EP2887451A1 - Filtre hyperfréquence passe-bande accordable par rotation d'un élément diélectrique - Google Patents

Filtre hyperfréquence passe-bande accordable par rotation d'un élément diélectrique Download PDF

Info

Publication number
EP2887451A1
EP2887451A1 EP14197311.5A EP14197311A EP2887451A1 EP 2887451 A1 EP2887451 A1 EP 2887451A1 EP 14197311 A EP14197311 A EP 14197311A EP 2887451 A1 EP2887451 A1 EP 2887451A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
axis
filter
cavity
rotation
electric field
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP14197311.5A
Other languages
German (de)
English (en)
Other versions
EP2887451B1 (fr
Inventor
Nicolas Jolly
Aurélien Perigaud
Olivier Tantot
Nicolas Delhote
Stéphane BILA
Serge Verdeyme
Damien Pacaud
Laetitia Estagerie
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Centre National dEtudes Spatiales CNES
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Thales SA
Original Assignee
Centre National dEtudes Spatiales CNES
Centre National de la Recherche Scientifique CNRS
Thales SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Centre National dEtudes Spatiales CNES, Centre National de la Recherche Scientifique CNRS, Thales SA filed Critical Centre National dEtudes Spatiales CNES
Publication of EP2887451A1 publication Critical patent/EP2887451A1/fr
Application granted granted Critical
Publication of EP2887451B1 publication Critical patent/EP2887451B1/fr
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2084—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with dielectric resonators
    • H01P1/2086—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with dielectric resonators multimode
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P1/00—Auxiliary devices
    • H01P1/20—Frequency-selective devices, e.g. filters
    • H01P1/207—Hollow waveguide filters
    • H01P1/208—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure
    • H01P1/2084—Cascaded cavities; Cascaded resonators inside a hollow waveguide structure with dielectric resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/10—Dielectric resonators
    • H01P7/105—Multimode resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/06—Cavity resonators
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01P—WAVEGUIDES; RESONATORS, LINES, OR OTHER DEVICES OF THE WAVEGUIDE TYPE
    • H01P7/00—Resonators of the waveguide type
    • H01P7/10—Dielectric resonators

