WO2013144350A1 - Générateur de courant et procédé de génération d'impulsions de courant - Google Patents

Générateur de courant et procédé de génération d'impulsions de courant Download PDF

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WO2013144350A1
WO2013144350A1 PCT/EP2013/056832 EP2013056832W WO2013144350A1 WO 2013144350 A1 WO2013144350 A1 WO 2013144350A1 EP 2013056832 W EP2013056832 W EP 2013056832W WO 2013144350 A1 WO2013144350 A1 WO 2013144350A1
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switches
control
stage
circuit
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PCT/EP2013/056832
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Fabrice CUBAINES
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Geo27 S.Àr.L.
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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
    • H02M7/02—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal
    • H02M7/04—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters
    • H02M7/06—Conversion of ac power input into dc power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes without control electrode or semiconductor devices without control electrode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32018—Glow discharge
    • H01J37/32027—DC powered
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    • H01J37/32018—Glow discharge
    • H01J37/32045—Circuits specially adapted for controlling the glow discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03K—PULSE TECHNIQUE
    • H03K3/00—Circuits for generating electric pulses; Monostable, bistable or multistable circuits
    • H03K3/02—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses
    • H03K3/021—Generators characterised by the type of circuit or by the means used for producing pulses by the use, as active elements, of more than one type of element or means, e.g. BIMOS, composite devices such as IGBT

Definitions

  • the present invention belongs to the field of the generation of electrical signals, and more particularly relates to a current generator adapted to apply high current pulses of high intensity regulated current at a high voltage.
  • the response of the load to the previously applied current pulse is measured, and the characteristics (resistivity, dielectric constant, etc.) of the load are then determined by comparing the measured responses with the pulses. applied current.
  • Each current pulse is generally in the form of a time slot breaking down into three main phases:
  • the accuracy of the charge characterization depends in particular on the accuracy with which the value of the current is regulated around the predefined setpoint of current intensity.
  • the impedance of a ground can be very high, so it may be necessary to have to generate current pulses of high intensity, of the order of several tens of amperes. at a high voltage, of the order of several kilovolts.
  • the present invention aims to remedy all or part of the limitations of the solutions of the prior art, including those described above, by proposing a solution that can generate high current pulses (a few tens of amps). ) regulated with equally high precision (of the order of one percent).
  • the present invention also aims to propose a solution that makes it possible to generate current pulses with short extinction phases (of the order of a millisecond), including for high current pulses (a few tens of seconds). amperes).
  • the invention relates to a current generator adapted to supply current pulses of controlled intensity across a load.
  • Said current generator comprises several secondary stages in which:
  • each secondary stage comprises a DC voltage source isolated from the voltage sources of the other secondary stages, and a switching circuit comprising four arranged switches in two half-bridges each formed of two switches connected in series between terminals of the voltage source,
  • the switching circuits are interconnected so as to form a chain, a midpoint of a half-bridge of each secondary stage being connected to a mid-point of a half-bridge of a subsequent secondary stage in this chain; the two secondary stages at the ends of said chain each having a midpoint of a half-bridge intended to be connected to a terminal of the load,
  • a secondary stage comprises, between the voltage source and the switching circuit, a regulation circuit comprising a smoothing inductor, a switch arranged between a terminal of the smoothing inductor and the source voltage, and means adapted to connect said terminal of the smoothing inductor to the switching circuit when the switch of the control circuit is in a blocked state,
  • the current generator further comprises a control circuit adapted to control the switches of the switching circuits and the switch of the control circuit.
  • the control circuit is preferably configured for, when generating a current pulse:
  • the switching circuits and the way in which they are interconnected, it is possible, depending on the control applied to the switches of a switching circuit, to dispose the voltage source of the secondary stage considered in series or in opposition to those of other secondary stages, or to isolate the voltage source of the stage secondary compared with those of other secondary stages without interrupting the passage of a current in the load.
  • the active stages other than the regulation stage are for example chosen so that the sum of their respective voltages in open circuit is less than the voltage necessary to circulate the desired current in the load, and so that the sum of the voltages of all active stages (including the control stage) is greater than the voltage required to circulate the desired current in the load.
  • the regulating circuit also comprises means adapted to connect said terminal of the smoothing inductor to the switching circuit, such as a diode, a switch, etc., by which the smoothing inductor can be discharged, and the intensity of the current flowing in said smoothing inductance decreases gradually.
  • the current generator comprises one or more of the following characteristics, taken individually or in any technically possible combination.
  • control circuit is configured for, between the generation of two current pulses:
  • Such arrangements are particularly advantageous in that they make it possible to reduce the respective durations of the phases of establishing and extinguishing a current pulse in the load.
  • the current generator according to the invention comprises a smoothing inductor integrated in the regulation circuit of the regulation stage, so that it is no longer necessary to mount a smoothing inductance at the output of the current generator. Between the generation of two current pulses, the output of the control circuit of the control stage is short-circuited, so that it is possible to circulate a current in the switching circuit of the control stage without that it does not circulate in the load and disrupts the measurement, unlike the prior art.
  • the intensity of the current flowing in the switching circuit (short-circuit) around a non-zero value, it will be possible to reduce the respective durations of the phases of setting and extinguishing current pulses. Indeed, if we consider for example the phase of establishment of a current pulse, the current flowing at the beginning of the establishment phase will be of intensity substantially equal to the non-zero value considered, and will grow until to achieve substantially the set value. It is understood that the duration of the establishment phase depends on the difference between said non-zero value and said setpoint value, and that it is lower by considering a non-zero starting value than considering a zero starting value. .
  • control circuit is configured for, between the generation of two current pulses, regulating the intensity of the current flowing in the switching circuit of the regulation stage around the setpoint value.
  • Such arrangements are particularly advantageous in that they make it possible to minimize the respective durations of the phases for establishing and extinguishing the current pulses, since the starting and finishing values are both substantially equal to the set point value. , to the accuracy of the regulation.
  • control stage comprises, between the voltage source and the switching circuit, a plurality of control circuits connected in parallel, each control circuit comprising a smoothing inductor, a switch arranged between a control terminal and a control circuit. the smoothing inductor and the voltage source, and means adapted to connect said smoothing inductor terminal to the switching circuit when the control circuit switch is in a locked state.
  • control circuit is configured for, during the generation of a current pulse, controlling successive switches of the respective switches of the regulation circuits of the regulation stage to regulate the intensity of the current flowing in the load. around the set point.
  • control circuits are connected in parallel, so that the current flowing in the load is substantially equal to the sum of the currents flowing in each of the smoothing inductances.
  • the number of regulation circuits of the regulation stage is equal to two and the smoothing inductances of the two regulation circuits have the same characteristics
  • control circuit is configured for, when generating a current pulse, controlling the respective switches of the two control circuits so that when one of said switches is in an on state, the switch of the other circuit the control circuit is in a blocked state, the respective switches of the control circuits being alternately controlled in the on state during successive time intervals of the same duration.
  • Such arrangements are advantageous in that they make it possible to have a better accuracy of the regulation of the intensity of the current flowing in the load.
  • the successive commutations of the switch of a control circuit make it possible to vary the intensity of the current flowing in the smoothing inductance of this control circuit around a value substantially equal to half of the setpoint (the current flowing in the load being equal to the sum of the currents flowing in each of the control circuits).
  • the fluctuations in the two control circuits will be substantially in phase opposition, so that the fluctuations in the intensity of the current flowing in the load will be very small.
  • the voltage sources of the secondary stages have a staggering of their respective output voltages. Such arrangements make it possible to adjust the intensity of the current for a wide range of impedances.
  • the switches of the switching circuits and of each control circuit are transistors. bipolar insulated gate.
  • IGBT insulated gate bipolar transistors
  • the invention relates to a method for generating current pulses at the terminals of a load, in which the generation of current pulses is carried out by means of a current generator comprising a plurality of secondary stages in which :
  • each secondary stage comprises a DC voltage source isolated from the voltage sources of the other secondary stages, and a switching circuit comprising four switches arranged in two half-bridges each formed of two switches connected in series between terminals of the voltage source.
  • the switching circuits are interconnected so as to form a chain, a midpoint of a half-bridge of each secondary stage being connected to a mid-point of a half-bridge of a subsequent secondary stage in this chain; the two secondary stages at the ends of said chain each having a midpoint of a half-bridge intended to be connected to a terminal of the load,
  • a secondary stage comprises, between the voltage source and the switching circuit, a regulation circuit comprising a smoothing inductor, a switch arranged between a terminal of the smoothing inductor and the source voltage, and means adapted to connect said terminal of the smoothing inductor to the switching circuit when the switch of the control circuit is in a blocked state,
  • the method for generating current pulses comprises, for generating a current pulse, steps of:
  • the current pulse generation method comprises one or more of the following characteristics, taken separately or in any technically possible combination.
  • the method of generating current pulses comprises, between the generation of two current pulses, steps of:
  • the regulation stage including two control circuits connected in parallel and respective smoothing inductors having the same characteristics, the respective switches of the two control circuits are controlled during the generation of a current pulse so that when one of said switches is in an on state, the switch of the other control circuit is in a off state, the respective switches of the regulating circuits being alternately controlled in the on state at the course of successive time intervals of the same duration.
  • FIG. 1 a schematic representation of a particular embodiment of a current generator according to the invention
  • Figure 1 shows a particular embodiment of a current generator 10.
  • the current generator 10 comprises a plurality of secondary stages 20 (20a-20n) each comprising a DC voltage source 21 and a switching circuit 22.
  • each DC voltage source 21 comprises a secondary winding S (Sa-Sn) of a single-phase transformer 1 1 whose primary winding 12 is powered by a primary stage (not shown in FIG. 1), so that the DC voltage sources 21 are galvanically isolated from each other.
