EP2289165A2 - Verfahren zum betreiben eines schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen schaltern und schwingkreis - Google Patents

Verfahren zum betreiben eines schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen schaltern und schwingkreis

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Publication number
EP2289165A2
EP2289165A2 EP09757587A EP09757587A EP2289165A2 EP 2289165 A2 EP2289165 A2 EP 2289165A2 EP 09757587 A EP09757587 A EP 09757587A EP 09757587 A EP09757587 A EP 09757587A EP 2289165 A2 EP2289165 A2 EP 2289165A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit
resonant
resonant circuit
current
switches
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP09757587A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Thomas Komma
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
BSH Hausgeraete GmbH
Original Assignee
BSH Bosch und Siemens Hausgeraete GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by BSH Bosch und Siemens Hausgeraete GmbH filed Critical BSH Bosch und Siemens Hausgeraete GmbH
Publication of EP2289165A2 publication Critical patent/EP2289165A2/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02J—ELECTRIC POWER NETWORKS; CIRCUIT ARRANGEMENTS OR SYSTEMS FOR SUPPLYING OR DISTRIBUTING ELECTRIC POWER; SYSTEMS FOR STORING ELECTRIC ENERGY
    • H02J50/00—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power
    • H02J50/10—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling
    • H02J50/12—Circuit arrangements or systems for wireless supply or distribution of electric power using inductive coupling of the resonant type

Definitions

  • the invention relates to a method for operating a resonant circuit with at least two electronic switches, in particular MOSFETs, and such a resonant circuit.
  • a wireless energy transfer can be made inductively by using special transformers whose primary and secondary sides are separable by the user during operation.
  • One possibility for generating the primary voltage is formed by resonant converters, in which a resonant circuit is excited by means of electronics and a sinusoidal voltage is coupled out parallel to its resonant circuit capacitance. Since the leakage inductance Ls and the main inductance Lh of the transformer, which change with distance, form part of the oscillating circuit, the resonant frequency is shifted when the two transformer sides are disconnected or during operation with mutually offset transformer halves. In the worst case, the operating mode changes from over-resonant operation to the sub-resonant mode, which can lead to the destruction of the power semiconductors.
  • the connection of the primary and secondary side is detected by measuring the secondary load current or with the aid of micro-probes or optocouplers.
  • this is structurally complex and prone to failure.
  • Auxiliary windings in the primary-side transformer half also detect separate transformer halves, but due to their slow detection can not prevent destruction of the power semiconductors.
  • Another way to prevent destruction is the überresonante operation with a sufficiently large distance from the resonant frequency, but this has a poor utilization of the power components result. It is the object of the present invention to provide a possibility for the operation of a resonant circuit with semiconductor components, which protects the semiconductor components in the case of a subresonant operation with simultaneous good utilization.
  • the method is used to operate a resonant circuit with at least two electronic switches.
  • the resonant circuit is switched off, if substantially during the switching off and / or after switching off (in particular immediately after switching off) one of the switches, a current through this switch reaches or falls below a predetermined threshold value.
  • This method has the advantage that it switches very quickly and requires little or only easily implementable and also insensitive additional components. Thus, to detect the subresonance, it is not necessary to scan and evaluate several oscillations.
  • a current through the / the switch on a coil, in particular inductor, the resonant circuit is tapped.
  • the choke coil is preferably a choke coil common to a plurality of switches.
  • the use of the current in a resonant choke is particularly advantageous because it is already monitored in resonant circuits, in particular resonant converters, so that overcurrents due to very different load resistances can not occur. Therefore, no additional current transformer is needed.
  • the stream can also be sensed at a suitable other location, z. B. directly on the transistor. It is advantageous for energy transfer with high efficiency, if the resonant circuit is designed for resonant excitation, in particular as a resonant converter.
  • the resonant circuit may have any suitable number and arrangement of switches for exciting the resonant circuit, however, a half-bridge is preferred, in particular at not too high power required, for. As compared to a more expensive VoIl- bridge.
