EP2951916A2 - Convertisseur de puissance multi-niveaux cascadé - Google Patents

Convertisseur de puissance multi-niveaux cascadé

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EP2951916A2
EP2951916A2 EP14701012.8A EP14701012A EP2951916A2 EP 2951916 A2 EP2951916 A2 EP 2951916A2 EP 14701012 A EP14701012 A EP 14701012A EP 2951916 A2 EP2951916 A2 EP 2951916A2
Authority
EP
European Patent Office
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input
topology
output
converter
conv
Prior art date
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Ceased
Application number
EP14701012.8A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Jean-Paul Lavieville
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Original Assignee
Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Schneider Toshiba Inverter Europe SAS filed Critical Schneider Toshiba Inverter Europe SAS
Publication of EP2951916A2 publication Critical patent/EP2951916A2/fr
Ceased legal-status Critical Current

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    • H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
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    • H02M1/00—Details of apparatus for conversion
    • H02M1/0095—Hybrid converter topologies, e.g. NPC mixed with flying capacitor, thyristor converter mixed with MMC or charge pump mixed with buck

Definitions

  • the present invention relates to a multi-level power converter.
  • the multi-level converter of the invention is more particularly intended to operate in the field of medium voltage.
  • a first solution simply consists in the series association of the switching switches.
  • the slowest switching switch may experience excessive transient voltage, while on blocking, the faster switch may destroy.
  • other solutions have been proposed, based on the interlacing of the controls of the switches. These solutions make it possible to propose several voltage levels in order to reconstitute the waveforms.
  • This topology brings significant improvements to the problem of balancing the voltages undergone by the switches and makes it possible to generate satisfactory waveforms.
  • This topology nevertheless has limitations in its use and drawbacks, notably related to the balancing
  • This NPC-type topology has therefore been improved by replacing the diodes with controlled switches.
  • the improved topology is called ANPC (for "Active Neutral Point Clamped") and has already been implemented in some products (ACS 2000 from ABB).
  • NPP for "Neutral Point Piloted" has for example been described in the patent US6930899.
  • a third solution appeared, using nested cells.
  • the nested cell converter is used to connect a voltage source to a current source by associating any number of switches in series, regardless of the type of conversion desired.
  • Each elementary cell has two switching switches and one capacitor.
  • this solution also has drawbacks related to the presence of floating capacitors in each cell, their number generating an additional cost and a large amount of stored energy.
  • This solution is called stacked multicellular converter (SMC for "Stacked Multicell Converter”).
  • SMC stacked Multicell Converter
  • the object of the invention is to propose an alternative solution to all previous solutions, allowing to associate a large number of components to work at high voltage levels, without using a transformer and limiting the maximum number of passive components.
  • a multi-level power converter comprising:
  • n being at least equal to 1
  • each input stage comprising n + 1 identical input converters connected to each other, each converter being powered by an input voltage and controlled to apply an electric potential to an output from said input voltage
  • each input converter of the n-1 input stage is powered by the resulting voltage of the electrical potentials applied to two outputs by two n-rank converters; output signal connected to the Tier 1 input stage and having an output converter powered by a differential voltage resulting from a first electrical potential applied to the output of a first input converter of the input stage of rank 1 and a second electric potential applied to the output of a second input converter of the row 1 input stage, said output converter being controlled to apply an electric potential to an output,
  • the output converter having a topology different from the topology chosen for the input converters, said topology of the output converter being chosen from among a floating capacitor architecture, SMC, NPC, NPP and ANPC.
  • the input converters have an NPP type topology and the output converter has a floating capacitor topology.
  • the input converters have an NPC type topology and the output converter has a floating capacitor topology.
  • the input converters have an ANPC type topology and the output converter has a floating capacitor topology.
  • the input converters have an NPP-type topology and the output converter has an SMC type topology.
  • the input converters have an NPC type topology and the output converter has an SMC type topology.
  • the input converters have an ANPC type topology and the output converter has an SMC type topology.
  • FIG. 1 schematically represents the multi-level power converter of the invention
  • FIG. 2 represents the multi-level converter of the invention comprising a single input stage and an output stage
  • FIG. 3 represents the multi-level converter of the invention, having an NPP topology input stage and a floating capacitor topology output stage,
  • FIG. 4 represents the multi-level converter of the invention, having an NPC topology input stage and a floating capacitor topology output stage
  • FIG. 5 represents the multilevel converter of the invention, having an ANPC topology input stage and an output floating topology output stage
  • FIGS. 6A to 6L illustrate the different flow-through sequences in a multi-level converter of the invention, having an NPP topology input stage and a floating capacitor topology output stage.
  • FIG. 7 represents the multi-level converter of the invention, having an NPP topology input stage and an SMC topology output stage,
  • the invention relates to a multi-level power converter for working at high voltages, more precisely in the medium voltage range from 2.3kV to 13.8kV. It is based on the fact of associating elementary structures in cascade, each elementary structure being based on the series association of components in limited quantity.
  • the multilevel converter of the invention thus comprises:
  • Ejn n having n + 1 input converters CONV x _En (x ranging from 1 to n + 1) identical connected together, each converter CONV x _En being powered by an input voltage V x _En and controlled to apply a potential on an output S y _En (y ranging from 1 to n) from said input voltage,
  • each input converter of the n-1 input stage is powered by the resulting voltage of the electric potentials applied to two outputs by two n-rank converters,
  • an output stage E or t connected to the rank 1 input stage and comprising a voltage-powered CONVs output converter differential Vf
  • the output converter is controlled to apply an electrical potential on its output
  • the input converters have an identical topology. It is chosen from the NPC ("Neutral Point Clamped”), ANPC ("Active Neutral Point Clamped"), NPP ("Neutral Point Piloted”) and SMC ("Stacked Multicell Converter”) architectures.
  • the output converter has a topology different from the topology chosen for the input converters and is chosen from a floating capacitor architecture (FC for "Flying Capacitor”), SMC, NPC, NPP and ANPC.
  • FC floating capacitor architecture
  • _EI input fed by a first voltage V-
  • An output converter CONVs connected to the first output S-
