EP3335306A1 - Gleichspannungswandler - Google Patents

Gleichspannungswandler

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Publication number
EP3335306A1
EP3335306A1 EP16727729.2A EP16727729A EP3335306A1 EP 3335306 A1 EP3335306 A1 EP 3335306A1 EP 16727729 A EP16727729 A EP 16727729A EP 3335306 A1 EP3335306 A1 EP 3335306A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
voltage
switch
current
converter
time
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP16727729.2A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Lisa Maier
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Robert Bosch GmbH
Original Assignee
Robert Bosch GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Robert Bosch GmbH filed Critical Robert Bosch GmbH
Publication of EP3335306A1 publication Critical patent/EP3335306A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M3/00—Conversion of DC power input into DC power output
    • H02M3/02—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC
    • H02M3/04—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters
    • H02M3/10—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M3/145—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal
    • H02M3/155—Conversion of DC power input into DC power output without intermediate conversion into AC by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a triode or transistor type requiring continuous application of a control signal using semiconductor devices only
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L7/00—Electrodynamic brake systems for vehicles in general
    • B60L7/10—Dynamic electric regenerative braking
    • B60L7/12—Dynamic electric regenerative braking for vehicles propelled by DC motors
    • B—PERFORMING OPERATIONS; TRANSPORTING
    • B60—VEHICLES IN GENERAL
    • B60L—PROPULSION OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; SUPPLYING ELECTRIC POWER FOR AUXILIARY EQUIPMENT OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRODYNAMIC BRAKE SYSTEMS FOR VEHICLES IN GENERAL; MAGNETIC SUSPENSION OR LEVITATION FOR VEHICLES; MONITORING OPERATING VARIABLES OF ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES; ELECTRIC SAFETY DEVICES FOR ELECTRICALLY-PROPELLED VEHICLES
    • B60L2210/00—Converter types
    • B60L2210/10—DC to DC converters
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0048—Circuits or arrangements for reducing losses
    • H02M1/0054—Transistor switching losses
    • H02M1/0058—Transistor switching losses by employing soft switching techniques, i.e. commutation of transistors when applied voltage is zero or when current flow is zero
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02T—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO TRANSPORTATION
    • Y02T10/00—Road transport of goods or passengers
    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/72—Electric energy management in electromobility

Definitions

  • the invention relates to a DC-DC converter and a method for converting a DC voltage, in particular with a
  • DC-DC converters also referred to as DC / DC converters
  • DC / DC converters are electrical circuits that convert a DC voltage to a DC voltage having a higher, lower or inverted voltage level. These are used, for example, in electric vehicles to convert an electrical voltage of a vehicle battery in voltages suitable for individual consumers.
  • boost converters that convert a voltage to a higher voltage
  • boost converters which convert a voltage to a lower voltage
  • Buck and boost converters refer to converters that can perform both down-conversion and up-conversion.
  • DC-DC converter is an inductance provided as a buffer to which a simple switch is connected in parallel.
  • a novel topology for a DC-DC converter is presented.
  • This new topology is, for example, on a half-bridge configuration with a further or additional switch or auxiliary switch on the latch, eg.
  • the inductance out, so that the current, for example.
  • the inductance can run freely when the main switch is not operated.
  • a buffer can also be provided as a buffer.
  • ZVS Zero Voltage Switching
  • ZCS zero-current switching
  • DC voltage converters are used in particular in multi-voltage systems, in particular in two-voltage systems, of motor vehicles. In these, for example, a 48 V supply and a 12 V supply are used in a network. An application is found, for example, in a regenerative braking.
  • the presented method has, at least in some of the embodiments, a number of advantages. So only small memory or inductors are required, which significantly reduces the necessary size. Due to the low
  • Figure 1 shows an embodiment of the described DC-DC converter.
  • FIG. 2 shows in a graph a profile of the induction current.
  • FIG. 3 shows in a graph a profile of the induction current and a profile of the voltage via a switch in the downward mode
  • Figure 4 shows the current flow in the down mode in a first and second period.
  • Figures 5a to 5c show the current flow in the down mode in a third to eighth period.
  • FIG. 6 shows in a graph a profile of the induction current and a profile of the voltage via a switch in the up mode
  • Figures 7a to 7d show the current flow in the up mode in a first to eighth period.
  • Figure 8 shows the current flow in the up mode in a ninth and tenth period.
  • FIG. 9 shows in a graph a profile of the induction current and a profile of the voltage via a switch in the downward mode
  • FIG. 10 shows a back-to-back structure of the auxiliary switch.
  • Figure 11 shows the structure of Figure 10.
  • FIG. 1 shows in a block diagram a DC-DC converter which is denoted overall by the reference numeral 10. This has a first terminal 12, to which the voltage Ui is applied, and a second terminal 14, to which the voltage U 2 is applied.
  • the two terminals 12 and 14 can each be either as an input or as an output of the bidirectional
  • DC voltage converter 10 serve.
  • the DC-DC converter shown is set up such that a higher voltage is applied to the first terminal 12 than to the second terminal 14. If the DC-DC converter 10 is therefore operated as a down converter, the first terminal 12 constitutes the input and the second terminal 14 the output. If the DC-DC converter 10 is operated as an up-converter, the first terminal 12 constitutes the output and the second terminal 14 represents the input Thus, DC-DC converter 10 may up-convert in one direction and down-convert in the other direction.
  • the illustration also shows a first switch Si 16 and a second switch S 2 18, each of which is designed as a MOSFET (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor). These are each shown in the equivalent circuit diagram with body diode 20 or 22 and capacitance C oss i 24 and C oss2 26, respectively.
  • MOSFET Metal-Oxide-Semiconductor Field-Effect Transistor
  • the illustration shows a buffer 28, in this case a coil as inductive storage, and a first capacitor Ci 30 at the first
  • This third switch S 3 34 includes a first MOSFET 36 and a second MOSFET 38, which are arranged in a back-to-back arrangement to each other, ie, the switch S 3 can be controlled such that this in both directions, ie bidirectional, locks or blocks.
  • the two MOSFETs 36 and 38 are controlled independently of each other.
  • the third switch S 3 34 is formed as a back-to-back MOSFET configuration, current conduction in both directions is to be avoided when S 3 is open due to the intrinsic antiparallel body diodes.
  • FIG. 1 The further figures refer to FIG. 1, in particular to the components of the DC-DC converter 10 shown therein. Reference is made to this by reference numerals.
  • FIG. 2 shows in a graph a profile of the induction current.
  • the time is plotted on an abscissa 50 and the induction current i L (t) is plotted on three ordinates 52.
  • a first line 54 which indicates a current level + l 0
  • a second line 56 which indicates a current level -l 0 , registered.
  • Figure 2 shows the course of the induction current for three different levels of output power.
