EP2603807A1 - Verfahren und vorrichtung zur ermittlung des zustands eines elektrisch angesteuerten ventils - Google Patents

Verfahren und vorrichtung zur ermittlung des zustands eines elektrisch angesteuerten ventils

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EP2603807A1
EP2603807A1 EP11782376.5A EP11782376A EP2603807A1 EP 2603807 A1 EP2603807 A1 EP 2603807A1 EP 11782376 A EP11782376 A EP 11782376A EP 2603807 A1 EP2603807 A1 EP 2603807A1
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EP
European Patent Office
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control signal
partially
temporarily
electrical device
time
Prior art date
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EP11782376.5A
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Sven Fink
Matt Saterbak
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Danfoss Power Solutions GmbH and Co OHG
Original Assignee
Sauer Danfoss GmbH and Co OHG
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Publication date
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    • G01R31/72—Testing of electric windings

Definitions

  • the invention relates to a method for determining at least one state characteristic value of an electrical device which is actuated at least temporarily and / or at least partially with a time-varying control signal. Furthermore, the invention relates to an electrical control device for the at least temporary and / or at least partial determination of at least one state characteristic value of an electrical device controlled with a time-varying control signal.
  • an electrical device is to assume a different state as a function of certain measured values and / or at different times, then the control of the electrical device can be achieved by using timing signals which vary over time. take place. Depending on the type of applied control signal then the electrical device usually assumes a certain state. It is possible that there is a certain period of time between the application of a control value required or useful for a particular state of the electrical device and the final assumption of the corresponding state (a so-called time delay). The amount of time delay may depend not only on the type and structure of the electrical device, but in particular on the required size of the change in the state of the electrical device.
  • a problem with such a control of electrical devices is in particular that one wants to know when (and if so if) the electrical device assumes the desired state. Thus, for example, it may happen that, for example due to a technical defect or because of an unusually large counterforce on the electrical device, the electrical device can not assume the desired state. But even if the electric device finally assumes the desired state at a certain time, the time delay may be different. In many applications, however, it is desirable to have (or not to exceed) a certain, defined delay time.
  • One way to get information about the current state of the electrical device is to provide special measuring sensors that report the current state of the electrical device to a control unit.
  • this approach is problematic in many cases, since the measuring sensors more often involve a sometimes considerable cost increase. mean wall.
  • the installation of a measuring sensor is often not possible or only extremely problematic.
  • a further fundamental possibility consists in many cases in that one uses the time-variable control signal used to drive the electrical device even for at least approximately detecting the state of the electrical device (and thus uses the electrical device itself as an "intrinsic measuring sensor").
  • the measuring device (or parts thereof) can to a certain extent be displaced from particularly undesirable (for example, particularly cramped) areas in areas which are less critical with respect to the installation space which can reduce the costs.
  • valves such as those used for motors and pumps, in particular for internal combustion engines, hydraulic motors, compressors and hydraulic pumps, or for switching tasks in different hydraulic systems or fluid-conducting systems.
  • electrical actuators for valves such as those used for motors and pumps, in particular for internal combustion engines, hydraulic motors, compressors and hydraulic pumps, or for switching tasks in different hydraulic systems or fluid-conducting systems.
  • better control algorithms can be used and appropriate measures taken in the event of disturbances. Proposals for electric actuators whose position can be measured by "intrinsic" sensors have already been made.
  • the position of the actuator is based on the slope behavior of the current applied to an electromagnetic actuator electric current.
  • the method described there requires the knowledge of dedicated starting positions. Based on these positions, the position change is to a certain extent "integrated in.” Disturbances, for example in the form of a valve which no longer completely opens or closes, can not be practically recognized by the proposed methods suitable.
  • an improved control device for an actuator there is also a need for an improved control device for an actuator.
  • the object of the invention is thus to propose a method, which is improved over the prior art, for determining at least one state characteristic of an electrical device which is actuated at least temporarily and / or at least partially with a time-varying control signal. Furthermore, the object of the invention is to propose an improved compared to the prior art electrical control device for at least temporary and / or at least partially determining at least one state characteristic of a controlled with a time-varying control signal electrical device.
  • the invention solves the problem.
  • the state characteristic value to be determined may be any state characteristic value, in particular an immediate state characteristic value (ie a state parameter which directly affects the electrical device).
  • an instantaneous status characteristic value may be an electrical state of the electrical device (current intensity, inductance, temperature and the like).
  • the electrical device itself may also be a substantially arbitrary electrical device.
  • the electrical device may be operated "alone” or (also integrally) connected to other, for example, mechanical assemblies, including, in particular, cases in which the electrical device forms an integral functional unit with certain mechanical components, such as, for example
  • the time varying control signal may also be a substantially arbitrary electrical signal which is not a (permanent) DC electrical voltage a frequency that is at least temporarily and / or at least partially> 0.1 Hz,
  • a time-varying control signal is to be understood as meaning not only “pure” alternating voltages, but also, in particular, electrical voltage patterns with a (possibly also high) DC voltage component which is superposed by an AC voltage component
  • the alternating voltage can certainly vary from amplitude to amplitude in terms of their height, their length, their frequency and / or their signal shape. or at least partially) directly and / or (at least temporarily and / or at least partially) indirectly drive.
  • control signal is a current that flows, for example, in an electrical coil.
  • control signal may also be a current that is used, for example, as an input signal for a circuit logic, as an input signal for a (power) transistor (or for a similar electronic switching component).
  • the inventors have now discovered to their own surprise that it is possible in a particularly simple manner to be able to determine at least some of the state characteristics with astonishingly high accuracy, if at least temporarily and / or at least partially the frequency and / or the switching ratio of the time varying control signal is used.
  • a frequency of the time-varying control signal is understood to mean not only a full cycle length of a substantially periodic signal.
  • a frequency can also be understood as meaning the distance between two (or more) zero point crossings or particularly marked points of the control signal curve.
  • the control signal can also have, for example, two (possibly also several) particularly excellent switching states, and the ratio (for example the temporal relationship) of the two (or more) excellent switching states to one another be used to determine the state characteristic value. This may in particular be a so-called "duty cycle" of a pulse width modulated signal.
  • the time-varying control signal is at least temporarily and / or at least partially a pulse-like control signal and / or at least temporarily and / or at least partially a cyclic control signal.
  • it may be at least temporarily and / or at least partially a pulse width modulation-like control signal and / or at least temporarily and / or at least partially a rectangular-like control signal.
  • a pulse-like control signal is to be understood in particular as a signal which is predominantly Lich on and off states has (so to speak, a binary signal).
  • a cyclical control signal does not only mean a signal which, for example, repeats more or less similarly after a period or a certain time has elapsed Rather, this also means signals that are repeated in "qualitative terms".
  • the control signal consists of a sequence of rectangular pulses with different frequency and different width
  • this may possibly be understood as a cyclic control signal in the sense of this description.
  • It may preferably be a pulse width modulation-type control signal.
  • pulse width modulated control signals in the strict sense are to be understood here, in which the frequency usually remains constant, and only the switching ratio of the "on phases” and the “off phases” to each other (so-called "duty cycle") changes On the contrary, it is even preferred that in addition to (possibly also instead of) such a change in the duty cycle, a change in the frequency may occur
  • it additionally or alternatively is a rectangular control signal
  • switch-on edges of a rectangular control signal generally become an asymptotic threshold ltkurve be deformed.
  • these and other effects can also be switching edges and other signal characteristics lead to certain deformation
  • the electrical device is at least temporarily and / or at least partially an electrical device having an induction device, in particular an electric motor device, an electric coil device and / or an actuator device, preferably an actuator device. tion for a valve device, acts.
  • the electrical device is at least temporarily and / or at least partially non-quasi-stationary and / or non-stationary operated.
  • methods known in the prior art are generally limited to use in quasi-stationary systems.
  • fast-moving systems ie non-quasi-stationary systems
  • fast and accurate measured values must be available.
  • the at least one state characteristic at least temporarily and / or at least partially a measure of a position of at least parts of the electrical device, at least temporarily and / or at least partially a measure of achieving certain, especially excellent Positions of at least parts of the electrical device, at least temporarily and / or at least partially represents a measure of the speed of at least parts of the electrical device and / or at least temporarily and / or at least partially a measure of the occurrence of at least one fault event.
  • the mentioned measured values are particularly useful or helpful for a safe, efficient and low-wear operation of technical devices (in particular of rapidly changing technical devices).
  • an actuator for a valve may be a (substantially) fully opened state, a (substantially) fully closed state, an intermediate state of the valve, and the like.
  • An error event may be present, for example, when the valve can not be fully opened or closed.
  • the electrical device is actuated at least temporarily and / or at least partially with a maximum current limiting method.
  • driving in this context does not necessarily include only the strict definition of the term (ie the meaning that a device is driven without feedback or the like), but optionally also includes feedback method, the flow of measured values and the like (which usually referred to as "rules", so if, due to the tax If a certain maximum current is exceeded (or threatens to be exceeded), the intensity of the control signal is reduced or preferably switched off for a certain period of time (usually leads to so-called pulse width modulation).
  • Such a drive method is particularly suitable for electrical devices which exhibit certain "time delay effects", such as, in particular, electrical devices with inductances, in particular devices with larger inductances, such as electric coils, etc.
  • Such pulse width modulation methods for the control of inductive electrical devices it is particularly advantageous if the switching behavior based on such a maximum current limit is used at least temporarily and / or at least partially to determine at least one state characteristic value of an electrical device anyway required, since in particular with inductors often a control with an electrical voltage, which due to the usually low ohmic resistance of inductive elec Eventually, electrical equipment would result in too high a current (which could, for example, cause damage to the electrical device).
  • a further advantage of the proposed method is that it usually has no (or at most a relatively small) temperature dependence, in particular the temperature of the electrical device. For example, when an electrical coil is used as the electrical device, it often heats up noticeably during operation. Such heating may have an influence on (for example) electrical resistance measurement of the electrical coil. Such influence can be eliminated or reduced by the proposed method.
  • a software-controlled comparator can also be used quite generally for other tasks in the context of the method.
  • the software-controlled comparator can temporally change the time-variable control signal directly in the comparator (for example in a microcontroller or a single-board computer).
  • an analog-to-digital converter can be used, which is often already available in the microcontroller (or a similar kind of device). This can not only result in an advantage in terms of cost and / or space. Rather, by shifting the measurement into the control unit itself, a larger number of measured values can be detected, which are then available for diagnostic purposes. This makes it possible to provide more accurate output signals, in particular a more accurate control signal available.
  • the comparator in some cases it can also be advantageous to implement the comparator as a "classic" hardware solution, such hardware is available at low cost and often has a high speed, and it is also possible to use the comparator in the case of an external comparator Computing capacity of the control circuit and / or other components to be able to turn down lower, so that overall, if necessary, costs can be saved and possibly also the computational accuracy can be increased.
  • At least one electrical device controlled with the time-varying control signal is used at least temporarily and / or at least partially for an at least partially electrically commutated hydraulic pump and / or for a hydraulic motor that is at least partially electrically commutated.
  • electrically commutated hydraulic pumps / electrically commutated hydraulic Raulikmotoren represent a relatively new, but promising design of hydraulic pumps or hydraulic motors.
  • electrically commutated hydraulic pumps / hydraulic motors are also known under the terms "Digital Displacement Pump” and "Synthetically Commutated Hydraulic Pump". Such pumps are described for example in GB 0 494 236 B1 and WO 91/05163 A 1.
  • the at least one state characteristic value is at least temporarily and / or at least partially measured by measuring the absolute value of the switching frequency of the time-varying control signal and / or at least temporarily and / or at least partially by measuring a change in the switching frequency of the Time varying control signal and / or at least temporarily and / or at least partially by measuring the absolute value of the switching ratio of the time-varying control signal and / or at least temporarily and / or at least partially determined by measuring a change in the switching ratio of the time-varying control signal.
  • an electrical device for at least temporary and / or at least partial determination of at least one state characteristic of an electrical device controlled by a time-varying control signal is proposed, which is designed and set up so that it at least temporarily and / or at least partially a method from the outset proposed type performs.