Definitions

  • the present invention relates to the field of frequency filters in the field of microwave waves, typically frequencies between 1 GHz to 30 GHz. More particularly, the present invention relates to frequency tunable band pass filters.
  • microwave wave for example received by a satellite
  • the processing of a microwave wave requires the development of specific components, allowing the propagation, amplification, and filtering of this wave.
  • a microwave received by a satellite must be amplified before being sent back to the ground.
  • This amplification is only possible by separating all the frequencies received into channels, each corresponding to a given frequency band. The amplification is then carried out channel by channel. Channel separation requires the development of bandpass filters.
  • tunable bandpass filters in the microwave domain is the use of passive semiconductor components, such as PIN diodes, continuously variable capacitors, or capacitive switches.
  • passive semiconductor components such as PIN diodes, continuously variable capacitors, or capacitive switches.
  • MEMS micro electromechanical systems
  • the technology of the filters based on dielectric elements is known. It allows non-tunable band pass filters.
  • These filters typically comprise an at least partially closed cavity, comprising a conducting wall (typically metallic, for example aluminum or invar) in which is disposed a dielectric element, typically of round or square shape (the dielectric material is typically zirconia, alumina or BMT).
  • a conducting wall typically metallic, for example aluminum or invar
  • a dielectric element typically of round or square shape (the dielectric material is typically zirconia, alumina or BMT).
  • An input excitation means introduces the wave into the cavity (for example a coaxial cable terminated by an electric probe or an iris-coupled waveguide) and an output excitation means of the same nature bring the wave out of the cavity.
  • a bandpass filter allows the propagation of a wave over a certain frequency range and attenuates this wave for the other frequencies. This defines a bandwidth and a central frequency of the filter. For frequencies around its center frequency, a bandpass filter has high transmission and low reflection.
  • the bandwidth of the filter is characterized in different ways depending on the nature of the filter.
  • Parameter S is a parameter that accounts for filter performance in terms of reflection and transmission.
  • S11, or S22 corresponds to a measurement of the reflection and S12, or S21, to a measurement of the transmission.
  • a filter performs a filtering function.
  • This function can generally be approximated via mathematical models (functions of Chebychev, Bessel, ). These functions are usually based on polynomial relationships.
  • the filter bandwidth is determined at S11 (or S22) equion-modulation, for example at 15 dB or 20 dB of reflection reduction with respect to its out-of-band level.
  • the band is taken at -3dB (when S21 crosses S11 if the filter has negligible losses).
  • a filter typically comprises at least one resonator comprising the metal cavity and the dielectric element.
  • a resonance mode of the filter corresponds to a particular distribution of the electromagnetic field which is excited at a particular frequency.
  • these filters may be composed of a plurality of resonators coupled together.
  • the central frequency and the filter bandwidth depend both on the geometry of the cavities and the dielectric elements, as well as the coupling of the resonators with each other as well as couplings with the input and output excitation means of the filter.
  • Coupling means are for example openings or slots called iris, electrical or magnetic probes or microwave lines.
  • the filter passes a signal whose frequency is in the bandwidth, but the signal is nevertheless attenuated by the losses of the filter.
  • the tuning of the filter making it possible to obtain a transmission maximum for a given frequency band is very difficult to produce and depends on all the parameters of the filter. It is moreover dependent on the temperature.
  • the resonant frequencies of the filter resonators can be very slightly modified by means of metal screws, but this process is carried out empirically, is very expensive in time and allows only a very low frequency tunability, typically of the order of a few%.
  • the objective is not the tunability but the obtaining of a precise value of the central frequency, and it is desired to obtain a reduced sensitivity of the frequency of each resonator with respect to the depth of the screw.
  • a resonator has, according to its geometry, one or more resonance modes each characterized by a particular (remarkable) distribution of the electromagnetic field causing a resonance of the microwave wave in the structure at a particular frequency.
  • resonance modes TE for Electric Transverse or H in English terminology
  • TM for Magnetic Transverse or E in English terminology
  • the figure 1 describes by way of example the resonance frequencies of the different modes for an empty circular cavity as a function of the dimensions of the cavity (diameter D and height H).
  • resonator filters operating in several modes (typically 2 or 3) are known in the art.
  • filters operating in a dual mode (“dual mode filter” in English terminology) are known.
  • These modes have two perpendicular polarizations Px and Py having a remarkable and specific distribution of the electromagnetic field in the cavity: the distributions of the electromagnetic fields corresponding to the two polarizations are orthogonal and are deduced from each other by a rotation of 90 ° around an axis of symmetry of the resonator.
  • the two orthogonal polarizations have the same resonance frequency and are not coupled.
  • the coupling between polarizations is obtained by breaking the symmetry, for example by introducing a discontinuity (perturbation) at 45 ° of the polarization axes Px and Py, typically using metal screws.
  • the resonance frequencies can be tuned (possibly on different frequencies) by introducing discontinuities (disturbances) in the polarization axes Px and Py.
  • the two polarizations Px and Py of a dual mode can resonate according to the same frequency (symmetry along the axes of polarization) or according to two slightly different frequency (asymmetry along the axes of polarization).
  • dual modes thus make it possible to produce two electromagnetic resonances in a single resonant element.
  • Several modes having these particular field distributions can be used.
  • dual modes TE11n (H11 n) are widely used in cavity filters because they result in a good compromise between a high quality factor (especially since the index n is large), a small footprint (about a factor 2 using dual modes) and a high frequency isolation compared to other resonance modes (which we do not want to couple to ensure the proper operation of the filter).
  • the object of the present invention is to provide cavity type filters with dielectric elements, which are compact, tunable at central frequency, and do not have the aforementioned drawbacks (quality factor and RF losses degraded by tunability, poor power handling). .).
  • the dielectric element has an elongated central portion and a first end having a section greater than a section of the central portion.
  • the element in the second position has a shape such that the volume traversed by a polarization is substantially identical to the volume traversed by the orthogonal polarization.
  • the element in the second position has a shape such that it is invariant by 90 ° rotation about the Z axis.
  • the shape of the element comprises two orthogonal planes of symmetry, a plane of symmetry coinciding with a plane comprising a polarization axis and the Z axis, when the element is in the second position.
  • the substantially cylindrical wall has a guide curve selected from a circle, a square.
  • the angle of rotation along the axis R between the first position and the second position is substantially equal to 90 °.
  • the axis of rotation R is concurrent with the axis Z.
  • the axis of rotation is located at an abscissa z corresponding to a minimum electric field.
  • the rotation means comprise a rod along the axis R integral with the element and comprising a dielectric material.
  • N 2.
  • the filter according to the invention comprises a plurality of resonators and coupling means adapted to couple together two consecutive resonators.
  • the filter according to the invention further comprises connecting means adapted to equalize the respective rotations of the means for rotating the resonators.
  • the connecting means comprise the rod secured to a plurality of elements arranged along the rod.
  • the filter according to the invention further comprises additional dielectric elements disposed inside the coupling means and secured to the connecting means.
  • the subject of the invention is a microwave circuit comprising at least one filter according to the invention.
  • the invention consists in producing a "dual mode" type central tunable band pass filter from a rotation of at least one dielectric element in a resonator R composing the filter.
  • the filter operates in a dual mode ("dual mode filter"), which means that the resonator resonates on two perpendicular polarizations called Px and Py which respectively have distributions of the electromagnetic field in the cavity 20 being deduced one of the another by a rotation of 90 °.
  • Both polarizations may resonate at the same frequency or at slightly different frequencies. In the latter case the frequency response of the filter is asymmetrical.
  • Each resonator R comprises a cavity 20 having a conductive wall 21, typically metallic, substantially cylindrical along an axis Z, and at least one dielectric element disposed inside the cavity.
  • the cylindrical wall preferably has a steering curve equal to a circle or a square.
  • FIG. 2 describes three examples of cavities in a cross-section of the filter according to the invention in a plane comprising the Z axis.
  • the cavity 20 has a height H, and a position along the Z axis is marked by an abscissa z between 0 and H.
  • the cavity 20 is at least partially closed at both ends. When coupled at the bottom, the ends of the cavity include input and output coupling elements.
  • the distribution of the electric field along the Z axis of a dual mode according to the invention resonant in the cavity 20 has particular properties. It denominates mode H 11N and presents N maxima of electric field 22, symbolized by a dotted line long on the figure 2 , and N + 1 minima of electric field 23 symbolized by a short dotted line on the figure 2 . These maxima and minima are substantially located in a plane perpendicular to the Z axis.
  • a minimum and a maximum successive are spaced a separation distance H / 2.
  • the third minima is located at an abscissa H / 2, and the 2 maxima respectively at abscissa H / 4, 3H / 4.
  • a minimum and a maximum successive are spaced a separation distance H / 4.
  • the figure 3a describes as an illustration the variation of the electric field E along Z in the cavity for the H 111 mode and the figure 3b the variation of the electric field E in the cavity for the H 112 mode.
  • the presence of a dielectric element in the cavity slightly disturbs the respective Z position of the field minima and maximas with respect to the case of an empty cavity.
  • the figure 4 describes a filter 100 according to the invention in a section in a plane YZ, for a mode H 112 .
  • the filter 100 according to the invention also comprises at least one dielectric element 40 disposed inside the cavity 20 having at least a first end E1.
  • the filter 100 further comprises rotation means adapted to implement rotating the dielectric element 40 along an axis of rotation R substantially perpendicular to the axis Z, between at least a first position P1 (illustrated figure 4a ) and a second position P2 (illustrated figure 4b ).
  • the dielectric member 40 In the first position P1 the dielectric member 40 is substantially disposed in a plane perpendicular to the Z axis and the center of the first end E1 is disposed at a height in the cavity substantially corresponding to a minimum of the electric field.
  • center of the end is meant the centroid of the extremal section of the dielectric element 40.
  • the volume of the dielectric 40 (typically at least 80% of the volume of the dielectric) is located in a region where the electric field is low (typically at +/- 40% around the minimum of field).
  • the dielectric 40 thus positioned slightly disturbs the cavity, which then operates in a conventional dual mode of the type H 11N .
  • the dielectric element 40 and the cavity 20 are adapted so that the first position P1 corresponds to a resonator geometry in dual mode according to a first central frequency f1.
  • the dielectric element 40 In the second position P2, after rotation about the axis R, the dielectric element 40 is substantially parallel to Z and its first end E1 is disposed in a plane corresponding to an electric field maxima within +/- 30%. Area 41 corresponding to the maximum +/- 30% is hatched on the figure 4b .
  • the first end E1 is located in the zone in the vicinity of a maxima closest to the minimum in which the dielectric 40 is located in the first position P1.
  • this zone corresponds to a region in which the electric field E has a sufficiently large value to be disturbed by the dielectric 40, which in the position P2 has a negligible part of its volume inside this zone. .
  • the disturbance of the field causes a modification of the central frequency of the filter 100.
  • the dielectric element 40 and the cavity 20 are adapted so that the second position P2 corresponds to a resonator geometry in dual mode according to a second central frequency f2 .
  • the rotation of the dielectric 40 between at least two positions P1 and P2 makes it possible to modify the central resonant frequency of the filter 100 according to the invention, according to at least two values f1 and f2, which is suitable for applications of the "jump type" type. channel ".
  • the shape of the dielectric element 40, the position of the axis R and the value of the angle of rotation between the two positions are optimized to allow the resonance of the resonator R according to a dual mode according to at least two central frequencies f1 and f2, a first frequency f1 corresponding to a cavity mode little disturbed by the dielectric 40 in the position P1, a second frequency f2 corresponding to a cavity mode disturbed by the dielectric 40 in the position P2.
  • the dielectric in the P2 position concentrates the electric field, decreasing the resonance frequency.
  • the resonance frequency of a medium is inversely proportional to the square root of the permittivity (relative permittivity ⁇ r equal to 1 for the vacuum and greater than 1 for a dielectric).
  • the electromagnetic wave propagates less rapidly in a highly dielectric medium: for the same duration it travels less distance in a dielectric than in vacuum for the same frequency. So the higher the permittivity, the smaller the system (or equal size, the lower the frequency).
  • a dual frequency-agile filter is conventionally implemented using a movable cover which reduces the volume of the cavity, and thus increases the resonant frequency.
  • the field In the undisturbed state, the field is not very concentrated in the dielectric and is relatively close to the walls. In the disturbed state, it is a little more concentrated, typically around in dielectric. So in the disturbed state there are more dielectric losses, but the field being attracted by the dielectric, it moves away from the walls, which induces a decrease of the metallic losses.
  • the shape of the dielectric is optimized so that the losses are the lowest possible in both cases.
  • the variation is in all cases very small compared to solutions using tuning elements such as diodes or MEMS.
  • a factor Q> 10000 is obtained for a filter according to the invention.
  • the filter has a narrow band (see below for an example of performance as a function of frequency).
  • the filter is capable of supporting a high power microwave signal, typically greater than 150W. These levels of power withstand are totally unimaginable with semiconductor components or MEMS. Some embodiments have the advantage of simplifying the design and optimization of the filter.
  • the axis of rotation R is perpendicular to the axis Z.
  • the Figures 5a and 5b correspond to the P1 position
  • the Figures 5c and 5d correspond to the P2 position
  • the Figures 5c and 5d corresponding to a section along the YZ plane
  • the Figures 5b and 5d correspond to a section along the XZ plane.
  • the angle of rotation along the axis R between the first position P1 and the second position P2 is substantially equal to 90 °.
  • the rotation means comprise a rod 50 along the axis R integral with the element and comprising a dielectric material.
  • This rod system reconfigures the filter, either in flight (using for example a stepper motor controlling the rotation of the rod and therefore the dielectric element 40), or on the ground (operational flexibility) .
  • the dielectric element 40 has a central portion Pc of elongated shape and at least one end E1 having a section Se greater than a section Sc of the central portion Pc.
  • This particular form of dielectric element makes it possible to maximize the disturbing effect of the dielectric by positioning a maximum volume, corresponding to the volume of the end E1, in the zone 41 in position P2.
  • the electric field is concentrated in the vicinity of the Z axis.
  • the shape of the dielectric so as to disturb the field must therefore preferably be optimized so that in position P2 a large volume of the end of the dielectric is located in the vicinity of the Z axis.
  • the dielectric element 40 in the second position P2 has a shape such that the volume traversed by a polarization, for example Px, is substantially identical to the volume crossed by the polarization orthogonal Py.
  • This condition must be respected for the part of the volume of the dielectric element 40 located in the zone in which the electric field is maximum, or typically in the zone 41, since it is mainly in this zone 41 that the electric field is disturbed. by the presence of the dielectric 40.
  • This condition is achieved for example when the end E1 of the element 40 has in the second position a shape such that it is invariant by rotation of 90 ° around the axis Z.
  • the elongated central portion may, if necessary, also present this type of property (for example, elongated square or circular portion).
  • the figure 7 illustrates a dielectric element 40 whose end has a cross shape (top view), which has both orthogonal planes of symmetry above and an invariance by rotation of 90 ° around Z in the position P2.
  • the dielectric element 40 has a central portion Pc also shifted.
  • the end E1 is centered on the Z axis and may have the above properties with respect to this axis Z.
  • the preceding condition, according to which the volume of dielectric crossed, particularly in zone 41, is preferably identical for the two polarizations, is understood in a global manner.
  • a slight asymmetry can be introduced, for example by shifting and modifying the initial square shape into a rectangle, as illustrated by dotted lines 80 on the figure 8 .
  • This asymmetry allows, in combination or replacement of the 45 ° metal screws, to couple the polarizations between them.
  • Typically a modification of the dimensions of the order of 1% to 5% is likely to effect the coupling.
  • This asymmetry of the volume of the element in the zone 41 is of course compatible with any form of dielectric element 40.
  • the element 40 comprises a second end E2 so that in the first position P1 the center of the second end E2 is disposed at a height in the cavity corresponding substantially to a minimum of the electric field, in the second position P2 said second end E2 is disposed in a plane corresponding to an electric field maxima within +/- 30%.
  • each of the ends disturbs the electric field in the P2 position.
  • Each end is located in an area 41 corresponding to a height in abscissa z equal to the ⁇ defined above.
  • This embodiment has the advantage of making a greater disturbance than with a single end, which allows a greater center frequency excursion and keeps a symmetrical structure relative to the center of the cavity.
  • FIG. 10 A variant of this embodiment is described Figure 10 ( Figure 10a for the P1 position and figure 10b for position P2).
  • the axis R is concurrent with Z
  • the E1 end has an upper section and is form for example square.
  • a dielectric element is thus obtained which greatly disturbs the electric field, with a large part of the volume of the dielectric 40 in a zone 41, the volume of the dielectric being moreover concentrated in the vicinity of Z in a concentration zone 90.
  • the figure 11 illustrates a top view of the electric field, schematizing the variation of the sectional field in the vicinity of a maximum.
  • the figure 11a corresponds to the polarization Px (according to X) and the figure 11b at the polarization Py (according to Y).
  • Each polarization is maximum along its axis, and in the center of the cavity, and decreases as one approaches the circular wall.
  • the distribution of the field corresponding to a polarization is deduced from the distribution of the field corresponding to the other polarization by a rotation of 90 ° around Z.
  • the figure 12 represents the values of the electric field in the cavity for the dielectric at position P1 ( figure 12a ) and in position P2 ( figure 12b ) for a polarization.
  • the maximum field values are concentrated in the concentration zone 90.
  • the figure 13 illustrates a filter 100 according to the invention seen in perspective ( figure 13a position P1 and figure 13b position P2), the point cloud schematizing the fields of maximum field.
  • the filter also conventionally has input and output means 111 and 112, respectively, enabling the microwave to penetrate and exit the filter, respectively.
  • the wall has a directional curve equal to a circle. Coupling here is lateral, but the filter according to the invention is of course compatible with a coupling at the bottom.
  • the filter 100 comprises a plurality of resonators and coupling means adapted to couple together two consecutive resonators.
  • FIG 14 illustrates a filter 100 comprising two resonators R1 and R2 each comprising a cavity 131 and 133, and a dielectric element 130, 132, the resonators being coupled together by means of a coupling means 101, here an iris .
  • Input means 111 and output 112 allow the microwave wave respectively to enter and exit the filter.
  • Metal screws 135 contribute to the coupling of the polarizations with each other.
  • Each resonator comprises a cylindrical wall and the coupling is lateral.
  • the successive dielectric elements 130 and 132 are aligned along the same axis and are integral with the same rod 50. This geometry has the advantage of allowing the control of all the rotations of the plurality of elements with the same element, the stem.
  • the filter according to the invention further comprises connecting means for equalizing the respective rotations of the rotation means of the dielectric elements.
  • the connecting means comprise the rod 50 integral with a plurality of elements 130, 132 arranged along the rod 50.
  • the filter 100 of the figure 14 comprises two cavities, each resonating on two polarizations, and thus constitutes a filter called "4 poles".
  • the invention is of course compatible with 3 cavities (or more), to obtain a narrower bandwidth.
  • additional dielectric elements disposed inside the coupling means 101 between the cavities are inserted.
  • These additional dielectric elements are integral with the connecting means, for example of the rod 50, so that they perform a rotation identical to that of the dielectric elements 130 and 132. They also have a shape adapted to ensure optimal coupling resonators between them for the two positions P1 and P2 of the dielectric elements 130, 132.
  • additional dielectric elements are arranged to within these means 111 and 112.
  • the rotation means may also comprise a stepping motor for controlling the rotation of the dielectric elements, in the case where a reconfiguration of the filter must be carried out in flight for example.
  • the figure 16 describes a variant of the invention according to which an angled waveguide 150 is coupled to the input means 111 to allow both the cutting of the microwave wave and the output of the filter rod 100.
  • the guide of wave is pierced with a hole allowing the rod to go out to be controlled in rotation, for example by a stepper motor.
  • the subject of the invention is a microwave circuit comprising at least one filter 100 according to the invention.