  • the functional principle of the modulation scheme A in buck mode is described below.
  • FIG. 3 shows in a graph a first curve 80 which shows the course of the
  • Induction current i L (t) reproduces, and a second curve 82, the course of the voltage U S 2 (t) via the second switch S 2 reproduces.
  • waveforms reproduce the switch positions, namely a first waveform 84 the position of the first switch Si, a second waveform 86 the position of the second switch S 2 and a third waveform 88 the position of the third switch S 3rd Value 1 represents a closed switch and value 0 an open switch.
  • time points are entered, namely a first time to 90, a second time 92, a third time ti 94, a fourth time tr 96, a fifth time t 20 98, a sixth time t 2 100, a seventh time ⁇ 2 ⁇ 102 and an eighth time T p 104.
  • the level of the induction current -l 0 105, the level of the induction current + l 0 106, the level of the voltage U 2 107 and the level of the voltage Ui 108 are entered.
  • FIG. 4 shows, in the bidirectional DC-DC converter 10 with three switches from FIG. 1, the current flow in the downwards mode, wherein the
  • a first representation 110 the time period to- ⁇ t ⁇ ti is shown, a second representation 112 shows the period ti ⁇ t ⁇ tr.
  • FIGS. 5a to 5c show a representation corresponding to FIG. 4, in which six periods are reproduced.
  • a first representation 120 shows the period tr ⁇ t ⁇ t 20
  • a second representation 122 shows the period t 20 ⁇ t ⁇ t 2
  • a third representation 124 shows the period t 2 ⁇ t ⁇ 2 ⁇
  • a fourth representation 126 and a fifth representation 128 shows the period t 2 ' ⁇ t ⁇ T p
  • a sixth representation 120 shows the period tr ⁇ t ⁇ t 20
  • a second representation 122 shows the period t 20 ⁇ t ⁇ t 2
  • a third representation 124 shows the period t 2 ⁇ t ⁇ 2 ⁇
  • a fourth representation 126 and a fifth representation 128 shows the period t 2 ' ⁇ t ⁇ T p
  • a first representation 120 shows the period tr ⁇ t ⁇ t 20
  • Representation 130 shows the time period to ⁇ t ⁇ .
  • switch S 3 Prior to time to, switch S 3 is closed (plot 128), allowing the induction current to flow freely in its own closed path.
  • the only resistor to which this current is exposed is the internal resistance of the inductor L and the resistor Rd S ( 0 n) of the back-to-back MOSFETs forming the switch S 3 .
  • FIG. 3 shows the ideal case in which the current remains constant at -l 0 until S 3 is opened. In the real case, the current will slowly drop to zero due to the various resistances through this path.
  • the upper diode will begin to conduct as it is forward biased , C 0SS 2 and hence the anode of the diode has reached the input voltage Ui .
  • the upper switch Si may be turned on in ZVS and ZCS conditions.
  • the upper switch is turned off, followed by a resonance phase.
  • the upper capacity of the switch Si starts charging and the lower one discharging.
  • the lower capacitor C 0SS 2 is completely discharged, its parallel diode starts to conduct (display 120), so that a similar situation arises as in the second time interval.
  • diode D 2 conducts. Therefore, it is best to make this interval as short as possible to avoid unnecessary power losses across the diode.
  • the switch Si is completely turned off before S 2 is turned on.
  • the switch S 2 now conducts a current that will drop to zero and the inductance L discharges via C 2 .
  • the voltage across the inductor is now -U 2 (plot 120).
  • the boost mode function is correspondingly described with a negative current during the phase in which the inductor stores energy from the input voltage U 2 .
  • FIG. 6 shows, in a graph, a first curve 180, which represents the profile of the induction current i L (t), and a second curve 182, which reproduces the profile of the voltage U S 2 (t) via the second switch S 2 ,
  • signal curves reproduce the switch positions, namely a first signal curve 184 the position of the first switch Si, a second signal curve 186 the position of the second switch S 2 and a third signal curve 188 the position of the third switch S 3 .
  • Position 1 is a closed switch and position 0 is an open switch again.
  • times are entered, namely a first time to 190, a second time 192, a third time ti 194, a fourth time tr 196, a fifth time t 20 198, a sixth time t 2 200, a seventh time ⁇ 2 ⁇ 202, and an eighth time T p 204.
  • FIG. 3 Similar to the buck mode, where there are three stages in which the energy is first stored in the inductor while S 2 is closed, later enabled to flow through Si to the output capacitance Ci and finally constant through the switch S 3 is held.
  • the third switch is used in the same way to keep a current i L low and to avoid losses in the switch Si.
  • Figure 7 shows in the bidirectional DC-DC converter 10 with three
  • FIGS. 7a to 7d show eight time periods, these being:
  • FIG. 8 is a representation corresponding to FIG. 7, where: 240: to ⁇ t ff , 242: to ⁇
  • the switch S 3 is opened and after a resonance oscillation of the output capacitances, the diode D 2 will conduct, allowing S 2 , turn on with ZVS and ZCS for the cycle starting. This can be seen in FIG.
  • the inductance voltage is Ui-U 2 , so the current starts to rise and when it reaches zero, it flows in the positive direction and Si is left on until it reaches I 0 (plot 228).
  • modulation scheme B The functional principle of modulation scheme B is explained below: Thus, another control method is presented to achieve ZVS and / or ZCS for all switches of the converter. This modulation scheme effectively improves the transition from S 2 to S 3 and switching ringing, ie
  • FIG. 9 shows the new control signals in buck mode.
  • the two switches Si and S 2 are controlled in the same manner as before, however, the MOSFET Qi 300 turns on after S 2 is turned on at t r 298.
  • FIG. 9 shows, according to FIGS. 3 and 6, in a graph, a first curve 280 which represents the profile of the induction current i L (t), and a second curve 282 which shows the profile of the voltage Us 2 (t) via the second switch S 2 reproduces. Furthermore, waveforms reproduce the switch positions, namely a first waveform 284 the position of the first switch Si, a second waveform 286 the position of the second switch S 2 , a third waveform 288a the position of the switch Qi 300, and a fourth
  • Signal curve 288b shows the position of the switch Q 2 302. Position 1 indicates a closed switch and position 0 an opened switch.
  • time points are entered, namely a first time to 290, a second time e 292, a third time ti 294, a fourth time tr 296, a fifth time tr 298 a sixth time t 20 300, a seventh time t 2 302 eighth time t 2 '304 and a ninth time T p 306. Also indicated are the level of the induction current -l 0 308, the level of the induction current + l 0 310, the level of the voltage U 2 312 and the level of the voltage Ui 314.
  • Figure 10 shows a back-to-back structure of the switch S 3 34 of Figure 1 in the equivalent circuit diagram.