  • EI, CONV2 E1 are for example made in simple topologies, combining in series two switches.
  • _EI V 2 _EI), ie to half of the total input voltage (V-
  • Each of the input switches must therefore support half of the input voltage.
  • the converter is chosen so as to use the same switches as those of the input stage and so as to limit the number of switches at this stage.
  • FIG. 3 thus represents a multi-level converter of the type of the invention comprising CONV-IEI, CONV 2 EEI input converters having an NPP topology and a CONVs output converter having a floating capacitor-type topology.
  • FIG. 4 thus represents a multilevel converter of the type of the invention comprising CONV-I input converters EI, CONV2 E1 having an NPC topology and a CONVs output converter having a floating capacitor type topology.
  • FIG. 5 thus represents a multi-level converter of the type of the invention comprising CONV-I input converters EI, CONV2 E1 having an ANPC topology and a CONVs output converter having a floating capacitor type topology.
  • FIGS. 6A to 6L more particularly illustrate the operating sequences of the architecture having an NPP topology for the input converters and a floating capacitor topology for the output converter.
  • Transistors T1 and T2 have an operation complementary to the near dead time.
  • the transistors T3 and T4 have an operation complementary to the near dead time.
  • the controls of transistors T1 and T3, respectively T2 and T4 are identical to a phase shift, which will allow the load current to transiently pass through said capacitor.
  • the control of the switches of the output stage is for example based on an intersective modulation with N triangular carriers, temporally shifted (ideally 2 ⁇ / ⁇ ), to the switching frequency corresponding to the n cells (here N is therefore equal to 2 ) of this stage and a sinusoidal modulator at the frequency of the output signal to determine the switching times of the switches.
  • N is therefore equal to 2
  • a sinusoidal modulator at the frequency of the output signal to determine the switching times of the switches.
  • T5a, T5b The transistors (T5a, T5b), (T7a, T7b), (T9a, T9b), (T1 1a, T1b) are associated in pairs so that their switching is simultaneous.
  • Additional signals are used to control the switches T7 and T9, these signals being themselves complementary to the control signals of the switches T8 and T10. These signals are a function of the sign of the target voltage.
  • the control of the switches T5, T6, T1 1 and T12 uses for example two triangular carriers offset in amplitude and out of phase with the carriers used for the control of the switches of the output stage, in order to limit the harmonic content of the voltage Release.
  • FIGS. 6A to 6L Each figure shows a different path for the current through the input stage and the output stage.
  • the multi-level converter of the invention comprises a plurality of switching cells.
  • Each switching cell is formed of two switches (T1, T1 '- T2, T2' - T3U, T3'U - T3L, T3'L - T4U, T4'U - T4L, T4'L) whose operation is complementary, that is to say that when one is conductive, the other is blocked.
  • a switching function fk is used to describe the operation of each cell.
  • the input voltage must be equitably distributed between the input capacitors C1, C2, C3, C4, and, to ensure good distribution of voltages between the switches, the capacitor voltage Cf must be equal to one quarter of the input voltage.
  • the control of the switching cells is done to fulfill the following three objectives:
  • the voltage Vcf at the terminals of the floating capacitor Cf is modified by the passage of a current therein.
  • the table below shows, depending on the states of the switches, the value of the output current flowing through the floating capacitor:
  • the floating capacitor Cf In the other states taken by the switches, the floating capacitor Cf is not traversed by any current, its voltage can not evolve and balancing is not necessary or possible.
  • the control unit of the switches chooses between the states V1 or V2, taking into account the evolution of the voltage Vcf across the capacitor. floating.
  • control unit To obtain a zero output voltage, the control unit must choose between the states V5 and V6 of the table above according to the state of the voltage V Cf across the floating capacitor. To obtain an output voltage of Vdc / 4, the control unit must choose between the states V9 and V10 of the above table according to the state of the voltage Vcf at the terminals of the floating capacitor.
  • the mid-point O has a fixed floating potential in average value but that this potential fluctuates around this average value according to the evolution of the load conditions or of the switch control. This fluctuation must be controlled to remain within an acceptable operating range.
  • the topology of FIG. 4 comprises three intermediate points 0+, 0, O- on the input converters. At these three points, three currents l 0+ , lo and l 0 - are likely to circulate.
  • the global evolution of the voltages across the capacitors is obtained by performing the sum of the evolutions obtained in each of the possible configurations:
  • ⁇ ⁇ 1 - I 0+ + -I 0 + - / 0 _
  • ⁇ ⁇ 2 - I 0+ + -I 0 + - l Q _
  • AV Q ⁇ AV C1 + AV C2 ) - ⁇ AV C3 + AV C4 )
  • the following table shows the states of switches that causes the presence of currents 0+, lo, lo- and therefore generates a changing voltage Vci, c2, c3, c4 across the capacitors.
  • control unit chooses, according to the state of charge of the capacitors of the bus, one of the states V1, V2 or V4 defined in the table below. above so as to obtain the current lo or l 0 -
  • the control unit chooses, according to the state of charge of the capacitors of the bus, one of the states V3, V5, V6 or V7 defined in the table above so as to obtain the current lo, lo- or l 0+ .
  • the control unit chooses, according to the state of charge of the capacitors of the bus, one of the states V7, V9 or V10 defined in the table above. in order to obtain the current I 0 or I 0+ .
  • This second proposal consists of associating an input stage Ej n whose CONV-I input converters EI, CONV2 E1 employ a simple topology and an output stage E out whose output converter CONVs has a more complex topology, having a large number of switches in series.
  • converters CONV-EI, CONV 2 _EI are made according to a topology of NPC, NPP or ANPC type.
  • the CONVs converter is produced according to a type topology
  • FIG. 7 thus represents a multi-level converter having an input stage Ej n j whose input converters CONV-I E1, CONV2 E1 are at topology NPP and an output stage E out whose output converter CONVs is with SMC topology.
  • NPC + SMC and ANPC + SMC are not represented but it should be understood that they form part of the invention.
  • the invention therefore aims at cascading known basic modules in order to be able to put in series a suitable number of switches.
  • the different architectures proposed allow to adapt to different operating voltages, ranging from 2.3kV to 13.8kV.
  • the first proposal described above has the advantage of requiring only a small amount of switches.
  • the second proposal allows to increase the number of switches in series, but also to mix the type of switches.
  • the switches used for the input stages will preferably be different from the switches used for the output stage.
  • the differential voltage applied in output converter input is E / 2.
  • two switches must be able to support E / 2 while the six switches of the output converter must support E / 2.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
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  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