Landscapes

  • Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)

Abstract

L'invention concerne un filtre passe bande (100) pour onde hyperfréquence, accordable en fréquence, comprenant au moins un résonateur (R), -chaque résonateur comprenant : *une cavité (20) présentant une paroi conductrice (21) sensiblement cylindrique selon un axe Z présentant une hauteur H, une position z selon l'axe Z étant repérée par une abscisse z comprise entre 0 et H, et étant au moins partiellement fermée aux deux extrémités et, *au moins un élément diélectrique (40) disposé à l'intérieur de la cavité, -ledit résonateur résonant selon un mode pour lequel deux polarisations perpendiculaires (Px, Py) présentent respectivement des répartitions du champ électromagnétique dans la cavité se déduisant l'une de l'autre par une rotation de 90°, caractérisé en ce qu'il comprend : -des moyens de rotation adaptés pour mettre en rotation ledit élément selon un axe R sensiblement perpendiculaire à l'axe Z, entre au moins une première (P1) et une deuxième (P2) positions, -ledit élément comprenant au moins une première extrémité (E1) de sorte que : * dans une première position ledit élément est sensiblement disposé dans un plan perpendiculaire à l'axe Z et le centre de ladite première extrémité (E1) est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique, * dans une deuxième position (P2) ledit élément est sensiblement parallèle à Z et ladite première extrémité (E1) est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.