  • the illustration shows a first switch Qi 300, a second switch Q 2 302, a first capacitance 304, a second capacitance 306, a first diode D Q1 308 and a second diode D Q2 310.
  • a first point A 312 and a second point B 314 are also designated.
  • U C oss 2 will begin charging from zero to U 2 .
  • the voltage will be equal to U 2 and the diode D Q2 will be operated in the forward direction, since the current will of course commute to Qi, which was previously turned on, and this will be Q- ⁇ and D Q2 flow.
  • the MOSFET Q 2 may be turned on (time t 2 > 304) to reduce conduction losses caused by the free-wheeling diode D Q2 . Since the antiparallel diode D Q2 will conduct the current, the MOSFET Q 2 will also be turned on without current and voltage stress.
  • This converter can thus be controlled in such a way that almost no switching losses are recorded.
  • the switching times can be calculated in such a way that the required power is transmitted and achieved simultaneously for all switches ZVS.
  • the following calculations apply on the condition that all components behave ideally, have no losses and delays, and have constant values.
  • the voltage across the inductor in boost mode is defined as follows:
  • the induction current for the boost mode can be defined as follows:
  • the input voltage is determined for the input voltage U 1 (lower voltage) in boost mode.
  • the average induction current is determined by:
  • FIG. 1 1 will explain the back-to-back structure of the third switch S 3 in more detail.
  • Figure 1 1 shows the third switch S 3 34 of Figure 10, wherein in addition a voltage drop Ui - U 2 via the first switch Qi 300 is illustrated by an arrow 330.
  • a single MOSFET can only block the voltage in one direction.
  • a diode should be placed in the path to one
  • the worst case reverse voltage condition occurs when the output capacitance is not yet charged and therefore the MOSFETs must endure the full maximum voltage (high side voltage), in this case Ui, where Ui> U 2 .

Landscapes

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Abstract

Es werden ein Gleichspannungswandler (10) und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung vorgestellt. Der Gleichspannungswandler (10) weist eine Anzahl an Schaltern (16, 18) und einen Zwischenspeicher (28) auf, wobei parallel zu dem Zwischenspeicher (28) ein weiterer Schalter (34) derart eingerichtet ist, dass dieser bidirektional sperren kann.

Description

Beschreibung Titel
Gleichspannungswandler
Die Erfindung betrifft einen Gleichspannungswandler und ein Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung, insbesondere mit einem
Gleichspannungswandler der beschriebenen Art.
Stand der Technik
Gleichspannungswandler, die auch als DC/DC-Wandler bezeichnet werden, sind elektrische Schaltungen, die eine Gleichspannung in eine Gleichspannung mit höherem, niedrigerem oder invertiertem Spannungsniveau wandeln. Diese werden bspw. in Elektrofahrzeugen eingesetzt, um eine elektrische Spannung einer Fahrzeugbatterie in für einzelne Verbraucher geeignete Spannungen zu wandeln.
Es wird unterschieden zwischen Aufwärtswandlern, die eine Spannung in eine höhere Spannung wandeln und auch als Boost-Converter bezeichnet werden, und Abwärtswandlern, die eine Spannung in eine niedrigere Spannung wandeln und auch als Buck-Converter bezeichnet werden. Als Buck- und Boost-Converter werden Wandler bezeichnet, die sowohl eine Abwärtswandlung als auch eine Aufwärtswandlung durchführen können.
Neue Komponenten für Anwendungen im Kraftfahrzeugbereich, insbesondere für hybride Elektrofahrzeuge, wurden in den letzten Jahren vorgestellt, um neue Systeme zu integrieren, die dazu eingerichtet sind, die Leistungsfähigkeit und Effizienz zu steigern. Die hauptsächlichen Ziele bestehen in der
Energieeinsparung und Reduzierung der Schadstoffemission, insbesondere der C02-Reduzierung. Hierzu wurde eine neue eingebettete Versorgung für eine Spannung von 48 V vorgestellt, um die herkömmliche 12 V-Batterie zu unterstützen und ein regeneratives Bremsen mit hoher Leistung zu ermöglichen. Man spricht dann auch von Mehrspannungsnetzen, in diesem Fall von einem Zweispannungsnetz. Die Energieübertragung zwischen den beiden Netzen bzw. Netzwerken in diesem Zweispannungsnetz kann bspw. durch einen
bidirektionalen Gleichspannungswandler ermöglicht werden.
Die Druckschrift "A review of Zero-Voltage Switching and its Importance to Voltage Regulation", Steven Keeping, Contributed by Hearst Electronic Products, 05.08.2014, stellt einen Regelschaltkreis für einen
Abwärtsgleichspannungswandler vor, der ein Schalten mit Schaltern ohne Spannungsabfall über die Schalter ermöglicht. Bei diesem
Gleichspannungswandler ist eine Induktivität als Zwischenspeicher vorgesehen, zu der parallel ein einfacher Schalter geschaltet ist.
Offenbarung der Erfindung
Vor diesem Hintergrund werden ein Gleichspannungswandler mit den Merkmalen des Anspruchs 1 und ein Verfahren gemäß Anspruch 6 vorgestellt.
Ausführungsformen ergeben sich aus den abhängigen Ansprüchen und der
Beschreibung.
Es wird somit eine neuartige Topologie für einen Gleichspannungswandler vorgestellt. Diese neue Topologie geht bspw. auf eine Halbbrückenkonfiguration mit einem weiteren bzw. zusätzlichen Schalter bzw. Hilfsschalter über dem Zwischenspeicher, bspw. der Induktivität, hervor, damit der Strom, bspw. der Induktivitätsstrom, frei laufen kann, wenn die Hauptschalter nicht betätigt werden. Grundsätzlich kann als Zwischenspeicher auch eine Kapazität vorgesehen sein. Im folgenden wird die Erfindung in Verbindung mit einer Induktivität,
insbesondere einer Spule, beschrieben, ohne dass dies eine Beschränkung hierauf bedeuten soll.
Es werden weiterhin zwei Modulationsschemata, das Schema A und das
Schema B vorgestellt, um ein ZVS- und ZCS-Schalten zu ermöglichen. ZVS (Zero-Voltage Switching) bezeichnet ein spannungsloses Schalten von Schaltern, wie bspw. Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. ZCS (Zero-Current Switching) bezeichnet ein stromloses Schalten von Schaltern, wie bspw.
Schaltransistoren, in elektronischen Schaltungen. Das vorgestellte Verfahren und der beschriebene bidirektionale
Gleichspannungswandler finden insbesondere in Mehrspannungsnetzen, insbesondere in Zweispannungsnetzen, von Kraftfahrzeugen Anwendung. Bei diesen werden bspw. eine 48 V- Versorgung und eine 12 V-Versorgung in einem Netz verwendet. Eine Anwendung findet sich bspw. bei einem regenerativen Bremsen.