L'invention concerne un convertisseur de puissance multi-niveaux comprenant : - n étages d'entrée (Ein_n), n étant au moins égal 1, chaque étage d'entrée comportant n+1 convertisseurs d'entrée (CONVx_En) identiques connectés entre eux, les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentant une topologie identique, choisie parmi les architectures de type NPC, ANPC, NPP et SMC, - un étage de sortie (Eout) connecté à l'étage d'entrée de rang 1 et comportant un convertisseur de sortie (CONVs) alimenté par une tension différentielle (Vfloat) résultant d'un premier potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un premier convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 et d'un deuxième potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un deuxième convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1, le convertisseur de sortie (CONVs) présentant une topologie choisie parmi une architecture à condensateur flottant (FC), SMC, NPC, NPP et ANPC.

Description

Convertisseur de puissance multi-niveaux
Domaine technique de l'invention
La présente invention se rapporte à un convertisseur de puissance multi- niveaux. Le convertisseur multi-niveaux de l'invention est plus particulièrement destiné à fonctionner dans le domaine de la moyenne tension.
Etat de la technique
Certaines applications nécessitent aujourd'hui des tensions très élevées.
Même si les performances des semi-conducteurs employés dans les convertisseurs de puissance sont sans cesse améliorées, leur tenue en tension n'est cependant pas encore suffisante pour pouvoir proposer des convertisseurs de puissance compacts et sûrs. Par conséquent, différentes solutions ont été élaborées pour permettre une montée en tension tout en respectant les tenues en tension des composants.
Une première solution consiste simplement en l'association en série des interrupteurs de commutation. Il est cependant difficile de répartir équitablement les contraintes en tension sur chacun des interrupteurs, aussi bien en régime statique qu'en régime dynamique. Par exemple, à l'amorçage, l'interrupteur à la commutation la plus lente risque de subir une tension transitoire excessive tandis qu'au blocage, l'interrupteur le plus rapide risque la destruction. Pour faire face à ces difficultés, d'autres solutions ont été proposées, basées sur l'entrelacement des commandes des interrupteurs. Ces solutions permettent de proposer plusieurs niveaux de tension en vue de reconstituer les formes d'onde.
Une deuxième solution apparue est la topologie dite NPC (pour "Neutral Point
Clamped"). Cette topologie apporte des améliorations significatives au problème d'équilibrage des tensions subies par les interrupteurs et permet de générer des formes d'ondes satisfaisantes. Cette topologie présente cependant des limites dans son utilisation et des inconvénients liés notamment à l'équilibrage de la tension des condensateurs de bus. Cette topologie de type NPC a donc fait l'objet d'une amélioration en remplaçant les diodes par des interrupteurs commandés. La topologie améliorée se nomme ANPC (pour "Active Neutral Point Clamped") et a déjà été mise en œuvre dans certains produits (ACS 2000 de la société ABB).. Une alternative à la topologie NPC, dénommée NPP (pour "Neutral Point Piloted") a par exemple été décrite dans le brevet US6930899.
Une troisième solution est apparue, utilisant des cellules imbriquées. Le convertisseur à cellules imbriquées permet de relier une source de tension à une source de courant en associant un nombre quelconque d'interrupteurs en série, quel que soit le type de conversion souhaité. Chaque cellule élémentaire comporte deux interrupteurs de commutation et un condensateur. Cependant, cette solution présente également des inconvénients liés à la présence des condensateurs flottants dans chaque cellule, leur nombre engendrant un surcoût et une quantité d'énergie stockée importante.
Afin de réduire la taille des condensateurs et l'énergie stockée dans le convertisseur, une quatrième solution a été proposée. Cette solution est désignée convertisseur multicellulaires superposées (SMC pour "Stacked Multicell Converter"). Cette solution, décrite dans le brevet EP1287609, consiste à associer plusieurs convertisseurs à cellules imbriquées.
Enfin, une dernière solution a été décrite dans le brevet US5625545. Cette solution consiste à associer la sortie des cellules en série et à alimenter chaque cellule par une source indépendante. Chaque cellule comporte un redresseur et un onduleur. Les sorties ddes cellules sont associées en série pour générer le niveau de tension souhaité sur la charge. Un décalage temporel des commandes des onduleurs est employé pour obtenir une tension multi-niveaux.
Des solutions ont par ailleurs été décrites dans les documents suivants :
- FANG ZHENG : "A Generalized Multilevel Inverter Topology with Self Voltage Balancing" - 01/03/2001 , XP01 1022945
- ZHIGUO PAN ET AL : "A diode-clamped multilevel converter with reduced number of clamping diodes" - 22/02/2004, XP010703326
- ALIAN CHEN ET AL : "A novel type of combined multilevel converter topologies" - 02/1 1/2004, XP010799316
- ALIAN CHEN ET AL : "A multilevel converter topology with fault tolérant ability" - 22/02/2004, XP010703838
- BARBOSA P ET AL : "Active-Neutral-point-Clamped (ANPC) Multilevel Converter Technology", XP010933291
- US2007/025126A1 Les solutions décrites dans ces documents proposent de mettre en cascade des convertisseurs, tous de topologie identique.
Le but de l'invention est de proposer une solution alternative à toutes les solutions antérieures, permettant d'associer un grand nombre de composants afin de pouvoir travailler à des niveaux de tension élevés, sans employer de transformateur et en limitant au maximum le nombre de composants passifs.
Exposé de l'invention
Ce but est atteint par un convertisseur de puissance multi-niveaux comprenant :
- n étages d'entrée, n étant au moins égal 1 , chaque étage d'entrée comportant n+1 convertisseurs d'entrée identiques connectés entre eux, chaque convertisseur étant alimenté par une tension d'entrée et commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie à partir de ladite tension d'entrée,
