondere zum Betreiben einer oder mehrerer LEDs vorgeschlagen, wobei die Schaltungsanordnung eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters getaktete Schaltung aufweist, über die ein Übertrager zum Übertragen elektrischer Energie von einer Primärwicklung zu einer Sekundärwicklung gespeist wird, wobei die Leuchtmittel über die Sekundärwicklung des Übertragers mit Strom versorgbar sind, sowie eine Steuereinheit zum alternierenden Ansteuern des Schalters, wobei es sich bei der Versorgungsspannung für den Übertrager um eine gleichgerichtete, nicht geglättete Wechselspannung handelt und wobei die Steuereinheit dazu ausgebildet ist, abhängig von der Versorgungsspannung für den Übertrager zumindest einen der folgenden Parameter für die Ansteuerung des Schalters anzupassen: die Schaltfrequenz; das Tastverhältnis; die Steilheit der ansteigenden und/oder der abfallenden Flanke.
Ferner wird erfindungsgemäß ein Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln, insbesondere zum Betreiben einer oder mehrerer LEDs vorgeschlagen, bei dem eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters getaktete Schaltung einen Übertrager zum Übertragen elektrischer Energie von einer Primärwicklung zu einer Sekundärwicklung speist, wobei die Leuchtmittel über die Sekundärwicklung des Übertragers mit Strom versorgbar sind, wobei es sich bei der Versorgungsspannung für den Übertrager um eine gleichgerichtete, nicht geglättete Wechselspannung handelt und wobei abhängig von der Versorgungsspannung für den Übertrager zumindest einer der folgenden Parameter für die Ansteuerung des Schalters angepasst wird: die Schaltfrequenz; das Tastverhältnis; die Steilheit der ansteigenden und/oder der abfallenden Flanke.
Die erfindungsgemäße Lösung stellt also eine Weiterentwicklung des klassischen Prinzips des Flyback-Konverters dar, welche es nunmehr allerdings erlaubt, auf den anfälligen und kostenaufwendigen Glättungskondensator zu verzichten. Trotz allem kann bei entsprechend geeigneter Ansteuerung des Schalters in effizienter Weise die Anordnung von Leuchtmitteln mit Strom versorgt und betrieben werden.
Dabei kann neben der erforderlichen Überwachung der Versorgungsspannung auch eine Überwachung des sekundärseitigen Stroms vorgenommen werden, um das Ansteuerverhalten für den Schalter zu optimieren. Hierfür können entsprechende Mittel zum Erfassen des sekundärseitigen Stroms vorgesehen sein, wobei hierzu vorzugsweise ein Optokoppler zum Einsatz kommt, mit dessen Hilfe das den sekundärseitigen Strom wiedergebende Signal auf die Primärseite des Übertragers, auf der auch der Treiber für den Schalter positioniert ist, übertragen wird.
Weiterhin kann gemäß einer bevorzugten Ausführungsform vorgesehen sein, dass auf der Sekundärseite des Übertragers eine Konstantstromquelle vorgesehen ist, die in Serie zu den zu betreibenden Leuchtmitteln angeordnet ist. Primäraufgabe dieser Konstantstromquelle ist es zunächst, einen zu hohen Stromfluss durch die Leuchtmittel zu vermeiden. Es kann allerdings auch vorgesehen sein, dass die Konstantstromquelle steuerbar ausgeführt ist und auch diese zusätzlich durch die Steuereinheit entsprechend angesteuert wird, um zusätzlich die Versorgung für die Leuchtmittel zu optimieren.
Die Leistungsübertragung zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung des Übertragers kann ferner gemäß einer weiter bevorzugten Ausführungsform flexibel gestaltet werden, indem das Wicklungsverhältnis zwischen Primärwicklung und Sekundärwicklung veränderbar ist. Hierzu kann vorgesehen sein, dass die Primärwicklung und/oder die Sekundärwicklung in Teilwicklungen unterteilt ist, wobei die Teilwicklungen dann durch die Steuereinheit wahlweise aktiviert oder deaktiviert werden können, sodass sie also aktiver Bestandteil oder kein Bestandteil des Übertragers sind. Durch diese Möglichkeit kann in besonders flexibler und effizienter Weise eine Übertragung der Leistung auf die Sekundärseite mit den Leuchtmitteln vorgenommen werden.