Das vorgestellte Verfahren hat, zumindest in einigen der Ausführungen, eine Reihe von Vorteilen. So sind nur kleine Speicher bzw. Induktivitäten erforderlich, was die notwendige Größe erheblich verringert. Aufgrund der geringen
Schaltverluste wird eine erhöhte Leistungsdichte erreicht. Daher kann auch die
Größe der Komponenten reduziert werden. Aufgrund der geringen Verluste kann die Effizienz gesteigert werden. Weiterhin kann der Spitzen- Rippel-Strom für Teillasten minimiert werden.
Außerdem wird ein Betrieb mit konstanten Frequenzen ermöglicht, da variable Frequenzen Schwierigkeiten bei der Dimensionierung der Komponenten verursachen. Außerdem sind verschiedene Modulationsschemata möglich, nämlich A, B, SCM (Synchronous Conduction Mode) und TCM (Triangulär Conduction Mode). Die Regelung wird einfach gehalten. Das Modulationsschema kann mit algebraischen Gleichungen berechnet werden.
Weitere Vorteile und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der Beschreibung und den beiliegenden Zeichnungen.
Es versteht sich, dass die voranstehend genannten und die nachstehend noch zu erläuternden Merkmale nicht nur in der jeweils angegebenen Kombination, sondern auch in anderen Kombinationen oder in Alleinstellung verwendbar sind, ohne den Rahmen der vorliegenden Erfindung zu verlassen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen Figur 1 zeigt eine Ausführung des beschriebenen Gleichspannungswandlers.
Figur 2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms.
Figur 3 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit
Modulastionsschema A.
Figur 4 zeigt den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem ersten und zweiten Zeitraum.
Figuren 5a bis 5c zeigen den Stromfluss im Abwärtsmodus in einem dritten bis achten Zeitraum.
Figur 6 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Aufwärtsmodus mit
Modulationsschema A.
Figuren 7a bis 7d zeigen den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem ersten bis achten Zeitraum.
Figur 8 zeigt den Stromfluss im Aufwärtsmodus in einem neunten und zehnten Zeitraum.
Figur 9 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms und einen Verlauf der Spannung über einen Schalter im Abwärtsmodus mit
Modulationsschema B.
Figur 10 zeigt eine Back-to- Back- Struktur des Hilfsschalters. Figur 11 zeigt die Struktur aus Figur 10. Ausführungsformen der Erfindung Die Erfindung ist anhand von Ausführungsformen in den Zeichnungen
schematisch dargestellt und wird nachfolgend unter Bezugnahme auf die
Zeichnungen ausführlich beschrieben.
Figur 1 zeigt in einem Blockschaltbild einen Gleichspannungswandler, der insgesamt mit der Bezugsziffer 10 bezeichnet ist. Dieser weist einer ersten Anschluss 12, an dem die Spannung Ui anliegt, und einen zweiten Anschluss 14, an dem die Spannung U2 anliegt, auf. Die beiden Anschlüsse 12 und 14 können jeweils entweder als Eingang oder als Ausgang des bidirektionalen
Gleichspannungswandlers 10 dienen. Der gezeigte Gleichspannungswandler ist derart eingerichtet, dass am ersten Anschluss 12 eine höhere Spannung als am zweiten Anschluss 14 anliegt. Wird der Gleichspannungswandler 10 daher als Abwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Eingang und der zweite Anschluss 14 den Ausgang dar. Wird der Gleichspannungswandler 10 als Aufwärtswandler betrieben, so stellt der erste Anschluss 12 den Ausgang und der zweite Anschluss 14 den Eingang dar. Somit kann der Gleichspannungswandler 10 in einer Richtung aufwärts wandeln und in der anderen Richtung abwärts wandeln.
Die Darstellung zeigt weiterhin einen ersten Schalter Si 16 und einen zweiten Schalter S2 18, die jeweils als MOSFET (MOSFET: Metal-Oxide-Semiconductor Field- Effect Transistor) ausgebildet sind. Diese sind jeweils im Ersatzschaltbild mit Body- Diode 20 bzw. 22 und Kapazität Cossi 24 bzw. Coss2 26 dargestellt.
Weiterhin zeigt die Darstellung einen Zwischenspeicher 28, in diesem Fall eine Spule als induktiven Speicher, und eine erste Kapazität Ci 30 am ersten
Anschlussl2 und eine zweite Kapazität C2 32 am zweiten Anschluss 14. Parallel zum Zwischenspeicher 28 ist ein weiterer Schalter 34 vorgesehen, in diesem Fall der dritte Schalter S3. Dieser dritte Schalter S3 34 umfasst einen ersten MOSFET 36 und einen zweiten MOSFET 38, die in einer Back-to- Back- Anordnung zueinander angeordnet sind, d. h. der Schalter S3 kann derart angesteuert werden, dass dieser in beide Richtungen, d. h. bidirektional, sperrt bzw. blockiert. In Ausgestaltung sind die beiden MOSFETs 36 und 38 unabhängig voneinander anzusteuern. Zu beachten ist, dass der Strom, der in dem dritten Schalter S3 34 fließt, maximal etwa 10 A beträgt, wobei gilt: 10 A = l0: Strom, der im dritten Schalter S3 34 fließt, um die Rippelverluste gering zu halten. Da die Frequenz vorzugsweise konstant ist, wird mit dem dritten Schalter S3 34 erreicht, einen geringen Stromrippel für geringere Ausgabeleistungen zu erreichen, mit dem der Strom iL auf -l0 konstant gehalten werden kann. Da für den Fall, dass der Induktivitätsschalter S3 34 eingeschaltet wird, der Induktivitätsstrom lediglich -10 A beträgt, sind die
Leistungsverluste, die durch diesen zusätzlichen Schalter S3 34 verursacht werden, verhältnismäßig gering.
Da der dritte Schalter S3 34 als Back-to-Back-MOSFET-Konfiguration ausgebildet ist, ist eine Stromleitung in beide Richtungen zu vermeiden, wenn S3 offen ist, aufgrund der intrinsischen antiparallelen Body-Dioden. Die MOSFETs erfordern dieselbe Betriebsspannung wie die MOSFETs des ersten und des zweiten Schalters, da für U2 = 0 V der MOSFET, der direkt mit dem Mittelpunkt der Halbbrücke verbunden ist, der gesamten Spannung Ui ausgesetzt ist, da die Diode des benachbarten MOSFETs leiten würde. Auf diese Back-to-Back- MOSFET-Schalterstruktur wird nachstehend eingegangen.
Die weiteren Figuren nehmen Bezug auf Figur 1, insbesondere auf die in dieser gezeigten Komponenten des Gleichspannungswandlers 10. Auf diese wird durch Angabe von Bezugsziffern Bezug genommen.