- si n est supérieur ou égal à 2, chaque convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang n-1 étant alimenté par la tension résultante des potentiels électriques appliqués sur deux sorties par deux convertisseurs de rang n, - un étage de sortie connecté à l'étage d'entrée de rang 1 et comportant un convertisseur de sortie alimenté par une tension différentielle résultant d'un premier potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un premier convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 et d'un deuxième potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un deuxième convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 , ledit convertisseur de sortie étant commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie,
- les convertisseurs d'entrée présentant une topologie identique, choisie parmi les architectures de type NPC, ANPC, NPP et SMC,
- le convertisseur de sortie présentant une topologie différente de la topologie choisie pour les convertisseurs d'entrée, ladite topologie du convertisseur de sortie étant choisie parmi une architecture à condensateur flottant, SMC, NPC, NPP et ANPC. Selon une variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type NPP et le convertisseur de sortie présente une topologie à condensateur flottant.
Selon une autre variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type NPC et le convertisseur de sortie présente une topologie à condensateur flottant.
Selon une autre variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type ANPC et le convertisseur de sortie présente une topologie à condensateur flottant.
Selon une autre variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type NPP et le convertisseur de sortie présente une topologie de type SMC.
Selon une autre variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type NPC et le convertisseur de sortie présente une topologie de type SMC.
Selon une autre variante de réalisation, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie de type ANPC et le convertisseur de sortie présente une topologie de type SMC.
Brève description des figures
D'autres caractéristiques et avantages vont apparaître dans la description détaillée qui suit faite en regard des dessins annexés listés ci-dessous :
- la figure 1 représente de manière schématique, le convertisseur de puissance multi-niveaux de l'invention,
la figure 2 représente le convertisseur multi-niveaux de l'invention comprenant un seul étage d'entrée et un étage de sortie,
- la figure 3 représente le convertisseur multi-niveaux de l'invention, ayant un étage d'entrée à topologie NPP et un étage de sortie à topologie à condensateur flottant,
la figure 4 représente le convertisseur multi-niveaux de l'invention, ayant un étage d'entrée à topologie NPC et un étage de sortie à topologie à condensateur flottant, - la figure 5 représente le convertisseur multi-niveaux de l'invention, ayant un étage d'entrée à topologie ANPC et un étage de sortie à topologie à condensateur flottant en sortie,
- les figures 6A à 6L illustrent les différentes séquences de passage du courant dans un convertisseur multi-niveaux de l'invention, ayant un étage d'entrée à topologie NPP et un étage de sortie à topologie à condensateur flottant.
la figure 7 représente le convertisseur multi-niveaux de l'invention, ayant un étage d'entrée à topologie NPP et un étage de sortie à topologie SMC,
Description détaillée d'au moins un mode de réalisation
L'invention concerne un convertisseur de puissance multi-niveaux permettant de travailler à des tensions élevés, plus précisément dans le domaine de la moyenne tension allant de 2.3kV à 13.8kV. Il repose sur le fait d'associer des structures élémentaires en cascade, chaque structure élémentaire étant basée sur l'association en série de composants en quantité limitée.
En référence à la figure 1 , le convertisseur multi-niveaux de l'invention comporte ainsi :
- n étages d'entrée Ejn n, n étant au moins égal 1 , chaque étage d'entrée
Ejn n comportant n+1 convertisseurs d'entrée CONVx_En (x allant de 1 à n+1 ) identiques connectés entre eux, chaque convertisseur CONVx_En étant alimenté par une tension d'entrée Vx_En et commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie Sy_En (y allant de 1 à n) à partir de ladite tension d'entrée,
- si n est supérieur ou égal à 2, chaque convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang n-1 étant alimenté par la tension résultante des potentiels électriques appliqués sur deux sorties par deux convertisseurs de rang n,
- un étage de sortie Eout connecté à l'étage d'entrée de rang 1 et comportant un convertisseur de sortie CONVs alimenté par une tension différentielle Vf|0at résultant d'un premier potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un premier convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 et d'un deuxième potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un deuxième convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 . Le convertisseur de sortie est commandé pour appliquer un potentiel électrique sur sa sortie
Selon l'invention, les convertisseurs d'entrée présentent une topologie identique. Celle-ci est choisie parmi les architectures de type NPC ("Neutral Point Clamped"), ANPC ("Active Neutral Point Clamped"), NPP ("Neutral Point Piloted") et SMC ("Stacked Multicell Converter").
Selon l'invention, le convertisseur de sortie présente une topologie différente de la topologie choisie pour les convertisseurs d'entrée et est choisie parmi une architecture à condensateur flottant (FC pour "Flying Capacitor"), SMC, NPC, NPP et ANPC.
Dans la suite de la description, pour des raisons de simplification, nous nous intéresserons à une architecture de base répondant aux critères définis ci-dessus et comportant un seule étage d'entrée Ejn_i et un étage de sortie Eout- Cette architecture de base comporte ainsi :
Un premier convertisseur d'entrée CONV-|_EI alimenté en entrée par une première tension V-|_EI et commandé pour appliquer un premier potentiel électrique sur une première sortie S-|_EI ,
Un deuxième convertisseur d'entrée CONV2_EI alimenté en entrée par une deuxième tension V2 E1 et commandé pour appliquer un deuxième potentiel électrique sur une deuxième sortie S2_EI ,
Un convertisseur de sortie CONVs connecté à la première sortie S-|_EI et à la deuxième sortie S2 E1 en vue d'être alimenté par une tension différentielle Vfloat résultant du premier potentiel électrique et du deuxième potentiel électrique et commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie Si_s. En référence aux figures 3 à 5, une première proposition est décrite ci- dessous.