Description

    DOMAINE DE L'INVENTION
  • La présente invention concerne le domaine des filtres en fréquence dans le domaine des ondes hyperfréquences, typiquement de fréquences comprises entre 1 GHz à 30GHz. Plus particulièrement la présente invention concerne les filtres passe bande accordables en fréquence.
    • ETAT DE LA TECHNIQUE
  • Le traitement d'une onde hyperfréquence, par exemple reçue par un satellite, nécessite le développement de composants spécifiques, permettant la propagation, l'amplification, et le filtrage de cette onde.
  • Par exemple une onde hyperfréquence reçue par un satellite doit être amplifiée avant d'être renvoyée vers le sol. Cette amplification n'est possible qu'en séparant l'ensemble des fréquences reçues en canaux, correspondant chacun à une bande de fréquence donnée. L'amplification est alors réalisée canal par canal. La séparation des canaux nécessite le développement de filtres passe-bandes.
  • Le développement des satellites et la complexité accrue du traitement du signal à effectuer, par exemple une reconfiguration des canaux en vol, a conduit à la nécessité de mettre en oeuvre de filtres passe bande accordables en fréquence, c'est-à-dire pour lesquels il est possible de régler la fréquence centrale de filtrage couramment dénommée fréquence d'accord du filtre.
  • Une des technologies connues de filtres passe-bande accordables dans le domaine des ondes hyperfréquence est l'utilisation de composants semi-conducteurs passifs, tel que des diodes PIN, des capacités continument variables ou des commutateurs capacitifs. Une autre technologie est l'utilisation de MEMS (pour micro systèmes électromécaniques) de type ohmiques ou capacitifs.
  • Ces technologies sont complexes, consommatrices d'énergie électrique et peu fiables. Ces solutions sont également limitées au niveau de la puissance de signal traité. De plus l'accordabilité en fréquence a pour conséquence une dégradation significative des performances du filtre, tel que son facteur de qualité Q. Enfin, les pertes RF (bande réalisée, « Return Loss », pertes d'insertion etc...) sont dégradées par le changement de fréquence.
  • Par ailleurs, la technologie des filtres à base d'éléments diélectriques est connue. Elle permet de réaliser des filtres passe bande non accordables.
  • Ces filtres comprennent typiquement une cavité au moins partiellement fermée, comprenant une paroi conductrice (typiquement métallique par exemple en aluminium ou en invar) dans laquelle est disposé un élément diélectrique, typiquement de forme ronde ou carrée (le matériau diélectrique est typiquement de la zircone, de l'alumine ou du BMT).
  • Un moyen d'excitation d'entrée introduit l'onde dans la cavité (par exemple un câble coaxial terminé par une sonde électrique ou un guide d'onde couplé par un iris) et un moyen d'excitation de sortie de même nature permet de faire sortir l'onde de la cavité.
  • Un filtre passe-bande permet la propagation d'une onde sur une certaine plage de fréquence et atténue cette onde pour les autres fréquences. On définit ainsi une bande passante et une fréquence centrale du filtre. Pour des fréquences autour de sa fréquence centrale, un filtre passe-bande présente une transmission élevée et une réflexion faible.
  • La bande passante du filtre est caractérisée de différentes manières suivant la nature du filtre.
  • Le paramètre S est un paramètre qui rend compte des performances du filtre en termes de réflexion et de transmission. S11, ou S22, correspond à une mesure de la réflexion et S12, ou S21, à une mesure de la transmission.
  • Un filtre réalise une fonction de filtrage. Cette fonction peut généralement s'approximer via des modèles mathématiques (fonctions de Chebychev, de Bessel, ...). Ces fonctions sont généralement fondées sur des rapports de polynômes.
  • Pour un filtre réalisant une fonction de filtrage de type Chebychev ou Chebychev généralisé, la bande passante du filtre est déterminée à équiondulation du S11 (ou S22), par exemple à 15dB ou 20 dB de réduction de la réflexion par rapport à son niveau hors bande. Pour un filtre réalisant une fonction de type Bessel, on prend la bande à -3dB (lorsque S21 croise S11 si le filtre présente des pertes négligeables).
  • Un filtre comprend typiquement au moins un résonateur comprenant la cavité métallique et l'élément diélectrique. Un mode de résonance du filtre correspond à une distribution particulière du champ électromagnétique qui est excité à une fréquence particulière.
  • Afin d'augmenter leur sélectivité, c'est-à-dire leur capacité à atténuer le signal hors de la bande passante, ces filtres peuvent être composés d'une pluralité de résonateurs couplés entre eux.
  • La fréquence centrale et la bande passante du filtre dépendent à la fois de la géométrie des cavités et des éléments diélectriques, ainsi que du couplage des résonateurs entre eux ainsi que des couplages aux moyens d'excitation d'entrée et de sortie du filtre. Des moyens de couplages sont par exemple des ouvertures ou fentes dénommées iris, des sondes électriques ou magnétiques ou des lignes hyperfréquence.
  • Le filtre laisse passer un signal dont la fréquence est située dans la bande passante, mais le signal est néanmoins atténué par les pertes du filtre.
  • L'accord du filtre permettant d'obtenir un maxima de transmission pour une bande de fréquence donnée est très délicat à réaliser et dépend de l'ensemble des paramètres du filtre. Il est de plus dépendant de la température.
  • Afin d'effectuer un réglage du filtre pour obtenir une fréquence centrale précise du filtre, les fréquences de résonance des résonateurs du filtre peuvent être très légèrement modifiée à l'aide de vis métalliques, mais ce procédé effectué de manière empirique, est très couteux en temps et ne permet qu'une très faible accordabilité en fréquence, typiquement de l'ordre de quelques %. Dans ce cas, l'objectif n'est pas l'accordabilité mais l'obtention d'une valeur précise de la fréquence centrale, et l'on souhaite obtenir une sensibilité réduite de la fréquence de chaque résonateur vis-à-vis de la profondeur de la vis.
  • La symétrie circulaire ou carrée des résonateurs simplifie la conception du filtre.
  • De manière générale un résonateur présente selon sa géométrie un ou plusieurs modes de résonnance caractérisés chacun par une distribution particulière (remarquable) du champ électromagnétique entrainant une résonance de l'onde hyperfréquence dans la structure à une fréquence particulière. Par exemple des modes de résonance TE (pour Transverse Electrique ou H en terminologie anglo-saxonne) ou TM (pour Transverse Magnétique ou E en terminologie anglo-saxonne) présentant un certains nombres de maximas d'énergie repérés par des indices, peuvent être excités dans le résonateur à différentes fréquences. La figure 1 décrit à titre d'exemple les fréquences de résonance des différents modes pour une cavité circulaire vide en fonction des dimensions de la cavité (diamètre D et hauteur H).
  • Pour optimiser la compacité des filtres, des filtres résonateurs fonctionnant sur plusieurs modes (typiquement 2 ou 3) sont connus de la technique. En particulier, les filtres fonctionnant selon un mode dual (« dual mode filter » en terminologie anglo-saxonne) sont connus. Ces modes présentent deux polarisations perpendiculaires Px et Py présentant une répartition remarquable et spécifique du champ électromagnétique dans la cavité: les répartitions des champs électromagnétiques correspondant aux deux polarisations sont orthogonales et se déduisent l'une de l'autre par une rotation de 90° autour d'un axe de symétrie du résonateur.
  • Si la symétrie du résonateur est parfaite, les deux polarisations orthogonales possèdent la même fréquence de résonance et ne sont pas couplées. Le couplage entre polarisations est obtenu en rompant la symétrie, par exemple en introduisant une discontinuité (perturbation) à 45° des axes de polarisation Px et Py, typiquement à l'aide de vis métalliques.
  • De plus, les fréquences de résonance peuvent être accordées (éventuellement sur des fréquences différentes) en introduisant des discontinuités (perturbations) dans les axes de polarisation Px et Py.
  • Ainsi les deux polarisations Px et Py d'un mode dual peuvent résonner selon une même fréquence (symétrie selon les axes de polarisation) ou selon deux fréquence légèrement différentes (dissymétrie selon les axes de polarisation).
  • Les modes duaux permettent ainsi de réaliser deux résonances électromagnétiques dans un élément résonant unique. Plusieurs modes possédant ces distributions de champ particulières peuvent être utilisés. Par exemple les modes duaux TE11n (H11 n) sont très utilisés dans les filtres à cavités car ils aboutissent à un bon compromis entre un fort facteur de qualité (d'autant plus que l'indice n est grand), un encombrement réduit (environ un facteur 2 en employant des modes duaux) et une isolation fréquentielle importante par rapport aux autres modes de résonances (que l'on ne souhaite pas coupler pour assurer le bon fonctionnement du filtre).
    • BUT DE L'INVENTION
  • La présente invention a pour but de réaliser des filtres de type cavité à éléments diélectriques, compacts, accordables en fréquence centrale, et ne présentant pas les inconvénients précités (facteur de qualité et pertes RF dégradés par l'accordabilité, mauvaise tenue en puissance...).
    • DESCRIPTION DE L'INVENTION
  • A cet effet l'invention a pour objet un filtre passe bande pour onde hyperfréquence, accordable en fréquence, comprenant au moins un résonateur,
    • chaque résonateur comprenant :
      • *une cavité présentant une paroi conductrice sensiblement cylindrique selon un axe Z présentant une hauteur H, une position z selon l'axe Z étant repérée par une abscisse z comprise entre 0 et H, et étant au moins partiellement fermée aux deux extrémités et,
      • *au moins un élément diélectrique disposé à l'intérieur de la cavité,
    • ledit résonateur résonant selon un mode pour lequel deux polarisations perpendiculaires présentent respectivement des répartitions du champ électromagnétique dans la cavité se déduisant l'une de l'autre par une rotation de 90°,
    • ledit mode présentant dans ladite cavité N maximas et N+1 minimas de champ électrique sensiblement situés dans un plan perpendiculaire à l'axe Z, les deux extrémités du cylindre respectivement aux abscisses z=0 et z=H correspondant à des minimas de champ électrique, un minima et un maxima successifs étant espacés d'une distance de séparation H/2N,
    caractérisé en ce qu'il comprend :
    • des moyens de rotation adaptés pour mettre en rotation ledit élément selon un axe R sensiblement perpendiculaire à l'axe Z, entre au moins une première et une deuxième positions,
    • ledit élément comprenant au moins une première extrémité de sorte que :
      • * dans une première position ledit élément est sensiblement disposé dans un plan perpendiculaire à l'axe Z et le centre de ladite première extrémité est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique,
      • * dans une deuxième position ledit élément est sensiblement parallèle à Z et ladite première extrémité est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.
  • Préférentiellement, l'élément diélectrique présente une partie centrale de forme allongée et une première extrémité présentant une section supérieure à une section de la partie centrale.
  • Préférentiellement, l'élément dans la deuxième position présente une forme de sorte que le volume traversé par une polarisation est sensiblement identique au volume traversé par la polarisation orthogonale. Préférentiellement, l'élément dans la deuxième position présente une forme telle qu'elle est invariante par rotation de 90° autour de l'axe Z.
  • Selon un mode de réalisation, la forme de l'élément comprend deux plans de symétrie orthogonaux, un plan de symétrie coïncidant avec un plan comprenant un axe de polarisation et l'axe Z, lorsque l'élément est dans la deuxième position.
  • Selon un mode de réalisation, l'élément comprend une deuxième extrémité de sorte que :
    • * dans la première position le centre de la deuxième extrémité est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique,
    • * dans la deuxième position la deuxième extrémité est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.
  • Préférentiellement, la paroi sensiblement cylindrique présente une courbe directrice choisie parmi un cercle, un carré.
  • Préférentiellement, l'angle de rotation selon l'axe R entre la première position et la deuxième position est sensiblement égal à 90°.
  • Préférentiellement, l'axe de rotation R est concourant avec l'axe Z. Préférentiellement, l'axe de rotation est situé à une abscisse z correspondant à un minima de champ électrique.
  • Selon un mode de réalisation, les moyens de rotation comprennent une tige selon l'axe R solidaire de l'élément et comprenant un matériau diélectrique. Préférentiellement, N=2.
  • Selon un mode de réalisation le filtre selon l'invention comprend une pluralité de résonateurs et des moyens de couplage adaptés pour coupler entre eux deux résonateurs consécutifs.
  • En variante, le filtre selon l'invention comprend en outre des moyens de liaison adaptés pour égaliser les rotations respectives des moyens de rotation des résonateurs.