Andere Weiterbildungen der Erfindung betreffen die Frage, in welcher Weise die erfindungsgemäße Einflussnahme auf das Ansteuersignal für die Ansteuerung des steuerbaren Schalters erfolgt. Dabei ist zunächst vorzugsweise vorgesehen, dass die Ansteuerung des Schalters über ein RC-Glied erfolgt, wobei hier besonders bevorzugt das RC-Glied einen einstellbaren Widerstand aufweist. Indem auf den Widerstandswert des RC-Glieds Einfluss genommen wird, kann das zeitliche Verhalten des Ansteuersignais für den Schalter beeinflusst werden. Insbesondere besteht hierdurch die Möglichkeit, auf die Steilheit der ansteigenden oder abfallenden Flanke des Steuersignals Einfluss zu nehmen. Besonders bevorzugt ist hierbei vorgesehen, dass der einstellbare Widerstand durch interne Komponenten eines Mikrocontrollers gebildet ist. Wie nachfolgend noch näher erläutert wird, weisen Mikrocontroller zur Ausgabe eines analogen Signals in der Regel intern einen Spannungsteiler auf, dessen Einzelwiderstände wahlweise entsprechend kombiniert werden können. Diese Komponenten werden nunmehr gemäß der besonders bevorzugten Ausführungsform dazu genutzt, den einstellbaren Widerstand des RC-Glieds zu bilden.
Alternativ oder ergänzend hierzu kann allerdings auch vorgesehen sein, dass das RC- Glied mehrere Kapazitäten aufweist, welche wahlweise durch die Steuereinheit aktiviert bzw. deaktiviert werden können. In diesem Fall kann also nochmals flexibler über das RC-Glied Einfluss auf die Form des Ansteuersignais für den getakteten Schalter genommen werden. Eine weitere bevorzugte Maßnahme, das Ansteuerverhalten für den Schalter zu optimieren, besteht ferner darin, den Kondensator des RC-Glieds durch einen weiteren steuerbaren Schalter zu überbrücken. Dieser kann ggf. leitend geschaltet werden, um die Wirkung des RC-Glieds zu deaktivieren und bspw. den Schaltzyklus für den steuerbaren Schalter des Übertragers unmittelbar zu beenden. Dabei kann ggf. auch die Ansteuerung dieses zweiten Schalters mit Hilfe eines zusätzlichen RC-Glieds erfolgen. Dieses ermöglicht es dann, gezielt die abfallende Flanke des Ansteuersignais für den Schalter zu beeinflussen.
Letztendlich eröffnen also die oben genannten Maßnahmen die Möglichkeit, eine äußerst präzise Ansteuerung des getakteten Schalters für den Übertrager vorzunehmen, was wiederum die Möglichkeit eröffnet, einen sekundärseitigen Stromfluss sehr genau einzustellen, ohne dass hierfür der Einsatz eines primärseitigen Glättungskondensators erforderlich wäre. Dabei ist darauf hinzuweisen, dass die zur Optimierung des Ansteuerverhaltens oben erwähnten zusätzlichen Kondensatoren deutlich kleiner dimensioniert sind als der im Flyback-Konverter erforderliche Glättungskondensator, sodass hier die im Zusammenhang mit der Flyback-Technologie auftretenden Probleme hinsichtlich des Kondensators zu vernachlässigen sind.