  • the electrical control device then has the advantages and properties already described in an analogous manner. In particular, it is also possible to further develop the electrical control device in the sense of the previous description.
  • the electrical control device is at least partially designed as an electronic control device, in particular at least partially as a program-controlled computer device.
  • These can be "classical" computers, in particular PCs, workstations, etc.
  • initial tests have shown that better, faster and / or more cost-effective designs can result, at least for some requirements.
  • an electrically commutated hydraulic pump and / or an electrically commutated hydraulic motor such that it or this has at least one electrical control device of the type described above.
  • the resulting electrically commutated hydraulic pump or the electrically commutated hydraulic motor then has the advantages and properties already described above in an analogous manner. It is also possible to further develop the hydraulic pump / motor in a suitable manner in the sense of the above description. It is only mentioned for the sake of completeness that it is quite possible for an electrically commutated hydraulic pump or an electrically commutated hydraulic motor to be designed in such a way that it can simultaneously function as an electrically commutated hydraulic motor or as an electrically commutated hydraulic pump. Incidentally, this also applies to electrically commutated hydraulic pumps / electrically commutated hydraulic motors, as already mentioned in connection with the description of the method.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of an implementation of the
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment of a device suitable for carrying out the method in a schematic circuit diagram
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment of a device suitable for carrying out the method in a schematic circuit diagram
  • FIG. 5 shows a schematic illustration of a possible design of an electrically commutated hydraulic pump
  • FIG. 6 shows a schematic flowchart of a method for determining the closing behavior of a valve.
  • a first possible circuit arrangement 1 of a control unit 2 for controlling a valve unit 4 is shown in a schematic circuit diagram.
  • the valve unit 4 has in the presently illustrated embodiment, an actuator 5 (in the present embodiment, essentially formed of an electric coil 8) with a valve body 6.
  • the actuator 5 when an electric current is introduced into the electric coil 8, the actuator 5 causes the valve body 6 to move upward (for example, the valve head comes into contact with a valve seat and the valve unit 4 is closed accordingly).
  • a return spring 7 provided in the present embodiment causes a return movement of the valve body 6.
  • the valve body 6 can also be opened again by external forces (for example by a pressure difference on the valve head) or the like.
  • the actual switching on and off of the actuator 5 (and thus the movement of the valve unit 4 or the valve body 6) is initiated by applying an input signal to the signal input 9.
  • the applied to the signal input 9 input signal causes - depending on the applied voltage - a corresponding current in the electric coil 8.
  • proper circuit logic is prevented from overdriving the electrical coil 8, so that it can not be damaged under normal conditions even when an excessively strong and / or comparatively long (and possibly high duty cycle) input signal is applied.
  • the valve unit 4 is only to be switched between an open and a closed state back and forth. Accordingly, at the signal input 9 only a binary signal (with suitable voltage in the on state) is applied.
  • the input signal supplied via the signal input 9 is applied to the non-inverting input of an operational amplifier 10.
  • the voltage dropping across a shunt resistor 11 is applied, which represents a measure of the current flowing through the electric coil 8 of the actuator 5 (shunt resistor 11 and electric coil 8 form a voltage divider circuit).
  • an output voltage 21 results with the magnitude of the difference corresponding voltage level.
  • the output voltage 21 of the operational amplifier 10 is supplied to an analog-to-digital converter 12 and digitized.
  • the digital value is stored in a comparison register 13.
  • the comparison register 13 is connected to a count register 14, which counts the signals of a timing signal 15.
  • a flip-flop 16 is switched on or off accordingly. has the length, the counting register 14 overflows at a certain time, so that it is thereby reset to 0. Additionally or optionally, it is also possible that the count register 14 can be set to 0 by applying a special (input) signal. This may be, for example, a signal, which is supplied via a separate input line (which is not shown in Figure 1) and / or which represents a dedicated reset signal.
  • a zero crossing of a voltage signal causes a reset of the count register 14 (of course, instead of a zero crossing of the voltage signal and a substantially arbitrary other value selected become).
  • the pulse-width-modulated control signal 17 controls a switching transistor 18, which applies the circuit through the actuator 5 to a voltage source 19, or disconnects from the latter. Due to the inductance of the electrical coil 8, a current strength in the actuator 5 thus sets in combination with the freewheeling diode 20, which corresponds to the pulse width ratio (so-called duty cycle) of the pulse-width-modulated control signal 17.
  • the pulse width modulated control signal 17 is supplied not only to the switching transistor 18, but also an electronic evaluation unit 22. Based on the pulse width ratio and / or the frequency of the pulse width modulated control signal 17, this calculates the position of the valve body 6.
  • the transmitter 22 registers not only the respective Absolute value of frequency or pulse width ratio of the pulse width modulated control signal 17, but in particular also jump-like changes of frequency and / or pulse width ratio of the pulse width modulated control signal 17.
  • the output signal 21 of Operational amplifier 10 to be used as an input signal for the evaluation unit 22, as well as passing through the electrical coil 8 current still has the ripple of the pulse width modulated control signal 17 (albeit with a much lower intensity, in addition, a DC component is also superimposed). In this respect, therefore, the pulse-width-modulated control signal 17 can also be used "partly".
  • FIG. 2 shows a second preferred embodiment for a switching arrangement 23 for controlling a valve unit 4. It is of course possible that the valve units 4 shown in FIGS. 1 and 2 also have a different structure, or that instead of the valve unit 4 also has a completely different kind of electrical device is used.
  • the voltage dropping across a shunt resistor 11 is also used in the exemplary embodiment of a switching arrangement 23 as a measure of the current flowing through the electrical coil 8.
  • the voltage dropping across the shunt resistor 11 is first pre-amplified in a preamplifier 24.
  • the output signal of the preamplifier 24 thus represents the actual signal 25 for a comparator 27, which in the present case is implemented by software in a microcontroller.
  • the software implementation is carried out so that the comparator 27 has a hysteresis (which is represented in FIG. 2 by a corresponding symbol in the comparator switching symbol 27).
  • a nominal value signal 26 is applied to the presently executed by software comparator 27.
  • a control signal 17 is generated, which is pulse width modulated.
  • the modulation of the pulse width modulated control signal 17 is not only "classic” in terms modulated on the pulse width ratio (duty cycle), but also in terms of its frequency.
  • the comparator 27 has analog-to-digital converters, if necessary, at its inputs.
  • the setpoint signal 26 is already present in digital form. Accordingly, the corresponding input of the comparator 27 has no analog-to-digital converter. Therefore, only the analog signal from preamplifier 24 needs to be converted to a digital form.
  • the circuit arrangement 23 shown in FIG. 2 also has an evaluation unit 22 which, based on the frequency and / or the pulse width ratio of the control signal 17, closes to the current position of the valve body 6.
  • the control signal 17 is applied to the input of a switching transistor 8, so that in this way the current flowing through the actuator 5 is regulated accordingly.
  • a voltage source 19 and a freewheeling diode 20 is provided analogously to the embodiment shown in FIG.
  • the advantage of the software embodiment of the comparator 27 shown in FIG. 2 is that a larger amount of information is present in the comparator 27.
  • several properties of setpoint signal 26 and actual signal 25 can be processed.
  • a change in the height of the setpoint signal 26 is very easily possible, for example in order to eliminate drift phenomena during continuous operation of the valve unit 4. chen. To do this, simply change the value of a corresponding variable.
  • evaluation unit 22 it is also possible that certain characteristics of desired value signal 26 and / or actual signal 25 ascertained by comparator 27 are supplied in digital form to evaluation unit 22, so that a more accurate result can optionally be determined in evaluation unit 22.
  • a data line between comparator 27 and evaluation unit 22 can be provided (not shown in the present case).
  • evaluation unit 22 and comparator 27 it is also possible for evaluation unit 22 and comparator 27 to be implemented, for example, as software-based modules on a single hardware unit (for example on a single-board computer or a microcontroller).
  • FIG. 3 a third, particularly preferred embodiment of a circuit 43 for controlling a valve unit 4 is shown.
  • the circuit arrangement 43 shown in FIG. 3 is largely similar to the circuit arrangements 1, 23 shown in FIGS. 1 and 2, in particular the circuit arrangement 1 shown in FIG. Components or assemblies that have a similar function and / or a similar structure are provided to avoid unnecessary repetition with similar reference numerals and not described again in detail.
  • circuit arrangement 43 has two control inputs 9, 45, namely a signal input 9 and a logic input 45 (signal flag input). Via the logic input 45, the actuator 5 can be switched on or off by means of a binary signal. In addition, a reference voltage can be applied via the signal input 9 with which the maximum nominal value of the electrical current flowing through the electric coil 8 of the actuator 5 can be set.
  • the circuit for generating the reference voltage can be particularly simple.
  • the logic input 45 can be controlled, for example, by an electronic control circuit (a so-called controller, not shown here). Of course, it is possible for the electronic control circuit to use output values of the evaluation unit 22 to generate a signal for the logic input 45.
  • the second switching transistor 49 is switched to "permeable" via the second amplifier circuit 48.
  • the second switching transistor 48 remains in a through-connected state as long as a signal is present at the logic input 45.
  • the actual control task that is, the control of the current flowing through the electric coil 8 of the actuator 5, is in contrast realized by the first switching transistor 18 (as described in more detail below).
  • the signal at the logic input 45 causes the AND logic circuit 44 to be "turned on” for the output signal 21 of the operational amplifier 10.
  • the output signal 21 of the operational amplifier 10 thus causes by means of the first preamplifier 47 on or off the first switching transistor 18, and thus a Release or blocking the current flowing through the electric coil 8 of the actuator 5 electric current.
  • the first switching transistor 18 first switches to “transparent” (the second switching transistor 49 is also switched to “transparent”).
  • the current through the electric coil 8 of the actuator 5 increases steadily. Accordingly, the voltage at the shunt resistor 1 1 increases.
  • the electrical voltage picked up there is supplied to the inverting input of the operational amplifier 10.
  • the voltage picked up at the shunt resistor 1 1 exceeds the reference voltage supplied via the signal input 9, which is supplied to the non-inverting input of the operational amplifier 10. This causes the output signal 21 of the operational amplifier 10 drops, and thus the first switching transistor 18 blocks.
  • the electric current through the electric coil 8 is initially maintained (current flow through first free-wheeling diode 20 and the second switching transistor 49), but with rapidly decreasing current intensity. This causes a drop in the voltage drop across the shunt resistor 11, so that the operational amplifier 10 switches again, and outputs an output signal 21.
  • the "speed" of the switching between the two switching states of the operational amplifier 10 is determined by the hysteresis of the operational amplifier 10, which is significantly influenced by the size of the feedback resistor 50.
  • the external circuitry of the operational amplifier 10 is also presently chosen such that the output signal 21 is essentially a binary signal. The output signal 21 thus essentially only knows the two states "on” and "off”. In this way, a current flow with a predetermined target current (the amount of current is given by the signal input 9) by causes the actuator 5.
  • the current flow has certain fluctuations to the actual nominal current.
  • the output signal 21 is not only used for feedback, but additionally supplied to an evaluation unit 22.
  • the information obtained by this evaluation unit 23 can also be used for feedback purposes (for example, for temporal variation of a drive signal, for example to compensate for drift due to wear or temperature drifts).
  • the signal present at the logic input 45 is switched off. This causes both the first switching transistor 18 (via the AND logic circuit 44) and the second switching transistor 49 to be turned off.
  • the inductance of the electric coil 8, which initially attempts to maintain the current flow, now "pumps" electrical current from the ground potential to the (comparatively high) voltage potential of the voltage source 19 via the first free-wheeling diode 20 and the second free-wheeling diode 46 a particularly rapid decay of the current intensity - and thus a particularly rapid opening of the valve body 6. Due to the design with two switching transistors 19, 49 thus Schnellabschalt- functionality is achieved.
  • FIG. 4 shows the chronological sequence of different signals during a control of a valve unit 4 using a circuit arrangement 1 according to FIG. 1, a circuit arrangement 23 according to FIG. 2 or a circuit arrangement 43 according to FIG. 3 (whereby further circuit arrangements are also conceivable ).