  • Préférentiellement, les moyens de liaison comprennent la tige solidaire d'une pluralité d'éléments disposés le long de la tige.
  • Selon un mode de réalisation, le filtre selon l'invention comprend en outre des éléments diélectriques additionnels disposés à l'intérieur des moyens de couplage et solidaires des moyens de liaison.
  • Selon un autre aspect, l'invention a pour objet un circuit hyperfréquence comprenant au mois un filtre selon l'invention.
  • D'autres caractéristiques, buts et avantages de la présente invention apparaîtront à la lecture de la description détaillée qui va suivre et en regard des dessins annexés donnés à titre d'exemples non limitatifs et sur lesquels :
    • La figure 1 illustre les modes de résonnance d'une cavité circulaire vide.
    • La figure 2 illustre des propriétés remarquable de cavités de filtre selon l'invention.
    • La figure 3a illustre la variation de champ électrique dans la cavité pour le mode H111 et la figure 3b pour le mode H112.
    • La figure 4 décrit un exemple du filtre selon l'invention, la figure 4a en position P1 et la figure 4b en position P2.
    • La figure 5 décrit un premier mode de réalisation de filtre selon l'invention.
    • La figure 6 illustre un exemple de forme d'extrémité de l'élément diélectrique du filtre selon l'invention.
    • La figure 7 illustre un autre exemple de forme d'extrémité de l'élément diélectrique du filtre selon l'invention.
    • La figure 8 illustre un autre exemple de forme d'extrémité de l'élément diélectrique du filtre selon l'invention.
    • la figure 9 illustre un deuxième exemple du filtre selon l'invention, la figure 9a en position P1 et la figure 9b en position P2.
    • La figure 10 décrit une variante d'un filtre selon l'invention, la figure 11a en position P1 et la figure 11b en position P2.
    • La figure 11 illustre une vue de dessus du champ électrique schématisant la variation du cham électrique en coupe au voisinage d'un maximum, la figure 11 a pour la polarisation Px et la figure 11b pour la polarisation Py.
    • La figure 12 représente les valeurs du champ électrique dans la cavité, la figure 12a avec le diélectrique en positon P1 et la figure 12b avec le diélectrique en position P2.
    • La figure 13 illustre un filtre selon l'invention vu en perspective.
    • La figure 14 illustre un filtre selon l'invention comprenant une pluralité de résonateurs et vu en perspective.
    • La figure 15 illustre un exemple de comportement fréquentiel d'un filtre selon l'invention, la figure 15a en position P1 et la figure 15b en position P2.
    • La figure 16 illustre une variante de filtre selon l'invention.
    DESCRIPTION DETAILLEE DE L'INVENTION
  • L'invention consiste à réaliser un filtre passe bande accordable en fréquence centrale de type « mode dual » à partir d'une rotation d'au moins un élément diélectrique dans un résonateur R composant le filtre.
  • Le filtre fonctionne sur un mode dual (« dual mode filter »), ce qui signifie que le résonateur résonne sur deux polarisations perpendiculaires dénommées Px et Py qui présentent respectivement des répartitions du champ électromagnétique dans la cavité 20 se déduisant l'une de l'autre par une rotation de 90°.
  • Les deux polarisations peuvent résonner à la même fréquence ou à des fréquences légèrement différentes. Dans ce dernier cas la réponse en fréquence du filtre est dissymétrique.
  • Par ailleurs, la symétrie du mode est rompue pour coupler les deux polarisations (voir plus loin).
  • Chaque résonateur R comprend une cavité 20 présentant une paroi conductrice 21, typiquement métallique, sensiblement cylindrique le long d'un axe Z, et au moins un élément diélectrique disposé à l'intérieur de la cavité. La paroi cylindrique présente préférentiellement une courbe directrice égale à un cercle ou un carré.
  • Nous allons tout d'abord décrire certaines propriétés de cavités selon l'invention illustrées sur la figure 2, en faisant abstraction de l'élément diélectrique disposé à l'intérieur, non représenté sur la figure 2. La figure 2 décrit trois exemples de cavités selon une coupe transversale du filtre selon l'invention dans un plan comprenant l'axe Z.
  • La cavité 20 présente une hauteur H, et une position selon l'axe Z est repérée par une abscisse z comprise entre 0 et H. La cavité 20 est au moins partiellement fermée aux deux extrémités. Lors d'un couplage par le fond, les extrémités de la cavité comprennent des éléments de couplage d'entrée et de sortie.
  • La répartition du champ électrique selon l'axe Z d'un mode dual selon l'invention résonnant dans la cavité 20 présente des propriétés particulières. Il se dénomme mode H11N et présente N maxima de champ électriques 22, symbolisés par un trait en pointillé long sur la figure 2, et N+1 minima de champ électrique 23 symbolisés par un trait pointillé court sur la figure 2. Ces maxima et minima sont sensiblement situés dans un plan perpendiculaire à l'axe Z. Les deux extrémités du cylindre, respectivement aux abscisses z=0 et z=H, constituées de matière électriquement conductrice, par exemple métallique, correspondent nécessairement à des minima de champ électrique. De plus, un minimum et un maximum successifs sont espacés d'une distance de séparation H/2N.
  • La figure 2a illustre la répartition des minima et des maxima de champs pour une cavité résonnant selon le mode N=1 (H111), qui présente donc 1 maximum et 2 minima de champ, ici les deux extrémités uniquement. Le maximum est situé à une abscisse z = H/2. Un minimum et un maximum successifs sont espacés d'une distance de séparation H/2.
  • La figure 2b illustre la répartition des minima et des maxima de champs pour une cavité résonnant selon le mode N=2 (H112), qui présente donc 2 maxima et 3 minima de champ. En dehors des extrémités, le troisième minima est situé à une abscisse H/2, et les 2 maxima respectivement à des abscisses H/4, 3H/4. Un minimum et un maximum successifs sont espacés d'une distance de séparation H/4.
  • La figure 2c illustre la répartition des minima et des maxima de champs pour une cavité résonnant selon le mode N=3 (H113), qui présente donc 3 maxima et 4 minima de champ. En dehors des extrémités, les deux autre minima sont situé aux abscisses H/3 et 2H/3, et les 3 maxima respectivement à aux abscisses H/6, H/2 et 5H/6. Un minimum et un maximum successifs sont espacés d'une distance de séparation H/6.
  • La figure 3a décrit à titre illustratif la variation du champ électrique E selon Z dans la cavité pour le mode H111 et la figure 3b la variation du champ électrique E dans la cavité pour le mode H112.
  • Pour l'invention la présence d'un élément diélectrique dans la cavité perturbe peu la position respective selon Z des minima et des maximas de champ par rapport au cas d'une cavité vide.
  • La figure 4 décrit un filtre 100 selon l'invention selon une coupe dans un plan YZ, pour un mode H112. Dans la suite les différents modes de réalisation de l'invention sont illustrés pour un mode dual H112 (N=2) mais peuvent bien entendu être adaptés pour d'autres valeurs de N. On retrouve le résonateur R, la cavité 20, la paroi métallique 21, les minima 23 (traits pointillés courts) et les maxima 22 (traits pointillés longs). Le filtre 100 selon l'invention comprend également au moins un élément diélectrique 40 disposé à l'intérieur de la cavité 20 présentant au moins une première extrémité E1. Le filtre 100 comprend en outre des moyens de rotation adaptés pour mettre en rotation l'élément diélectrique 40 selon un axe de rotation R sensiblement perpendiculaire à l'axe Z, entre au moins une première position P1 (illustrée figure 4a) et une deuxième position P2 (illustrée figure 4b).
  • Dans la première position P1 l'élément diélectrique 40 est sensiblement disposé dans un plan perpendiculaire à l'axe Z et le centre de première extrémité E1 est disposée à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique. On entend par centre de l'extrémité le barycentre de la section extrémale de l'élément diélectrique 40.
  • Ainsi l'ensemble, ou la plus grande partie, du volume du diélectrique 40 (typiquement au moins 80 % du volume du diélectrique) est situé dans une région où le champ électrique est faible (typiquement à +/- 40% autour du minima de champ). Le diélectrique 40 ainsi positionné perturbe peu la cavité, qui fonctionne alors selon un mode conventionnel dual de type H11N.
  • Ainsi il convient d'interpréter l'expression « sensiblement dans un plan perpendiculaire » et l'expression « le centre de ladite première extrémité est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique » de manière large, c'est à dire une localisation à +/- 40% de la positon du minima. En effet dans cette position P1 l'effet recherché est une faible perturbation du champ électrique par le diélectrique positionné dans une zone dans laquelle le champ électrique est faible.
  • L'élément diélectrique 40 et la cavité 20 sont adaptés de sorte que la première position P1 correspond à une géométrie de résonateur résonant en mode dual selon une première fréquence centrale f1.
  • Dans la deuxième position P2, après rotation autour de l'axe R, l'élément diélectrique 40 est sensiblement parallèle à Z et sa première extrémité E1 est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près. La zone 41 correspondant au maximum +/- 30% est hachurée sur la figure 4b. Préférentiellement, la première extrémité E1 est situé dans la zone au voisinage d'un maxima le plus proche du minima dans lequel est situé le diélectrique 40 dans la première position P1.
  • La zone hachurée 41 présente une largeur totale Δ selon Z de : Δ = H / 2 ⁢ N + 30 % - H / 2 ⁢ N - 30 % = 0.6 H / 2 ⁢ N ,
    Figure imgb0001
     centrée autour d'un maxima 22.
  • Il est considéré que cette zone correspond à une région dans laquelle le champ électrique E présente une valeur suffisamment importante pour être perturbé par le diélectrique 40, qui dans la position P2 présente une partie no négligeable de son volume à l'intérieur de cette zone 41.
  • La perturbation du champ entraîne une modification de la fréquence centrale du filtre 100. Ainsi l'élément diélectrique 40 et la cavité 20 sont adaptés de sorte que la deuxième position P2 correspond à une géométrie de résonateur résonant en mode dual selon une deuxième fréquence centrale f2.
  • La rotation du diélectrique 40 entre au moins deux positions P1 et P2 permet de modifier la fréquence centrale de résonance du filtre 100 selon l'invention, selon au moins deux valeurs f1 et f2, ce qui est adapté pour des applications de type « saut de canal ».
  • De manière générale, la forme de l'élément diélectrique 40, la positon de l'axe R et la valeur de l'angle de rotation entre les deux positions, sont optimisés pour permettre la résonance du résonateur R selon un mode dual selon au moins deux fréquences centrales f1 et f2, une première fréquence f1 correspondant à un mode cavité peu perturbé par le diélectrique 40 dans la position P1, une deuxième fréquence f2 correspondant à un mode de cavité perturbé par le diélectrique 40 dans la position P2.
  • Le diélectrique dans la position P2 concentre le champ électrique, diminuant la fréquence de résonnance. En effet de manière générale la fréquence de résonance d'un milieu est inversement proportionnel à la racine carrée de la permittivité (permittivité relative εr égale à 1 pour le vide ; et supérieure à 1 pour un diélectrique). En d'autres termes, l'onde Electromagnétique se propage moins vite dans un milieu fortement diélectrique : pour une même durée elle parcourt moins de distance dans un diélectrique que dans le vide pour une même fréquence. Donc plus la permittivité est élevée plus le système est petit (ou à dimensions égales, plus la fréquence est basse).
  • La cavité du filtre selon l'invention est composée d'air (εr=1,00) et de diélectrique (εr typiquement de 10 à 40). Il existe donc une permittivité effective comprise entre les deux. Cette permittivité effective dépend du mode utilisé, et de la position du diélectrique dans la cavité. Ainsi la permittivité effective est plus basse pour le mode peu perturbé que pour le mode perturbé. En effet, dans le second cas le diélectrique est placé essentiellement dans la zone où le champ est fort (au voisinage d'un maxima de champ électrique), il impacte fortement, engendrant une hausse de la permittivité effective (donc une diminution de la fréquence).
  • Dans une utilisation classique d'un filtre selon un mode dual, la permittivité relative est constante. Un filtre dual agile en fréquence est classiquement réalisé en utilisant un capot mobile qui réduit le volume de la cavité, et donc fait augmenter la fréquence de résonance.
  • Un filtre 100 selon l'invention présente ainsi de nombreux avantages. Le filtre est à la fois « dual », avec tous les avantages associés tel la compacité, et accordable. Les performances RF ne sont pas sensiblement dégradées par le changement de fréquence, et le facteur de qualité Q n'est pas non plus sensiblement dégradé. En effet, les pertes du filtre ont plusieurs origines :
    • 1/ métalliques (parois de la cavité, d'autant plus forte que le champ fort est proche des parois)