Figur 2 zeigt in einem Graphen einen Verlauf des Induktionsstroms. Dabei ist an einer Abszisse 50 die Zeit und an drei Ordinaten 52 der Induktionsstrom iL(t) aufgetragen. Weiterhin ist eine erste Linie 54, die ein Stromniveau +l0 anzeigt, und eine zweite Linie 56, die ein Stromniveau -l0 anzeigt, eingetragen. Die Darstellung zeigt Verläufe des Induktionsstroms im Abwärts- bzw. Buckmodus, und zwar einen ersten Verlauf 60 bei einer Leistung P * 0, einen zweiten Verlauf 62 bei mittlerer Leistung und einen dritten Verlauf 64 bei höherer Leistung P =
Figur 2 zeigt den Verlauf des Induktionsstroms für drei verschiedene Niveaus der Ausgangsleistung. Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas A im Buck- Modus beschrieben.
Figur 3 zeigt in einem Graphen eine erste Kurve 80, die den Verlauf des
Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 82, die den Verlauf der Spannung US2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 84 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 86 die Stellung des zweiten Schalters S2 und ein dritter Signalverlauf 88 die Stellung des dritten Schalters S3. Wert 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Wert 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 90, ein zweiter Zeitpunkt 92, ein dritter Zeitpunkt ti 94, ein vierter Zeitpunkt tr 96, ein fünfter Zeitpunkt t20 98, ein sechster Zeitpunkt t2 100, ein siebter Zeitpunkt ΐ2· 102 und ein achter Zeitpunkt Tp 104.
Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l0 105, das Niveau des Induktionsstroms +l0 106, das Niveau der Spannung U2 107 und das Niveau der Spannung Ui 108.
Figur 4 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei Schaltern aus Figur 1 den Stromfluss im Abwärtsmodus, wobei die
stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
In einer ersten Darstellung 110 ist der Zeitraum to- < t < ti dargestellt, eine zweite Darstellung 112 zeigt den Zeitraum ti < t < tr.
Figuren 5a bis 5c zeigen eine Darstellung entsprechend Figur 4, in der sechs Zeiträume wiedergegeben sind. Eine erste Darstellung 120 zeigt den Zeitraum tr < t < t20, eine zweite Darstellung 122 zeigt den Zeitraum t20 < t < t2, eine dritte Darstellung 124 zeigt den Zeitraum t2 < t < ΐ2·, eine vierte Darstellung 126 und eine fünfte Darstellung 128 zeigen den Zeitraum t2' < t < Tp, eine sechste
Darstellung 130 zeigt den Zeitraum to < t < .
Auf die einzelnen Zeitintervalle wird nachfolgend im einzelnen eingegangen:
1. Zeitintervall vor to
Vor dem Zeitpunkt to ist der Schalter S3 geschlossen (Darstellung 128), was ermöglicht, dass der Induktionsstrom frei in seinem eigenen geschlossenen Pfad fließen kann. Der einzige Widerstand, dem dieser Strom ausgesetzt ist, ist der Innenwiderstand der Induktivität L und der Widerstand RdS(0n) der Back-to-Back- MOSFETs, die den Schalter S3 bilden. Figur 3 zeigt den idealen Fall, bei dem der Strom konstant bei -l0 bleibt, bis S3 geöffnet wird. Im realen Fall wird der Strom aufgrund der verschiedenen Widerstande durch diesen Pfad langsam auf null absinken. S3 wird zu einem Zeitpunkt vor ti geöffnet sein, wobei den Kapazitäten Cossi = Coss und C0Ss2 = Coss genügend Zeit gegeben wird, auf null zu entladen bzw. auf Ui aufzuladen, um ZVS und ZCS des Schalters Si sicherzustellen. Dieser Übergang kann in Darstellung 130 gesehen werden.
2. Zeitintervall to < tff
Wenn S3 abgeschaltet wurde und die MOSFET-Ausgangskapazität damit abgeschlossen haben, ihre Ladung auszutauschen, wird die obere Diode damit anfangen zu leiten, da diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist, und zwar hat C0SS2 und damit die Anode der Diode die Eingangsspannung Ui erreicht. Während dieses Zeitraums, bevor der Induktionsstrom Null erreicht und damit beginnt, in positiver Richtung zu fließen, kann der obere Schalter Si bei ZVS- und ZCS- Bedingungen eingeschaltet werden.
3. Zeitintervall < t
Sobald Si eingeschaltet ist, kann der Strom durch diesen fließen und hin zu dem Spitzenstrom der Kurve der Darstellung 1 10 ansteigen. Die Spannung über der Induktivität zu diesem Zeitpunkt beträgt Ui - U2. 4. Zeitintervall ti < t
In diesem Zeitintervall wird der obere Schalter ausgeschaltet, worauf eine Resonanzphase folgt. Die obere Kapazität des Schalters Si beginnt mit dem Laden und die untere mit dem Entladen. Wenn der untere Kondensator C0SS2 vollständig entladen ist, beginnt seine parallele Diode zu leiten (Darstellung 120), so dass eine ähnliche Situation wie im zweiten Zeitintervall entsteht. Während dieses Zeitintervalls leitet die Diode D2. Daher ist es am besten, dieses Intervall so kurz wie möglich zu gestalten, um unnötige Leistungsverluste über der Diode zu vermeiden. Es sollte jedoch sichergestellt werden, dass der Schalter Si vollständig abgeschaltet ist, bevor S2 eingeschaltet wird.
5. Zeitintervall tr < t20
Der Schalter S2 leitet nunmehr einen Strom, der auf Null absinken wird und die Induktivität L über C2 entlädt. Die Spannung über die Induktivität ist nunmehr -U2 (Darstellung 120).
6. Zeitintervall t2o ^ t2>
Sobald der Induktionsstrom den Wert Null erreicht, da der Schalter S2 eingeschaltet bleibt, fährt dieser damit fort, in die entgegengesetzte Richtung zu fließen (Darstellung 122), was zu negativen Werten führt. Sobald dieser den erwünschten -l0 erreicht, schaltet der Schalter S2 aus bei dem Zeitpunkt t2. Wenn dies passiert, folgt erneut eine Resonanzphase, in der die Kapazität C0SS2 damit beginnt aufzuladen (Darstellung 124). Wenn dieser ladend gelassen wird, kann dessen Spannung bis Ui ansteigen. In diesem Moment würde die Diode D-ι den Strom übernehmen. Da jedoch S3 während dieser Phase eingeschaltet wird, wäre der ideale Zeitpunkt dann, wenn C0SS2 die Spannung UCOss,2 = U2 erreicht, unter Berücksichtigung, dass andererseits gesammelte Überladung über den Schalter S3 auf C0Ss2 fließen würde, was Strom-Spikes induziert und daher
Schaltungsverluste bei dem Innenwiderstand von S3 verursacht. Der schlimmste Fall würde auftreten für den Fall, dass C0SS2 die Spannung Ui erreicht hätte, bevor S3 eingeschaltet ist. Die ZVS-Bedingung wird hier auf diese Weise erreicht für S3 (Darstellung 126), was den Moment zeigt, in dem S3 eingeschaltet wird, während die Kapazitätsbrücke mit der Induktivität L schwingt. Die Innenkapazität von S3 wird ebenfalls laden und entladen in Abhängigkeit des Zustande, in dem sich der Wandler befindet.