  • the single-phase alternating current supplied by the secondary winding S is in this example rectified in full waveform by a diode bridge and is filtered in a filter capacitor of the DC voltage source 21.
  • the current generator comprises, for example, nine secondary stages. 20 whose empty voltages are 200 volts (V) to 2000 V.
  • the current generator 10 has five secondary stages each providing a voltage of 2000 V, the four other secondary stages respectively providing voltages of 1000 V, 500 V, 300 V and 200 V (For example the secondary stage 20n) and for a maximum total voltage of the order of 12 kilovolts (kV).
  • sources 21 of DC voltage all providing the same voltage when empty.
  • a maximum required voltage of 12 kV it is possible, for example, to provide twelve secondary stages 20 each delivering an empty voltage of 1 kV.
  • Each switching circuit 22 has four switches Q1,
  • switches Q1, and Q2 form a first half-bridge and are connected in series between the terminals of the DC voltage source 21.
  • Switches Q3 and Q4 form a second half-bridge and are also connected in series between the terminals of said DC voltage source 21.
  • the switching circuits 22 are interconnected so as to form a chain between terminals of the current generator.
  • a midpoint of a half-bridge (that is to say a point between the two switches of this half-bridge) of each secondary stage 20 is connected to a midpoint of a half-bridge.
  • a next secondary stage in this chain a next secondary stage in this chain.
  • the two secondary stages 20a, 20n at the ends of said chain each comprise a midpoint of a half-bridge intended to be connected to a terminal of the load Z.
  • the midpoint of the half-bridge of the secondary stage 20a constituted by the switches Q1a and Q2a forms a first terminal of the current generator 10 and is connected by a line 30 and to a first terminal of the load Z.
  • the midpoint of the half bridge of the secondary stage 20a constituted by the switches Q3a and Q4a is connected by a line 25a to the midpoint of the half-bridge of the secondary stage 20b constituted by the switches Q1b and Q2b, etc.
  • the switching circuits 22 of the secondary stages 20 are thus connected in series so as to form the aforementioned chain between the secondary stage 20a and the secondary stage 20n.
  • the midpoint of the half bridge of the secondary stage 20n consisting of The switches Q3n and Q4n form a second terminal of the current generator 10 and are connected by a line 31 and a second terminal of the load Z.
  • the secondary stage 20n also hereinafter referred to as the "regulation stage" is distinguished from the other secondary stages by the presence of two control circuits 27a, 27b connected in parallel between the source 21n of DC voltage and the control circuit. switching 22n.
  • each regulation circuit 27a, 27b comprises:
  • the regulation circuit 27a comprises a switch Qa mounted between a first terminal (positive pole) of the source 21 n of direct voltage and a first terminal of the smoothing inductance La, a second terminal of the smoothing inductance La being connected. to the switches Q1 n and Q3n of the switching circuit 22n.
  • the regulation circuit 27a also comprises a diode Da whose cathode is connected to the first terminal of the smoothing inductance La, and whose anode is connected to a second terminal (negative pole) of the source 21 n of DC voltage. as well as the switches Q2n and Q4n of the switching circuit 22n.
  • the regulation circuit 27b comprises a switch Qb mounted between the positive pole of the source 21 n of direct voltage and a first terminal of the smoothing inductance Lb, a second terminal of the smoothing inductance Lb being connected. to the switches Q1 n and Q3n of the switching circuit 22n.
  • the switch Qb and the smoothing inductance Lb of the regulation circuit 27b are furthermore connected in parallel with the switch Qa and the smoothing inductance La of the other control circuit 27a.
  • the regulation circuit 27b also comprises a diode Db whose cathode is connected to the first terminal of the smoothing inductance Lb, and whose anode is connected to the negative pole of the source 21 n of DC voltage as well as to the switches Q2n and Q4n of the switching circuit 22n.
  • the regulation circuits 27a, 27b are therefore of a constitution similar to that of the controllable part of a de-scaling power supply.
  • DC voltage (known as the "buck converter”).
  • each diode Da, Db can be replaced by any means adapted to connect the first terminal of the smoothing inductance La, Lb to the switches Q2n and Q4n of the switching circuit 22n when the switch Qa, Qb is in a blocked state.
  • the diode Da, Db of a control circuit 27a, 27b is replaced by a switch controlled to an on state when the other switch Qa, Qb of the control circuit 27a, 27b is in a blocked state , and controlled to a locked state when the other switch Qa, Qb of the control circuit 27a, 27b is in an on state.
  • each switch of the current generator 10 is produced by means of a bipolar transistor (or a group of transistors) with insulated gate (IGBT of the English expression "Insulated Gaste Bipolar Transistor "), chosen in a range adapted to the expected performance of the current generator 10.
  • each switch is chosen to be able to circulate a current of an intensity of between 0 and 600 A in the on state and to maintain a nominal voltage in the off state.
  • the switches Q1, Q2, Q3, Q4 of each switching circuit 22 each comprise an antiparallel diode 26 adapted to allow the flow of a reverse current in these switches.
  • a diode is generally inherent in the construction of an IGBT transistor, but it may be useful to double this inherent diode with an external antiparallel diode 26, particularly if currents of up to 600 amps are considered. AT.
  • the current generator 10 also has a control circuit 15 adapted to control the switches Q1, Q2, Q3, Q4 of each switching circuit 22, as well as the switches Qa, Qb of each control circuit 27a, 27b.
  • control circuit 15 is connected to said switches of the secondary stages 20 of the current generator 10.
  • fiber optic links is advantageous in that it makes it possible to guarantee a better reliability of the current generator 10 over electrical connections, insofar as the switching of high currents and / or high voltages is likely to occur. to parasitize electrical connections.
  • the gates of the switches of the secondary stages 20 are connected to an optical converter 23 adapted to transform a command received in optical form via an optical fiber 24 into a control appropriate electric.
  • the optical fibers 24a - 24n conveying the respective commands of the secondary stages 20a - 20n are connected to the end opposite the optical converters 23a - 23n to the control circuit 15.
  • the control circuit 15 is also connected (links not shown in FIG. 1) to means for determining the intensity of the current flowing in each of the smoothing inductances La, Lb, for example current sensors Ha, Hb (with effect Hall, Rogowski loop, etc.). Furthermore, it is possible to provide a current sensor disposed on line 30 or line 31 (not shown in the figures) for checking the sum of the currents.
  • control circuit 15 may be made in any manner known to those skilled in the art.
  • the control circuit 15 includes a processor and an electronic memory in which a computer program is stored in the form of a set of program code instructions to be executed by the processor.
  • the control circuit 15 comprises programmable logic circuits, of the FPGA, PLD, etc. type, and / or specialized integrated circuits (ASIC).
  • the control circuit 15 thus comprises a set of means configured in software (specific computer program product) and / or hardware (FPGA, PLD, ASIC, etc.) to implement the various steps of a generation method pulses of current.
  • a current flow direction is arbitrarily defined as positive when the current enters the load Z by the line 30 and out of line 31.
  • the control circuit 15 via the optical fiber 24a and the optical converter 23a, imposes an on state (ON) to the switches Q1a and Q4a, and a state off (OFF) to the switches Q2a and Q3a of the 20a
  • the positive pole of the DC voltage source 21a is connected to the load Z via the switch Q1a and the line 30.
  • the negative pole of the DC voltage source 21a is connected to the midpoint of the half-bridge constituted by the switches Q1b and Q2b of the secondary stage 20b via the switch Q4a and the line 25a.
  • the switch Q1b then connects the negative pole of the DC voltage source 21a to the positive pole of the DC voltage source 21b.
  • the control circuit 15 When the control circuit 15 imposes on the opposite a state passing to the switches Q2a and Q3a and a blocked state to Q1a and Q4a, it is the negative pole of the source 21a of DC voltage which is connected to the load Z through the line 30, and the positive pole of the DC voltage source 21a which is connected to the midpoint of the half-bridge formed by the switches Q1b and Q2b of the secondary stage 20b via the switch Q3a and line 25a. Assuming that the secondary stage 20b is similarly controlled, the switch Q2b then connects the positive pole of the DC voltage source 21a to the negative pole of the DC voltage source 21b. By reasoning by analogy on all the secondary stages 20a-20n, it appears that all the DC voltage sources 21 are then connected in series and circulate a negative direction current in the load Z.
  • the current flows in the secondary stage 20b by entering through the line 25b at the midpoint of the half-bridge constituted by the Q3b switches. and Q4b, crosses Q4b and the antiparallel diode 26 of the switch Q2b, and exits the secondary stage 20b by the line 25a.
  • the source 21 b of DC voltage is isolated, that is to say that it does not contribute to the voltage applied across the load Z, without interrupting the flow of a current in the chain of the secondary stages 20.
  • the state of the switch Q2b is not critical.
  • the table below summarizes the commands to be applied to the switches Q1, Q2, Q3, Q4 for inserting the DC voltage source 21 respectively in series in the positive direction, in series in the negative direction or for isolating said DC voltage source 21. depending on the flow direction of the current in the load Z.
  • FIG. 2 represents time diagrams illustrating an exemplary implementation of a current generator 10 according to the invention.
  • Each current pulse is generally in the form of a time slot comprising for example a time interval of duration T1, called “pulse interval”, during which a current pulse is applied to the load Z.
  • L pulse interval is followed by a time interval of duration T2, called “relaxation interval”, during which no current is applied to the load Z.
  • the times T1 and T2 are for example equal and adjustable.
  • a pulse interval that is to say during the generation of a current pulse.
  • a current intensity reference value is conventionally defined for each current pulse.
  • the current pulses are regulated, in absolute value, around the same setpoint value IC.
  • the setpoint value IC is for example adjustable between 0 and 600 A in steps of 0.1 A.