Dans l'étage d'entrée Ejn_-| , les convertisseurs d'entrée CONV-|_EI , CONV2 E1 sont par exemple réalisés selon des topologies simples, associant en série deux interrupteurs. Dans ces solutions, la tension différentielle Vf|0at est égale à la tension V (=V-|_EI =V2_EI ) , soit à la moitié de la tension d'entrée totale (V-|_EI + V2 E1 ). Chacun des interrupteurs d'entrée doit donc supporter la moitié de la tension d'entrée.
Dans l'étage de sortie, le convertisseur est choisi de manière à employer les mêmes interrupteurs que ceux de l'étage d'entrée et de manière à limiter le nombre d'interrupteurs à cet étage.
Différentes architectures répondant à ces critères sont représentées sur les figures 3 à 8.
La figure 3 représente ainsi un convertisseur multi-niveaux du type de l'invention comprenant des convertisseurs d'entrée CONV-|_EI , CONV2_EI ayant une topologie NPP et un convertisseur de sortie CONVs ayant une topologie de type à condensateur flottant.
La figure 4 représente ainsi un convertisseur multi-niveaux du type de l'invention comprenant des convertisseurs d'entrée CONV-I EI , CONV2 E1 ayant une topologie NPC et un convertisseur de sortie CONVs ayant une topologie de type à condensateur flottant.
La figure 5 représente ainsi un convertisseur multi-niveaux du type de l'invention comprenant des convertisseurs d'entrée CONV-I EI , CONV2 E1 ayant une topologie ANPC et un convertisseur de sortie CONVs ayant une topologie de type à condensateur flottant. Les figures 6A à 6L illustrent plus particulièrement les séquences de fonctionnement de l'architecture ayant une topologie NPP pour les convertisseurs d'entrée et une topologie à condensateur flottant pour le convertisseur de sortie.
Pour l'étage de sortie, certaines règles doivent être respectées :
- Les transistors T1 et T2 ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
Les transistors T3 et T4 ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
Pour maintenir constante la tension moyenne aux bornes du condensateur flottant Cfbat. les commandes des transistors T1 et T3, respectivement T2 et T4, sont identiques à un déphasage près, ce qui va permettre au courant de charge de traverser transitoirement ledit condensateur.
La commande des interrupteurs de l'étage de sortie est par exemple basée sur une modulation intersective avec N porteuses triangulaires, temporellement décalées (idéalement de 2ττ/η), à la fréquence de découpage correspondant aux n cellules (ici N est donc égal à 2) de cet étage et une modulante sinusoïdale à la fréquence du signal de sortie pour déterminer les instants de commutation des interrupteurs. Pour l'étage d'entrée, certaines règles doivent être respectées :
- Les transistors (T5a, T5b), (T7a, T7b), (T9a, T9b), (T1 1 a, T1 1 b) sont associés deux par deux de telle sorte que leurs commutations soient simultanées.
La commande simultanée de T5 et T6 est interdire. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
La commande simultanée de T5 et T7 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
La commande simultanée de T7 et T1 1 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
- La commande simultanée de T7 et T8 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
La commande simultanée de T9 et T10 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
La commande simultanée de T1 1 et T12 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près. La commande simultanée de T9 et T1 1 est interdite. Ces interrupteurs ont un fonctionnement complémentaire au temps mort près.
Des signaux complémentaires sont employés pour commander les interrupteurs T7 et T9, ces signaux étant eux-mêmes complémentaires des signaux de commande des interrupteurs T8 et T10. Ces signaux sont fonction du signe de la tension de consigne.
La commande des interrupteurs T5, T6, T1 1 et T12 emploie par exemple deux porteuses triangulaires décalées en amplitude et déphasées par rapport aux porteuses employées pour la commande des interrupteurs de l'étage de sortie, ceci afin de limiter le contenu harmonique de la tension de sortie.
En respectant les règles définies ci-dessus, les différentes séquences de fonctionnement sont illustrées sur les figures 6A à 6L. Chaque figure montre un trajet différent pour le courant à travers l'étage d'entrée et l'étage de sortie.
Ces règles de fonctionnement sont parfaitement adaptées lorsque les tensions aux bornes des condensateurs sont équilibrées. Cependant, si un équilibrage de ces tensions est nécessaire, celui-ci doit être réalisé. Un exemple de contrôle est ainsi décrit ci-dessous.
En liaison avec la topologie présentée en figure 4, nous décrivons ci-dessous un principe d'équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs d'un convertisseur multi-niveaux de l'invention.
Sur la figure 4, le convertisseur multi-niveaux de l'invention comporte plusieurs cellules de commutation. Chaque cellule de commutation est formée de deux interrupteurs (T1 , T1 ' - T2, T2' - T3U, T3'U - T3L, T3'L - T4U, T4'U - T4L, T4'L) dont le fonctionnement est complémentaire, c'est-à-dire que lorsque l'un est conducteur, l'autre est bloqué.
Une fonction de commutation fk est employée pour décrire le fonctionnement de chaque cellule.
Si fk=1 , cela signifie que l'interrupteur Tk est fermé et que l'interrupteur T'k est ouvert.
Si fk=0, cela signifie que l'interrupteur Tk de la cellule est ouvert et que l'interrupteur T'k est fermé.
Dans une topologie telle que celle d'un convertisseur multi-niveaux ayant la topologie de la figure 4, la tension d'entrée doit être équitablement répartie entre les condensateurs d'entrée C1 , C2, C3, C4, et, pour assurer une bonne répartition des tensions entre les interrupteurs, la tension du condensateur Cf doit être égale au quart de la tension d'entrée.
Le contrôle des cellules de commutation est réalisé pour répondre aux trois objectifs suivants :
- Obtention de la tension de sortie souhaitée,
Equilibrage de la tension Vcf aux bornes du condensateur flottant Cf,
Equilibrage de la tension Vdc du bus continu formé par les condensateurs C1 , C2, C3 et C4.
Equilibrage de la tension VCf
La tension Vcf aux bornes du condensateur flottant Cf est modifiée par le passage d'un courant dans celui-ci. Le tableau ci-dessous montre, selon les états des interrupteurs, la valeur du courant de sortie traversant le condensateur flottant :