Nachfolgend soll die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigen:
Figur 1 eine aus dem Stand der Technik bekannte Lösung zur Ansteuerung von
LEDs, die auf der Verwendung eines Flyback-Konverters beruht;
Figur 2 eine grundsätzliche Darstellung des erfindungsgemäßen Konzepts zum
Ansteuern einer Leuchtmittelgruppe;
Figur 3 ein erstes Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen
Schaltung sanordnung ;
Figuren 4 - 6 verschiedene Weiterentwicklungen der in Figur 3 gezeigten
Schaltungsanordnung ;
Figur 7 eine erste Maßnahme zur Optimierung der Ansteuerung des steuerbaren
Schalters und
Figuren 8 - 10 weitere Varianten zur Optimierung der Ansteuerung des steuerbaren
Schalters gemäß der vorliegenden Erfindung. Figur 2 zeigt zunächst das grundsätzliche Konzept der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bzw. der erfindungsgemäßen Vorgehensweise zum Betreiben einer LED-Strecke. Ebenso wie bei der aus dem Stand der Technik bekannten und in Figur 1 dargestellten Lösung wird der allgemein mit dem Bezugszeichen 1 versehenen Schaltungsanordnung eingangsseitig eine Versorgungswechselspannung UAC zugeführt, wobei diese Spannung dann zunächst durch einen Gleichrichter 5 - bspw. einen Brückengleichrichter - in eine gleichgerichtete Versorgungswechselspannung UDC umgesetzt wird.
Eine weitere Übereinstimmung zu dem in Figur 1 gezeigten Flyback-Konverter besteht ferner darin, dass die Schaltungsanordnung 1 einen Übertrager 10 mit einer Primärwicklung LI und einer Sekundärwicklung L2 aufweist, wobei die Sekundärwicklung L2 dann die LED-Strecke 110 mit Strom versorgt. Im dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Sekundärkreis der Schaltungsanordnung 1 sehr vereinfacht dargestellt und die Sekundärwicklung L2 ist unmittelbar mit den LEDs 110 verbunden. Selbstverständlich könnte der Sekundärkreis allerdings auch komplexer ausgestaltet sein und insbesondere könnte die LED- Anordnung 110 auch nicht lediglich aus einem einzigen seriellen LED-Strang bestehen, sondern eine komplexere Verschaltung von LEDs aufweisen.
Schließlich besteht eine weiter Übereinstimmung zu der aus dem Stand der Technik bekannten Lösung darin, dass in Serie zur Primärwicklung LI des Übertragers 10 ein steuerbares Schaltelement 11 in Form eines Transistors vorgesehen ist, über den also wahlweise ein Stromfluss über die Primärwicklung LI zugelassen bzw. unterbrochen werden kann. Die Ansteuerung des Schalters l lerfolgt hierbei über eine Treiber- bzw. Steuereinheit 20.
Der wesentliche Unterschied hinsichtlich des strukturellen Aufbaus besteht darin, dass auf den in Figur 1 dargestellten und im Stand der Technik grundsätzlich erforderlichen Glättungskondensator verzichtet wird. D.h., die von dem Gleichrichter 5 gleichgerichtete eingangsseitige Wechselspannung bildet nunmehr eine Versorgungsspannung UDC für den Übertrager 10, die nicht konstant bzw. zumindest annähernd konstant ist, sondern stattdessen aus positiven Halbwellen, die im Wesentlichen etwa sinusförmig ausgebildet sind, besteht. Trotz allem kann auch mit dieser speziellen Versorgungsspannung U für den Übertrager 10 ein geeigneter LED- Betrieb realisiert werden. D.h., es besteht trotz allem die Möglichkeit, sekundärseitig die LED- Anordnung 110 mit einer für den Betrieb der LEDs geeigneten Spannung und einem geeigneten Strom zu versorgen.
Hierzu ist vorgesehen, dass die Treiberschaltung 20 eine im Vergleich zum Stand der Technik flexiblere Ansteuerung des Schalters 11 vornimmt. Insbesondere ist vorgesehen, dass abhängig vom aktuellen Wert der Versorgungsspannung U für den Übertrager 10, also abhängig vom aktuellen Wert der gleichgerichteten Versorgungswechselspannung das Steuersignal u für den Schalter 11 hinsichtlich seiner Frequenz, seinem Tastverhältnis und/oder seiner Steilheit der ansteigenden und/oder abfallenden Flanke angepasst wird. Im Vergleich zu einem rein rechteckförmigen PWM-Signal, wie es bei der Ansteuerung des Schalters des Flyback- Konverters in Figur 1 vorgesehen ist, ergibt sich nun also ein deutlich komplexeres Ansteuersignal u für den Schalter 11 der erfindungsgemäßen Anordnung 1. Hierdurch wird allerdings der Vorteil erzielt, dass auf den Glättungskondensator vollständig verzichtet werden kann. Die Änderung des Ansteuersignais für den Schalter 11 muss also flexibel abhängig vom aktuellen Istwert der Versorgungsspannung UDC erfolgen. Es ist also ein hochfrequentes Ansteuersignal u erforderlich, dessen Verlauf ständig angepasst wird. Dabei besteht beispielsweise die Möglichkeit, den Bereich der Versorgungsspannung UDC in verschiedene Teilbereiche zu unterteilen und für jeden Teilbereich einen jeweils geeigneten Signalverlauf bei der Ansteuerung des Schalters 11 auszuwählen. Auch eine kontinuierlich vom aktuellen Wert der Versorgungsspannung abhängige Ansteuerung des Schalters wäre allerdings denkbar.