  • an input signal 9, 26 is applied with the appropriate amount.
  • the valve 4 is at this time still in an example open state (shown in Fig. 4 by the valve position curve 28).
  • the control unit 2 first switches the control signal 17 to a value that is "permanently" switched in. Due to the inductance of the electric coil 8, it takes a certain time for the current 29 to rise through the coil 8 and to follow the control signal 17.
  • the control unit 2 changes the control signal 17 to a pulse-width-modulated signal having a specific switching frequency and a specific switching ratio (a specific "duty cycle"). This has the consequence that the current 29 remains approximately constant by the electrical coil 8 (apart from a residual ripple).
  • Fig. 4 in particular the valve position curve 28
  • the valve body 6 has begun to move. However, the valve unit 4 is not closed yet; the valve body 6 is accordingly still in motion.
  • valve unit 4 At time t 2 , the valve unit 4 is just completely closed. (It is of course also possible that the "circuit logic" of the valve unit 4 is designed differently.) If, for example, it is a valve unit 4 which is opened by a current pulse, then the valve unit 4 is just completely opened at time t 2 . The other positions are in a corresponding manner to the presently described embodiment "reversed”.) This can be seen easily at the bend in the valve position curve 28. The inventors have now found that this reaching the end position of the valve body 4 has a significant change in the control signal generated by the control unit 2 17 result. Initial measurements have shown that both the frequency and the pulse width ratio of the control signal change significantly. This can be seen in Fig. 4 on the changed shape of the control signal 17 itself.
  • the current signal 29 can be used for a position evaluation of the valve body 6 or the like.
  • the control signal 17 does not change, and also the position of the valve body 6 remains constant (see valve position curve 28). Only when the input signal 9, 26 is switched off again (at time t 3 ), the control signal 17 for the switching transistor 18 is "permanently" off, the current 29 through the electric coil 8 decreases and the valve body 6 of the valve unit 4 moves in In the experimental setup shown in Fig.
  • FIG. 5 shows an electrically commutated hydraulic pump 35 in a schematically greatly simplified illustration.
  • the electrically commutated hydraulic pump 35 has a piston 36 which is moved up and down in a cylinder 37 by means of an eccentrically arranged drive pulley 38 (the downward movement can be effected, for example, by a return spring, which is not shown here). Accordingly, the cavity 39 located in cylinder 37 is cyclically enlarged or reduced. If the cavity 39 increases as a result of downward movement of the piston 36, hydraulic oil is sucked out of a reservoir 41 through an electrically controlled inlet valve 40.
  • the electrically controlled input valve 40 may be, for example, the valve unit 4 shown in FIG. 1 or FIG. 2.
  • the input valve 40 (which, as already mentioned, may be formed, for example, according to a valve unit 4 shown in FIG. 1 or FIG. 2) is closed by an actuator 5 and optionally also opened (it being possible for the opening operation to be effected by a pressure difference the located on both sides of the input valve 40 hydraulic oil takes place).
  • the activation of the actuator 5 (and thus of the input valve 40) takes place in particular by using a control unit 2, as shown in Fig. 1 or Fig. 2.
  • FIG. 6 again shows a schematic diagram of a flowchart 3, which schematically illustrates the method sequence of the proposed method.
  • an input signal for example an input signal 9, 26, see FIGS. 1 and 2 is read.
  • This read-in input signal 9, 26 (setpoint signal 26) is compared in a subsequent step 31 with the actual signal 25, which is supplied by the electrical device (for example, by a valve unit 4). Based on the target-actual comparison 31 takes place (for example, in a control unit 2), the calculation 32 of a suitable control signal (eg., Control signal 17), with which the electrical device is to be controlled.
  • the control signal determined in the calculation 32 not only serves to actuate the electrical device 4, but is additionally used (for example simultaneously) to calculate a state signal 33.
  • the state signal thus calculated can be a signal.
  • the electrical device 4 has assumed a specific position (eg end position).
  • the state signals obtained in this step 33 can subsequently be used in a further method step 34, for example for a readjustment.
  • a readjustment For example, it often happens that some mechanical, electrical or other technical components have a certain drift over time. However, such a drift can be effectively counteracted by the readjustment in step 34.
  • a change in the retention time for the next valve movement (the next "shot") to call As a preferred example in this context, for example, a change in the retention time for the next valve movement (the next "shot") to call.

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren (3) zur Ermittlung (33) eines Zustandskennwerts (28) einer mit einem zeitlich variierenden Steuersignal (17) angesteuerten elektrischen Vorrichtung (4). Der zumindest eine Zustandskennwert (28) wird unter Verwendung der Frequenz des zeitlich variierenden Steuersignals (17) und/oder dem Schaltverhältnis des zeitlich variierenden Steuersignals (17) ermittelt.

Description

Verfahren und Vorrichtung zur Ermittlung des Zustande
elektrisch angesteuerten Ventils
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Ermittlung zumindest eines Zu- standskennwerts einer zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit einem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung. Weiterhin betrifft die Erfindung eine elektrische Steuervorrichtung zur zumindest zeitweisen und/oder zumindest teilweisen Ermittlung zumindest eines Zustandskennwerts einer mit einem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung.
Heutzutage werden unterschiedlichste Arten von elektrischen Vorrichtungen unter Verwendung von elektrischem Strom angesteuert.
Soll eine elektrische Vorrichtung beispielsweise in Abhängigkeit von bestimmten Messwerten und/oder zu unterschiedlichen Zeitpunkten einen unterschiedlichen Zustand einnehmen, so kann die Ansteuerung der elektri- sehen Vorrichtung unter Verwendung von zeitlich variierenden Steuersigna- len erfolgen. Je nach Art des angelegten Steuersignals nimmt dann die elektrische Vorrichtung in der Regel einen bestimmten Zustand ein. Dabei ist es möglich, dass zwischen dem Anlegen eines für einen bestimmten Zustand der elektrischen Vorrichtung erforderlichen oder sinnvollen Steuer- werts und dem schlussendlichen Einnehmen des entsprechenden Zustands eine gewisse Zeitdauer liegt (eine sogenannte Zeitverzögerung). Die Größe der Zeitverzögerung kann dabei nicht nur von Art und Aufbau der elektrischen Vorrichtung abhängen, sondern insbesondere auch von der erforderlichen Größe der Änderung des Zustands der elektrischen Vorrichtung.
Ein Problem bei einer solchen Ansteuerung von elektrischen Vorrichtungen liegt insbesondere darin, dass man wissen will, wann (und gegebenenfalls ob) die elektrische Vorrichtung den gewünschten Zustand einnimmt. So kann es beispielsweise vorkommen, dass beispielsweise aufgrund eines techni- sehen Defekts oder aufgrund einer ungewöhnlich großen Gegenkraft auf die elektrische Vorrichtung, die elektrische Vorrichtung den gewünschten Zustand gar nicht einnehmen kann. Aber selbst dann, wenn die elektrische Vorrichtung zu einem bestimmten Zeitpunkt schlussendlich den gewünschten Zustand einnimmt, kann die Zeitverzögerung unterschiedlich groß sein. Bei vielen Anwendungen ist es jedoch erwünscht, eine bestimmte, definierte Verzögerungszeit zu haben (bzw. nicht zu überschreiten).
Eine einfache Ansteuerung einer elektrischen Vorrichtung mit einem zeitlich variierenden Steuersignal alleine erweist sich somit in vielen Fällen als nicht ausreichend.
Eine Möglichkeit, um Informationen über den aktuellen Zustand der elektrischen Vorrichtung besteht darin, dass spezielle Messsensoren vorgesehen werden, die den aktuellen Zustand der elektrischen Vorrichtung an eine Steuereinheit melden. Dieses Vorgehen ist jedoch in vielen Fällen problematisch, da die Messsensoren häufiger einen zum Teil erheblichen Kostenauf- wand bedeuten. Weiterhin ist aufgrund beengter Bauraumverhältnisse der Einbau eines Messsensors oftmals nicht oder nur äußerst problematisch möglich. Eine weitere grundsätzliche Möglichkeit besteht in vielen Fällen darin, dass man das zur Ansteuerung der elektrischen Vorrichtung verwendete zeitlich variable Steuersignal selbst für die zumindest näherungsweise Erfassung des Zustands der elektrischen Vorrichtung verwendet (und somit die elektrische Vorrichtung selbst quasi als „intrinsischen Messsensor" nutzt). Hier kann die Messvorrichtung (beziehungsweise Teile davon) gewissermaßen von besonders unerwünschten (beispielsweise besonders beengten) Bereichen in, in Bezug auf den Bauraum weniger kritische Bereiche verlagert werden. Zum Teil kann bei einem derartigen Vorgehen auch auf bereits vorhandene, bzw. ohnehin vorzusehende Komponenten zurückgegriffen werden was die Kosten verringern kann.
Ein Beispiel unter vielen für derartige elektrische Vorrichtungen sind elektrische Aktuatoren für Ventile, wie sie beispielsweise für Motoren und Pumpen, insbesondere für Verbrennungsmotoren, Hydraulikmotoren, Kompressoren und Hydraulikpumpen, oder für Schaltaufgaben in unterschiedlichen Hydrauliksystemen bzw. fluidleitenden Systemen verwendet werden. Bei solchen technischen Vorrichtungen möchte man nicht nur unterschiedliche Schaltzustände der mit Hilfe der Aktuatoren angesteuerten Ventile ansteuern, sondern insbesondere auch eine Rückmeldung darüber erhalten, ob tatsächlich ein Schaltvorgang erfolgt ist und vorzugsweise auch darüber, wann die Um- schaltung erfolgt (insbesondere im Wesentlichen abgeschlossen) ist. Unter Kenntnis derartiger Größen können bessere Ansteuerungsalgorithmen genutzt werden und geeignete Maßnahmen im Fall von Störungen durchgeführt werden. Vorschläge für elektrische Aktuatoren, deren Position durch „intrinsische" Sensoren gemessen werden können, wurden bereits gemacht.
So wurde beispielsweise von M. F. Rahman, N. C. Cheung und K. W. Lim in der Veröffentlichung „Position Estimation in Solenoid Actuators" in IEEE Transactions on Industry Applications, Vol. 32, No. 3, Mai/Juni 1996 ein Verfahren zur Abschätzung der Position eines magnetischen Ankers in einer Spule vorgeschlagen. Die Autoren beschreiben dabei, dass sich die Induktivität der Spule in Abhängigkeit von der Position des darin beweglich ange- ordneten magnetischen Ankers ändert und zunächst zunimmt. Ab einem bestimmten Punkt wiederum fällt die Induktivität aufgrund von Sättigung wieder ab. Basierend auf einer Messung des angelegten, elektrischen Stroms schließen die Autoren somit auf die Position des magnetischen Ankers innerhalb der Spule. Problematisch ist bei dem dort beschriebenen Verfahren jedoch, dass das vorgeschlagene Messverfahren selbst nach Aussage der Autoren lediglich für quasi-stationäre Systeme brauchbare Ergebnisse liefert. Diese Vernachlässigung ist jedoch für viele technische Systeme nicht gegeben. Ein weiterer Vorschlag wurde beispielsweise in der US-amerikanischen Patentanmeldung US 2008/0143346 A1 gemacht. Hier wird basierend auf dem Steigungsverhalten des an einem elektromagnetischen Aktuator angelegten elektrischen Stroms auf die Position des Aktuators geschlossen. Das dort beschriebene Verfahren setzt jedoch die Kenntnis von dezidierten Aus- gangspositionen voraus. Ausgehend von diesen Positionen wird die Positionsänderung gewissermaßen „aufintegriert". Störungen, beispielsweise in Form eines nicht mehr vollständig öffnenden bzw. schließenden Ventils können mit den vorgeschlagenen Verfahren praktisch nicht erkannt werden. Darüber hinaus ist das dort beschriebene Verfahren ebenfalls nur für quasi- stationäre Systeme geeignet. Es besteht somit nach wie vor Bedarf an einem verbesserten Verfahren zur Bestimmung eines Zustands einer durch ein zeitlich variierendes Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung, insbesondere hinsichtlich der Position eines elektrisch angesteuerten Aktuators. In analoger Weise besteht auch ein Bedarf an einer verbesserten Steuervorrichtung für einen Aktuator.