Dans les autres états pris par les interrupteurs, le condensateur flottant Cf n'est parcouru par aucun courant, sa tension ne peut donc pas évoluer et l'équilibrage n'est alors pas nécessaire, ni possible.
En résumé, si une tension d'une valeur de -Vdc/4 est demandée en sortie, l'unité de commande des interrupteurs choisit entre les états V1 ou V2, en tenant compte de l'évolution de la tension Vcf aux bornes du condensateur flottant.
Pour obtenir une tension en sortie nulle, l'unité de commande doit choisir entre les états V5 et V6 du tableau ci-dessus selon l'état de la tension VCf aux bornes du condensateur flottant. Pour obtenir une tension de sortie de Vdc/4, l'unité de commande doit choisir entre les états V9 et V10 du tableau ci-dessus selon l'état de la tension Vcf aux bornes du condensateur flottant.
Equilibrage de la tension Vdc du bus continu
En ce qui concerne l'équilibrage de la tension Vdc du bus continu, il est connu que le point milieu O présente un potentiel flottant fixe en valeur moyenne mais que ce potentiel fluctue autour de cette valeur moyenne selon l'évolution des conditions de charge ou de la commande des interrupteurs. Cette fluctuation doit être maîtrisée pour rester dans une plage de fonctionnement acceptable.
La topologie de la figure 4 comporte trois points intermédiaires 0+, O, O- sur les convertisseurs d'entrée. Au niveau de ces trois points, trois courants l0+, lo et l0- sont susceptibles de circuler.
En traitant l'impact de chacun de ces trois courants, on obtient les résultats suivants :
- Avec un courant l0+ non nul et les courants l0 et l0- supposés nuls :
AV = - I * -
C1 4 0+ C
1 Ts
AVC2 = AVC3 = AVC4 = - - I0+ *— Avec :
TS qui représente la période de découpage,
C qui représente la capacité des condensateurs C1 , C2, C3 et C4,
AVCi représente l'évolution de la tension aux bornes du condensateur Ci (i =1 , 2, 3 ou 4) sur la période de découpage.
- Avec un courant l0 non nul et les courants l0+ et l0- supposés nuls :
1 Ts
AVC1 = AVC2 =- I0 *—
1 Ts
AVC3 = AVC4 = - - I0 * - Avec un courant l0- non nul et les courants l0+ et l0 supposés nuls :
1 Ts
AVC1 = AVC2 = AVC3
3 Ύ ^. s
AVC4 = lO *—
C4 4 0
En utilisant le principe de superposition, l'évolution globale des tensions aux bornes des condensateurs est obtenue en effectuant la somme des évolutions obtenues dans chacune des configurations possibles :
7Λ
Δ ε1 = — I0+ +—I0 + - /0_
4 2 4 C
1 j 1 . 1 .
Δ ε2 = - I0+ +—I0 + - lQ_
4 2 4 C
AV^ =
C
Afin de découpler les grandeurs, nous pouvons remarquer que
'équilibre du point 0+ est lié à la relation :
L'équilibre du point O- est lié à la relation :
AVQ_ = AVC3 A ίΛVΥ C4 = I 1 O- *— ç.
L'équilibre du point O est lié à la relation :
AVQ = {AVC1 + AVC2 ) - {AVC3 + AVC4 )
Soit :
AV0 = + 2 * 1 I o + T 1 I o- *— = AV + AV + 2 * 1 *—
Le tableau suivant reprend les états des interrupteurs qui provoque la présence des courants l0+, lo, lo- et qui engendre donc une évolution des tensions Vci , c2, c3, c4 aux bornes des condensateurs.
Pour assurer une tension de sortie d'une valeur de -Vdc/4, l'unité de commande choisit, selon l'état de charge des condensateurs du bus, l'un des états V1 , V2 ou V4 définis dans le tableau ci-dessus de manière à obtenir le courant lo ou l0-
Pour assurer une tension de sortie nulle, l'unité de commande choisit, selon l'état de charge des condensateurs du bus, l'un des états V3, V5, V6 ou V7 définis dans le tableau ci-dessus de manière à obtenir le courant lo, lo- ou l0+. Pour assurer une tension de sortie d'une valeur de Vdc/4, l'unité de commande choisit, selon l'état de charge des condensateurs du bus, l'un des états V7, V9 ou V10 définis dans le tableau ci-dessus de manière à obtenir le courant l0 ou l0+.
Pour cette première proposition, toutes les configurations possibles ne sont pas représentées sur les dessins. En partant des figures 3 à 5, ces autres configurations consistent à remplacer le convertisseur de sortie CONVs à condensateur flottant par un convertisseur de sortie ayant une topologie NPC, NPP ou ANPC. En référence à la figure 7, une deuxième proposition est décrite ci-dessous.
Cette deuxième proposition consiste à associer un étage d'entrée Ejn dont les convertisseurs d'entrée CONV-I EI , CONV2 E1 emploient une topologie simple et un étage de sortie Eout dont le convertisseur de sortie CONVs présente une topologie plus complexe, ayant un nombre élevé d'interrupteurs en série.
En entrée, comme dans la première proposition, les convertisseurs CONV-|_EI , CONV2_EI sont réalisés suivant une topologie de type NPC, NPP ou ANPC. En sortie, le convertisseur CONVs est réalisé suivant une topologie de type
SMC qui permet d'associer un nombre quelconque d'interrupteurs en série en limitant la taille des condensateurs flottants employés.
La figure 7 représente ainsi un convertisseur multi-niveaux présentant un étage d'entrée Ejnj dont les convertisseurs d'entrée CONV-I EI , CONV2 E1 sont à topologie NPP et un étage de sortie Eout dont le convertisseur de sortie CONVs est à topologie SMC.
Les autres configurations possibles pour cette deuxième proposition, c'est-à- dire NPC+SMC et ANPC+SMC, ne sont pas représentés mais il faut comprendre qu'elles font partie de l'invention.
L'invention vise donc à associer en cascade des modules de base connus afin de pouvoir mettre en série un nombre adapté d'interrupteurs. Les différentes architectures proposées permettent de s'adapter aux différentes tensions de fonctionnement, pouvant aller de 2.3kV à 13.8kV.
La première proposition décrite ci-dessus présente l'avantage de ne nécessiter qu'une faible quantité d'interrupteurs.
La deuxième proposition permet pour sa part d'augmenter le nombre d'interrupteurs en série, mais également de mixer le type des interrupteurs. Les interrupteurs employés pour les étages d'entrée seront préférentiellement de type différent des interrupteurs employés pour l'étage de sortie. Pour respecter le niveau de tension nécessaire pour chacun des composants, la tension différentielle appliquée en entrée du convertisseur de sortie est de E/2. Pour l'étage d'entrée, deux interrupteurs doit pouvoir supporter E/2 tandis que les six interrupteurs du convertisseur de sortie doivent supporter E/2.
Dans les deux propositions ci-dessus, un contrôle tel que décrit ci-dessus pourra être nécessaire pour assurer un équilibrage des tensions aux bornes des condensateurs. Les principes d'équilibrage s'appliquent de manière identique à toutes les topologies décrites dans la présente demande.