Anhand der Figuren 3 - 6 sollen nunmehr zunächst verschiedene Varianten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung erläutert werden. Diese Varianten betreffen insbesondere die Frage, inwiefern das grundsätzliche Schaltungskonzept strukturell erweitert werden kann, um die Ansteuerung zu optimieren. Anhand der später näher erläuterten Figuren 7 - 10 wird dann beschrieben, in welcher Weise speziell das Ansteuersignal für den Schalter in erfindungsgemäßer Weise beeinflusst werden kann. Figur 3 zeigt hierbei zunächst eine Grundversion der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1, wobei vergleichbare Elemente zu Figur 2 mit dem Bezugszeichen versehen sind. Erkennbar ist allerdings in Figur 3 bspw., dass - wie oben erwähnt - die LED- Anordnung 110 in unterschiedlichster Weise gestaltet sein kann.
Wesentliche Elemente der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung 1 sind also wie anhand von Figur 2 erläutert der Übertrager 10 mit der Primärwicklung LI und der Sekundärwicklung L2 sowie der steuerbare Schalter 11, der in Serie zur Primärwicklung LI des Übertragers 10 geschaltet wird. Die Ansteuerung des Schalters 11 durch die Steuereinheit bzw. den Treiber 20 soll wie erwähnt in Abhängigkeit von der Versorgungsspannung U für den Übertrager 10 erfolgen, die durch das Gleichrichten der extern zugeführten Versorgungswechselspannung UAC mit Hilfe des Gleichrichters 5 erhalten wird. Um eine entsprechende Ansteuerung des Schalters 11 vornehmen zu können, muss also die Steuereinheit 20 genaue Kenntnis hinsichtlich des aktuellen Werts der gleichgerichteten Versorgungsspannung UDC haben. Hierfür ist eine entsprechende Sensoreinheit 25 vorgesehen, welche mit dem Ausgang des Gleichrichters 5 verbunden ist und ein entsprechendes Signal an die Steuereinheit 20 übermittelt. Die Bewertung der für den Übertrager 10 zur Verfügung stehenden Versorgungsspannung hinsichtlich der Messgenauigkeit kann dabei optional dadurch verbessert werden, dass - wie in Figur 3 angedeutet - zusätzlich mit Hilfe einer weiteren Einheit 30 eine Nulldurchgangserkennung vorgenommen wird. Diese Einheit ist also unmittelbar mit der externen Versorgungsspannung UAC verbunden bzw. mit dem Eingang des Gleichrichters 5 verbunden und liefert eine entsprechende Information hinsichtlich des Nulldurchgangs entweder an die Einheit 25, über welche die Versorgungsspannung für den Übertrager 10 bewertet wird und/oder an die Steuereinheit 20 selbst. Eine Weiterentwicklung des in Figur 3 gezeigten Basiskonzepts ist in Figur 4 gezeigt. Wiederum sind gleiche Komponenten mit den gleichen Bezugszeichen versehen, wobei nunmehr die Einheit 30 zur Nulldurchgangserkennung nicht nur als optional betrachtet wird. Wesentliche Ergänzung zu der Anordnung gemäß Figur 3 ist allerdings, dass in diesem Fall auch eine Information hinsichtlich des tatsächlich im Sekundärkreis fließenden Stroms erhalten wird. Hierfür ist ein Optokoppler 35 vorgesehen, der mit dem Sekundärkreis in Serie zur LED- Anordnung 110 verbunden ist und eine entsprechende Information an die Steuereinheit 20 übermittelt. Diese kann dann im Sinne einer Regelung die Ansteuerung für den Schalter 11 entsprechend anpassen, um ggf. gezielt einen gewünschten Stromfluss durch die LED-Anordnung 110 hervorzurufen.