Die Aufgabe der Erfindung ist es somit, ein gegenüber dem Stand der Technik verbessertes Verfahren zur Ermittlung zumindest eines Zustandskenn- werts einer zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit einem zeit- lieh variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung vorzuschlagen. Weiterhin besteht die Aufgabe der Erfindung darin, eine gegenüber dem Stand der Technik verbesserte elektrische Steuervorrichtung zur zumindest zeitweisen und/oder zumindest teilweisen Ermittlung zumindest eines Zustandskennwerts einer mit einem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung vorzuschlagen.
Die Erfindung löst die Aufgabe.
Es wird vorgeschlagen, ein Verfahren zur Ermittlung zumindest eines Zu- Standskennwerts einer zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit einem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung derart durchzuführen, dass der zumindest eine Zustandskennwert zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise unter Verwendung der Frequenz des zeitlich variierenden Steuersignals und/oder dem Schaltverhältnis des zeitlich variierenden Steuersignals ermittelt wird. Bei dem zu ermittelnden Zustandskennwert kann es sich um einen beliebigen Zustandskennwert handeln, und zwar insbesondere um einen unmittelbaren Zustandskennwert (also einem Zustandskennwert, der die elektrische Vorrichtung unmittelbar betrifft). Beispielsweise kann es sich bei einem derartigen unmittelbaren Zu- Standskennwert um einen elektrischen Zustand der elektrischen Vorrichtung (Stromstärke, Induktivität, Temperatur und dergleichen) handeln. Es kann sich aber auch um einen mittelbaren Zustand (also einen Zustandskennwert, der die elektrische Vorrichtung nur mittelbar betrifft), wie beispielsweise die Position, die Geschwindigkeit, den Fluiddurchsatz und dergleichen einer mit der elektrischen Vorrichtung verbundenen beispielsweise mechanischen Baugruppe (z. Bsp. ein Ventil) handeln. Bei der elektrischen Vorrichtung selbst kann es sich ebenfalls um eine im Wesentlichen beliebige elektrische Vorrichtung handeln. Die elektrische Vorrichtung wiederum kann „in Alleinstellung" betrieben werden, oder (auch integral) mit anderen, beispielsweise mechanischen Baugruppen verbunden sein. Dies schließt insbesondere auch Fälle ein, in denen die elektrische Vorrichtung mit bestimmten mechanischen Bauteilen eine integrale funktionale Einheit bildet, wie beispielsweise ein in einem Magnetfeld einer elektrischen Spule beweglich angeordneter magnetischer Anker. Bei dem zeitlich variierenden Steuersignal kann es sich ebenfalls um ein im Wesentlichen beliebiges elektrisches Signal handeln, bei dem es sich nicht um eine (dauerhafte) elektrische Gleichspannung handelt. Typischerweise weist das zeitlich variierende Steuersignal eine Frequenz auf, die zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise > 0,1 Hz,
> 0,5 Hz, > 1 Hz, > 2 Hz, > 5 Hz, > 10 Hz, > 20 Hz, > 50 Hz, > 100 Hz,
> 200 Hz, > 500 Hz, > 1 kHz, > 2 kHz, > 3 kHz, > 4 kHz, > 6 kHz und/oder > 6 kHz Ist (wobei in allen genannten Fällen auch der Wert selbst mit eingeschlossen sein kann). Unter einem zeitlich variierenden Steuersignal sind dabei ausdrücklich nicht nur„reine" Wechselspannungen zu verstehen, sondern insbesondere auch elektrische Spannungsmuster mit einem (gegebenenfalls auch hohen) Gleichspannungsanteil, der von einem Wechselspan- nungsanteil überlagert ist. Der Vollständigkeit halber sollte darauf hingewiesen werden, dass sich die Wechselspannung (bzw. der Wechselspannungsanteil) durchaus von Amplitude zu Amplitude hinsichtlich ihrer Höhe, ihre Länge, ihrer Frequenz und/oder ihrer Signalform sich verändern kann. Das zeitlich variierende Steuersignal kann dabei in beliebiger Weise die elektri- sehe Vorrichtung (zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise) unmittelbar und/oder (zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise) mittelbar ansteuern. Es ist also denkbar, dass es sich bei dem Steuersignal um einen Strom handelt, der beispielsweise in einer elektrischen Spule fließt. Ebenso kann es sich bei dem Steuersignal jedoch auch um einen Strom handeln, der beispielsweise als Eingangssignal für eine Schaltungslogik, als Eingangssig- nal für einen (Leistungs-)Transistor (oder für ein ähnliches elektronisches Schaltbauteil) verwendet wird. Die Erfinder haben nun zu ihrer eigenen Überraschung festgestellt, dass es auf besonders einfache Weise möglich ist, zumindest manche der Zustandskennwerte mit erstaunlich hoher Genauigkeit ermitteln zu können, wenn hierzu zumindest zeitweise und/oder zumin- dest teilweise die Frequenz und/oder das Schaltverhältnis des zeitlich variierenden Steuersignals herangezogen wird. Unter einer Frequenz des zeitlich variierenden Steuersignals ist nicht nur eine volle Zykluslänge eines im Wesentlichen periodischen Signals zu verstehen. Insbesondere kann unter einer Frequenz auch der Abstand zwischen zwei (oder mehreren) Nullpunktdurch- gängen bzw. besonders ausgezeichneten Punkten der Steuersignalkurve verstanden werden. Auch ist es möglich, dass das Steuersignal beispielsweise auch zwei (gegebenenfalls auch mehrere) besonders ausgezeichnete Schaltzustände aufweist und das Verhältnis (beispielsweise das zeitliche Verhältnis) der beiden (bzw. mehreren) ausgezeichneten Schaltzustände zueinander zur Ermittlung des Zustandskennwerts herangezogen wird. Dabei kann es sich insbesondere um ein so genanntes„Duty Cycle" eines pulswei- tenmodulierten Signals handeln.
Bevorzugt ist es, wenn es sich bei dem zeitlich variierenden Steuersignals zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um ein pulsartiges Steuersignal und/oder zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um ein zyklisches Steuersignal handelt. Insbesondere kann es sich zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um ein pulsweitenmodulationsartiges Steuersignal und/oder zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um ein rechteckartiges Steuersignal handeln. Unter einem pulsartigem Steuersignal ist insbesondere ein Signal zu verstehen, welches vornehmlich ledig- lich Ein- und Ausschaltzustände aufweist (also gewissermaßen ein binäres Signal). Möglich ist es selbstverständlich auch, dass „Zwischenstufen" und/oder auch negative Spannungswerte vorgesehen werden können. Auch ist es möglich, das Steuersignal mit einem (gegebenenfalls mit einer ande- ren Frequenz variierenden) Gleichspannungsanteil zu überlagern. Unter „pulsartig" ist nicht nur das Vorkommen von zeitlich kurzen Pulsen zu verstehen; vielmehr können auch relativ lang andauernde Pulse (insbesondere im Verhältnis zu den„Auszeiten" des Steuersignals) vorgesehen werden. Unter einem zyklischen Steuersignal ist nicht nur ein Signal zu verstehen, welche sich beispielsweise nach Ablauf einer Periode oder einer gewissen Zeit mehr oder weniger gleichartig wiederholt. Vielmehr sind hierunter auch Signale zu verstehen, die sich in„qualitativer Hinsicht" wiederholen. Wenn beispielsweise das Steuersignal aus einer Abfolge von rechteckartigen Pulsen mit unterschiedlicher Frequenz und unterschiedlicher Breite besteht, so kann dieses gegebenenfalls als zyklisches Steuersignal im Sinne dieser Beschreibung aufgefasst werden. Bevorzugt kann es sich um ein pulsweitenmodulationsar- tiges Steuersignal handeln. Hierunter sind nicht nur pulsweitenmodulierte Steuersignale im strengen Sinne zu verstehen, bei denen die Frequenz üblicherweise konstant bleibt, und sich lediglich das Schaltverhältnis der„An- Phasen" sowie der „Aus-Phasen" zueinander (sogenannter „Duty-Cycle") verändert. Vielmehr ist es im Gegenteil sogar bevorzugt, dass zusätzlich zu (gegebenenfalls auch anstatt) einer derartigen Veränderung des Duty-Cycles eine Veränderung der Frequenz auftreten kann. Bevorzugt ist es ebenfalls, wenn es sich zusätzlich oder alternativ um ein rechteckartiges Steuersignal handelt. Es sollte darauf hingewiesen werden, dass die genannten Steuersignale nicht notwendigerweise in ihrer streng mathematischen Form vorliegen müssen. Vielmehr wird es in aller Regel aufgrund von gewissen Bauteileinflüssen zu einer gewissen Signalverfälschung kommen. Beispielsweise werden Einschaltflanken eines rechteckigen Steuersignals aufgrund von In- duktivitäten in der Regel zu einer asymptotischen Einschaltkurve verformt werden. Diese und andere Effekte können selbstverständlich auch bei Aus- schaltflanken und sonstigen Signalcharakteristika zu gewissen Verformungen des Signals führen.
Weiterhin ist es bevorzugt, wenn es sich bei der elektrischen Vorrichtung zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um eine, eine Induktionseinrichtung aufweisende elektrische Vorrichtung handelt, insbesondere um eine Elektromotoreinrichtung, um eine elektrische Spuleneinrichtung und/oder um eine Aktuatoreinrichtung, bevorzugt um eine Aktuatoreinrich- tung für eine Ventileinrichtung, handelt. Erste Versuche haben ergeben, dass sich derartige elektrische Vorrichtungen besonders für die Verwendung im Zusammenhang mit den vorgeschlagenen Verfahren eignen. Darüber hinaus liegt bei derartigen elektrischen Vorrichtungen oftmals ein Platzproblem vor, sodass es besonders schwierig - wenn nicht sogar nahezu unmöglich - ist, bei diesen elektrischen Vorrichtungen eine zusätzliche Messsenso- rik vorzusehen. Auch insofern erweist sich die Verwendung des vorgeschlagenen Verfahrens als besonders vorteilhaft.
Insbesondere in diesem Fall (aber nicht notwendigerweise auf diesen beschränkt) ist es vorteilhaft, wenn die elektrische Vorrichtung zumindest zeit- weise und/oder zumindest bereichsweise nicht-quasi-stationär und/oder nicht-stationär betrieben wird. Wie bereits einleitend erwähnt sind im Stand der Technik bekannte Verfahren in der Regel auf den Einsatz bei quasistationären Systemen beschränkt. Gerade bei sich schnell bewegenden Systemen (also nicht-quasi-stationär betriebenen Systemen) herrscht aber oft- mals ein besonders großer Bedarf, belastbare Messungen bestimmter Zu- standskennwerte zu erhalten. Denn nämlich gerade dann, wenn eine sich schnell bewegende/sich schnell verändernde technische Vorrichtung angesteuert werden soll, ist es in der Regel erforderlich, beispielsweise aus Effizienzgründen, eine zum Beispiel besonders genaue zeitliche Ansteuerung vorzunehmen. Für eine derartige, besonders genaue zeitliche Ansteuerung müssen jedoch in der Regel entsprechend schnelle und genaue Messwerte vorliegen.
Weiterhin ist es von Vorteil, wenn bei dem vorgeschlagenen Verfahren der zumindest eine Zustandskennwert zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Maß für eine Position von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung, zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Maß für das Erreichen bestimmter, insbesondere ausgezeichneter Positionen von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung, zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Maß für die Geschwindigkeit von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung und/oder zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Maß für das Eintreten zumindest eines Fehlerereignisses darstellt. Gerade die genannten Messwerte sind für einen sicheren, effizienten und verschleißarmen Betrieb von technischen Vorrichtungen (insbeson- dere von sich schnell verändernden technischen Vorrichtungen) besonders sinnvoll bzw. hilfreich. Im Zusammenhang mit einem Aktuator für ein Ventil kann es sich beispielsweise um einen (im Wesentlichen) voll geöffneten Zustand, einen (im Wesentlichen) voll geschlossenen Zustand, einen dazwischen liegenden Zustand des Ventils und dergleichen handeln. Ein Fehler- ereignis kann beispielsweise dann vorliegen, wenn das Ventil nicht vollständig geöffnet bzw. geschlossen werden kann.