  • any suitable electronic switch for excitation of the resonant circuit can be used, for. B. a transistor in the form of an IGBT or a MOSFET.
  • a MOSFET since an IGBT has a comparatively high loss due to its current path, it is preferred if at least one of the electronic switches is a MOSFET, in particular all electronic switches are MOSFETs.
  • the predetermined threshold can be chosen arbitrarily suitable, z. B. such that it compensates for an inertia of the shutdown or provides a margin of safety.
  • the threshold may preferably be set to trip for approximately a period of time prior to reaching the zero crossing, which corresponds to a time delay of the shutdown.
  • the threshold value is essentially zero, that is to say a zero-crossing detection is carried out, preferably with sign recognition.
  • the resonant circuit equipped with at least two electronic switches, is set up to run the procedure as described above.
  • the resonant circuit preferably has at least: a current threshold detection circuit for detecting a reaching of a current threshold of a current through at least one of the switches; a disconnect detection circuit for detecting a turn-off of this at least one switch; an AND circuit connected downstream of the current threshold detection circuit and clock edge detection circuit, which outputs a signal for switching off the converter when detection by the current threshold detection circuit occurs in common and detection by the clock edge detection circuit.
  • the current threshold detection circuit comprises a zero-crossing detection circuit for detecting a zero crossing through at least one of the switches.
  • the circuit breaker detection circuit preferably comprises a clock edge detection circuit for detecting a clock edge of a clock signal which switches off the switch.
  • the clock signal is a gate voltage signal (eg, in a MOSFET or an IGBT).
  • the resonant circuit is designed as a resonant converter and comprises at least one side of a separable transformer for power transmission.
  • the household appliance is designed with such a resonant circuit.
  • FIG 1 shows a circuit diagram of a resonant circuit for power transmission (FIG IA) and its frequency response (FIG IB);
  • FIG IA shows a more detailed circuit diagram of the resonant circuit of FIG IA
  • FIG. 3 shows a frequency response of the resonant circuit from FIG. 2 in over-resonant operation (FIG. 3A) and in sub-resonant operation (FIG. 3B) for the case where a
  • Switching frequency is 100 KHz
  • FIG. 4 shows in each case three partial images a profile of a drain current, a drain-source voltage and a gate voltage in the over-resonant mode (FIG
  • FIG. 5 shows a diagram of a simulation of a drain current and a drain-source voltage in over-resonant operation (FIG. 5A) and in sub-resonant operation (FIG. 5B);
  • FIG. 6A shows a block diagram of a resonance detection circuit
  • FIG. 6B shows a possible implementation of the resonance detection circuit of FIG. 6A.
  • FIG. 1A shows a circuit diagram of a resonant circuit 1 of a resonant converter for power transmission between a power part 2 and a galvanically separated consumer part 3 by means of a transformer 4.
  • the transformer 4 is here as an equivalent circuit with a primary-side main inductance LhI, a secondary-side Haupinduktivi- act Lh2 and a leakage inductance Ls shown.
  • the primary-side main inductance LhI is connected in parallel with a resonant capacitor Cres, both of which are in series with a resonance coil (resonance choke) Lres are connected.
  • the inductances of the transformer 4, the resonance capacitor Cres and the resonance coil Lres substantially determine the resonance frequency or the resonance point of the resonant circuit 1.
  • the primary-side main inductance LhI is operated with an alternating voltage whose frequency sets the output voltage. You can z. B. are at the resonant frequency, be in the vicinity of the resonant frequency or be significantly larger, for example, depending on the desired output voltage.
  • the magnetic field thus generated by the primary-side main inductance LhI is inductively inducted by the secondary-side main inductance Lh2 in order to feed a load connected thereto, which is simplified here as load resistor RL.
  • the transformer 4 is here associated with its primary-side main inductance LhI to the power section 2 and drawn with its secondary-side main inductance Lh2 to consumer part 3 belonging.