Claims

REVENDICATIONS
1 . Convertisseur de puissance multi-niveaux comprenant :
- n étages d'entrée (Ejn n), n étant au moins égal 1 , chaque étage d'entrée comportant n+1 convertisseurs d'entrée (CONVx_En) identiques connectés entre eux, chaque convertisseur étant alimenté par une tension d'entrée
(Vx_En) et commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie (Sy En) à partir de ladite tension d'entrée,
- si n est supérieur ou égal à 2, chaque convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang n-1 étant alimenté par la tension résultante des potentiels électriques appliqués sur deux sorties par deux convertisseurs de rang n,
- un étage de sortie (Eout) connecté à l'étage d'entrée de rang 1 et comportant un convertisseur de sortie (CONVs) alimenté par une tension différentielle (V,|0at) résultant d'un premier potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un premier convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 et d'un deuxième potentiel électrique appliqué sur la sortie d'un deuxième convertisseur d'entrée de l'étage d'entrée de rang 1 , ledit convertisseur de sortie étant commandé pour appliquer un potentiel électrique sur une sortie (Si_s),
caractérisé en ce que :
- les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie identique, choisie parmi les architectures de type NPC, ANPC, NPP et SMC,
- le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie différente de la topologie choisie pour les convertisseurs d'entrée, ladite topologie du convertisseur de sortie étant choisie parmi une architecture à condensateur flottant (FC), SMC, NPC, NPP et ANPC.
2. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type NPP et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie à condensateur flottant.
3. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type NPC et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie à condensateur flottant.
4. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type ANPC et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie à condensateur flottant.
5. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type NPP et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie de type SMC.
6. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type NPC et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie de type SMC.
7. Convertisseur de puissance selon la revendication 1 , caractérisé en ce que les convertisseurs d'entrée (CONVx_En) présentent une topologie de type ANPC et en ce que le convertisseur de sortie (CONVs) présente une topologie de type SMC.
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Families Citing this family (16)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2015084622A (ja) * 2013-10-25 2015-04-30 三菱重工オートモーティブサーマルシステムズ株式会社 スイッチング素子の駆動装置及び駆動方法並びに車両用空調装置
US10732685B2 (en) * 2015-02-27 2020-08-04 Ge Energy Power Conversion Technology Limited System and method for operating power converters
CN106329975B (zh) * 2015-07-10 2019-02-12 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
CN106329974B (zh) * 2015-07-10 2018-12-21 台达电子企业管理（上海）有限公司 五电平变换装置
US10218285B2 (en) 2015-10-19 2019-02-26 Siemens Aktiengesellschaft Medium voltage hybrid multilevel converter and method for controlling a medium voltage hybrid multilevel converter
US10191531B2 (en) * 2015-12-29 2019-01-29 General Electric Company Hybrid converter system
US9991820B2 (en) * 2016-03-04 2018-06-05 Caterpillar Inc. Multi-level converter and method of operating same
CN106230291B (zh) * 2016-07-25 2018-10-02 阳光电源股份有限公司 一种逆变器运行控制方法及装置
CN106301046B (zh) * 2016-08-26 2018-12-28 阳光电源股份有限公司 一种多电平逆变器及其悬浮电容预充电电路
US10581313B2 (en) * 2018-02-28 2020-03-03 Eaton Intelligent Power Limited Hybrid I-T type multi-level converters
FR3081634B1 (fr) * 2018-05-23 2021-02-26 Nidec Asi Convertisseur de puissance electrique
EP3573227A1 (fr) * 2018-05-23 2019-11-27 Nidec ASI S.A. Transformateur de puissance électrique
US20220416685A1 (en) * 2019-11-27 2022-12-29 Wayne State University Single-phase seven-level inverter
WO2021159219A1 (fr) * 2020-02-14 2021-08-19 Ecole De Technologie Superieure Convertisseur d'énergie électrique multi-niveau triphasé
CN112003490B (zh) * 2020-07-31 2021-06-04 北京金风科创风电设备有限公司 三电平变流器的功率组件及三电平变流器
US11552575B1 (en) * 2021-08-18 2023-01-10 General Electric Company System and method for operating multi-level power converter using multiple deadtimes