Weiterhin ist es von Vorteil, wenn im Zusammenhang mit dem vorgeschlagenen Verfahren die elektrische Vorrichtung zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit einem Maximalstrombegrenzungsverfahren angesteuert wird. Der Begriff "Ansteuern" umfasst dabei in diesem Zusammenhang nicht notwendigerweise nur die strenge Definition des Begriffs (also die Bedeutung, dass eine Vorrichtung ohne Rückkopplung oder dergleichen angesteuert wird), sondern umfasst gegebenenfalls auch Rückkopplungsver- fahren, das Einfließenlassen von Messwerten und dergleichen (was üblicherweise eher als "Regeln" bezeichnet wird. Wenn also aufgrund des Steu- ersignals ein gewisser maximaler Strom überschritten wird (bzw. droht, überschritten zu werden), so wird die Stärke des Steuersignals verringert oder bevorzugt für eine gewisse Zeitdauer abgeschaltet (führt in der Regel zur sogenannten Pulsweitenmodulation). Ein derartiges Ansteuerverfahren eignet sich insbesondere für elektrische Vorrichtungen, die gewisse„Zeitverzögerungseffekte" zeigen, wie insbesondere elektrische Vorrichtungen mit Induktivitäten, insbesondere Vorrichtungen mit größeren Induktivitäten, wie beispielsweise elektrische Spulen und dergleichen. Derartige Pulsweitenmodu- lationsverfahren für die Ansteuerung von induktiven elektrischen Vorrichtun- gen sind als solche bereits im Stand der Technik bekannt. Besonders vorteilhaft ist es jedoch, wenn das auf einer solchen Maximalstrombegrenzung beruhende Schaltverhalten zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise zur Ermittlung zumindest eines Zustandskennwerts einer elektrischen Vorrichtung herangezogen wird. Eine Maximalstrombegrenzung ist im Übri- gen häufig ohnehin erforderlich, da insbesondere bei Induktivitäten oftmals eine Ansteuerung mit einer elektrischen Spannung erfolgt, die aufgrund des üblicherweise niedrigen Ohmschen Widerstands von induktiven elektrischen Einrichtungen schlussendlich zu einem zu hohen Strom (der beispielsweise eine Beschädigung der elektrischen Vorrichtung zur Folge haben könnte) führen würde. Die Ansteuerung mit einer derartigen,„zu hohen" Spannung erfolgt, um die induktive elektrische Einrichtung besonders schnell in ihren „maximal eingeschalteten" Zustand zu bringen. Ein weiterer Vorteil des vorgeschlagenen Verfahrens besteht weiterhin darin, dass es üblicherweise keine (oder allenfalls eine relativ geringe) Temperaturabhängigkeit, insbe- sondere von der Temperatur der elektrischen Einrichtung, aufweist. Wenn beispielsweise eine elektrische Spule als elektrische Einrichtung verwendet wird, so erhitzt sich diese im Betrieb oftmals merklich. Eine derartige Erwärmung kann einen Einfluss auf (beispielsweise) eine elektrische Widerstandsmessung der elektrischen Spule haben. Ein derartiger Einfluss kann mit dem vorgeschlagenen Verfahren beseitigt beziehungsweise verringert werden. Insbesondere ist es möglich, das Maximalstrombegrenzungsverfahren unter Verwendung eines softwaregesteuerten Komparators zu realisieren. Ein derartiger softwaregesteuerter Komparator kann aber auch ganz allgemein für andere Aufgaben im Rahmen des Verfahrens verwendet werden. Insbesondere ist es möglich, dass beim softwaregesteuerten Komparator die zeitliche Veränderung des zeitlich variablen Steuersignals direkt im Komparator (beispielsweise in einem MikroController oder einem Einplatinen-Computer) erfolgt. Hierzu kann ein Analog-Digital-Wandler (ADC) verwendet werden, der oftmals ohnehin im MikroController (oder einer ähnlich gearteten Vorrichtung) zur Verfügung steht. Hierdurch kann sich nicht nur ein Vorteil hinsichtlich der Kosten und/oder des Bauraums ergeben. Vielmehr kann durch die Verlagerung der Messung in die Steuereinheit selbst eine größere Anzahl an Messwerten erfasst werden, die dann für Diagnosezwecke zur Verfügung stehen. Hierdurch ist es möglich, genauere Ausgangssignale, insbesondere ein genaueres Steuersignal zur Verfügung stellen zu können. Umgedreht kann es jedoch zum Teil auch von Vorteil sein, den Komparator als „klassische" Hardwarelösung zu realisieren. Derartige Hardware steht kostengünstig zur Verfügung und weist darüber hinaus oftmals eine hohe Geschwindigkeit auf. Weiterhin ist es möglich, im Falle einer externen Realisierung des Komparators die Rechenkapazität der Steuerschaltung und/oder sonstiger Komponenten geringer ausfallen lassen zu können, sodass insgesamt gegebenenfalls Kosten gespart und eventuell auch die Rechengenauigkeit erhöht werden können.
Vorteilhaft ist es weiterhin, wenn bei dem Verfahren zumindest eine mit dem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerte elektrische Vorrichtung zumindest zeitweise und/oder zumindest bereichsweise für eine zumindest teilweise elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe und/oder für einen zumin- dest teilweise elektrisch kommutierten Hydraulikmotor verwendet wird. Derartige, elektrisch kommutierte Hydraulikpumpen/elektrisch kommutierte Hyd- raulikmotoren stellen eine relativ neue, jedoch vielversprechende Bauweise von Hydraulikpumpen bzw. Hydraulikmotoren dar. Solche elektrisch kommutierte Hydraulikpumpen/Hydraulikmotoren sind auch unter den englischen Begriffen„Digital Displacement Pump" und„Synthetically Commutated Hyd- raulic Pump" bekannt. Derartige Pumpen sind beispielsweise in GB 0 494 236 B1 und WO 91 /05163 A 1 beschrieben. Gerade bei derartigen Pumpen/Motoren ist es für die Funktionsweise derselben praktisch unabdingbar, dass elektrisch ansteuerbare Fluidventile (Einlassventile und/oder Auslassventile) vorgesehen werden, die einerseits sehr große Fluiddurch- lassquerschnitte aufweisen, und andererseits besonders schnell und zeitlich exakt geschaltet werden können. In diesem Zusammenhang ist es auch möglich, dass die Ventile einem gewissen Verschleiß bzw. Alterungsverhalten (gegebenenfalls auch aufgrund externer Umstände) unterliegen. Dementsprechend kann sich das zeitliche Schließverhalten eines elektrisch an- gesteuerten Ventils auch mit der Zeit in einem bestimmten Bereich ändern. Wenn nun das Schaltverhalten unter Verwendung des vorliegend vorgeschlagenen Verfahrens gemessen werden kann, kann eine Änderung des Ventils bei folgenden AnSteuerimpulsen berücksichtigt werden. Auf diese Weise ist es möglich, auf einfache und unaufwändige Weise eine elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe/einen elektrische kommutieren Hydraulikmotor zur Verfügung zu stellen, der auch über lange Zeiträume hinweg ein besonders gutes und exaktes Pump- bzw. Antriebsverhalten aufweist.
Vorteilhaft ist es weiterhin, wenn bei dem vorgeschlagenen Verfahren der zumindest eine Zustandskennwert zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise durch eine Messung des Absolutwerts der Schaltfrequenz des zeitlich variierenden Steuersignals und/oder zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise durch eine Messung einer Änderung der Schaltfrequenz des zeitlichen variierenden Steuersignals und/oder zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise durch eine Messung des Absolutwerts des Schaltverhältnisses des zeitlich variierenden Steuersignals und/oder zumin- dest zeitweise und/oder zumindest teilweise durch eine Messung einer Änderung des Schaltverhältnisses des zeitlich variierenden Steuersignals ermittelt wird. Erste Versuche haben ergeben, dass unter Verwendung derartiger Werte besonders aussagekräftige und genaue Zustandskennwerte ermittelt werden können.
Weiterhin wird eine elektrische Vorrichtung zur zumindest zeitweisen und/oder zumindest teilweisen Ermittlung zumindest eines Zustandskenn- werts einer mit einem zeitlich variierenden Steuersignal angesteuerten elektrischen Vorrichtung vorgeschlagen, welche derart ausgebildet und eingerichtet ist, dass sie zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Verfahren vom vorab vorgeschlagenen Typ durchführt. Die elektrische Steuervorrichtung weist dann die bereits beschriebenen Vorteile und Eigenschaften in analoger Weise auf. Insbesondere ist es auch möglich, die elektrische Steuervorrichtung im Sinne der vorherigen Beschreibung geeignet weiterzubilden.
Insbesondere ist es möglich, dass die elektrische Steuervorrichtung zumindest teilweise als elektronische Steuervorrichtung, insbesondere zumindest teilweise als programmgesteuerte Computereinrichtung ausgebildet ist. Hierbei kann es sich um„klassische" Computer handeln, wie insbesondere PCs, Workstations und dergleichen. Möglich - und vorteilhaft - ist es jedoch, wenn diese zumindest teilweise als sogenannte elektronische Mikrocontroller und/oder als Einplatinen-Computer ausgebildet sind. Umgekehrt kann es sich jedoch auch als vorteilhaft erweisen, wenn auf programmtechnisch gesteuerte Einrichtungen (weitgehend beziehungsweise zumindest im Wesentlichen vollständig) verzichtet wird. So haben erste Versuche ergeben, dass sich zumindest bei manchen Anforderungen dadurch bessere, schnellere und/oder kostengünstigere Aufbauten ergeben können. Weiterhin wird vorgeschlagen, eine elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe und/oder einen elektrisch kommutierten Hydraulikmotor zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise unter Verwendung des vorab beschriebenen Verfahrens anzusteuern. Zusätzlich oder alternativ wird vorgeschlagen, eine elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe und/oder eine elektrisch kommutierten Hydraulikmotor derart auszubilden, dass diese bzw. dieser zumindest eine elektrische Steuervorrichtung vom vorab beschriebenen Typ aufweist. Die resultierende elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe bzw. der elektrisch kommutierte Hydraulikmotor weist dann die bereits vorab beschriebenen Vorteile und Eigenschaften in analoger Weise auf. Auch ist es möglich, die Hydraulikpumpe/den Hydraulikmotor in geeigneter Weise im Sinne der obigen Beschreibung weiterzubilden. Lediglich der Vollständigkeit halber wird erwähnt, dass es durchaus auch möglich ist, dass eine elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe bzw. ein elektrisch kommutierter Hydraulikmotor derart ausgebildet werden kann, dass diese(r) gleichzeitig als elektrisch kommutierter Hydraulikmotor bzw. als elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe fungieren kann. Dies gilt im Übrigen auch für elektrisch kommutierte Hydraulikpumpen/elektrisch kommutierte Hydraulikmotoren, wie sie im Zusammenhang mit der Beschreibung des Verfahrens bereits erwähnt wurden.
Im Folgenden wird die Erfindung anhand vorteilhafter Ausführungsbeispiele und unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel einer zur Durchführung des
Verfahrens geeigneten Vorrichtung in einem schematischen Schaltplan;
Fig. 2 ein zweites Ausführungsbeispiel einer für die Durchführung des Verfahrens geeigneten Vorrichtung in einem schematischen Schaltplan; Fig. 3: ein drittes Ausführungsbeispiel einer für die Durchführung des Verfahrens geeigneten Vorrichtung in einem schematischen Schaltplan;
Fig. 4: Messergebnisse während des Schließvorgangs eines elektromagnetisch arbeitenden Aktuators;
Fig. 5: eine schematische Darstellung einer möglichen Bauform einer elektrisch kommutierten Hydraulikpumpe;
Fig. 6: einen schematischen Ablaufplan eines Verfahrens zur Ermittlung des Schließverhaltens eines Ventils.