Die zuvor anhand von Figur 4 erläuterte Rückkopplung mit Hilfe des Optokopplers 35 zur Regelung des sekundärseitigen Stroms kann weiterhin durch eine Figur 5 gezeigte Maßnahme zusätzlich verbessert werden. Hier ist eine Konstantstromquelle 36 im Sekundärkreis vorgesehen, die in Serie zur LED- Anordnung 110 geschaltet ist. Die Aufgabe dieser Kontantstromquelle 36 besteht darin, einen zu hohen Stromfluss im Sekundärkreis zu verhindern. Derartige Konstantstromquellen kommen häufig bei Schaltungsanordnungen zum Betreiben von LEDs zum Einsatz und stellen eine Sicherheitsmaßnahme dar, durch die gewährleistet ist, dass die LEDs nicht aufgrund eines zu hohen Stroms beschädigt werden. Gemeinsam mit der durch den Optokoppler 35 erzielten Rückkopplung, durch die eine Regelung des sekundärseitigen Stroms erzielt wird, kann also eine besonders effiziente aber sichere Ansteuerung der LEDs vorgenommen werden. Die Konstantstromquelle 36 kann hierbei auch als steuerbare Konstantstromquelle ausgeführt sein und wird dann wiederum durch die Steuerschaltung 20 angesteuert.
Schließlich zeigt Figur 6 eine zusätzliche Weiterbildung, die berücksichtigt, dass die Höhe der Versorgungsspannung UDC für den Übertrager 10 - im Vergleich zu einem klassischen Flyback- Konverter - stark schwankt. Um sekundärseitig eine für den LED- Betrieb optimale Spannung erzielen zu können, wäre es also von Vorteil, dass Wicklungsverhältnis des Übertragers 10 variabler gestalten zu können. Dies wird mit der in Figur 6 dargestellten Weiterbildung erreicht, indem hier sowohl die Primärwicklung LI als auch die Sekundärwicklung L2 in Teil Wicklungen unterteilt sind. Genau genommen besteht die Primärwicklung LI nunmehr aus zwei Teil Wicklungen LH und LI 2, die in Serie miteinander verbunden sind, wobei allerdings durch einen zusätzlichen Schalter 12 die zweite Teilwicklung L12 überbrückt werden kann. In vergleichbarer Weise ist auch die Sekundärwicklung L2 des Übertragers 10 in zwei Teil Wicklungen L21 und L22 unterteilt, die über Steuerelemente 13 und 14 wahlweise dem Sekundärkreis der Schaltungsanordnung 1 hinzugefügt werden können. Die Steuerelemente 13, 14 bestehen hierbei aus Transistoren, die über eine Potentialtrennung, die jeweils mit Hilfe eines Optokopplers realisiert wird, angesteuert werden.
Abhängig von der Höhe der Versorgungsspannung UDC kann also die Steuereinheit 20 wahlweise die Teilwicklungen der beiden Wicklungen LI bzw. L2 des Übertragers 10 dem entsprechenden Primärkreis bzw. Sekundärkreis hinzufügen oder davon entkoppeln, sodass in verschiedenen Schritten das Wicklungsverhältnis des Übertragers 10 angepasst werden kann. Hierdurch wird eine nochmals bessere Möglichkeit zur Ansteuerung der LED-Anordnung 110 geschaffen, da trotz starker Veränderung der Versorgungsspannung UDC immer ein Wicklungsverhältnis für den Übertrager 10 eingestellt werden kann, welches das Erzielen einer geeigneten Spannung im Sekundärkreis für den LED-Betrieb ermöglicht. Dabei kann das Konzept des flexiblen Einstellens des Wicklungsverhältnisses des Übertragers 10 auch auf die Schaltungsvarianten der Figuren 3 und 4 übertragen werden, die Verwendung der in Figur 5 gezeigten Konstantstromquelle 36 ist nicht zwingend erforderlich.