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005044639A1 (de) * 2005-09-19 2007-03-29 Abb Research Ltd. Blindleistungskompensationseinrichtung

Family Cites Families (27)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US658924A (en) * 1900-02-12 1900-10-02 William T Pringle Electrical fitting.
DE1013961B (de) * 1955-07-30 1957-08-14 Kodak Ag Einaeugige Spiegelreflexkamera mit Objektivverschluss
US5625545A (en) * 1994-03-01 1997-04-29 Halmar Robicon Group Medium voltage PWM drive and method
JP2000270562A (ja) * 1999-03-15 2000-09-29 Yaskawa Electric Corp 多レベル電力変換装置
US6519169B1 (en) * 1999-03-29 2003-02-11 Abb Ab Multiphase inverter with series of connected phase legs
FR2809548B1 (fr) 2000-05-26 2002-08-02 Centre Nat Rech Scient Dispositif de conversion d'energie multicellulaire
DE10131961A1 (de) * 2001-07-02 2003-01-23 Siemens Ag N-Punkt-Stromrichterschaltung
US7001580B2 (en) 2002-12-31 2006-02-21 3M Innovative Properties Company Emulsions including surface-modified organic molecules
JP4369425B2 (ja) * 2003-10-17 2009-11-18 アーベーベー・リサーチ・リミテッド 多数のスイッチング電圧レベルをスイッチングするためのコンバータ回路
US7050311B2 (en) * 2003-11-25 2006-05-23 Electric Power Research Institute, Inc. Multilevel converter based intelligent universal transformer
CN101065706B (zh) * 2004-11-22 2011-01-19 古河Sky株式会社 可动机构
JP2006246576A (ja) * 2005-03-01 2006-09-14 Fuji Electric Holdings Co Ltd マルチレベルインバータ
DE102005044641A1 (de) * 2005-09-19 2007-03-22 Abb Research Ltd. Blindleistungskompensationseinrichtung
WO2007033501A1 (fr) * 2005-09-19 2007-03-29 Abb Research Ltd Systeme de compensation de la puissance reactive
WO2007033502A1 (fr) * 2005-09-19 2007-03-29 Abb Research Ltd Systeme de compensation de la puissance reactive
CN1767345A (zh) * 2005-10-11 2006-05-03 浙江大学 一种混合箝位型多电平变换器拓扑
FR2927201B1 (fr) * 2008-01-31 2010-02-12 Airbus France Circuit et systemes redresseurs de puissance, procede associe, aeronef comprenant de tels circuit ou systemes
CN101262180B (zh) * 2008-04-25 2011-09-14 清华大学 箝位式多电平变换器用的单相电路拓扑结构
RU2399168C1 (ru) * 2009-06-01 2010-09-10 Общество с ограниченной ответственностью "Магнит" Способ формирования двухчастотного тока индуктора и устройство для формирования двухчастотного тока индуктора
FR2952482B1 (fr) * 2009-11-06 2011-11-18 Mge Ups Systems Dispositif convertisseur comprenant au moins cinq niveaux de tension continue et alimentation sans interruption pourvue dudit dispositif.
EP2372893B1 (fr) * 2010-03-31 2012-06-27 Ce+T Onduleur multiniveaux
ES2403551B1 (es) * 2010-12-22 2014-04-25 Gamesa Innovation & Technology S.L. Disposicion de convertidores o inversores multinivel de potencia que utiliza puentes h.
RU105091U1 (ru) * 2011-01-12 2011-05-27 Государственное образовательное учреждение высшего профессионального образования "Магнитогорский государственный технический университет им. Г.И. Носова" Высоковольтный преобразователь частоты
JP5710387B2 (ja) * 2011-06-03 2015-04-30 株式会社東芝 電力変換装置
US8792254B2 (en) * 2011-06-28 2014-07-29 General Electric Company Multilevel power converter and methods of manufacturing and operation thereof
US8885374B2 (en) * 2012-03-26 2014-11-11 General Electric Company Multilevel converter and topology method thereof
US9148069B2 (en) * 2012-05-25 2015-09-29 General Electric Company High voltage high power multi-level drive structure

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102005044639A1 (de) * 2005-09-19 2007-03-29 Abb Research Ltd. Blindleistungskompensationseinrichtung

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of WO2014118010A2 *

Also Published As

Publication number Publication date
CN104937830B (zh) 2018-11-09
WO2014118010A3 (fr) 2015-03-12
BR112015017098A2 (pt) 2017-07-11
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