7. Zeitintervall ΐ2· ^ TP
In dieser Phase wird der Induktionsstrom weitgehend konstant durch den Schalter S3 gehalten. Die Dauer dieser Phase hält an, bis der Zyklus endet. Bevor Si wieder für einen neuen Zyklus schließt würde die Spannung darüber wiederum den Wert Null erreichen. Dies wird zwischen dem Ausschalten von S3 und dem Einschalten von Si erreicht, was dazu führt, dass die Spannung UCoss,2 über der Kapazität damit fortfährt anzusteigen, wenn in der Induktivität noch Energie gespeichert ist, d. h. UCoss,2 = U2 steigt auf Ui . Das Gegenteil passiert für Cossi, der vollständig entladen wird. Zu diesem Zeitpunkt beginnt die Diode damit zu leiten, was den Schalter Si unter ZVS- und ZCS-Bedingung einschalten lässt.
Da der Stromfluss in Vorwärtsmodus, dem Abwärts- bzw. Buck-Modus, als positiv definiert ist, wird die Boost-Modusfunktion entsprechend mit einem negativen Strom während der Phase beschrieben, in der die Induktivität Energie von der Eingangsspannung U2 speichert.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationschemas A im Boost- Modus beschrieben.
Figur 6 zeigt entsprechend Figur 3 in einem Graphen eine erste Kurve 180, die den Verlauf des Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 182, die den Verlauf der Spannung US2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt.
Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 184 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 186 die Stellung des zweiten Schalters S2 und ein dritter Signalverlauf 188 die Stellung des dritten Schalters S3. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 190, ein zweiter Zeitpunkt 192, ein dritter Zeitpunkt ti 194, ein vierter Zeitpunkt tr 196, ein fünfter Zeitpunkt t20 198, ein sechster Zeitpunkt t2 200, ein siebter Zeitpunkt ΐ2· 202 und ein achter Zeitpunkt Tp 204.
Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l0 205, das Niveau des Induktionsstroms +l0 206, das Niveau der Spannung U2 207 und das Niveau der Spannung Ui 208.
Der Verlauf des Induktionsstroms im Boost-Modus ist somit in Figur 6 dargestellt. Ähnlich zu dem Buck-Modus, in dem es drei Stufen gibt, in denen die Energie zunächst in der Induktivität gespeichert wird, während S2 geschlossen ist, später freigeschaltet wird, um durch Si zu der Ausgangskapazität Ci zu fließen und schließlich konstant durch den Schalter S3 gehalten wird. Der dritte Schalter wird auf dieselbe Weise verwendet, um einen Strom iL niedrig zu halten und um Verluste bei dem Schalter Si zu vermeiden.
Figur 7 zeigt in dem bidirektionalen Gleichspannungswandler 10 mit drei
Schaltern aus Figur 1 den Stromfluss im Aufwärtsmodus, wobei die
stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten mit durchgezogenen Linien und die nicht stromdurchflossenen Leitungen und Komponenten gepunktet dargestellt sind.
In Figuren 7a bis 7d sind acht Zeiträume dargestellt, diese sind:
220: ίο· < ti, 222: ti < tr, 224: tr < t20, 226: tr < t20, 228: t20 < t2, 230: t2 < tz, 232 und 234: t2. < Tp.
Figur 8 ist eine Darstellung entsprechend Figur 7, wobei gilt: 240: to < tff, 242: to <
Auf die einzelnen Zeiträume wird nachstehend eingegangen:
1 . Zeitintervall to < tff
Hier wird der Schalter S3 geöffnet und nach einer Resonanzoszillation der Ausgangskapazitäten wird die Diode D2 leiten, was es S2 ermöglicht, einzuschalten mit ZVS und ZCS für den Zyklus, der beginnt. Dies kann in Figur 8 gesehen werden.
2. Zeitintervall h <
52 ist leitend und die Induktivität wird geladen. Die Spannung über die Induktivität ist -U2. Die verschiedenen Phasen des Boost-Modus werden in Figur 7 in der Darstellung 200 gezeigt.
3. Zeitintervall ti < tr
Während dieser Übergangsphase tauschen die Kapazitäten Cossi und C0SS2 ihre Ladungen aus (Darstellung 222). Die Diode D-ι beginnt damit zu leiten, sobald die Spannung Ui über C0SS2 erreicht ist.
4. Zeitintervall tr < t2
Nun beträgt die Induktivitätsspannung Ui - U2, somit beginnt der Strom zu steigen und wenn dieser den Wert Null erreicht, fließt dieser in positive Richtung und Si wird eingeschaltet gelassen, bis dieser l0 erreicht (Darstellung 228).
5. Zeitintervall t2 ^ t2>
Bei diesem Zeitpunkt lädt die Resonanzoszillation Cossi und entlädt C0SS2- Auch im Boost-Modus kann die Spannung über C0SS2 nur absinken, bis diese U2 erreicht, so dass S3 bei Nullspannung eingeschaltet werden kann. Es wird auf Darstellungen 230-232 verwiesen.
6. Zeitintervall t2 ^ Τρ·
53 bleibt leitend bis zum Ende der Periode.
Nachstehend wird das Funktionsprinzip des Modulationsschemas B erläutert: Es wird somit ein weiteres Steuerverfahren vorgestellt, um ZVS und/oder ZCS für alle Schalter des Wandlers zu erreichen. Dieses Modulationsschema verbessert effektiv den Übergang von S2 zu S3 und das switching ringing, d. h. die
Oszillierung, die durch dem Übergang des Stromes von einem Schalter zum anderen verursacht wird, wird vermieden. Gegenüber dem Verhalten im 6.
Zeitintervall muss man nicht wie bei Modulationsschema A berücksichtigen, dass C0Ss2 im Buck-Modus die Spannung U2 erreicht, da hier der Übergang auf natürlicher Weise passiert. Der Strom wird ohne Ringing vom Hilfsschalter S3 übernommen. Das gleiche gilt für Boost-Modus (5. Zeitintervall t2 ^ t2'): der Strom wird ohne Ripple von Si zu S3 übernommen. Vollständige ZVS und ZCS für alle Schalter bedeutet theoretisch keine Schaltverluste.