  • the control circuit 15 is adapted to control the switches Q1 to Q4 of the secondary stages 20 to put in series at least one secondary stage 20, including the regulation stage 20n, and establish a current in the load Z. According to measurements of the intensity of the current flowing in the load Z, for example carried out by the current sensors Ha and Hb of the regulation circuits 27a, 27b, the control circuit 15 is configured to implement two distinct and complementary control strategies for the generation of a current pulse of controlled intensity around the setpoint value.
  • the first regulation strategy consists in making an approximate adjustment of the intensity of the current flowing in the load Z.
  • the control circuit 15 selects, as a function of the estimated impedance of the charge Z, a group of secondary stages 20 comprising the regulation stage 20n, called "active stages".
  • the active stages are selected so that:
  • the sum of the respective voltages of the active stages other than the regulation stage 20n is smaller than the voltage necessary to circulate a current of intensity IC in the load Z,
  • the switches Q1, Q2, Q3, Q4 of the switching circuits 22 of the active stages are then controlled so that these active stages are connected in series, by controlling their switches Q1 and Q4 in the on state and the switches Q2 and Q3 to blocked state.
  • the switches Q1, Q2, Q3, Q4 of the switching circuits 22 of the unselected secondary stages 20 are controlled so as to isolate their DC voltage sources 21 from the load Z.
  • the second strategy is to perform a precise adjustment of the intensity of the current flowing in the load Z.
  • the control circuit 15 imposes, during the pulse interval, successive switches to the switches Qa, Qb control circuits 27a, 27b for regulating the intensity of the current flowing in the load Z around the set value IC during the duration T1 of said pulse interval.
  • the switches Qa, Qb of the two control circuits 27a, 27b are controlled so that when one of said switches is in an on state, the switch of the other control circuit is in a blocked state, the respective switches Qa, Qb of the control circuits 27a, 27b being alternately controlled in the on state during successive time intervals IT1, IT2 of the same duration.
  • the duration of these intervals of time IT1, IT2 is determined according to the tolerated fluctuation AIC for the intensity of the current flowing in each smoothing inductance La, Lb.
  • the part a) of FIG. 2 represents the evolution over time of the intensity of the current IA flowing in the smoothing inductance La, while the part b) of FIG. 2 represents the evolution over time. the intensity of the current IB flowing in the smoothing inductance Lb.
  • the duration T1 of the pulse interval corresponds to four time intervals (IT1, IT2, IT1, IT2).
  • the duration of the time intervals IT1, IT2 may be much shorter than the duration T1 (for example of the order of ten microseconds for the time intervals IT1, IT2 and of the order of one second for the pulse interval of duration T1).
  • the switch Qa of the regulation circuit 27a is controlled in the on state.
  • the first terminal of the smoothing inductance La and the cathode of the diode Da are then connected to the positive pole of the source 21 n of DC voltage.
  • the diode Da does not let current flow and the intensity of the current IA in the smoothing inductance increases gradually from the value (IC / 2 - ⁇ / 2) to the value (IC / 2 + ⁇ / 2) which is reached towards the end of the time interval IT1.
  • the switch Qb of the control circuit 27b is controlled in the off state.
  • the first terminal of the smoothing inductance Lb is isolated from the positive pole of the source 21 n of DC voltage and the current flows in the diode Db.
  • the intensity of the current IB in the smoothing inductance Lb decreases progressively from the value (IC / 2 + AIC / 2) to the value (IC / 2 - AIC / 2) which is reached towards the end of the blanking interval. IT1 time.
  • the switch Qa of the control circuit 27a is controlled in the off state.
  • the first terminal of the smoothing inductor L1 is isolated from the positive pole of the source 21 n of DC voltage and the current flows in the diode Da.
  • the intensity of the current IA in the smoothing inductance decreases progressively from the value (IC / 2 + AIC / 2) to the value (IC / 2 - AIC / 2) which is reached towards the end of the interval of IT2 time.
  • the switch Qb of the control circuit 27b is controlled in the on state.
  • the first terminal of the smoothing inductance Lb and the cathode of the diode Db are then connected to the positive pole of the source 21 n of DC voltage.
  • the diode Db does not let current flow and the intensity of the current IB in the smoothing inductance Lb increases progressively from the value (IC / 2 - ⁇ / 2) to the value (IC / 2 + ⁇ / 2) which is reached towards the end of the IT2 time interval.
  • Part c) of FIG. 2 represents the evolution over time of the intensity of the current IZ flowing in the load Z which corresponds, during the pulse interval of duration T1, substantially to the sum of the currents IA, IB flowing respectively in the smoothing inductors La, Lb.
  • control circuit 15 can control the insertion in series of an additional active stage or the deletion or replacement of one of the active stages by another secondary stage.
  • the control circuit 15 imposes, for example, a blocked state on the switches Q1, Q2, Q3, Q4 of all the switching circuits 22, with the exception of those of the switching circuit 22n of the regulation stage 20n.
  • the switches Q1 n, Q2n, Q3n and Q4n are controlled so as to establish a short circuit across the control circuits 27a, 27b.
  • the control circuit 15 imposes a passing state on the switches of at least one half-bridge of the switching circuit 22n.
  • control circuit 15 imposes a on state switches Q1 n and Q2n and a blocked state switches Q3n and Q4n. It is also possible to impose a passing state at Q1 n, Q2n, Q3n and Q4n in order to divide the intensity of the current flowing in each of the two half-bridges.
  • the switches Qa, Qb of the regulation circuits 27a, 27b of the regulation stage 20n are controlled as in the course of the pulse interval, so as to regulate the intensities of the currents IA, IB flowing respectively in the inductances. Smoothing the, Lb around IC / 2. Therefore, during a relaxation interval, the intensity of the current flowing in the switching circuit 22n in the switches Q1 n and Q2n is regulated around the set value IC.
  • the respective switches Qa, Qb of the control circuits 27a, 27b can also be alternately controlled in the on state during successive time intervals IT1, IT2 of the same duration.
  • the duration of the time intervals IT1, IT2 is normally much less during a relaxation interval than the duration of these time intervals during a pulse interval.
  • the load Z is replaced by a very low impedance (short-circuit), so that the intensity of the current in a smoothing inductance La, Lb will grow / decrease much faster during a relaxation interval only during a pulse interval.
  • a current generator 10 has been described in which the regulation stage 20n has two regulating circuits 27a, 27b.
  • This embodiment is particularly advantageous in that it constitutes a good compromise on the number and the volume of the smoothing inductances La, Lb with respect to the accuracy of the regulation of the intensity of the current flowing in the load Z (by adapted control of the switches Qa, Qb of said two control circuits).
  • DC voltage sources of the secondary stages are secondary windings of a single-phase transformer, each having a diode rectifier bridge and a filtering capacitor. It is understood that the realization of DC voltage sources (and the way in which they are possibly supplied) goes beyond the scope of the invention and is considered within the reach of those skilled in the art, that a particular embodiment of the DC voltage sources is only an alternative embodiment of a current generator according to the invention.

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Abstract

La présente invention concerne un générateur (10) de courant comportant plusieurs étages secondaires (20). Chaque étage secondaire comporte une source de tension continue et un circuit de commutation comportant quatre commutateurs et reliés entre eux de sorte à former une chaîne. Un étage secondaire, dit «étage de régulation» (20n), comporte un circuit de régulation (27a, 27b) comportant une inductance de lissage,un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué. Le générateur (10) de courant comporte en outre un circuit de commande (15) des commutateurs des circuits de commutation (22) et du commutateur du circuit de régulation (27a, 27b). La présente invention concerne également un procédé de génération d'impulsions de courant.

Description

Générateur de courant et procédé de génération d'impulsions de courant DOMAINE TECHNIQUE
La présente invention appartient au domaine de la génération de signaux électriques, et concerne plus particulièrement un générateur de courant adapté à appliquer aux bornes d'une charge des impulsions de courant d'intensité régulée élevée sous haute tension.
ÉTAT DE LA TECHNIQUE
Il s'avère en effet nécessaire, dans de nombreuses applications, de soumettre une charge à des impulsions de courant d'intensité régulée.
C'est par exemple le cas pour des applications telles que l'électrolyse, la stérilisation, l'obtention de plasmas, la caractérisation de sols, etc.
Par exemple, il est connu d'appliquer à une charge des impulsions de courant de polarité alternée d'une impulsion de courant à une autre, obtenues en appliquant aux bornes de la charge une tension tantôt positive, tantôt négative. Deux impulsions de courant consécutives peuvent en outre être séparées par un intervalle de temps, dit « intervalle de relaxation », pendant lequel aucun courant n'est appliqué aux bornes de la charge.
Au cours de chaque intervalle de relaxation, la réponse de la charge à l'impulsion de courant précédemment appliquée est mesurée, et les caractéristiques (résistivité, constante diélectrique, etc.) de la charge sont ensuite déterminées en comparant les réponses mesurées avec les impulsions de courant appliquées.
Chaque impulsion de courant se présente globalement sous la forme d'un créneau temporel se décomposant en trois phases principales :
- une phase d'établissement de l'impulsion de courant,
- une phase d'impulsion de courant à proprement parler au cours de laquelle la valeur du courant est régulée autour d'une valeur de consigne prédéfinie d'impulsion de courant,
- une phase d'extinction de l'impulsion de courant.
La précision de la caractérisation de la charge dépend notamment de la précision avec laquelle la valeur du courant est régulée autour de la valeur de consigne prédéfinie d'intensité de courant. En outre, plus la durée de la phase d'extinction de l'impulsion de courant est faible, et plus la caractérisation pourra être précise. C'est également le cas, dans une moindre mesure, pour la phase d'établissement de l'impulsion de courant.
En outre, l'impédance d'un sol peut être très élevée, de sorte qu'il peut s'avérer nécessaire d'avoir à générer des impulsions de courant d'intensité régulée élevée, de l'ordre de plusieurs dizaines d'ampères, sous une tension élevée, de l'ordre de plusieurs kilovolts.