    • 2/ diélectriques (d'autant plus forte que le champ fort est localisé dans le diélectrique).
  • Dans l'état peu perturbé, le champ est peu concentré dans le diélectrique et est relativement proche des parois. Dans l'état perturbé, il est un peu plus concentré, typiquement autour dans du diélectrique. Donc dans l'état perturbé il y a plus de pertes diélectriques, mais le champ étant attiré par le diélectrique, il s'éloigne des parois, ce qui induit une diminution des pertes métalliques.
  • La forme du diélectrique est optimisée pour que les pertes soient les plus faibles possibles dans les deux cas. La variation est dans tous les cas très faible comparée à des solutions utilisant des éléments d'accord tels que des diodes ou des MEMS.
  • Typiquement un facteur Q> 10000 est obtenu pour un filtre selon l'invention.
  • En outre, il présente une bande étroite (voir plus loin un exemple de performance en fonction de la fréquence). De plus, le filtre est capable de supporter un signal hyperfréquence de puissance élevée, typiquement supérieure à 150W. Ces niveaux de tenue de puissance sont totalement inenvisageables avec des composants semi-conducteurs ou des MEMS. Certains modes de réalisation présentent l'avantage de simplifier le design et l'optimisation du filtre. Sur un premier exemple illustré sur la figure 5, l'axe de rotation R est concourant avec l'axe Z, est situé à une abscisse z correspondant à un minima de champ électrique, ici H/2 dans le mode préférentiel H112, N=2 et est selon un axe X correspondant à un axe de polarisation Px du mode dual. Selon un mode de réalisation, l'axe de rotation R est perpendiculaire à l'axe Z.
  • Les figures 5a et 5b correspondent à la positon P1, les figures 5c et 5d correspondent à la position P2. Les figures 5c et 5d correspondent à une coupe selon le plan YZ, les figures 5b et 5d correspondent à une coupe selon le plan XZ.
  • Selon un mode de réalisation illustré figure 5, l'angle de rotation selon l'axe R entre la première position P1 et la deuxième position P2 est sensiblement égal à 90°.
  • Selon un mode de réalisation illustré figure 5, les moyens de rotation comprennent une tige 50 selon l'axe R solidaire de l'élément et comprenant un matériau diélectrique. Ce système de tige permet de reconfigurer le filtre, soit en vol (à l'aide par exemple d'un moteur pas à pas commandant la rotation de la tige et donc de l'élément diélectrique 40), soit au sol (flexibilité opérationnelle).
  • Selon un mode préféré également illustré figure 5 l'élément diélectrique 40 présente une partie centrale Pc de forme allongée et au moins une extrémité E1 présentant une section Se supérieure à une section Sc de la partie centrale Pc. Cette forme particulière d'élément diélectrique permet de maximiser l'effet perturbatif du diélectrique en positionnant un maximum de volume, correspondant au volume de l'extrémité E1, dans la zone 41 en position P2.
  • Dans les modes H11N, le champ électrique est concentré au voisinage de l'axe Z. La forme du diélectrique, afin de perturber le champ doit donc être préférentiellement optimisée pour qu'en position P2 un volume important de l'extrémité du diélectrique soit localisé au voisinage de l'axe Z.
  • De manière générale, pour un bon fonctionnement du filtre en mode dual, l'élément diélectrique 40 dans la deuxième position P2 présente une forme de sorte que le volume traversé par une polarisation, par exemple Px, est sensiblement identique au volume traversé par la polarisation orthogonale Py. Cette condition doit être respectée pour la partie du volume de l'élément diélectrique 40 située dans la zone dans laquelle le champ électrique est maximum, soit typiquement dans la zone 41, car c'est principalement dans cette zone 41 que le champ électrique est perturbé par la présence du diélectrique 40.
  • Cette condition est réalisée par exemple lorsque l'extrémité E1 de l'élément 40 présente dans la deuxième position une forme telle qu'elle est invariante par rotation de 90° autour de l'axe Z.
  • La forme carrée de l'extrémité E1 de l'élément 40 de la figure 5 présente cette propriété.
  • La partie centrale allongée peut le cas échéant également présenter ce type de propriété (par exemple partie allongée carré ou circulaire).
  • De même une forme en L de l'extrémité E1 de l'élément 40 illustré figure 6 (vue de dessus) vérifie cette propriété d'invariance par rotation de 90°.
  • La condition est également réalisée lorsque la forme de l'élément 40 comprend deux plans de symétrie orthogonaux, chaque plan de symétrie coïncidant avec un plan comprenant un axe de polarisation et l'axe Z, lorsque l'élément 40 est dans la deuxième position P2:
    • Plans de symétrie : PxZ et PyZ, Px et Py axes de polarisation du mode dual (X et Y sur les figure 5 et 6).
  • La figure 7 illustre un élément diélectrique 40 dont l'extrémité présente une forme en croix (vue de dessus), qui présente à la fois les deux plans de symétrie orthogonaux ci-dessus et une invariance par rotation de 90° autour de Z dans la position P2.
  • Pour des questions l'encombrement, il peut ne pas être possible de positionner l'axe de rotation R concourant avec l'axe Z, et l'axe R est donc décalé latéralement, tel qu'illustré figure 8. Dans ce cas, l'élément diélectrique 40 présente une partie centrale Pc également décalée. Afin d'égaliser le volume traversé par les deux polarisations Px et Py dans la deuxième position P2, principalement dans la zone 41 dans laquelle le champ électrique présente un maxima, l'extrémité E1 est centrée sur l'axe Z et peut présenter les propriétés précédentes par rapport à cet axe Z.
  • La condition précédente, selon laquelle le volume de diélectrique traversé, particulièrement dans la zone 41, est préférentiellement identique pour les deux polarisations, s'entend de manière globale. Une légère dissymétrie peut être introduite, par exemple en décalant et modifiant la forme carré initiale en un rectangle, tel qu'illustré par des pointillés 80 sur la figure 8. Cette dissymétrie permet, en combinaison ou en remplacement des vis métalliques à 45°, de coupler les polarisations entre elles. Typiquement une modification des dimensions de l'ordre de 1% à 5 % est susceptible de réaliser le couplage. Cette dissymétrisation du volume de l'élément dans la zone 41 est bien entendu compatible avec toute forme d'élément diélectrique 40.
  • Selon un deuxième exemple illustré figure 9 (première position P1 figure 9a et deuxième position P2 figure 9b) l'élément 40 comprend une deuxième extrémité E2 de sorte que dans la première position P1 le centre de la deuxième extrémité E2 est disposée à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique, dans la deuxième position P2 ladite deuxième extrémité E2 est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.
  • Dans ce mode de réalisation chacune des extrémités vient perturber le champ électrique dans la position P2. Chaque extrémité est située dans une zone 41 correspondant à une hauteur en abscisse z égale au Δ défini précédemment. Ce mode de réalisation présente l'avantage de réaliser une perturbation plus importante qu'avec une seule extrémité, ce qui permet une excursion en fréquence centrale plus importante et permet de garder une structure symétrique par rapport au centre de la cavité.
  • Une variante de ce mode de réalisation est décrite figure 10 (figure 10a pour la positon P1 et figure 10b pour la position P2). L'axe R est concourant avec Z, et l'élément diélectrique 40 présente une partie centrale allongée dont l'axe est situé dans le plan perpendiculaire à Z correspondant à un minimum de champ électrique, ici d'abscisse z=H/2 en position P1, et une symétrie par rapport à ce plan. L'extrémité E1 présente une section supérieure et est de forme par exemple carré. Dans la position P2, on obtient ainsi un élément diélectrique perturbant fortement le champ électrique, avec une partie importante de volume du diélectrique 40 dans une zone 41, le volume du diélectrique étant de plus concentré au voisinage de Z dans une zone de concentration 90.
  • La figure 11 illustre une vue de dessus du champ électrique, schématisant la variation du champ en coupe au voisinage d'un maximum. La figure 11a correspond à la polarisation Px (selon X) et la figure 11b à la polarisation Py (selon Y). Chaque polarisation est maximale selon son axe, et au centre de la cavité, et diminue au fur et à mesure que l'on se rapproche de la paroi circulaire. La distribution du champ correspondant à une polarisation se déduit de la distribution du champ correspondant à l'autre polarisation par une rotation de 90° autour de Z.
  • La figure 12 représente les valeurs du champ électrique dans la cavité pour le diélectrique en position P1 (figure 12a) et en position P2 (figure 12b) pour une polarisation. Les valeurs maximum de champ sont concentrées dans la zone de concentration 90.
  • La figure 13 illustre un filtre 100 selon l'invention vu en perspective (figure 13a position P1 et figure 13b position P2), le nuage de point schématisant les zones de maximum de champ. Le filtre présente en outre de manière classique des moyens respectivement d'entrée 111 et de sortie 112 permettant à l'onde hyperfréquence respectivement de pénétrer et de sortir du filtre. La paroi présente une courbe directrice égale à un cercle. Le couplage est ici latéral, mais le filtre selon l'invention est bien entendu compatible avec un couplage par le fond.
  • En variante, le filtre 100 comprend une pluralité de résonateurs et des moyens de couplage adaptés pour coupler entre eux deux résonateurs consécutifs.
  • La figure 14 (figure 14a position P1, figure 14b position P2) illustre un filtre 100 comprenant deux résonateurs R1 et R2 comprenant chacun une cavité 131 et 133, et un élément diélectrique 130, 132, les résonateurs étant couplés entre eux à l'aide d'un moyen de couplage 101, ici un iris. Des moyens d'entrée 111 et de sortie 112 permettent à l'onde hyperfréquence respectivement de pénétrer et de sortir du filtre. Des vis métalliques 135 contribuent au couplage des polarisations entre elles.
  • Chaque résonateur comprend une paroi cylindrique et le couplage est latéral. Les éléments diélectriques successifs 130 et 132 sont alignés selon un même axe et sont solidaire d'une même tige 50. Cette géométrie présente l'avantage de permettre le contrôle de l'ensemble des rotations de la pluralité d'élément avec un même élément, la tige.
  • Ainsi en variante le filtre selon l'invention comprend en outre des moyens de liaison pour égaliser les rotations respectives des moyens de rotation des éléments diélectriques. Avantageusement, les moyens de liaison comprennent la tige 50 solidaire d'une pluralité d'éléments 130, 132 disposés le long de la tige 50.
  • Le filtre 100 de la figure 14 comprend deux cavités, chacune résonant sur deux polarisations, et constitue ainsi un filtre dit « 4 pôles ».
  • L'invention est bien entendu compatible avec 3 cavités (ou plus), permettant d'obtenir une bande passante plus étroite.
  • Selon une variante, des éléments diélectriques additionnels, disposés à l'intérieur des moyens de couplage 101 entre les cavités, sont insérés. Ces éléments diélectriques additionnels sont solidaires du moyen de liaison, par exemple de la tige 50, de sorte qu'ils effectuent une rotation identique à celle des éléments diélectriques 130 et 132. Ils présentent en outre une forme adaptée de manière à garantir un couplage optimal des résonateurs entre eux pour les deux positions P1 et P2 des éléments diélectriques 130, 132. En variante, lorsque l'axe de rotation passe à l'intérieur des moyens d'entrée 111 et de sortie 112, des éléments diélectriques additionnels sont disposés à l'intérieur de ces moyens 111 et 112.
  • Un exemple de comportement fréquentiel du filtre de la figure 14 est illustré figure 15 (figure 15a position P1, figure 15b position P2). Le mode dual est de type H112 et les paramètres du filtre de cet exemple sont :
    • Hauteur H: 35 mm ; diamètre du cylindre 25 mm; élément diélectrique en BMT (permittivité 24.7) de forme allongée, dimension de l'extrémité carré : côté 4.8 mm x 4.9 mm et épaisseur 1.5 mm.
  • Les courbes 141 et 142 (trait plein) corresponde aux courbes de type S11 (réflexion du filtre) et les courbes 143 et 144 (trait pointillé) aux courbes de type S21 (transmission du filtre). Entre les deux positions P1 (f1 = 11350 MHz) et P2 (f2 = 10750 MHz) on constate une variation d'environ 600 MHz (6.5 % de la fréquence de résonance).
  • Les moyens de rotation peuvent également comprendre un moteur pas à pas pour commander la rotation des éléments diélectriques, dans le cas ou une reconfiguration du filtre doit être effectuée en vol par exemple.
  • La figure 16 décrit une variante de l'invention selon laquelle un guide d'onde coudé 150 est couplé aux moyens d'entrée 111 pour permettre à la fois le coupage de l'onde hyperfréquence et la sortie de la tige du filtre 100. Le guide d'onde est percé d'un trou permettant à la tige de sortir afin d'être commandée en rotation, par un moteur pas à pas par exemple.
  • Selon un autre aspect, l'invention a pour objet un circuit hyperfréquence comprenant au moins un filtre 100 selon l'invention.