Anhand der Figuren 7 - 10 sollen nunmehr verschiedene Maßnahmen beschrieben werden, über die gezielt Einfluss auf das Ansteuersignal für den steuerbaren Schalter 11 genommen werden kann. In gleicher Weise kann dann selbstverständlich auch eine Ansteuerung des Schalters 12 vorgenommen werden, sofern eine Unterteilung der Wicklungen des Übertragers 10 vorgenommen wird und lediglich die in Figur 6 gezeigte erste Teilwicklung LH betrieben werden soll. Die nachfolgenden Erläuterungen beziehen sich allerdings auf die Variante mit einer einteiligen Ausgestaltung der Primärwicklung LI sowie der Sekundärwicklung L2, wie sie in den Figuren 3 bis 5 gezeigt ist.
Wie bereits erwähnt, soll beim Ansteuern des Schalters 11 Einfluss auf die Schaltfrequenz, das Tastverhältnis sowie die Form des Signals genommen werden. Die nunmehr beschriebenen Maßnahmen betreffen dabei insbesondere die Frage, wie über den Stand der Technik hinausgehend die Form des Signals beeinflusst wird, also insbesondere in welcher Weise die Steilheit der ansteigenden sowie der abfallenden Flanke des Signals modifiziert wird. Dabei ist eine erste grundsätzliche Variante in Figur 7 gezeigt, wobei nur die zur Realisierung dieser Variante wesentlichen Bestandteile der Schaltungsanordnung 1 erkennbar sind. Gezeigt ist insbesondere die Steuereinheit 20, welche ausgangsseitig mit dem Schalter 11 verbunden ist, um diesen anzusteuern. Dabei ist erfindungsgemäßen nunmehr vorgesehen, dass eine Beeinflussung der Signalflanken, insbesondere der ansteigenden Signalflanken beim Ansteuern des Schalters 11 dadurch vorgenommen wird, dass die Übermittlung des Steuersignals über ein RC-Glied erfolgt.
Erkennbar ist hierzu in Figur 7 der Kondensator Cl des RC-Glieds, nicht jedoch der zugehörige Widerstand. Dieser wird in besonders vorteilhafter Weise durch interne Widerstandskomponenten der Steuereinheit 20 erzielt. Dabei wird der Umstand genutzt, dass die Steuereinheit 20 auf einem Mikroprozessor basiert und Mikroprozessoren oftmals einen DAC-Ausgang aufweisen, über den abhängig von einem digitalen Sollwert ein analoges Ausgangssignal ausgegeben wird. Die Erzeugung des analogen Ausgangssignals wird dabei mit Hilfe eines in den Mikroprozessor integrierten Spannungsteilers vorgenommen, der mehrere Einzelwiderstände aufweist. In Figur 8 ist der Spannungsteiler schematisch durch eine serielle Anordnung mehrerer Einzelwiderstände 23 angedeutet, wobei diese durch einen - nicht näher dargestellten - Multiplexer wahlweise miteinander kombiniert werden, um einen Spannungsteiler zu bilden, der letztendlich für den Abfall einer gewünschten analogen Spannung am DAC-Ausgang der Steuereinheit 20 sorgt. Die Versorgungsspannung Vdd für die Steuereinheit 20 wird hierbei durch die mit dem Ausgang des Gleichrichters verbundene Einheit 25 zum Erfassen des Istwerts der Eingangsspannung für den Übertrager 10 bereitgestellt. Zusätzlich übermittelt die Einheit 25 allerdings wie bereits erwähnt auch ein die Höhe der Versorgungsspannung repräsentierendes Signal. Durch entsprechendes Kombinieren der Widerstände 23 des integrierten Spannungsteilers der Steuereinheit 20 kann dann also ein variabler Widerstand gebildet werden, der gemeinsam mit dem Kondensator Cl das RC-Glied bildet, über den die Ansteuerung des Schalters 11 erfolgt. Da das RC-Glied den zeitlichen Verlauf des Ansteuersignais für den Schalter 11 beeinflusst, kann also durch die Veränderung des integrierten Widerstands der Steuereinheit 20 Einfluss auf den Signalverlauf genommen werden. Es wird also eine sehr elegante Möglichkeit geschaffen, in einfacher Weise insbesondere die Steilheit des Anstiegs des Steuersignals für den Schalter 11 zu beeinflussen.