De telles contraintes sont généralement incompatibles avec celles de précision de la régulation et de faible durée de la phase d'extinction.
Les générateurs de courant connus sont en effet limités à un rayon d'action réduit et développent des tensions limitées à quelques centaines de volts et des courants limités à quelques centaines de milliampères.
Il existe donc un besoin pour un générateur de courant permettant de générer des impulsions de courant de plusieurs dizaines d'ampères d'intensité régulée avec une précision élevée, sous une tension élevée et avec des phases d'extinction très brèves.
EXPOSÉ DE L'INVENTION
La présente invention a pour objectif de remédier à tout ou partie des limitations des solutions de l'art antérieur, notamment celles exposés ci-avant, en proposant une solution qui permette de générer des impulsions de courant de valeur élevée (quelques dizaines d'ampères) régulée avec une précision également élevée (de l'ordre du pourcent).
En outre, la présente invention a également pour objectif de proposer une solution qui permette de générer des impulsions de courant avec des phases d'extinction brèves (de l'ordre de la milliseconde) y compris pour des impulsions de courant élevées (quelques dizaines d'ampères).
A cet effet, et selon un premier aspect, l'invention concerne un générateur de courant, adapté à fournir aux bornes d'une charge des impulsions de courant d'intensité régulée. Ledit générateur de courant comporte plusieurs étages secondaires dans lesquels :
- chaque étage secondaire comporte une source de tension continue isolée des sources de tension des autres étages secondaires, et un circuit de commutation comportant quatre commutateurs agencés en deux demi-ponts formés chacun de deux commutateurs montés en série entre des bornes de la source de tension,
- les circuits de commutation sont reliés entre eux de sorte à former une chaîne, un point milieu d'un demi-pont de chaque étage secondaire étant relié à un point milieu d'un demi-pont d'un étage secondaire suivant dans cette chaîne, les deux étages secondaires aux extrémités de ladite chaîne comportant chacun un point milieu d'un demi-pont destiné à être relié à une borne de la charge,
- un étage secondaire, dit « étage de régulation », comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, un circuit de régulation comportant une inductance de lissage, un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué,
Le générateur de courant comporte en outre un circuit de commande adapté à commander les commutateurs des circuits de commutation et le commutateur du circuit de régulation. Le circuit de commande est de préférence configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant :
- commander les commutateurs des circuits de commutation des étages secondaires pour mettre en série les sources de tension d'un groupe d'étages secondaires, dont l'étage de régulation, sélectionnés en fonction d'une valeur de consigne d'intensité de courant, et pour isoler les sources de tension des étages secondaires non sélectionnés,
- commander des commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne.
Grâce aux circuits de commutation et à la façon dont ils sont reliés entre eux, il est possible, en fonction de la commande appliquée aux commutateurs d'un circuit de commutation, de disposer la source de tension de l'étage secondaire considéré en série ou en opposition avec celles des autres étages secondaires, ou encore d'isoler la source de tension de l'étage secondaire considéré par rapport à celles des autres étages secondaires sans pour autant interrompre le passage d'un courant dans la charge.
Dès lors, il est possible de sélectionner certains étages secondaires dont l'étage de régulation, dits « étages actifs », et de les monter en série par une commande adaptée des commutateurs des circuits de commutation, afin d'obtenir une tension adaptée pour faire circuler un courant voulu dans la charge, en fonction de l'impédance de celle-ci.
Les étages actifs autres que l'étage de régulation sont par exemple choisis de sorte que la somme de leurs tensions respectives en circuit ouvert est inférieure à la tension nécessaire pour faire circuler le courant voulu dans la charge, et de sorte que la somme des tensions respectives de tous les étages actifs (y compris l'étage de régulation) est supérieure à la tension nécessaire pour faire circuler le courant voulu dans la charge.
Ainsi, il est possible de réguler l'intensité du courant circulant dans la charge au moyen du seul étage de régulation. Pour cela, seul le commutateur du circuit de régulation de l'étage de régulation est commandé au cours de la génération d'une impulsion de courant.
En effet, lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état passant, une borne de l'inductance de lissage est reliée à la source de tension continue de l'étage de régulation, de l'énergie est stockée dans l'inductance de lissage et l'intensité du courant circulant dans ladite inductance de lissage croît progressivement. Lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué, la borne de l'inductance de lissage, précédemment reliée à la source de tension continue, se retrouve isolée de ladite source de tension continue. Le circuit de régulation comporte également un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation, tel qu'une diode, un commutateur, etc., par lequel l'inductance de lissage peut se décharger, et l'intensité du courant circulant dans ladite inductance de lissage décroît progressivement.
Ainsi, il est possible de faire fluctuer l'intensité du courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne par commutation successives du commutateur du circuit de régulation. En outre, au cours de la génération d'une impulsion de courant, seul le commutateur du circuit de régulation est commuté à une fréquence élevée, ce qui permet de limiter la puissance dissipée par les commutations successives.
Dans des modes particuliers de réalisation, le générateur de courant comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.
Dans un mode particulier de réalisation, le circuit de commande est configuré pour, entre la génération de deux impulsions de courant :
- commander le circuit de commutation de l'étage de régulation pour placer tous les commutateurs d'un demi-pont dans un état passant, - commander des commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans le circuit de commutation de l'étage de régulation autour d'une valeur non nulle.
De telles dispositions sont particulièrement avantageuses en ce qu'elles permettent de réduire les durées respectives des phases d'établissement et d'extinction d'une impulsion de courant dans la charge.
Il est à noter que, selon l'art antérieur, il était d'usage de monter une inductance de lissage en sortie du générateur de courant, en série avec la charge à caractériser, afin de lisser le courant fourni à ladite charge. Toutefois, l'ajout d'une telle inductance de lissage en sortie du générateur de courant contribuait à augmenter les durées respectives des phases d'établissement et d'extinction des impulsions de courant dans la charge.
Le générateur de courant selon l'invention comporte une inductance de lissage intégrée dans le circuit de régulation de l'étage de régulation, de sorte qu'il n'est plus nécessaire de monter une inductance de lissage en sortie du générateur de courant. Entre la génération de deux impulsions de courant, la sortie du circuit de régulation de l'étage de régulation est court-circuitée, de sorte qu'il est possible de faire circuler un courant dans le circuit de commutation de l'étage de régulation sans que celui-ci ne circule dans la charge et ne perturbe la mesure, contrairement à l'art antérieur.
En régulant l'intensité du courant circulant dans le circuit de commutation (court-circuit) autour d'une valeur non nulle, il sera possible de réduire les durées respectives des phases d'établissement et d'extinction des impulsions de courant. En effet, si l'on considère par exemple la phase d'établissement d'une impulsion de courant, le courant circulant au début de la phase d'établissement sera d'intensité sensiblement égale à la valeur non nulle considérée, et croîtra jusqu'à atteindre sensiblement la valeur de consigne. On comprend que la durée de la phase d'établissement dépend de la différence entre ladite valeur non nulle et ladite valeur de consigne, et que celle-ci est inférieure en considérant une valeur de départ non nulle qu'en considérant une valeur de départ nulle.
Dans un mode particulier de réalisation, le circuit de commande est configuré pour, entre la génération de deux impulsions de courant, réguler l'intensité du courant circulant dans le circuit de commutation de l'étage de régulation autour de la valeur de consigne.
De telles dispositions sont particulièrement avantageuses en ce qu'elles permettent de minimiser les durées respectives des phases d'établissement et d'extinction des impulsions de courant, puisque les valeurs de départ et d'arrivée sont toutes deux sensiblement égales à la valeur de consigne, à la précision de la régulation près.
Dans un mode particulier de réalisation, l'étage de régulation comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, plusieurs circuits de régulation montés en parallèle, chaque circuit de régulation comportant une inductance de lissage, un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué.
En outre, le circuit de commande est configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant, commander des commutations successives des commutateurs respectifs des circuits de régulation de l'étage de régulation pour réguler l'intensité du courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne.
De telles dispositions sont avantageuses en ce qu'elles permettent de réduire les dimensions requises pour chacune des inductances de lissage grâce à une réduction du courant circulant dans chacune desdites inductances de lissage. En effet, les circuits de régulation sont montés en parallèle, de sorte que le courant circulant dans la charge est sensiblement égal à la somme des courants circulant dans chacune des inductances de lissage.
Dans un mode particulier de réalisation :
- le nombre de circuits de régulation de l'étage de régulation est égal à deux et les inductances de lissage desdits deux circuits de régulation présentent les mêmes caractéristiques,
- le circuit de commande est configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant, commander les commutateurs respectifs des deux circuits de régulation de sorte que lorsqu'un desdits commutateurs est dans un état passant, le commutateur de l'autre circuit de régulation est dans un état bloqué, les commutateurs respectifs des circuits de régulation étant alternativement commandés à l'état passant au cours d'intervalles de temps successifs de même durée.
De telles dispositions sont avantageuses en ce qu'elles permettent d'avoir une meilleure précision de la régulation de l'intensité du courant circulant dans la charge.
En effet, et tel qu'indiqué précédemment, les commutations successives du commutateur d'un circuit de régulation permettent de faire fluctuer l'intensité du courant circulant dans l'inductance de lissage de ce circuit de régulation autour d'une valeur sensiblement égale à la moitié de la valeur de consigne (le courant circulant dans la charge étant égal à la somme des courants circulant dans chacun des circuits de régulation). En commandant de la sorte les commutateurs des deux circuits de régulation, les fluctuations dans les deux circuits de régulation seront sensiblement en opposition de phase, de sorte que les fluctuations de l'intensité du courant circulant dans la charge seront très réduites.