Das neue Modulationsschema für den dritten Schalter, der die beiden MOSFETs Qi 300 und Q2 302 (Figur 10) separat steuert, sollte auf die folgende Weise implementiert werden. Figur 9 zeigt die neuen Steuersignale im Buck-Modus. Die beiden Schalter Si und S2 werden auf dieselbe Weise wie zuvor gesteuert, der MOSFET Qi 300 schaltet jedoch ein, nachdem S2 bei tr 298 eingeschaltet wurde.
Figur 9 zeigt entsprechend Figuren 3 und 6 in einem Graphen eine erste Kurve 280, die den Verlauf des Induktionsstroms iL(t) wiedergibt, und eine zweite Kurve 282, die den Verlauf der Spannung Us2(t) über den zweiten Schalter S2 wiedergibt. Weiterhin geben Signalverläufe die Schalterstellungen wieder, nämlich ein erster Signalverlauf 284 die Stellung des ersten Schalters Si, ein zweiter Signalverlauf 286 die Stellung des zweiten Schalters S2, ein dritter Signalverlauf 288a die Stellung des Schalters Q-i 300, und ein vierter
Signalverlauf 288b die Stellung des Schalters Q2 302. Stellung 1 gibt einen geschlossenen Schalter und Stellung 0 einen geöffneten Schalter wieder.
Weiterhin sind Zeitpunkte eingetragen, nämlich ein erster Zeitpunkt to 290, ein zweiter Zeitpunkt e 292, ein dritter Zeitpunkt ti 294, ein vierter Zeitpunkt tr 296, ein fünfter Zeitpunkt tr 298 ein sechster Zeitpunkt t20 300, ein siebter Zeitpunkt t2 302, ein achter Zeitpunkt t2' 304 und ein neunter Zeitpunkt Tp 306. Außerdem sind eingetragen das Niveau des Induktionsstroms -l0 308, das Niveau des Induktionsstroms +l0 310, das Niveau der Spannung U2 312 und das Niveau der Spannung Ui 314.
Figur 10 zeigt eine Back-to-Back-Struktur des Schalter S3 34 aus Figur 1 im Ersatzschaltbild. Die Darstellung zeigt einen ersten Schalter Q-i 300, einen zweiten Schalter Q2 302, eine erste Kapazität 304, eine zweite Kapazität 306, eine erste Diode DQ1 308 und eine zweite Diode DQ2 310. Ein erster Punkt A 312 und ein zweiter Punkt B 314 sind ebenfalls bezeichnet.
Da bei dem Zeitpunkt tr 296, bei dem S2 leitet, Punkt A 312 in Figur 10 auf Null herabgezogen wurde, wird der dritte Schalter S3 noch nicht leiten, da die Diode DQ2 in Rückwärtsrichtung betrieben wird und Q2 offen ist. Daher kann Q-ι ohne Strombelastung eingeschaltet werden (Zeitpunkt tr 298), und daher treten keine Schaltungsverluste auf. Die Diode DQ2 wird die Spannung U2 blockieren, während S2 leitet.
Sobald der Induktionsstrom -l0 erreicht und S2 ausgeschaltet wird (Zeitpunkt t2 302), werden die zu dem MOSFET parallelen Kapazitäten ihre
Ladungsübergänge beginnen und UCoss2 wird damit beginnen, von Null auf U2 aufzuladen. Sobald die Spannung die Ausgangsspannung beim Punkt A erreicht hat, wird die Spannung gleich U2 sein und die Diode DQ2 wird in Vorwärtsrichtung betrieben werden, da der Strom natürlich auf Qi kommutieren wird, der zuvor eingeschaltet wurde, und dieser wird durch Q-ι und DQ2 fließen. Zu diesem Zeitpunkt kann der MOSFET Q2 eingeschaltet werden (Zeitpunkt t2> 304), um Leitungsverluste zu verringern, die durch die Freilaufdiode DQ2 verursacht werden. Da die antiparallele Diode DQ2 den Strom leiten wird, wird der MOSFET Q2 ebenfalls ohne Strom- und Spannungsbelastung eingeschaltet werden.
Dies gilt auch für den Boost-Modus, wenn der obere Schalter Si leitet und der Induktionsstrom sinkt, zwischen t und t2 in Figur 6, kann der MOSFET Q2 zu jedem Zeitpunkt nach Si eingeschaltet werden, da dessen Serien-Diode DQ1 die Spannung Ui - U2 zu diesem Zeitpunkt blockieren wird, d. h. Rückwärtsbetrieb von DQi. Der MOSFET Q2 kann daher ohne Strombelastung eingeschaltet werden und kein Strom wird durch diesen fließen, solange Si eingeschaltet ist. Wenn Si beim Zeitpunkt t2 ausgeschaltet wird, beginnt die Resonanzphase der Kapazität und die Kapazität C0SS2 beginnt damit, von Ui auf Null zu entladen. Wenn dieser Prozess beginnt ist Punkt A in Figur 10 gleich Ui. Sobald die Spannung in dem Knoten U2 erreicht hat, wird die Diode DQ1 in Vorwärtsrichtung betrieben und da Q2 bereits eingeschaltet ist, wird der Strom damit beginnen, problemlos durch Q2 und DQ1 zu fließen, da der Induktionsstrom natürlich über den Schaler S3 gehen wird und keine Schwingung erzeugt. Während dieser Phase kann Q-ι zu jedem Zeitpunkt geschaltet werden. Auch für diesen Fall wird ZVS und ZCS erreicht, da die antiparallele Diode Strom leitet.
Dieser Wandler kann somit auf solche Weise geregelt werden, dass nahezu keine Schaltverluste zu verzeichnen sind.
Die Schaltzeiten können auf eine solche Weise berechnet werden, dass die erforderliche Leistung übertragen wird und gleichzeitig für alle Schalter ZVS erreicht wird. Die folgenden Berechnungen gelten unter der Bedingung, dass alle Komponenten sich ideal verhalten, keine Verluste und Verzögerungen haben und konstante Werte aufweisen.
Einige Annahmen müssen getroffen werden für die Berechnung der
Einschaltdauern der Schalter:
Vernachlässigung der Resonanzphasen t0 => tff, t-ι => t und t2 => t2>,
Vernachlässigung der Leistungsverluste,
konstante Spannungen Ui und U2,
der minimale Strom l0 wird immer erreicht.
Bei den folgenden Berechnungen wird der Buckmodus auf die herkömmliche Weise betrachtet, wobei die Eingangsspannung Uein = Ui und die
Ausgangsspannung UaUs = U2.