Eine Weiterbildung dieses soeben erläuterten Gedankens ist in Figur 8 gezeigt. Diese besteht darin, dass parallel zu dem Kondensator Cl des RC-Glieds ein weiterer steuerbarer Schalter QO vorgesehen ist, über den der Kondensator Cl des RC-Glieds wahlweise überbrückt bzw. entladen werden kann. Hierdurch besteht die Möglichkeit, durch Aktivieren dieses Schalters QO die zeitverzögernde Wirkung des RC-Glieds bzgl. der Ansteuerung des Schalters 11 abrupt aufzuheben, sodass also die Signalform hier zusätzlich beeinflusst werden kann.
Ein Modifizieren der Wirkungsweise des RC-Glieds könnte selbstverständlich auch dadurch vorgenommen werden, dass der Wert der Kapazität des RC-Glieds verändert wird. Eine entsprechende Lösung hierzu ist in Figur 9 gezeigt, wobei nunmehr drei - vorzugsweise unterschiedlich dimensionierte - Kondensatoren Cl, C2 und Cn vorgesehen sind (die Anzahl kann allerdings beliebig gewählt werden), wobei jeweils in Serie zu der entsprechenden Kapazität ein steuerbarer Schalter Ql, Q2 und Qn vorgesehen ist, über den der zugehörige Kondensatoren Cl, C2 bzw. Cn wahlweise dem Ansteuerkreis zum Ansteuern des Schalters 11 hinzugefügt werden kann. Die Steuereinheit 20 kann also eine beliebige Kombination dieser Kapazitäten dem Ansteuerkreis für den Schalter 11 hinzufügen, sodass hierdurch - ggf. in Kombination mit einer Anpassung der Spannung am DAC Ausgang - nochmals feiner abgestimmt der Signalverlauf beeinflusst werden kann.
Figur 10 zeigt schließlich eine Weiterbildung, welche insbesondere einer Beeinflussung der abfallenden Flanke des Ansteuersignais für den Schalter 11 dient. Hier ist vorgesehen, dass der bereits bei den Varianten der Figuren 8 und 9 vorgesehene Schalter Q0 nicht direkt über die Steuereinheit 20 angesteuert wird, sondern wiederum ein RC-Glied zwischengeschaltet ist. Auch für dieses RC-Glied gilt das gleiche wie für die Realisierung und Wirkung des RC-Glieds zum Ansteuern des Schalters 11. D.h., durch die Kombination aus Widerstand R0 und Kapazität CO kann der Signalverlauf bei der Ansteuerung des Entladeschalters Q0 angepasst und damit die Steilheit der abfallenden Flanke des Steuersignals eingestellt werden. Dabei kann wiederum der Widerstand RO variabel gestaltet werden, indem interne Spannungsteilerkomponenten der Steuereinheit 20 zur Realisierung dieses Widerstands genutzt werden. Auch kann der Kapazitätswert ggf. variabel gestaltet werden, indem ebenso wie bei dem Ausführungsbeispiel der Figur 9 mehrere parallel geschaltete Kapazitäten vorhanden sind, die mittels steuerbarer Schalter wahlweise dem entsprechenden Ansteuerpfad hinzugefügt werden.