Dans un mode particulier de réalisation, les sources de tension des étages secondaires présentent un étagement de leurs tensions de sortie respectives. De telles dispositions permettent d'ajuster l'intensité du courant pour une large gamme d'impédances.
Dans un mode particulier de réalisation, les commutateurs des circuits de commutation et de chaque circuit de régulation sont des transistors bipolaires à grille isolée. De telles dispositions sont avantageuses en ce que les transistors bipolaires à grille isolée (IGBT de l'expression anglo-saxonne « Insulated Gâte Bipolar Transistor ») permettent de commuter de fortes tensions et/ou de forts courants sans exiger une énergie de commande élevée, ce qui permet de les commander au moyen d'un étage de commande simple et peu consommateur d'énergie.
Selon un second aspect, l'invention concerne un procédé de génération d'impulsions de courant aux bornes d'une charge, dans lequel la génération d'impulsions de courant est effectuée au moyen d'un générateur de courant comportant plusieurs étages secondaires dans lesquels :
- chaque étage secondaire comporte une source de tension continue isolée des sources de tension des autres étages secondaires, et un circuit de commutation comportant quatre commutateurs agencés en deux demi-ponts formés chacun de deux commutateurs montés en série entre des bornes de la source de tension,
- les circuits de commutation sont reliés entre eux de sorte à former une chaîne, un point milieu d'un demi-pont de chaque étage secondaire étant relié à un point milieu d'un demi-pont d'un étage secondaire suivant dans cette chaîne, les deux étages secondaires aux extrémités de ladite chaîne comportant chacun un point milieu d'un demi-pont destiné à être relié à une borne de la charge,
- un étage secondaire, dit « étage de régulation », comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, un circuit de régulation comportant une inductance de lissage, un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué,
En outre, le procédé de génération d'impulsions de courant comporte, pour générer une impulsion de courant, des étapes de :
- sélection d'un groupe d'étages secondaires comprenant l'étage de régulation, dits « étages actifs », en fonction d'une valeur de consigne d'intensité de courant, - commande des commutateurs des circuits de commutation des étages secondaires pour mettre en série les sources de tension des étages actifs et pour isoler les sources de tension des étages secondaires non sélectionnés,
- commande de commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne.
Dans des modes particuliers de mise en œuvre, le procédé de génération d'impulsions de courant comporte l'une ou plusieurs des caractéristiques suivantes, prises isolément ou selon toutes les combinaisons techniquement possibles.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, le procédé de génération d'impulsions de courant comporte, entre la génération de deux impulsions de courant, des étapes de :
- commande du circuit de commutation de l'étage de régulation pour placer tous les commutateurs d'un demi-pont dans un état passant,
- commande de commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans le circuit de commutation de l'étage de régulation autour d'une valeur non nulle.
Dans un mode particulier de mise en œuvre, l'étage de régulation comportant deux circuits de régulation montés en parallèle et d'inductances de lissage respectives présentant les mêmes caractéristiques, les commutateurs respectifs des deux circuits de régulation sont commandés au cours de la génération d'une impulsion de courant de sorte que lorsqu'un desdits commutateurs est dans un état passant, le commutateur de l'autre circuit de régulation est dans un état bloqué, les commutateurs respectifs des circuits de régulation étant alternativement commandés à l'état passant au cours d'intervalles de temps successifs de même durée.
PRÉSENTATION DES FIGURES
L'invention sera mieux comprise à la lecture de la description suivante, donnée à titre d'exemple nullement limitatif, et faite en se référant aux figures qui représentent : - Figure 1 : une représentation schématique d'un mode particulier de réalisation d'un générateur de courant selon l'invention,
- Figure 2 : des diagrammes temporels illustrant schématiquement la mise en œuvre du générateur de courant de la figure 1 .
DESCRIPTION DÉTAILLÉE DE MODES DE RÉALISATION
La figure 1 représente un mode particulier de réalisation d'un générateur 10 de courant.
Tel qu'illustré par la figure 1 , le générateur 10 de courant comporte une pluralité d'étages secondaires 20 (20a - 20n) comprenant chacun une source 21 de tension continue et un circuit de commutation 22.
Dans la description suivante, les éléments analogues d'étages secondaires différents sont désignés par la même référence. Lorsqu'il est nécessaire de distinguer un élément d'un étage secondaire d'un élément analogue d'un autre étage secondaire, la référence correspondante est accompagnée d'un indice alphabétique spécifique à l'étage secondaire considéré. Lorsqu'il n'est pas nécessaire de distinguer l'étage secondaire auquel un élément appartient, seule la référence générique, sans indice, est utilisée. Par exemple, le circuit de commutation de l'étage secondaire 20a sera désigné par 22a (le circuit de commutation de l'étage secondaire 20b sera désigné par 22b, etc.). Considéré de manière générale, le circuit de commutation d'un étage secondaire 20 quelconque sera désigné par 22.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , chaque source 21 de tension continue comprend un enroulement secondaire S (Sa - Sn) d'un transformateur 1 1 monophasé dont l'enroulement primaire 12 est alimenté par un étage primaire (non représenté sur la figure 1 ), de sorte que les sources 21 de tension continue sont isolées galvaniquement les unes des autres. Le courant alternatif monophasé fourni par l'enroulement secondaire S est dans cet exemple redressé en double alternance par un pont de diodes et est filtré dans un condensateur de filtrage de la source 21 de tension continue.
A titre d'exemple, si l'on souhaite pouvoir générer des impulsions de courant d'une intensité maximale de 600 ampères sur une charge d'impédance comprise entre 0.1 ohms et 50 kilohms, le générateur 10 de courant comporte par exemple neuf étages secondaires 20 dont les tensions à vide s'étagent de 200 volts (V) à 2000 V. Par exemple, le générateur 10 de courant comporte cinq étages secondaires fournissant chacun une tension de 2000 V, les quatre autres étages secondaires fournissant respectivement des tensions de 1000 V, 500 V, 300 V et 200 V (par exemple l'étage secondaire 20n) et pour une tension totale maximale de l'ordre de 12 kilovolts (kV).
Rien n'exclut, suivant d'autres exemples, d'avoir des sources 21 de tension continue fournissant toutes la même tension à vide. Dans le cas d'une tension maximale requise de 12 kV, il est par exemple possible de prévoir douze étages secondaires 20 délivrant chacun une tension à vide de 1 kV.
Chaque circuit de commutation 22 comporte quatre commutateurs Q1 ,
Q2, Q3, Q4 disposés selon un montage en deux demi-ponts montés en parallèle. Les commutateurs Q1 et Q2 forment un premier demi-pont et sont montés en série entre les bornes de la source 21 de tension continue. Les commutateurs Q3 et Q4 forment un second demi-pont et sont également montés en série entre les bornes de ladite source 21 de tension continue.
Les circuits de commutation 22 sont reliés entre eux de sorte à former une chaîne entre des bornes du générateur 10 de courant.
Plus particulièrement, un point milieu d'un demi-pont (c'est-à-dire un point entre les deux commutateurs de ce demi-pont) de chaque étage secondaire 20 est relié à un point milieu d'un demi-pont d'un étage secondaire suivant dans cette chaîne. Les deux étages secondaires 20a, 20n aux extrémités de ladite chaîne comportent chacun un point milieu d'un demi-pont destiné à être relié à une borne de la charge Z.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , le point milieu du demi-pont de l'étage secondaire 20a constitué par les commutateurs Q1 a et Q2a forme une première borne du générateur 10 de courant et est relié par une ligne 30 et à une première borne de la charge Z. Le point milieu du demi-pont de l'étage secondaire 20a constitué par les commutateurs Q3a et Q4a est connecté par une ligne 25a au point milieu du demi- pont de l'étage secondaire 20b constitué par les commutateurs Q1 b et Q2b, etc. Les circuits de commutation 22 des étages secondaires 20 sont ainsi reliés en série de sorte à former la chaîne susmentionnée entre l'étage secondaire 20a et l'étage secondaire 20n. Le point milieu du demi-pont de l'étage secondaire 20n constitué par les commutateurs Q3n et Q4n forme une seconde borne du générateur 10 de courant et est relié par une ligne 31 et à une seconde borne de la charge Z.
L'étage secondaire 20n, également désigné ci-après par « étage de régulation », se distingue des autres étages secondaires par la présence de deux circuits de régulation 27a, 27b montés en parallèle entre la source 21 n de tension continue et le circuit de commutation 22n.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , chaque circuit de régulation 27a, 27b comporte :
- une inductance de lissage La, Lb,
- un commutateur Qa, Qb,
- une diode Da, Db.
Le circuit de régulation 27a comporte un commutateur Qa monté entre une première borne (pôle positif) de la source 21 n de tension continue et une première borne de l'inductance de lissage La, une seconde borne de l'inductance de lissage La étant reliée aux commutateurs Q1 n et Q3n du circuit de commutation 22n. Le circuit de régulation 27a comporte également une diode Da dont la cathode est reliée à la première borne de l'inductance de lissage La, et dont l'anode est reliée à une seconde borne (pôle négatif) de la source 21 n de tension continue ainsi qu'aux commutateurs Q2n et Q4n du circuit de commutation 22n.
De manière analogue, le circuit de régulation 27b comporte un commutateur Qb monté entre le pôle positif de la source 21 n de tension continue et une première borne de l'inductance de lissage Lb, une seconde borne de l'inductance de lissage Lb étant reliée aux commutateurs Q1 n et Q3n du circuit de commutation 22n. Le commutateur Qb et l'inductance de lissage Lb du circuit de régulation 27b sont en outre montés en parallèle avec le commutateur Qa et l'inductance de lissage La de l'autre circuit de régulation 27a. Le circuit de régulation 27b comporte également une diode Db dont la cathode est reliée à la première borne de l'inductance de lissage Lb, et dont l'anode est reliée au pôle négatif de la source 21 n de tension continue ainsi qu'aux commutateurs Q2n et Q4n du circuit de commutation 22n.