Claims (17)

  1. Filtre passe bande (100) pour onde hyperfréquence, accordable en fréquence, comprenant au moins un résonateur (R),
    - chaque résonateur comprenant :
    *une cavité (20) présentant une paroi conductrice (21) sensiblement cylindrique selon un axe Z présentant une hauteur H, une position z selon l'axe Z étant repérée par une abscisse z comprise entre 0 et H, et étant au moins partiellement fermée aux deux extrémités et,
    *au moins un élément diélectrique (40) disposé à l'intérieur de la cavité,
    - ledit résonateur résonant selon un mode pour lequel deux polarisations perpendiculaires (Px, Py) présentent respectivement des répartitions du champ électromagnétique dans la cavité se déduisant l'une de l'autre par une rotation de 90°,
    - ledit mode présentant dans ladite cavité N maximas (22) et N+1 minimas (23) de champ électrique sensiblement situés dans un plan perpendiculaire à l'axe Z, les deux extrémités du cylindre respectivement aux abscisses z=0 et z=H correspondant à des minimas de champ électrique, un minima et un maxima successifs étant espacés d'une distance de séparation H/2N, caractérisé en ce qu'il comprend :
    - des moyens de rotation adaptés pour mettre en rotation ledit élément selon un axe R sensiblement perpendiculaire à l'axe Z, entre au moins une première (P1) et une deuxième (P2) positions,
    - ledit élément comprenant au moins une première extrémité (E1) de sorte que :
    * dans une première position (P1) ledit élément est sensiblement disposé dans un plan perpendiculaire à l'axe Z et le centre de ladite première extrémité (E1) est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique,
    * dans une deuxième position (P2) ledit élément est sensiblement parallèle à Z et ladite première extrémité (E1) est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.
  2. Filtre selon la revendication 1 dans lequel ledit élément diélectrique (40) présente une partie centrale (Pc) de forme allongée et une première extrémité (E1) présentant une section (Se) supérieure à une section (Sc) de la partie centrale.
  3. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ledit élément dans la deuxième position (P2) présente une forme de sorte que le volume traversé par une polarisation (Px, Py) est sensiblement identique au volume traversé par la polarisation orthogonale (Py, Px).
  4. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ledit élément dans la deuxième position (P2) présente une forme telle qu'elle est invariante par rotation de 90° autour de l'axe Z.
  5. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel la forme de l'élément (40) comprend deux plans de symétrie orthogonaux, un plan de symétrie coïncidant avec un plan comprenant un axe de polarisation (Px, Py) et l'axe Z, lorsque l'élément (40) est dans la deuxième position (P2).
  6. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ledit élément comprend une deuxième extrémité (E2) de sorte que :
    * dans la première position (P1) le centre de ladite deuxième extrémité (E2) est disposé à une hauteur dans la cavité correspondant sensiblement à un minima du champ électrique,
    * dans la deuxième position (P2) ladite deuxième extrémité (E2) est disposée dans un plan correspondant à un maxima de champ électrique à +/- 30% près.
  7. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel ladite paroi sensiblement cylindrique présente une courbe directrice choisie parmi un cercle, un carré.
  8. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel l'angle de rotation selon l'axe R entre la première position (P1) et la deuxième position (P2) est sensiblement égal à 90°.
  9. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel l'axe de rotation R est concourant avec l'axe Z.
  10. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel l'axe de rotation est situé à une abscisse z correspondant à un minima de champ électrique.
  11. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel lesdits moyens de rotation comprennent une tige (50) selon l'axe R solidaire de l'élément et comprenant un matériau diélectrique.
  12. Filtre selon l'une des revendications précédentes dans lequel N=2.
  13. Filtres selon l'une des revendications précédentes comprenant une pluralité de résonateurs (R1, R2) et des moyens de couplage (101) adaptés pour coupler entre eux deux résonateurs consécutifs.
  14. Filtre selon la revendication 13 comprenant en outre des moyens de liaison adaptés pour égaliser les rotations respectives des moyens de rotation des résonateurs.
  15. Filtre selon la revendication 14 dans lequel les moyens de liaison comprennent ladite tige (50) solidaire d'une pluralité d'éléments disposés le long de la tige.
  16. Filtre selon les revendications 14 à 15 comprenant en outre des éléments diélectriques additionnels disposés à l'intérieur des moyens de couplage (101) et solidaires des moyens de liaison (50).
  17. Circuit hyperfréquence comprenant au mois un filtre selon l'une des revendications précédentes.
EP14197311.5A 2013-12-20 2014-12-11 Filtre hyperfréquence passe-bande accordable par rotation d'un élément diélectrique Active EP2887451B1 (fr)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
FR1303029A FR3015782B1 (fr) 2013-12-20 2013-12-20 Filtre hyperfrequence passe bande accordable par rotation d'un element dielectrique