In Fig. 1 ist in einem schematischen Schaltplan eine erste mögliche Schaltungsanordnung 1 einer Steuereinheit 2 zur Ansteuerung einer Ventileinheit 4 dargestellt. Die Ventileinheit 4 weist im vorliegend dargestellten Ausführungsbeispiel einen Aktuator 5 (im vorliegenden Ausführungsbeispiel im Wesentlichen aus einer elektrischen Spule 8 gebildet) mit einem Ventilkörper 6 auf. Im vorliegend dargestellten Ausführungsbeispiel bewirkt der Aktuator 5 beim Einbringen eines elektrischen Stroms in die elektrische Spule 8 ein nach oben bewegen des Ventilkörpers 6 (sodass beispielsweise der Ventilkopf mit einem Ventilsitz in Kontakt kommt und die Ventileinheit 4 dementsprechend geschlossen wird). Wird die elektrische Spule 8 dagegen von keinem elektrischen Strom durchströmt, so bewirkt eine im vorliegenden Ausführungsbeispiel vorgesehene Rückstellfeder 7 eine Rückbewegung des Ventilkörpers 6. Selbstverständlich kann der Ventilkörper 6 auch durch externe Kräfte (beispielsweise durch eine Druckdifferenz am Ventilkopf) oder dergleichen wieder geöffnet werden.
Das eigentliche Ein- beziehungsweise Ausschalten des Aktuators 5 (und damit die Bewegung der Ventileinheit 4 bzw. des Ventilkörpers 6) wird durch Anlegen eines Eingangssignals am Signaleingang 9 initiiert. Das am Signaleingang 9 angelegte Eingangssignal bewirkt dabei - je nach angelegter Spannung - einen entsprechenden Strom in der elektrischen Spule 8. Durch eine geeignete Schaltungslogik wird jedoch ein Übersteuern der elektrischen Spule 8 verhindert, sodass diese unter normalen Bedingungen selbst beim Anlegen eines übermäßig starken und/oder eines vergleichsweise langen (gegebenenfalls auch eines mit mit einer hohen Duty-Cycle versehenen) Eingangssignals nicht beschädigt werden kann. Bei dem in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel der Schaltungsanordnung 1 soll die Ventileinheit 4 lediglich zwischen einem offenen und einem geschlossenen Zustand hin und her geschaltet werden. Dementsprechend wird am Signaleingang 9 lediglich ein binäres Signal (mit geeigneter Spannung im Einschaltzustand) angelegt. Selbstverständlich ist es auch möglich, anders geartete elektrische Vorrichtungen im Zusammenhang mit der Schaltungsanordnung 1 vorzusehen und/oder auch Zwischenstellungen der elektrischen Vorrichtung (wobei es sich nicht notwendigerweise um eine Ventileinheit 4 handeln muss) zu realisieren.
Das über den Signaleingang 9 zugeführte Eingangssignal wird am nicht- invertierenden Eingang eines Operationsverstärkers 10 angelegt. Am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 10 wird die an einen Shunt- Widerstand 1 1 abfallende Spannung angelegt, die ein Maß für den durch die elektrische Spule 8 des Aktuators 5 hindurch fließenden Strom darstellt (Shunt-Widerstand 1 1 und elektrische Spule 8 bilden eine Spannungsteilerschaltung). In Abhängigkeit von der Differenz der beiden Eingangsspannungen am Operationsverstärker 10 ergibt sich eine Ausgangsspannung 21 mit zur Größe der Differenz korrespondierenden Spannungshöhe. Die Aus- gangsspannung 21 des Operationsverstärkers 10 wird einem Analog-Digital- Wandler 12 zugeführt und digitalisiert. Der digitale Wert wird in einem Vergleichsregister 13 abgelegt. Das Vergleichsregister 13 steht mit einem Zählregister 14 in Verbindung, welches die Signale eines Zeittaktsignals 15 zählt. Je nach Vergleichsergebnis (also Zählregister 14 > Vergleichsregister 13 bzw. Zählregister 14 < Vergleichsregister 13 wird ein Flipflop 16 entsprechend ein- bzw. ausgeschaltet. Da das Zählregister 14 nur über eine endli- che Länge verfügt, läuft das Zählregister 14 zu einem gewissen Zeitpunkt über, so dass es hierdurch wieder auf 0 gestellt wird. Zusätzlich oder optional ist es auch möglich, dass das Zählregister 14 durch Anlegen eines speziellen (Eingangs-) Signals auf 0 gestellt werden kann. Dabei kann es sich beispielsweise um einen Signal handeln, was über eine separate Eingangsleitung zugeführt wird (die in Fig 1 nicht dargestellt ist) und/oder welches ein dezidiertes Rückstell-Signal darstellt. Ebenso ist es aber auch (zusätzlich oder alternativ) denkbar, dass beispielsweise ein Nulldurchgang eines Spannungssignals (insbesondere ein Signalleitung 9 zugeführtes Spannungssig- nal) eine Rückstellung des Zählregisters 14 bewirkt (selbstverständlich kann anstelle eines Nulldurchgangs des Spannungssignals auch ein im Wesentlichen beliebiger anderer Wert gewählt werden). Schlussendlich ergibt sich somit am Ausgang des Flipflops 16 ein getaktetes, pulsweitenmoduliertes Steuersignal 17. Das pulsweitenmodulierte Steuersignal 17 steuert einen Schalttransistor 18 an, der den Stromkreis durch den Aktuator 5 an eine Spannungsquelle 19 anlegt, bzw. von dieser trennt. Aufgrund der Induktivität der elektrischen Spule 8 stellt sich somit in Kombination mit der Freilaufdiode 20 eine Stromstärke im Aktuator 5 ein, die zum Pulsweitenverhältnis (sogenannter Duty-Cycle) des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17 korrespon- diert.
Das pulsweitenmodulierte Steuersignal 17 wird jedoch nicht nur dem Schalttransistor 18 zugeführt, sondern auch einer elektronischen Auswerteeinheit 22. Basierend auf dem Pulsweitenverhältnis und/oder der Frequenz des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17 errechnet diese die Stellung des Ventilkörpers 6. Insbesondere registriert die Auswerteelektronik 22 nicht nur den jeweiligen Absolutwert von Frequenz bzw. Pulsweitenverhältnis des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17, sondern insbesondere auch sprungartige Veränderungen von Frequenz und/oder Pulsweitenverhältnis des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17. Es sollte darauf hingewiesen werden, dass es durchaus auch möglich ist, das Ausgangssignal 21 des Operationsverstärkers 10 als Eingangssignal für die Auswerteeinheit 22 zu verwenden, da auch der durch die elektrische Spule 8 hindurch gehende Strom noch die Welligkeit des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17 aufweist (wenn auch mit einer deutlich geringeren Intensität, wobei zusätzlich auch eine Gleichspannungskomponente überlagert ist). Insofern kann also auch das pulsweitenmodulierte Steuersignal 17„zum Teil" genutzt werden.
In Fig. 2 ist eine zweite, bevorzugte Ausführungsmöglichkeit für eine Schaltanordnung 23 zur Ansteuerung einer Ventileinheit 4 dargestellt. Die Ventileinheit 4 ist dabei im vorliegend dargestellten Ausführungsbeispiel identisch zur in Fig. 1 dargestellten Ventileinheit 4. Selbstverständlich ist es möglich, dass die in Fig. 1 und 2 dargestellten Ventileinheiten 4 auch einen anderen Aufbau aufweisen, bzw. dass anstelle der Ventileinheit 4 auch eine völlig anders geartete elektrische Vorrichtung verwendet wird.
Ähnlich zum in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel einer Schaltanordnung 1 wird auch beim vorliegend dargestellten Ausführungsbeispiel einer Schaltanordnung 23 die an einem Shunt-Widerstand 1 1 abfallende Spannung als Maß für den durch die elektrische Spule 8 hindurch fließenden Strom verwendet. Die am Shunt-Widerstand 1 1 abfallende Spannung wird zunächst in einem Vorverstärker 24 vorverstärkt. Das Ausgangssignal des Vorverstärkers 24 stellt somit das Ist-Signal 25 für einen Komparator 27 dar, der vorliegend softwaremäßig in einem MikroController implementiert ist. Die softwaremäßige Implementierung ist dabei so ausgeführt, dass der Kompa- rator 27 eine Hysterese (was in Fig. 2 durch ein entsprechendes Symbol im Komparator-Schaltsymbol 27 dargestellt ist) aufweist. Weiterhin wird am vorliegend softwaremäßig ausgeführten Komparator 27 ein Sollwertsignal 26 angelegt. Basierend auf einem Vergleich von Sollwertsignal 26 und Ist-Signal 25 (unter Berücksichtigung einer zeitlichen Hysterese) wird ein Steuersignal 17 generiert, welches pulsweitenmoduliert ist. Die Modulation des pulsweitenmodulierten Steuersignals 17 ist dabei nicht nur„klassisch" im Hinblick auf das Pulsweitenverhältnis (Duty-Cycle) moduliert, sondern auch hinsichtlich seiner Frequenz.
Um die Eingangssignale (Sollwertsignal 26 und Ist-Signal 25) numerisch- programmtechnisch verarbeiten zu können, weist der Komparator 27 - soweit erforderlich - an seinen Eingängen Analog-Digital-Wandler auf. Im in Fig. 2 dargestellten Ausführungsbeispiel liegt das Sollwertsignal 26 bereits in digitaler Form vor. Dementsprechend weist der entsprechende Eingang des Komparators 27 keinen Analog-Digital-Wandler auf. Daher muss nur das vom Vorverstärker 24 stammende Analog-Signal in eine digitale Form überführt werden. Gegebenenfalls kann es sich auch als vorteilhaft erweisen, wenn die Wandlung von analoger auf digitale Form bereits in oder unmittelbar hinter dem Vorverstärker 24 erfolgt. Dementsprechend ist dann im Komparator 27 kein Analog-Digital-Wandler mehr erforderlich.
Analog zum in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung 1 weist auch die in Fig. 2 dargestellte Schaltungsanordnung 23 eine Auswerteinheit 22 auf, die basierend auf der Frequenz und/oder dem Pulsweitenverhältnis des Steuersignals 17 auf die aktuelle Stellung des Ventil- körpers 6 schließt. Gleichzeitig wird das Steuersignal 17 an den Eingang eines Schalttransistors 8 gelegt, sodass hierdurch der durch den Aktuator 5 fließende Strom entsprechend geregelt wird. Auch eine Spannungsquelle 19 sowie eine Freilaufdiode 20 ist analog zum in Fig. 1 dargestellten Ausführungsbeispiel vorgesehen.
Der Vorteil der in Fig. 2 dargestellten softwaremäßigen Ausführung des Komparators 27 liegt darin, dass im Komparator 27 eine größere Menge an Informationen vorhanden ist. Insofern können mehrere Eigenschaften von Sollwertsignal 26 und Ist-Signal 25 verarbeitet werden. Auch ist eine Verän- derung der Höhe des Sollwertsignals 26 sehr einfach möglich, beispielsweise um Drift-Erscheinungen beim Dauerbetrieb der Ventileinheit 4 auszuglei- chen. Hierzu kann einfach der Wert einer entsprechenden Variablen geändert werden.
Im Übrigen ist es auch möglich, dass bestimmte, vom Komparator 27 ermit- telte Eigenschaften von Sollwertsignal 26 und/oder Ist-Signal 25 in digitaler Form der Auswerteeinheit 22 zugeführt werden, sodass gegebenenfalls in der Auswerteeinheit 22 ein genaueres Ergebnis ermittelt werden kann. Hierzu kann eine Datenleitung zwischen Komparator 27 und Auswerteeinheit 22 vorgesehen werden (vorliegend nicht dargestellt). Auch ist es möglich, dass Auswerteeinheit 22 und Komparator 27 beispielsweise als softwaremäßige Module auf einer einzelnen Hardwareeinheit (beispielsweise auf einem Ein- platinen-Computer oder einem MikroController) ausgeführt werden.