Les circuits de régulation 27a, 27b sont donc de constitution analogue de celle de la partie commandable d'une alimentation à découpage abaisseuse de tension continue (connue sous le nom de convertisseur « buck »).
Il est à noter que chaque diode Da, Db peut être remplacée par tout moyen adapté à relier la première borne de l'inductance de lissage La, Lb aux commutateurs Q2n et Q4n du circuit de commutation 22n lorsque le commutateur Qa, Qb est dans un état bloqué. Suivant un exemple non limitatif, la diode Da, Db d'un circuit de régulation 27a, 27b est remplacée par un commutateur commandé à un état passant lorsque l'autre commutateur Qa, Qb du circuit de régulation 27a, 27b est dans un état bloqué, et commandé à un état bloqué lorsque l'autre commutateur Qa, Qb du circuit de régulation 27a, 27b est dans un état passant.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , chaque commutateur du générateur 10 de courant est réalisé au moyen d'un transistor (ou d'un groupe de transistors) bipolaire à grille isolée (IGBT de l'expression anglo-saxonne « Insulated Gâte Bipolar Transistor »), choisi dans une gamme adaptée aux performances attendues du générateur 10 de courant.
Ainsi, par exemple, chaque commutateur est choisi pour être apte à laisser circuler un courant d'une intensité comprise entre 0 et 600 A à l'état passant et pour tenir une tension nominale à l'état bloqué.
Dans l'exemple illustré par la figure 1 , les commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 de chaque circuit de commutation 22 comportent chacun une diode 26 antiparallèle adaptée à permettre la circulation d'un courant inverse dans ces commutateurs. Une telle diode est en général inhérente à la construction d'un transistor IGBT, mais il peut s'avérer utile de doubler cette diode inhérente par une diode 26 antiparallèle externe, en particulier si l'on considère des courants pouvant atteindre une intensité de 600 A.
Le générateur 10 de courant comporte également un circuit de commande 15 adapté à commander les commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 de chaque circuit de commutation 22, ainsi que les commutateurs Qa, Qb de chaque circuit de régulation 27a, 27b.
A cet effet, le circuit de commande 15 est relié auxdits commutateurs des étages secondaires 20 du générateur 10 de courant.
Dans la suite de la description, on se place dans le cas où le circuit de commande est relié aux commutateurs des étages secondaires 20 par l'intermédiaire d'une liaison à fibre optique. Rien n'exclut cependant, suivant d'autres exemples non détaillés, de considérer d'autres types de liaisons comme notamment des liaisons électriques.
L'utilisation de liaisons en fibre optique est avantageuse en ce qu'elle permet de garantir une meilleure fiabilité du générateur 10 de courant qu'avec des liaisons électriques, dans la mesure où la commutation de forts courants et/ou de fortes tensions est susceptible de parasiter des liaisons électriques.
Par exemple, dans le cas de commutateurs de type transistors IGBT, les grilles des commutateurs des étages secondaires 20 sont reliées à un convertisseur optique 23 adapté à transformer une commande reçue sous forme optique par l'intermédiaire d'une fibre optique 24 en une commande électrique appropriée. Les fibres optiques 24a - 24n véhiculant les commandes respectives des étages secondaires 20a - 20n sont reliées à l'extrémité opposée aux convertisseurs optiques 23a - 23n au circuit de commande 15.
Le circuit de commande 15 est également relié (liens non représentés sur la figure 1 ) à des moyens de déterminer l'intensité du courant circulant dans chacune des inductances de lissage La, Lb, par exemple des capteurs de courant Ha, Hb (à effet Hall, à boucle de Rogowski, etc.). Par ailleurs, il est possible de prévoir un capteur de courant disposé sur la ligne 30 ou la ligne 31 (non représenté sur les figures) permettant de vérifier la somme des courants.
Le circuit de commande 15 peut être réalisé de toute manière connue de l'homme du métier. Par exemple, le circuit de commande 15 comporte un processeur et une mémoire électronique dans laquelle est mémorisé un programme d'ordinateur, sous la forme d'un ensemble d'instructions de code de programme à exécuter par le processeur. Dans une variante, le circuit de commande 15 comporte des circuits logiques programmables, de type FPGA, PLD, etc., et/ou circuits intégrés spécialisés (ASIC).
Le circuit de commande 15 comporte ainsi un ensemble de moyens configurés de façon logicielle (produit programme d'ordinateur spécifique) et/ou matérielle (FPGA, PLD, ASIC, etc.) pour mettre en œuvre les différentes étapes d'un procédé de génération d'impulsions de courant.
On détaille à présent le fonctionnement du générateur 10 de courant en décrivant les principaux états dans lesquels un étage secondaire 20 peut se trouver en fonction de la commande appliquée aux commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 du circuit de commutation 22. Dans la suite de la description, on définit arbitrairement un sens de circulation du courant comme positif lorsque le courant entre dans la charge Z par la ligne 30 et en ressort par la ligne 31 .
Lorsque le circuit de commande 15, par l'intermédiaire de la fibre optique 24a et du convertisseur optique 23a, impose un état passant (ON) aux commutateurs Q1 a et Q4a, et un état bloqué (OFF) aux commutateurs Q2a et Q3a de l'étage secondaire 20a, le pôle positif de la source 21 a de tension continue est connecté à la charge Z par l'intermédiaire du commutateur Q1 a et de la ligne 30. Le pôle négatif de la source 21 a de tension continue est relié au point milieu du demi-pont constitué par les commutateurs Q1 b et Q2b de l'étage secondaire 20b par l'intermédiaire du commutateur Q4a et de la ligne 25a. En supposant que l'étage secondaire 20b est commandé de façon similaire, le commutateur Q1 b connecte alors le pôle négatif de la source 21 a de tension continue au pôle positif de la source 21 b de tension continue. En raisonnant par analogie sur tous les étages secondaires 20a - 20n, il apparaît que toutes les sources 21 de tension continue sont alors montées en série et font circuler un courant de sens positif dans la charge Z.
Lorsque le circuit de commande 15 impose a l'opposé un état passant aux commutateurs Q2a et Q3a et un état bloqué à Q1 a et Q4a, c'est le pôle négatif de la source 21 a de tension continue qui est connecté à la charge Z par l'intermédiaire de la ligne 30, et le pôle positif de la source 21 a de tension continue qui est relié au point milieu du demi-pont constitué par les commutateurs Q1 b et Q2b de l'étage secondaire 20b par l'intermédiaire du commutateur Q3a et de la ligne 25a. En supposant que l'étage secondaire 20b est commandé de façon similaire, le commutateur Q2b connecte alors le pôle positif de la source 21 a de tension continue au pôle négatif de la source 21 b de tension continue. En raisonnant par analogie sur tous les étages secondaires 20a - 20n, il apparaît que toutes les sources 21 de tension continue sont alors montées en série et font circuler un courant de sens négatif dans la charge Z.
Il est possible également de commander les commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 de façon à isoler la source 21 de tension continue d'un ou plusieurs étages secondaires 20 de la charge Z sans pour autant interrompre la circulation d'un courant dans la chaîne des étages secondaires 20.
Par exemple, on suppose que la plupart des étages secondaires ont été commandés pour faire passer un courant positif dans la charge et que l'on désire isoler la source 21 b de tension continue de l'étage secondaire 20b. En commandant les commutateurs Q1 b et Q3b à l'état bloqué et le commutateur Q4b à l'état passant, le courant circule dans l'étage secondaire 20b en entrant par la ligne 25b au point milieu du demi-pont constitué par les commutateurs Q3b et Q4b, traverse Q4b et la diode 26 antiparallèle du commutateur Q2b, et sort de l'étage secondaire 20b par la ligne 25a. On constate ainsi que la source 21 b de tension continue est isolée, c'est-à-dire qu'elle ne contribue pas à la tension appliquée aux bornes de la charge Z, sans pour autant interrompre la circulation d'un courant dans la chaîne des étages secondaires 20. En outre, l'état du commutateur Q2b n'est pas déterminant.
Lorsque le courant dans la charge Z circule dans le sens négatif, le rôle des commutateurs Q2b et Q4b est inversé, le courant entrant par la ligne 25a, traversant le commutateur Q2b alors nécessairement à l'état passant et la diode antiparallèle de Q4b pour repartir par la ligne 25b.
Compte tenu de la symétrie du circuit de commutation 22, il est possible d'isoler la source 21 de tension continue d'un étage secondaire 20 en commandant les commutateurs Q2 et Q4 a l'état bloqué et les commutateurs Q1 et Q3 à l'état passant en fonction du sens du courant dans la charge.
Le tableau ci-après résume les commandes à appliquer aux commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 pour insérer la source 21 de tension continue respectivement en série dans le sens positif, en série dans le sens négatif ou pour isoler ladite source 21 de tension continue en fonction du sens de circulation du courant dans la charge Z.
Q1 ON OFF OFF ON OFF X
Q2 OFF ON X OFF ON OFF
Q3 OFF ON OFF X OFF ON
Q4 ON OFF ON OFF X OFF source 21 sens + sens - isolée (sens +) Isolée (sens -) La figure 2 représente des diagrammes temporels illustrant un exemple de mise en œuvre d'un générateur 10 de courant selon l'invention.
Tel qu'indiqué précédemment, il peut s'avérer nécessaire, pour caractériser une charge Z, d'appliquer des impulsions de courant récurrentes d'intensité régulée à ladite charge Z, pouvant être de polarité alternée d'une impulsion de courant à l'autre.