Publications (2)

Publication Number Publication Date
EP2887451A1 true EP2887451A1 (fr) 2015-06-24
EP2887451B1 EP2887451B1 (fr) 2016-03-16

Family

ID=50780513

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP14197311.5A Active EP2887451B1 (fr) 2013-12-20 2014-12-11 Filtre hyperfréquence passe-bande accordable par rotation d'un élément diélectrique

Country Status (5)

Country Link
US (1) US9620836B2 (fr)
EP (1) EP2887451B1 (fr)
CA (1) CA2875002A1 (fr)
ES (1) ES2569054T3 (fr)
FR (1) FR3015782B1 (fr)

Families Citing this family (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2019210980A1 (fr) * 2018-05-04 2019-11-07 Telefonaktiebolaget Lm Ericsson (Publ) Résonateur en guide d'ondes accordable
US10957960B2 (en) 2018-12-14 2021-03-23 Gowrish Basavarajappa Tunable filter with minimum variations in absolute bandwidth and insertion loss using a single tuning element

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4241027A1 (de) * 1992-12-05 1994-06-09 Ant Nachrichtentech Abstimmbarer dielektrischer Resonator
EP1575118A1 (fr) * 2004-03-12 2005-09-14 M/A-Com, Inc. Méthode et mécanisme pour accorder des circuits de résonateurs diélectriques
EP2448060A1 (fr) * 2009-06-23 2012-05-02 Nec Corporation Filtre à bande passante syntonisable
EP2690702A1 (fr) * 2012-07-27 2014-01-29 Thales Filtre accordable en fréquence à résonateur diélectrique

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US7388457B2 (en) * 2005-01-20 2008-06-17 M/A-Com, Inc. Dielectric resonator with variable diameter through hole and filter with such dielectric resonators
US20080272860A1 (en) * 2007-05-01 2008-11-06 M/A-Com, Inc. Tunable Dielectric Resonator Circuit
US8031036B2 (en) * 2008-10-15 2011-10-04 Com Dev International Ltd. Dielectric resonator and filter with low permittivity material
US9190701B2 (en) * 2012-06-12 2015-11-17 Rs Microwave Company In-line pseudoelliptic TE01(nδ) mode dielectric resonator filters

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE4241027A1 (de) * 1992-12-05 1994-06-09 Ant Nachrichtentech Abstimmbarer dielektrischer Resonator
EP1575118A1 (fr) * 2004-03-12 2005-09-14 M/A-Com, Inc. Méthode et mécanisme pour accorder des circuits de résonateurs diélectriques
EP2448060A1 (fr) * 2009-06-23 2012-05-02 Nec Corporation Filtre à bande passante syntonisable
EP2690702A1 (fr) * 2012-07-27 2014-01-29 Thales Filtre accordable en fréquence à résonateur diélectrique

Also Published As

Publication number Publication date
ES2569054T3 (es) 2016-05-06
FR3015782A1 (fr) 2015-06-26
US20150180105A1 (en) 2015-06-25
US9620836B2 (en) 2017-04-11
EP2887451B1 (fr) 2016-03-16
FR3015782B1 (fr) 2016-01-01
CA2875002A1 (fr) 2015-06-20

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP2887450B1 (fr) Filtre hyperfréquence passe bande accordable par rotation relative d'une section d'insert et d'un elément dieléctrique
EP0047203B1 (fr) Filtre hyperfréquence à résonateur diélectrique, accordable dans une grande largeur de bande
EP0114140B1 (fr) Filtre hyperfréquence accordable, à résonateurs diélectriques en mode TM010
EP2690703B1 (fr) Filtre passe bande accordable en fréquence pour onde hyperfréquence
EP2797161B1 (fr) Filtre hyperfréquence avec élément diélectrique
EP1905120B1 (fr) Adapteur d'impedance automatique coaxial
EP0117178A1 (fr) Filtre hyperfréquence à résonateurs linéaires
EP2195877B1 (fr) Coupleur-separateur d'emission-reception multibande a large bande de type omt pour antennes de telecommunications hyperfrequences
EP0014115A2 (fr) Oscillateur accordable hyperfréquence à ondes magnétostatiques
EP2887451B1 (fr) Filtre hyperfréquence passe-bande accordable par rotation d'un élément diélectrique
WO2016097362A1 (fr) Antenne fil-plaque ayant un toit capacitif incorporant une fente entre la sonde d'alimentation et le fil de court-circuit
EP2690702A1 (fr) Filtre accordable en fréquence à résonateur diélectrique
FR2665025A1 (fr) Element de transition entre guides d'ondes electromagnetiques, notamment entre un guide d'ondes circulaire et un guide d'ondes coaxial.
EP1925056B1 (fr) Filtre a guide d'onde pour micro-ondes a parois non paralleles
EP0060174B1 (fr) Filtre passe-bande à résonateurs diélectriques
EP1233470B1 (fr) Dispositif d'injection pour unité de filtrage hyperfréquence à résonateurs diélectriques et unité de filtrage incluant un tel dispositif
CA1074878A (fr) Transition hyperfrequence
FR2871891A1 (fr) Circuit d'alimentation multifrequencielle et sonde et spectrometre rmn comportant un tel circuit
EP3249823B1 (fr) Excitateur radiofréquence compact bi-polarisation et multi-fréquences pour source primaire d'antenne et une source primaire d'antenne equipée d'un tel excitateur radiofréquence
FR2546672A1 (fr) Dispositif selectif accordable a ondes magnetostatiques de volume
EP0757403A1 (fr) Dispositif de couplage magnétique entre un conducteur principal d'une ligne TEM et un guide d'ondes formant résonateur en gamma g/2
EP3811457A2 (fr) Système hyperfréquence accordable
FR3041486A1 (fr) Dispositif de filtrage hyperfrequence accordable en frequence a guide d'onde de liaison a longueur electrique ajustable
FR2738400A1 (fr) Polariseur a iris pour source primaire d'antenne
FR2610766A1 (fr) Filtre hyperfrequence, accordable electroniquement

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20141211

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

AX Request for extension of the european patent

Extension state: BA ME

R17P Request for examination filed (corrected)

Effective date: 20150902

RBV Designated contracting states (corrected)

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

RIC1 Information provided on ipc code assigned before grant

Ipc: H01P 7/06 20060101ALI20151009BHEP

Ipc: H01P 1/208 20060101AFI20151009BHEP

INTG Intention to grant announced

Effective date: 20151029

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): AL AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MK MT NL NO PL PT RO RS SE SI SK SM TR

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: FG4D

Free format text: LANGUAGE OF EP DOCUMENT: FRENCH

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: REF

Ref document number: 781925

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20160415

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R096

Ref document number: 602014001126

Country of ref document: DE

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FG2A

Ref document number: 2569054

Country of ref document: ES

Kind code of ref document: T3

Effective date: 20160506

REG Reference to a national code

Ref country code: NL

Ref legal event code: MP

Effective date: 20160316

REG Reference to a national code

Ref country code: LT

Ref legal event code: MG4D

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160617

Ref country code: HR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: FI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: NO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160616

REG Reference to a national code

Ref country code: AT

Ref legal event code: MK05

Ref document number: 781925

Country of ref document: AT

Kind code of ref document: T

Effective date: 20160316

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: NL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: RS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: LV

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: SE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: EE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: IS

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160716

Ref country code: PL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 3

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: SK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: RO

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: SM

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: CZ

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: PT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160718

Ref country code: AT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R097

Ref document number: 602014001126

Country of ref document: DE

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

26N No opposition filed

Effective date: 20161219

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BG

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160616

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: BE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20161231

Ref country code: SI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MC

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

REG Reference to a national code

Ref country code: IE

Ref legal event code: MM4A

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20161211

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: PLFP

Year of fee payment: 4

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20161211

REG Reference to a national code

Ref country code: BE

Ref legal event code: MM

Effective date: 20161231

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: HU

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT; INVALID AB INITIO

Effective date: 20141211

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: CY

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: MT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: TR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

Ref country code: AL

Free format text: LAPSE BECAUSE OF FAILURE TO SUBMIT A TRANSLATION OF THE DESCRIPTION OR TO PAY THE FEE WITHIN THE PRESCRIBED TIME-LIMIT

Effective date: 20160316

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20171231

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20171231

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20181127

Year of fee payment: 5

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20181205

Year of fee payment: 5

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: IT

Payment date: 20181220

Year of fee payment: 5

Ref country code: ES

Payment date: 20190102

Year of fee payment: 5

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R119

Ref document number: 602014001126

Country of ref document: DE

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20191211

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20200701

Ref country code: IT

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20191211

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20191211

REG Reference to a national code

Ref country code: ES

Ref legal event code: FD2A

Effective date: 20210526

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: ES

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20191212

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20231122

Year of fee payment: 10