In Fig. 3 ist ein drittes, besonders bevorzugtes Ausführungsbeispiel für eine Schaltungsanordnung 43 zur Ansteuerung einer Ventileinheit 4 dargestellt. Die in Fig. 3 dargestellte Schaltungsanordnung 43 ähnelt in weiten Teilen den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Schaltungsanordnungen 1 , 23, insbesondere der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung 1 . Bauteile beziehungsweise Baugruppen, die eine gleichartige Funktion und/oder einen gleichartigen Aufbau aufweisen werden zur Vermeidung von unnötigen Wiederholungen mit gleichartigen Bezugszeichen versehen und nicht nochmals eingehend beschrieben.
Ein wesentlicher Unterschied zwischen den bislang beschriebenen Schal- tungsanordnungen 1 , 23 und der vorliegend dargestellten Schaltungsanordnung 43 besteht darin, dass insbesondere auf Standard-Komponenten 18, 44, 46, 47, 48, 49 zurückgegriffen wird, die als Hardware-ausgeführte Bauteile beziehungsweise Baugruppen ausgebildet sind. Es wird also (abgesehen von der Auswerteeinheit 22) nicht auf eine Software-Steuerung zurückgegrif- fen. Die Schaltungsanordnung 43 weist zwei Steuereingänge 9, 45 auf, nämlich einen Signaleingang 9 und einen Logikeingang 45 (Signal-Flag-Eingang) auf. Über den Logikeingang 45 kann der Aktuator 5 mithilfe eines binären Signals ein- beziehungsweise ausgeschaltet werden. Zusätzlich kann über den Sig- naleingang 9 eine Referenzspannung angelegt werden, mit der der Maximalsollwert des durch die elektrische Spule 8 des Aktuators 5 fließenden elektrischen Stroms eingestellt werden kann. Dadurch, dass im vorliegend dargestellten Ausführungsbeispiel die Referenzspannung nicht ein- und ausgeschaltet werden muss, kann die Schaltung zur Erzeugung der Referenz- Spannung besonders einfach ausfallen. Der Logikeingang 45 kann beispielsweise durch eine elektronische Steuerschaltung (einen so genannten Controller; vorliegend nicht dargestellt) angesteuert werden. Selbstverständlich ist es möglich, dass die elektronische Steuerschaltung zur Erzeugung eines Signals für den Logikeingang 45 auf Ausgabewerte der Auswerteein- heit 22 zurückgreift.
Wird bei der Schaltungsanordnung 43 ein Signal an den Logikeingang 45 angelegt (welches vorliegend bewirkt, dass die an den Aktuator 5 befestigte Ventileinheit 4 schließt), so wird einerseits der zweite Schalttransistor 49 über die zweite Verstärkerschaltung 48 auf "durchlässig" geschaltet. Der zweite Schalttransistor 48 verbleibt in einem durchgeschalteten Zustand, solange am Logikeingang 45 ein Signal anliegt. Die eigentliche Regelungsaufgabe, also die Steuerung der Stromstärke, die durch die elektrische Spule 8 des Aktuators 5 hindurch fließt, wird demgegenüber durch den ersten Schalt- transistor 18 realisiert (wie im Folgenden näher beschrieben).
Weiterhin bewirkt das Signal am Logikeingang 45, dass der UND- Logikschaltkreis 44 für das Ausgangssignal 21 des Operationsverstärkers 10 "durchgeschaltet" wird. Das Ausgangssignal 21 des Operationsverstärkers 10 bewirkt somit mithilfe des ersten Vorverstärkers 47 ein Einschalten beziehungsweise Ausschalten des ersten Schalttransistors 18, und damit eine Freigegabe beziehungsweise ein Sperren des durch die elektrischen Spule 8 des Aktuators 5 fließenden elektrischen Stroms.
Unmittelbar nach dem Anlegen des Signals am Logikeingang 45 schaltet der erste Schalttransistor 18 zunächst auf "durchlässig" (der zweite Schalttransistor 49 ist ebenfalls auf "durchlässig" geschaltet). Die Stromstärke durch die elektrische Spule 8 des Aktuators 5 nimmt stetig zu. Dementsprechend nimmt die Spannung am Shunt-Widerstand 1 1 zu. Die dort abgegriffene elektrische Spannung wird dem invertierenden Eingang des Operationsver- stärkers 10 zugeführt. Bei einer gewissen Stromstärke überschreitet die am Shunt-Widerstand 1 1 abgegriffene Spannung die über den Signaleingang 9 zugeführte Referenzspannung, die dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 10 zugeführt wird. Dies bewirkt, dass das Ausgangssignal 21 des Operationsverstärkers 10 abfällt, und somit der erste Schalt- transistor 18 sperrt. Aufgrund der Induktivität der elektrischen Spule 8 wird der elektrische Strom durch die elektrische Spule 8 zunächst aufrechterhalten (Stromfluss durch erste Freilaufdiode 20 und den zweiten Schalttransistor 49), jedoch mit schnell abnehmender Stromstärke. Dies bewirkt ein Absinken der am Shunt-Widerstand 1 1 abfallenden Spannung, so dass der Operationsverstärker 10 erneut umschaltet, und ein Ausgangssignal 21 ausgibt. Die "Schnelligkeit" der Umschaltung zwischen den beiden Schaltzuständen des Operationsverstärkers 10 wird durch die Hysterese des Operationsverstärkers 10 bestimmt, die wesentlich durch die Größe des Rückkopplungswiderstands 50 beeinflusst wird. Die äußere Beschaltung des Operati- onsverstärkers 10 ist darüber hinaus vorliegend so gewählt, dass es sich bei dem Ausgangssignal 21 im Wesentlichen um ein binäres Signal handelt. Das Ausgangssignal 21 kennt somit im Wesentlichen lediglich die beiden Zustände "an" und "aus". Auf diese Weise wird ein Stromfluss mit vorgegebener Soll-Stromstärke (die Höhe der Stromstärke wird durch den Signaleingang 9 vorgegeben) durch den Aktuator 5 bewirkt. Der Stromfluss weist dabei gewisse Schwankungen um die eigentliche Soll-Stromstärke auf.
Wie bereits erwähnt (und im Folgenden noch näher erläutert) kann von der Frequenz und dem Duty-Cycle des Ausgangssignals 21 des Operationsverstärkers 10 auf den Schaltzustand der Ventileinheit 4 geschlossen werden. Dementsprechend wird das Ausgangssignal 21 nicht nur zur Rückkopplung verwendet, sondern zusätzlich einer Auswerteeinheit 22 zugeführt. Die von dieser Auswerteeinheit 23 gewonnenen Informationen können im Übrigen auch zu Rückkopplungszwecken verwendet werden (beispielsweise zur zeitlichen Variation eines Ansteuersignais, um beispielsweise eine Drift durch Verschleiß oder Temperaturdriften auszugleichen).
Soll zu einem späteren Zeitpunkt die Ventileinheit 4 wieder geöffnet werden, so wird das am Logikeingang 45 anliegende Signal abgeschaltet. Dieses bewirkt, dass sowohl der erste Schalttransistor 18 (über den UND- Logikschaltkreis 44), als auch der zweite Schalttransistor 49 gesperrt werden. Die Induktivität der elektrischen Spule 8, die zunächst versucht, den Stromdurchfluss aufrecht zu erhalten, "pumpt" nunmehr über die erste Frei- laufdiode 20 und die zweite Freilaufdiode 46 elektrischen Strom vom Erdpotenzial auf das (vergleichsweise hohe) Spannungspotenzial der Spannungsquelle 19. Dies bewirkt ein besonders rasches Abklingen der Stromstärke - und damit ein besonders rasches Öffnen des Ventilkörpers 6. Durch die Bauform mit zwei Schalttransistoren 19, 49 wird somit eine Schnellabschalt- Funktionalität erzielt.
Lediglich der Vollständigkeit halber wird darauf hingewiesen, dass es durchaus möglich ist, die Schaltungsanordnung 43 auch ohne zweiten Schalttransistor 49 (und ohne zweite Verstärkerschaltung 48) auszuführen. Der Strom- durchfluss durch die elektrische Spule 8 des Aktuators 5 klingt dann jedoch langsamer ab; mithin ist keine gleichwertig gute Schnellabschalt- Funktionalität realisiert.
In Fig. 4 ist der zeitliche Ablauf unterschiedlicher Signale bei einer Ansteue- rung einer Ventileinheit 4 unter Verwendung einer Schaltungsanordnung 1 gemäß Fig. 1 , einer Schaltungsanordnung 23 gemäß Fig. 2 oder einer Schaltungsanordnung 43 gemäß Fig. 3 (wobei auch weitere Schaltungsanordnungen denkbar sind) dargestellt. Zum Zeitpunkt t0 wird ein Eingangssignal 9, 26 mit entsprechender Höhe angelegt. Das Ventil 4 befindet sich zu diesem Zeitpunkt noch in einem beispielsweise geöffneten Zustand (in Fig. 4 durch die Ventilpositionskurve 28 dargestellt). Die Steuereinheit 2 schaltet das Steuersignal 17 zunächst auf einen„dauerhaft" eingeschalteten Wert. Aufgrund der Induktivität der elektrischen Spule 8 dauert es eine gewisse Zeit, bis der Strom 29 durch die Spule 8 ansteigt und dem Steuersignal 17 folgt.
Zum Zeitpunkt ti ist die maximal zulässige Stromstärke 29 durch die elektrische Spule 8 erreicht. Dementsprechend ändert die Steuereinheit 2 das Steuersignal 17 auf ein pulsweitenmoduliertes Signal mit einer bestimmten Schaltfrequenz und einem bestimmten Schaltverhältnis (einem bestimmten "Duty-Cycle"). Dies hat zur Folge, dass der Strom 29 durch die elektrische Spule 8 (abgesehen von einer Restwelligkeit) annähernd konstant bleibt. Wie man weiterhin Fig. 4 entnehmen kann (insbesondere der Ventilpositionskurve 28) hat der Ventilkörper 6 begonnen, sich zu bewegen. Die Ventileinheit 4 ist jedoch noch nicht geschlossen; der Ventilkörper 6 ist dement- sprechend noch in Bewegung.
Zum Zeitpunkt t2 ist die Ventileinheit 4 gerade eben vollständig geschlossen. (Es ist natürlich auch möglich, dass die "Schaltungslogik" der Ventileinheit 4 anders gestaltet ist. Wenn es sich beispielsweise um eine Ventileinheit 4 handelt, die durch einen Stromimpuls geöffnet wird, so ist die Ventileinheit 4 zum Zeitpunkt t2 gerade eben vollständig geöffnet. Die anderen Positionen sind in entsprechender Weise zu dem vorliegend beschriebenen Ausführungsbeispiel "vertauscht".) Dies ist am Knick in der Ventilpositionskurve 28 gut zu erkennen. Die Erfinder haben nun festgestellt, dass dieses Erreichen der Endposition des Ventilkörpers 4 eine deutliche Veränderung des von der Steuereinheit 2 erzeugten Steuersignals 17 zur Folge hat. Erste Messungen haben ergeben, dass sich sowohl die Frequenz, als auch das Pulsweitenverhältnis des Steuersignals signifikant ändern. Dies ist in Fig. 4 an der veränderten Form des Steuersignals 17 selbst zu erkennen. Weiterhin ist in Fig. 4 gut zu erkennen, dass sich auch der zeitliche Verlauf des Stroms 29 durch die elektrische Spule 8 ändert (insbesondere die Frequenz der Restwelligkeit ändert sich signifikant). Dementsprechend kann auch das Stromsignal 29 für eine Positionsauswertung des Ventilkörpers 6 oder dergleichen genutzt werden. Solange das Eingangssignal 9, 26 eingeschaltet bleibt, verändert sich an der Situation nichts. Die Stromstärke 29 durch die Ventileinheit 4 bleibt konstant, das Steuersignal 17 ändert sich nicht, und auch die Position des Ventilkörpers 6 bleibt konstant (siehe Ventilpositionskurve 28). Erst wenn das Eingangssignal 9, 26 wieder abgeschaltet wird (zum Zeitpunkt t3), wird das Steuersignal 17 für den Schalttransistor 18 „dauerhaft" abgeschaltet, der Strom 29 durch die elektrische Spule 8 nimmt ab und der Ventilkörper 6 der Ventileinheit 4 bewegt sich in seine Ausgangsstellung zurück (siehe Ventilpositionskurve 28). Beim in Fig. 4 dargestellten Versuchsaufbau hat sich in ersten Versuchen eine Änderung der Frequenz des Steuersignals 17 von 6,25 KHz (Ventilkörper 6 ist noch in Bewegung) auf eine Frequenz von 4,517 KHz (Ventilkörper 6 nicht mehr in Bewegung; Ventileinheit 4 vollständig geschlossen) ergeben. Auch das Pulsweitenverhältnis (der Duty-Cycle) hat sich in diesen Versuchen signifikant verändert. So sprang das Pulsweitenverhältnis innerhalb einer sehr kurzen Zeitspanne von zunächst 50 % auf anschließend 30 %. Es ist somit klar ersichtlich, dass sowohl das Steuersignal 17, als auch der eigentliche Strom 29 durch die elektrische Spule 8 ein sehr gutes Eingangssignal für eine Auswerteeinheit 22 darstellen.