Chaque impulsion de courant se présente globalement sous la forme d'un créneau temporel comportant par exemple un intervalle de temps de durée T1 , dit « intervalle d'impulsion », au cours de laquelle une impulsion de courant est appliquée à la charge Z. L'intervalle d'impulsion est suivi d'un intervalle de temps de durée T2, dit « intervalle de relaxation », pendant lequel aucun courant n'est appliqué à la charge Z. Les durées T1 et T2 sont par exemple égales et réglables.
Dans premier temps, on décrit un exemple de mise en œuvre du générateur 10 de courant de la figure 1 au cours d'un intervalle d'impulsion, c'est-à-dire lors de la génération d'une impulsion de courant.
En fonction de la charge Z à caractériser, on définit de manière conventionnelle une valeur de consigne d'intensité de courant pour chaque impulsion de courant. De préférence, les impulsions de courant sont régulées, en valeur absolue, autour d'une même valeur de consigne IC. La valeur de consigne IC est par exemple réglable entre 0 et 600 A par pas de 0,1 A.
Le circuit de commande 15 est adapté pour commander les commutateurs Q1 à Q4 des étages secondaires 20 pour mettre en série au moins un étage secondaire 20, dont l'étage de régulation 20n, et établir un courant dans la charge Z. En fonction de mesures de l'intensité du courant circulant dans la charge Z, par exemple effectuées par les capteurs de courant Ha et Hb des circuits de régulation 27a, 27b, le circuit de commande 15 est configuré pour mettre en œuvre deux stratégies de régulation distinctes et complémentaires pour la génération d'une impulsion de courant d'intensité régulée autour de la valeur de consigne.
La première stratégie de régulation consiste à effectuer un réglage approximatif de l'intensité du courant circulant dans la charge Z. A cet effet, le circuit de commande 15 sélectionne, en fonction de l'impédance estimée de la charge Z, un groupe d'étages secondaires 20 comprenant l'étage de régulation 20n, dits « étages actifs ».
Les étages actifs sont sélectionnés de sorte que :
- la somme des tensions respectives des étages actifs autres que l'étage de régulation 20n est inférieure à la tension nécessaire pour faire circuler un courant d'intensité IC dans la charge Z,
- la somme des tensions respectives de tous les étages actifs (dont l'étage de régulation 20n) est supérieure à la tension nécessaire pour faire circuler un courant d'intensité IC dans la charge Z.
Les commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 des circuits de commutation 22 des étages actifs sont alors commandés pour que ces étages actifs soient connectés en série, en commandant leurs commutateurs Q1 et Q4 à l'état passant et les commutateurs Q2 et Q3 à l'état bloqué. Les commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 des circuits de commutation 22 des étages secondaires 20 non sélectionnés sont commandés de manière à isoler leurs sources 21 de tension continue de la charge Z.
La seconde stratégie consiste à effectuer un réglage précis de l'intensité du courant circulant dans la charge Z. A cet effet, le circuit de commande 15 impose, au cours de l'intervalle d'impulsion, des commutations successives aux commutateurs Qa, Qb des circuits de régulation 27a, 27b pour réguler l'intensité du courant circulant dans la charge Z autour de la valeur de consigne IC pendant la durée T1 dudit intervalle d'impulsion.
On suppose de manière non limitative, que les deux inductances de lissage La, Lb présentent sensiblement la même constante de temps (déterminée principalement par les caractéristiques inductives et résistives desdites inductances de lissage La, Lb).
Avantageusement, au cours d'un intervalle d'impulsion, les commutateurs Qa, Qb des deux circuits de régulation 27a, 27b sont commandés de sorte que lorsqu'un desdits commutateurs est dans un état passant, le commutateur de l'autre circuit de régulation est dans un état bloqué, les commutateurs Qa, Qb respectifs des circuits de régulation 27a, 27b étant alternativement commandés à l'état passant au cours d'intervalles de temps successifs IT1 , IT2 de même durée. La durée de ces intervalles de temps IT1 , IT2 est déterminée en fonction de la fluctuation tolérée AIC pour l'intensité du courant circulant dans chaque inductance de lissage La, Lb.
La partie a) de la figure 2 représente l'évolution au cours du temps de l'intensité du courant IA circulant dans l'inductance de lissage La, tandis que la partie b) de la figure 2 représente l'évolution au cours du temps de l'intensité du courant IB circulant dans l'inductance de lissage Lb.
Il est à noter que, sur la figure 2, on considère à des fins de clarté des figures que la durée T1 de l'intervalle d'impulsion correspond à quatre intervalles de temps (IT1 , IT2, IT1 , IT2). En pratique, la durée des intervalles de temps IT1 , IT2 pourra être très inférieure à la durée T1 (par exemple de l'ordre de la dizaine de microsecondes pour les intervalles de temps IT1 , IT2 et de l'ordre de la seconde pour l'intervalle d'impulsion de durée T1 ).
Au cours d'un intervalle de temps IT1 , le commutateur Qa du circuit de régulation 27a est commandé à l'état passant. La première borne de l'inductance de lissage La et la cathode de la diode Da sont alors reliées au pôle positif de la source 21 n de tension continue. La diode Da ne laisse pas passer de courant et l'intensité du courant IA dans l'inductance de lissage La croît progressivement depuis la valeur (IC/2 - ΔΙΟ/2) vers la valeur (IC/2 + ΔΙΟ/2) qui est atteinte vers la fin de l'intervalle de temps IT1 .
Au cours d'un intervalle de temps IT1 , le commutateur Qb du circuit de régulation 27b est lui commandé à l'état bloqué. La première borne de l'inductance de lissage Lb est isolée du pôle positif de la source 21 n de tension continue et le courant circule dans la diode Db. L'intensité du courant IB dans l'inductance de lissage Lb décroît progressivement depuis la valeur (IC/2 + AIC/2) vers la valeur (IC/2 - AIC/2) qui est atteinte vers la fin de l'intervalle de temps IT1 .
Au cours d'un intervalle de temps IT2, le commutateur Qa du circuit de régulation 27a est commandé à l'état bloqué. La première borne de l'inductance de lissage La est isolée du pôle positif de la source 21 n de tension continue et le courant circule dans la diode Da. L'intensité du courant IA dans l'inductance de lissage La décroît progressivement depuis la valeur (IC/2 + AIC/2) vers la valeur (IC/2 - AIC/2) qui est atteinte vers la fin de l'intervalle de temps IT2.
Au cours d'un intervalle de temps IT2, le commutateur Qb du circuit de régulation 27b est lui commandé à l'état passant. La première borne de l'inductance de lissage Lb et la cathode de la diode Db sont alors reliées au pôle positif de la source 21 n de tension continue. La diode Db ne laisse pas passer de courant et l'intensité du courant IB dans l'inductance de lissage Lb croît progressivement depuis la valeur (IC/2 - ΔΙΟ/2) vers la valeur (IC/2 + ΔΙΟ/2) qui est atteinte vers la fin de l'intervalle de temps IT2.
Tel qu'illustré par les parties a) et b) de la figure 2, au cours d'un intervalle d'impulsion, les fluctuations des intensités des courants IA, IB circulant respectivement dans les inductances de lissage La, Lb, sont alors sensiblement en opposition de phase.
La partie c) de la figure 2 représente l'évolution au cours du temps de l'intensité du courant IZ circulant dans la charge Z qui correspond, au cours de l'intervalle d'impulsion de durée T1 , sensiblement à la somme des courants IA, IB circulant respectivement dans les inductances de lissage La, Lb.
Du fait que les fluctuations des intensités des courants IA, IB se font sensiblement en opposition de phase, elles tendent à s'annuler mutuellement lorsque les courants IA, IB sont additionnés. Par conséquent, au cours de l'intervalle d'impulsion, l'intensité du courant IZ circulant dans la charge Z est régulée autour de la valeur de consigne IC et présente peu de fluctuations.
Il est à noter que si l'asservissement en courant réalisé par l'étage de régulation 20n s'avère insuffisant, le circuit de commande 15 peut commander l'insertion en série d'un étage actif supplémentaire ou bien la suppression ou le remplacement d'un des étages actifs par un autre étage secondaire.
On décrit à présent un exemple de mise en œuvre du générateur 10 de courant de la figure 1 au cours d'un intervalle de relaxation, c'est-à-dire entre la génération de deux impulsions de courant consécutives.
Pour la réalisation d'un intervalle de relaxation, le circuit de commande 15 impose par exemple un état bloqué aux commutateurs Q1 , Q2, Q3, Q4 de tous les circuits de commutation 22, à l'exception de ceux du circuit de commutation 22n de l'étage de régulation 20n. Les commutateurs Q1 n, Q2n, Q3n et Q4n sont commandés de sorte à établir un court-circuit aux bornes des circuits de régulation 27a, 27b. A cet effet le circuit de commande 15 impose un état passant aux commutateurs d'au moins un demi-pont du circuit de commutation 22n.
Par exemple, le circuit de commande 15 impose un état passant aux commutateurs Q1 n et Q2n et un état bloqué aux commutateurs Q3n et Q4n. On peut également imposer un état passant à Q1 n, Q2n, Q3n et Q4n afin de diviser l'intensité du courant circulant dans chacun des deux demi-ponts.
Du fait de ce court-circuit dans le demi-pont constitué par les commutateurs Q1 n et Q2n, il est possible de faire circuler un courant dans l'étage de régulation sans que celui-ci ne circule dans la charge Z et ne perturbe la mesure. On constate d'ailleurs sur la partie c) de la figure 2 que, au cours d'un intervalle de relaxation, aucun courant ne circule dans la charge Z.
Avantageusement, les commutateurs Qa, Qb des circuits de régulation 27a, 27b de l'étage de régulation 20n sont commandés comme au cours de l'intervalle d'impulsion, de sorte à réguler les intensités des courants IA, IB circulant respectivement dans les inductances de lissage La, Lb autour de IC/2. Par conséquent, au cours d'un intervalle de relaxation, l'intensité du courant circulant dans le circuit de commutation 22n dans les commutateurs Q1 n et Q2n est régulée autour de la valeur de consigne IC.