Zunächst wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Buckmodus betrachtet: Eingangs- und Ausgangsspannung: Ui = Uem (höhere Spannung); U2 = U
(niedrigere Spannung)
Wenn angenommen wird, dass der Induktionsstrom vor jedem neuen Zyklus bei ii_(to) = -lo beginnt, kann die Induktionsstromfunktion für jede Schaltstufe werden zu:
Nunmehr wird der Induktionsstrom und die Induktionsspannung im Boostmodus betrachtet:
Eingangs- und Ausgangsspannung im Bereich: Ui = Uem (niedrigere Spannung), U2 = Uaus (höhere Spannung)
Die Spannung über der Induktivität im Boostmodus ist wie folgt definiert:
u 0 < t < tl
UL (t) u (3)
h < t < Tp
Ähnlich zum Buckmodus kann der Induktionsstrom für den Boostmodus wie folgt definiert werden:
Die maximale Leistung muss bis zum Zeitpunkt t1 von der Eingabe übertragen und in der Induktivität gespeichert werden. Für die Eingangsleistung P1 gilt:
wobei der Eingangsstrom l1 avg (avg = Average = Mittelwert) ebenfalls der Strom ist, der durch den Schalter Si fließt. Anhand dieser Gleichung kann die Einschaltzeit des Schalters Si im Buckmodus berechnet werden:
Es ergibt sich eine quadratische Gleichung für und da Pi = P2 = P gilt:
Aufgelöst nach ergibt das:
Anhand der sogenannten Volt Second Gleichung, die das Prinzip der Volt-Sekunde- Balance berücksichtigt, kann auf einfache Weise die Einschaltzeit von S2, nämlich t2,( berechnet werden:
Die dritte Gleichung wird erhalten durch die Differenz zwischen der Periode Tp und den Einschaltzeiten t-ι + t2,ein- = Tp - ty - t 2,ON (10)
Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
L,rms ,BUCK (1 1 )
wobei U1 die Eingangsspannung im Buckmodus auf der Hochvoltseite ist. Der effektive Induktionsstrom wird wie folgt berechnet:
wobei hierbei die Eingangsspannung bestimmt ist für die Eingangsspannung U1 (niedrigere Spannung) im Boostmodus. Der durchschnittliche Induktionsstrom bestimmt sich aus:
(13)
Figur 1 1 wird die Back-to-Back-Struktur des dritten Schalters S3 näher erläutern.
Figur 1 1 zeigt den dritten Schalter S3 34 aus Figur 10, wobei zusätzlich ein Spannungsabfall Ui - U2 über den ersten Schalter Q-i 300 mit einem Pfeil 330 verdeutlicht ist.
Zu beachten ist, dass ein einzelner MOSFET die Spannung nur in eine Richtung blockieren kann. Um Spannungen in beide Richtungen zu blockieren bzw. zu sperren, sollte eine Diode in dem Pfad angeordnet werden, um einen
unidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen. Wenn der höhere Schalter Si leitet und ein Strom positiv in die Induktivität fließt, wird der Spannungsabfall Ui - U2 durch einen MOSFET bzw. Schalter 300 gehalten, da die Diode DQ2 310 leiten würde, weil ihre Anodenspannung Ui höher als die Kathodenspannung U2 ist. Das Gegenteil gilt, wenn der untere Schalter leitet. Während dieses Betriebs wird die Spannung am Punkt A 312 auf null nach unten gezogen, während die Spannung am Punkt B 314 positiv sein wird, nämlich U2. Daher wird die Diode DQ1 in Vorwärtsrichtung betrieben und würde leiten, wenn der Schalter Q2 nicht verwendet werden würde.
Folglich ist, um die Spannung in beide Richtungen zu sperren und gleichzeitig einen bidirektionalen Stromfluss zu ermöglichen, ein weiterer MOSFET, also insgesamt zwei MOSFETs für S3, erforderlich. Im Modulationsschema A nutzen die beiden MOSFETs das Signal am Gate-Anschluss gemeinsam und ihre Source-Anschlüsse sind miteinander verbunden. Im Modulationsschema B werden die beiden MOSFETs getrennt voneinander gesteuert.
Die Betriebsspannung der Back-to-Back-MOSFETs muss der High-Side- Spannung entsprechen, da, wenn ein MOSFET in eine Richtung sperrt, die Diode des MOSFETs in Reihe leiten wird, weil diese in Vorwärtsrichtung betrieben ist und daher der gesamte Sperrspannungsabfall an einem einzelnen MOSFET Q, angelegt sein wird, wobei i = 1 , 2 ist. Der schlimmste Fall einer Sperrspannung tritt auf, wenn die Ausgangskapazität noch nicht geladen ist und daher die MOSFETs die vollständige maximale Spannung (High-Side-Voltage) aushalten müssen, in diesem Fall Ui, wobei Ui > U2.

Claims

Ansprüche
1. Bidirektionaler Gleichspannungswandler (10) mit einer Anzahl an Schaltern (16, 18, 300, 302) und einem Zwischenspeicher (28), wobei parallel zu dem Zwischenspeicher (28) ein weiterer Schalter (34) geschaltet ist, wobei der weitere Schalter (34) derart eingerichtet ist, dass dieser bidirektional sperren kann.
2. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1, bei dem der weitere Schalter (34) mit zwei Back-to- Back-Transistoren realisiert ist, die getrennt ansteuerbar sind.
3. Gleichspannungswandler nach Anspruch 1 oder 2, bei dem als
Zwischenspeicher (28) eine Induktivität dient.
4. Gleichspannungswandler nach Anspruch 3, bei dem als Induktivität eine Spule dient.
5. Gleichspannungswandler nach einem der Ansprüche 1 bis 4, der eine
Halbbrückenstruktur aufweist.
6. Verfahren zum Wandeln einer Gleichspannung mit einem
Gleichspannungswandler (10) der Schalter (16, 18, 300, 302) und einen
Zwischenspeicher (28) aufweist, zu dem parallel ein weiterer Schalter (34) geschaltet ist, der dazu eingerichtet ist, bidirektional zu sperren, insbesondere mit einem Gleichspannungswandler (10) nach einem der Ansprüche 1 bis 5, wobei im Betrieb der weitere Schalter (34) angesteuert wird.
7. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Gleichspannungswandler (10) in einem Modulationsschema A betrieben wird, in dem der weitere Schalter (34) mit einem Signal angesteuert wird.
8. Verfahren nach Anspruch 6, bei dem der Gleichspannungswandler (10) in einem Modulationsschema B betrieben wird, in dem die zwei Back-to-Back- Transistoren des weiteren Schalters (34) getrennt angesteuert werden und mindestens zwei verschiedene Schalteinheiten umfassen.
9. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem eine Aufwärtswandlung vorgenommen wird.
10. Verfahren nach einem der Ansprüche 6 bis 8, bei dem eine Abwärtswandlung vorgenommen wird.
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