Letztendlich erlauben also die Maßnahmen in sehr spezifischer Weise den Schalter des Übertragers anzusteuern. Hierdurch besteht die Möglichkeit, den ausgangsseitig realisierten Strom zum Versorgen der LEDs genau einzustellen und hierdurch einen optimalen Betrieb der Leuchtmittel zu ermöglichen, wobei trotz allem auf den eingangsseitig vorgesehenen Glättungskondensator, der üblicherweise bei einem Flyback-Konverter vorgesehen ist, verzichtet werden kann.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung (1) zum Betreiben von Leuchtmitteln (110), insbesondere zum Betreiben einer oder mehrerer LEDs, aufweisend:
• eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters (11) getaktete Schaltung, über die ein Übertrager (10) zum Übertragen elektrischer Energie von einer Primärwicklung (LI) zu einer Sekundärwicklung (L2) gespeist wird, wobei die Leuchtmittel (110) über die Sekundärwicklung (L2) des Übertragers (10) mit Strom versorgbar sind, und
• eine Steuereinheit (20) zum alternierenden Ansteuern des Schalters (11), wobei es sich bei der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) um eine gleichgerichtete, nicht geglättete Wechselspannung handelt
und wobei die Steuereinheit (20) dazu ausgebildet ist, abhängig von der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) zumindest einen der folgenden Parameter für die Ansteuerung des Schalters (11) anzupassen:
- die Schaltfrequenz;
- das Tastverhältnis;
- die Steilheit der ansteigenden und/oder abfallenden Flanke.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) aus im Wesentlichen sinusförmigen Halbwellen besteht.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2,
dadurch gekennzeichnet,
dass diese Mittel zum Erfassen eines den sekundärseitigen Strom wiedergebenden Signals aufweist, welches der Steuereinheit (20) zugeführt wird, wobei die Mittel zum Erfassen des Signals vorzugsweise einen Optokoppler (35) umfassen.
4. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet, dass diese eine Konstantstromquelle (36) aufweist, welche in Serie zu den zu betreibenden Leuchtmitteln (110) angeordnet ist, wobei die Konstantstromquelle (36) vorzugsweise durch die Steuereinheit (20) ansteuerbar ist.
5. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Primärwicklung (LI) und/oder die Sekundärwicklung (L2) des Übertragers (10) in Teilwicklungen (LH, LI 2, L21, L22) unterteilt sind, wobei die Teil Wicklungen (LH, LI 2, L21, L22) durch die Steuereinheit (20) wahlweise aktiviert oder deaktiviert werden können.
6. Schaltungsanordnung nach einem der vorherigen Ansprüche,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Ansteuerung des steuerbaren Schalters (11) über ein RC-Glied mit einem vorzugsweise einstellbaren Widerstand erfolgt.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6,
dadurch gekennzeichnet,
dass der einstellbare Widerstand durch interne Komponenten der Steuereinheit (20) gebildet wird.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6 oder 7,
dadurch gekennzeichnet,
dass das RC-Glied zumindest zwei Kapazitäten (Cl, C2, Cn) aufweist, welche durch die Steuereinheit (20) wahlweise aktiviert oder deaktiviert werden können.
9. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 6 bis 8,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Kapazität oder Kapazitäten des RC-Glieds durch einen steuerbaren Schalter (Q0) überbrückbar sind.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 9,
dadurch gekennzeichnet, dass die Ansteuerung des steuerbaren Schalters (QO) zum Überbrücken des RC-Glieds durch über eine weiteres RC-Glied erfolgt, wobei vorzugsweise der Widerstand und/oder die Kapazität des weiteren RC-Glieds variabel sind.
11. Verfahren zum Betreiben von Leuchtmitteln (110), insbesondere zum Betreiben einer oder mehrerer LEDs,
bei dem eine mit Spannung versorgbare und mittels wenigstens eines Schalters (11) getaktete Schaltung einen Übertrager (10) zum Übertragen elektrischer Energie von einer Primärwicklung (LI) zu einer Sekundärwicklung (L2) speist, wobei die Leuchtmittel (110) über die Sekundärwicklung (L2) des Übertragers (10) mit Strom versorgbar sind,
wobei es sich bei der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) um eine gleichgerichtete, nicht geglättete Wechselspannung handelt und wobei abhängig von der Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) zumindest einer der folgenden Parameter für die Ansteuerung des Schalters (11) angepasst wird:
- die Schaltfrequenz;
- das Tastverhältnis;
- die Steilheit der ansteigenden und/oder abfallenden Flanke.
12. Verfahren nach Anspruch 11,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Versorgungsspannung (UDC) für den Übertrager (10) aus im Wesentlichen sinusförmigen Halbwellen besteht.
13. Verfahren nach Anspruch 11 oder 12,
dadurch gekennzeichnet,
dass die Primärwicklung (LI) und/oder die Sekundärwicklung (L2) des Übertragers (10) in Teilwicklungen (LH, LI 2, L21, L22) unterteilt sind, wobei die Teil Wicklungen (LH, L12, L21, L22) wahlweise aktiviert oder deaktiviert werden.
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