Ceci est avantageux car aucune augmentation (respectivement aucune diminution) substantielle de l'intensité du courant circulant dans les inductances de lissage La, Lb ne se produira lors de l'établissement (respectivement l'extinction) d'une impulsion de courant dans la charge Z, de sorte que lesdites inductances de lissage La, Lb n'impacteront pas ou peu les durées des phases d'établissement et d'extinction d'impulsion de courant.
Rien n'exclut, suivant d'autres exemples, de réguler l'intensité du courant circulant dans le circuit de commutation 22n dans les commutateurs Q1 n et Q2n autour d'une valeur non nulle inférieure à la valeur de consigne IC. En effet, tant que la différence entre cette valeur non nulle et la valeur de consigne IC est inférieure en valeur absolue à la valeur de consigne IC, les durées d'établissement et d'extinction d'impulsion de courant seront réduites par rapport au cas où la circulation du courant est interrompue dans l'étage de régulation 20η.
En outre, les commutateurs Qa, Qb respectifs des circuits de régulation 27a, 27b peuvent également être commandés alternativement à l'état passant au cours d'intervalles de temps IT1 , IT2 successifs de même durée. Il est noter que la durée des intervalles de temps IT1 , IT2 est normalement très inférieure au cours d'un intervalle de relaxation que la durée de ces intervalles de temps au cours d'un intervalle d'impulsion. En effet, au cours d'un intervalle de relaxation, la charge Z est remplacée par une impédance très faible (court-circuit), de sorte que l'intensité du courant dans une inductance de lissage La, Lb croîtra / décroîtra beaucoup plus rapidement au cours d'un intervalle de relaxation qu'au cours d'un intervalle d'impulsion.
De manière plus générale, la portée de la présente invention ne se limite pas aux modes de mise en œuvre et de réalisation décrits ci-dessus à titre d'exemples non limitatifs.
Par exemple, il a été décrit un générateur 10 de courant dont l'étage de régulation 20n comporte deux circuits de régulation 27a, 27b. Ce mode de réalisation est particulièrement avantageux en ce qu'il constitue un bon compromis sur le nombre et le volume des inductances de lissage La, Lb par rapport à la précision de la régulation de l'intensité du courant circulant dans la charge Z (par une commande adaptée des commutateurs Qa, Qb desdits deux circuits de régulation). Rien n'exclut, suivant d'autres exemples, de considérer un seul circuit de régulation (mais pour obtenir la même valeur d'inductance - en henrys - avec une seule inductance de lissage, le volume de celle-ci sera plus important) ou de considérer au moins trois circuits de régulation montés en parallèle (davantage d'inductances de lissage de volumes inférieurs).
Il est également possible d'avoir un générateur de courant comportant plusieurs étages de régulation.
En outre, il a été décrit un générateur de courant dont les sources de tension continue des étages secondaires sont des enroulements secondaires d'un transformateur monophasé, comportant chacune un pont redresseur à diodes et une capacité de filtrage. On comprend que la réalisation des sources de tension continue (et la façon dont elles sont éventuellement alimentées) sort du cadre de l'invention et est considérée comme à la portée de l'homme de l'art, qu'une réalisation particulière des sources de tension continue ne constitue qu'une variante de réalisation d'un générateur de courant selon l'invention.

Claims

REVENDICATIONS
Générateur (10) de courant, adapté à fournir aux bornes d'une charge des impulsions de courant d'intensité régulée, caractérisé en ce qu'il comporte plusieurs étages secondaires (20) dans lesquels :
- chaque étage secondaire comporte une source de tension continue isolée des sources de tension des autres étages secondaires, et un circuit de commutation comportant quatre commutateurs agencés en deux demi-ponts formés chacun de deux commutateurs montés en série entre des bornes de la source de tension,
- les circuits de commutation (22) sont reliés entre eux de sorte à former une chaîne, un point milieu d'un demi-pont de chaque étage secondaire étant relié à un point milieu d'un demi-pont d'un étage secondaire suivant dans cette chaîne, les deux étages secondaires aux extrémités de ladite chaîne comportant chacun un point milieu d'un demi-pont destiné à être relié à une borne de la charge,
- un étage secondaire, dit « étage de régulation » (20n), comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, un circuit de régulation (27a, 27b) comportant une inductance de lissage, un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué, et en ce qu'il comporte un circuit de commande (15) configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant :
- commander les commutateurs des circuits de commutation (22) des étages secondaires pour mettre en série les sources de tension d'un groupe d'étages secondaires, dont l'étage de régulation, sélectionnés en fonction d'une valeur de consigne d'intensité de courant, et pour isoler les sources de tension des étages secondaires non sélectionnés,
- commander des commutations successives du commutateur du circuit de régulation (27a, 27b) pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne. 2 - Générateur (10) de courant selon la revendication 1 , caractérisé en ce que le circuit de commande (15) est configuré pour, entre la génération de deux impulsions de courant :
- commander le circuit de commutation de l'étage de régulation pour placer tous les commutateurs d'un demi-pont dans un état passant,
- commander des commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans le circuit de commutation de l'étage de régulation (20n) autour d'une valeur non nulle.
3 - Générateur (10) de courant selon la revendication 2, caractérisé en ce que le circuit de commande (15) est configuré pour, entre la génération de deux impulsions de courant, réguler l'intensité du courant circulant dans le circuit de commutation (22n) de l'étage de régulation (20n) autour de la valeur de consigne.
4 - Générateur (10) de courant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que l'étage de régulation comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, plusieurs circuits de régulation (27a, 27b) montés en parallèle, chaque circuit de régulation comportant :
- une inductance de lissage (La, Lb),
- un commutateur (Qa, Qb) agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension,
- un moyen (Da, Db) adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué,
et en ce que le circuit de commande (15) est configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant, commander des commutations successives des commutateurs respectifs des circuits de régulation de l'étage de régulation pour réguler l'intensité du courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne.
5 - Générateur de courant selon la revendication 4, caractérisé en ce que :
- le nombre de circuits de régulation (27a, 27b) de l'étage de régulation est égal à deux et les inductances de lissage desdits deux circuits de régulation présentent les mêmes caractéristiques, - le circuit de commande (15) est configuré pour, lors de la génération d'une impulsion de courant, commander les commutateurs respectifs des deux circuits de régulation de sorte que lorsqu'un desdits commutateurs est dans un état passant, le commutateur de l'autre circuit de régulation est dans un état bloqué, les commutateurs respectifs des circuits de régulation étant alternativement commandés à l'état passant au cours d'intervalles de temps successifs de même durée.
Générateur (10) de courant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les commutateurs des circuits de commutation et de chaque circuit de régulation sont des transistors bipolaires à grille isolée. Générateur (10) de courant selon l'une des revendications précédentes, caractérisé en ce que les sources (21 ) de tension des étages secondaires (20) présentent un étagement de leurs tensions de sortie respectives. Procédé de génération d'impulsions de courant aux bornes d'une charge, caractérisé en ce que ladite génération d'impulsions de courant est effectuée au moyen d'un générateur (10) de courant comportant plusieurs étages secondaires (20) dans lesquels :
- chaque étage secondaire comporte une source de tension continue isolée des sources de tension des autres étages secondaires, et un circuit de commutation comportant quatre commutateurs agencés en deux demi-ponts formés chacun de deux commutateurs montés en série entre des bornes de la source de tension,
- les circuits de commutation (22) sont reliés entre eux de sorte à former une chaîne, un point milieu d'un demi-pont de chaque étage secondaire étant relié à un point milieu d'un demi-pont d'un étage secondaire suivant dans cette chaîne, les deux étages secondaires aux extrémités de ladite chaîne comportant chacun un point milieu d'un demi-pont destiné à être relié à une borne de la charge,
- un étage secondaire, dit « étage de régulation » (20n), comporte, entre la source de tension et le circuit de commutation, un circuit de régulation (27a, 27b) comportant une inductance de lissage, un commutateur agencé entre une borne de l'inductance de lissage et la source de tension, et un moyen adapté à relier ladite borne de l'inductance de lissage au circuit de commutation lorsque le commutateur du circuit de régulation est dans un état bloqué, et en ce que ledit procédé comporte, pour générer une impulsion de courant, des étapes de :
- sélection d'un groupe d'étages secondaires comprenant l'étage de régulation, dits « étages actifs », en fonction d'une valeur de consigne d'intensité de courant,
- commande des commutateurs des circuits de commutation des étages secondaires pour mettre en série les sources de tension des étages actifs et pour isoler les sources de tension des étages secondaires non sélectionnés,
- commande de commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans la charge autour de la valeur de consigne.
Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'il comporte, entre la génération de deux impulsions de courant, des étapes de :
- commande du circuit de commutation de l'étage de régulation pour placer tous les commutateurs d'un demi-pont dans un état passant,
- commande de commutations successives du commutateur du circuit de régulation pour réguler l'intensité d'un courant circulant dans le circuit de commutation (22n) de l'étage de régulation (20n) autour d'une valeur non nulle.
- Procédé selon la revendication 8 ou 9, caractérisé en ce que, l'étage de régulation comportant deux circuits de régulation montés en parallèle et les inductances de lissage respectives des deux circuits de régulation présentant les mêmes caractéristiques, les commutateurs respectifs des deux circuits de régulation sont commandés au cours de la génération d'une impulsion de courant de sorte que lorsqu'un desdits commutateurs est dans un état passant, le commutateur de l'autre circuit de régulation est dans un état bloqué, les commutateurs respectifs des circuits de régulation étant alternativement commandés à l'état passant au cours d'intervalles de temps successifs de même durée.
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