In Fig. 5 ist schließlich noch in einer schematisch stark vereinfachten Darstellung eine elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe 35 dargestellt. Die elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe 35 weist einen Kolben 36 auf, der unter Vermittlung einer exzentrisch angeordneten Antriebsscheibe 38 in ei- nem Zylinder 37 auf und ab bewegt wird (die Abwärtsbewegung kann beispielsweise durch eine Rückstellfeder, die vorliegend nicht dargestellt ist, erfolgen). Dementsprechend wird die in Zylinder 37 befindliche Kavität 39 zyklisch vergrößert beziehungsweise verkleinert. Vergrößert sich die Kavität 39 durch eine Abwärtsbewegung des Kolbens 36, so wird Hydrauliköl durch ein elektrisch gesteuertes Eingangsventil 40 hindurch aus einem Reservoir 41 heraus angesaugt. Bei dem elektrisch gesteuerten Eingangsventil 40 kann es sich beispielsweise um die in Fig. 1 o- der Fig. 2 gezeigte Ventileinheit 4 handeln.
Hat der Kolben 36 seinen unteren Totpunkt erreicht beziehungsweise überschritten, so bewegt er sich erneut aufwärts (in den Zylinder 37 hinein) und verkleinert dementsprechend die Kavität 39. Das in der Kavität 39 befindliche Hydrauliköl wird zunächst über das nach wie vor geöffnete Eingangsven- til 40 zurück ins Reservoir 41 gedrückt. Somit wird kein Hydrauliköl effektiv gepumpt.
Die Situation ändert sich jedoch, wenn das Eingangsventil 40 durch einen entsprechenden Steuerimpuls geschlossen wird. Das Hydrauliköl kann nun- mehr nicht mehr über das Eingangsventil 40 abströmen. Demzufolge ver- lässt das Hydrauliköl die Kavität 39 nunmehr über einen einfaches Einwege- ventil 42 in Richtung eines (vorliegend nicht näher dargestellten) Hochdruckreservoirs.
Der große Unterschied zwischen einer elektrisch kommutierten Hydraulik- pumpe 35 und einer klassischen Hydraulikpumpe mit passiven Eingangsund Ausgangsventilen besteht darin, dass das Schließen des Eingangsventils 40 mithilfe des Aktuators 5 zu einem beliebigen Zeitpunkt veranlasst werden kann. Dadurch ist es möglich, von einem Pumpzyklus zum nächsten die effektiv gepumpte Menge an Hydrauliköl in weiten Bereichen zu verändern.
Das Eingangsventil 40 (was, wie bereits erwähnt, beispielsweise entsprechend einer in Fig. 1 oder Fig. 2 dargestellten Ventileinheit 4 ausgebildet sein kann) wird über einen Aktuator 5 geschlossen und gegebenenfalls auch geöffnet (wobei es möglich ist, dass der Öffnungsvorgang durch einen Druckunterschied des an beiden Seiten des Eingangsventils 40 befindlichen Hydrauliköls erfolgt). Die Ansteuerung des Aktuators 5 (und damit des Eingangsventils 40) erfolgt insbesondere unter Verwendung einer Steuereinheit 2, wie sie in Fig. 1 oder Fig. 2 dargestellt ist. In Fig. 6 ist nochmals in schematischer Form ein Ablaufdiagramm 3 dargestellt, welches den Verfahrensablauf des vorgeschlagenen Verfahrens schematisch darstellt. In einem ersten Schritt 30 wir ein Eingangssignal (beispielsweise ein Eingangssignal 9, 26; siehe Fig. 1 und 2) eingelesen. Dieses eingelesene Eingangssignal 9, 26 (Sollwertsignal 26) wird in einem anschließenden Schritt 31 mit dem Ist-Signal 25 verglichen, welches von der elektrischen Vorrichtung (beispielsweise von einer Ventileinheit 4) geliefert wird. Basierend auf dem Soll-Ist-Vergleich 31 erfolgt (beispielsweise in einer Steuereinheit 2) die Berechnung 32 eines geeigneten Steuersignals (z. Bsp. Steuersignal 17), mit dem die elektrische Vorrichtung angesteuert werden soll. Das bei der Berechnung 32 ermittelte Steuersignal dient nicht nur zur An- steuerung der elektrischen Vorrichtung 4, sondern wird zusätzlich (beispielsweise gleichzeitig) dazu verwendet, ein Zustandssignal zu berechnen 33. Beispielsweise kann es sich bei dem derart berechneten 33 Zustandssignal um ein Signal handeln, dass die elektrische Vorrichtung 4 eine bestimmte Position eingenommen hat (z. Bsp. Endposition).
Die in diesem Schritt 33 gewonnen Zustandssignale können anschließend in einem weiteren Verfahrensschritt 34 beispielsweise zu einer Nachjustage verwendet werden. So kommt es beispielsweise häufiger vor, dass manche mechanischen, elektrischen oder sonstigen technischen Komponenten im Laufe der Zeit eine gewisse Drift aufweisen. Einer derartigen Drift kann jedoch durch die Nachjustage im Schritt 34 wirksam entgegen gewirkt werden. Als ein bevorzugtes Beispiel ist in diesem Zusammenhang beispielsweise eine Änderung der Vorhaltezeit für die nächste Ventilbewegung (den nächsten "Schuss") zu nennen.
B e z u g s z e i c h e n l i s t e
1 . Schaltungsanordnung 27. Komparator
2. Steuereinheit 28. Ventilpositionskurve
3. Ablaufdiagramm 29. Strom
4. Ventileinheit 30. Aufnahmeeingangssignal
5. Aktuator 31 . Vergleich Soll-Ist-Wert
6. Ventilkörper 32. Berechnung Steuersignal
7. Rückstellfeder 33. Bestimmung Zustand
8. Elektrische Spule 34. Nachjustageschritt
9. Signaleingang 35. elektrisch kommutierte Hyd¬
10. Operationsverstärker raulikpumpe
H . Shunt-Widerstand 36. Kolben
12. Analog-Digital-Wandler 37. Zylinder
13. Vergleichsregister 38. Antriebsscheibe
14. Zählerregister 39. Kavität
15. Zeittaktsignal 40. Eingangsventil
16. Flipflop 41 . Reservoir
7. Steuersignal 42. Einwegeventil
18. Schalttransistor 43. Schaltungsanordnung
19. Spannungsquelle 44. UND-Logikschaltkreis
20. Freilaufdiode 45. Logikeingang
21 . Ausgangssignal 46. zweite Freilaufdiode
22. Auswerteeinheit 47. erste Verstärkerschaltung
23. Schaltungsanordnung 48. zweite Verstärkerschaltung
24. Vorverstärker 49. zweiter Schalttransistor
25. Ist-Signal 50. Rückkopplungs-Widerstand
26. Sollwertsignal

Claims

P a t e n t a n s p r ü c h e
1 . Verfahren (3) zur Ermittlung (33) zumindest eines Zustandskennwerts (28) einer zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit ei- nem zeitlich variierenden Steuersignal (17) angesteuerten elektrischen Vorrichtung (4), dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine Zustandskennwert (28) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise unter Verwendung der Frequenz des zeitlich variierenden Steuersignals (17) und/oder dem Schaltverhältnis des zeitlich variie- renden Steuersignals (17) ermittelt wird.
2. Verfahren (3) nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei dem zeitlich variierenden Steuersignal (17) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um ein pulsartiges Steuersignal (17) und/oder um ein zyklisches Steuersignal (17), insbesondere um ein pulsweitenmodulationsartiges Steuersignal (17) und/oder ein rechteckartiges Steuersignal (17) handelt.
3. Verfahren (3) nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei der elektrischen Vorrichtung (4) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise um eine, eine Induktionseinrichtung (8) aufweisende elektrische Vorrichtung (4), insbesondere um eine Elektromotoreinrichtung, um eine elektrische Spuleneinrichtung (8) und/oder um eine Aktuatoreinrichtung (5), bevorzugt um eine Aktua- toreinrichtung (5) für eine Ventileinrichtung (6), handelt.
Verfahren (3) nach einem der vorangehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Vorrichtung (4) zumindest zeitweise und/oder zumindest bereichsweise nicht-quasi-stationär und/oder nicht-stationär betrieben wird.
Verfahren (3) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine Zustandskennwert (28) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Maß für eine Position (28) von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung (4), ein Maß für das Erreichen bestimmter, insbesondere ausgezeichneter Positionen (28) von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung (4), ein Maß für die Geschwindigkeit von zumindest Teilen der elektrischen Vorrichtung (4) und/oder ein Maß für das Eintreten zumindest eines Fehlerereignisses darstellt.
Verfahren (3) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die elektrische Vorrichtung (4) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise mit einem Maximalstrombegren- zungsverfahren (17) angesteuert wird.
Verfahren (3) nach einem der vorangehenden Ansprüche, insbesondere nach Anspruch 3 oder 4, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest eine mit dem zeitlich variierenden Steuersignal (17) angesteuerte elektrische Vorrichtung (4) zumindest zeitweise und/oder zumindest bereichsweise für eine zumindest teilweise elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe und/oder für einen zumindest teilweise elektrisch kommutierten Hydraulikmotor verwendet wird.
Verfahren (3) nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der zumindest eine Zustandskennwert (28) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise durch eine Messung des Absolutwerts der Schaltfrequenz des zeitlich variierenden Steuersignals (17) und/oder durch eine Messung einer Änderung der Schaltfrequenz des zeitlich variierenden Steuersignals (17) und/oder durch eine Messung des Absolutwerts des Schaltverhältnisses des zeitlich variierenden Steuersignals (17) und/oder durch eine Messung einer Änderung des Schaltverhältnisses des zeitlich variierenden Steuersignals (17) ermittelt wird.
9. Elektrische Steuervorrichtung (2) zur zumindest zeitweisen und/oder zumindest teilweisen Ermittlung (32) zumindest eines Zustandskenn- werts (28) einer mit einem zeitlich variierenden Steuersignal (17) angesteuerten elektrischen Vorrichtung (4), welche derart ausgebildet und eingerichtet ist, dass sie zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise ein Verfahren (3) nach einem der Ansprüche 1 bis 8 durchführt.
10. Elektrische Steuervorrichtung (2) nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass sie zumindest teilweise als elektronische Steuervorrichtung (10, 13, 14, 16, 22, 27), insbesondere zumindest teilweise als programmgesteuerte Computereinrichtung (13, 14, 22, 27) ausgebildet ist.
1 1 . Elektrisch kommutierte Hydraulikpumpe und/oder elektrisch kommu- tierter Hydraulikmotor, dadurch gekennzeichnet, dass diese(r) zumindest zeitweise und/oder zumindest teilweise unter Verwendung eines Verfahrens (3) nach einem der Ansprüche 1 bis 8 angesteuert wird und/oder dadurch, dass diese(r) zumindest eine elektrische Steuervorrichtung (2) nach Anspruch 8 oder 9 aufweist.
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