  • Lh2 For spatial separation of power unit 2 and consumer part 3 of the transformer 4 between its main inductances LhI, Lh2 is separable.
  • the transformer halves are disconnected, the values of the main inductances LhI and Lh2 greatly decrease while the value of the leakage inductance Ls increases. This changes the resonant circuit parameters, and the resonant frequency of the resonant circuit increases. If the drive frequency remains constant, this can lead to under-resonant operation, as a result of which the current and voltage load of the switches changes considerably, as described in more detail below with reference to FIGS. 3A and 3B.
  • FIG. 1B shows the calculated frequency response of the resonant circuit from FIG. 1A plotted as the amplitude of the individual frequencies of the calculated frequency response in arbitrary units over the frequency f in KHz.
  • the normal operation of the resonant circuit is to the right of the resonant frequency, ie, superresonant.
  • Power unit 2 and consumer part 3 may for example be part of a household appliance system. Thus, one or more power parts 2 may be integrated into a work surface, for. B. for a kitchen, or in a hob. A consumer part 3 can then be placed on the work surface opposite one of the power parts 2, or slightly laterally offset, and operated.
  • a consumer part 3 can be designed, for example, as cooking utensils (with the load resistance RL in the form of resistance heating, eg as a pot, pan, etc.) or as a coffee machine (with the load resistance RL in the form of electronics and multiple resistance heaters).
  • FIG. 2 shows the resonant circuit 1 from FIG. 1A with a more detailed illustration of the power section 2.
  • the power section operates as a DC-AC converter 2, which supplies a DC voltage Ug applied to its input terminals 5 from here by way of example 380 V into an AC voltage for operating the primary-side main inductance LhI converts (resonant converter).
  • the resonant circuit 1 comprises for this purpose a half-bridge with two electronic switches in the form of normally-conducting MOSFETs 6.
  • the MOSFETs 6 are connected in series between the input terminals 5.
  • the MOSFETs 6 passively turn on at a current less than zero and actively turn off a current greater than zero.
  • Each of the MOSFETs 6 is connected in parallel to an associated diode 7, which are arranged blocking with respect to the input DC voltage of 380 V.
  • the diodes 7 correspond to the respective parasitic body diodes. For IGBTs these must be connected in parallel.
  • the MOSFETs 6 are switched on and off alternately via their respective gate voltage UG. As a result, a sinusoidal AC voltage with a frequency corresponding to the clock frequency of the MOSFETs 6 is generated.
  • FIG. 3A shows, in a representation analogous to FIG. 1B, a frequency response of the resonant circuit 1 from FIG. 2 with the consumer part attached as the frequency response of the resonant circuit 1 plotted as the amplitude of the individual frequencies of the calculated frequency response in arbitrary units over the frequency f in KHz.
  • the resonant circuit 1 is operated überresonant, d. h., At frequencies above the resonant frequency of the resonant circuit whose position is at about 90 kHz.
  • FIG. 3B shows, in a representation analogous to FIG. 3A, the frequency response in the case of separate transformer halves, ie, a heavily offset or removed consumer part.
  • the values of the main inductances LhI and Lh2 greatly decrease while the value of the leakage inductance Ls increases. Consequently, the resonant circuit parameters change, and the resonant frequency of the resonant circuit increases, the position of which is now indicated by dashed lines at approx. 120 KHz.
  • dashed lines At constant drive frequency of the power semiconductors from here 100 KHz it comes to the subresonant operation, causing the Current and voltage load on the MOSFETs 6 seriously changes.
  • FIG. 4A outlines for the over-resonant operation for one clock cycle in each case: (a) a profile of the transistor current (drain current) ID through one of the MOSFETs from FIG. 2 (upper partial image); (b) a profile of the drain-source voltage UDS at this MOSFET (middle field); and (c) a trace of the gate voltage UGS at this MOSFET (lower field) over an on / off cycle of the MOSFET.
  • 5A shows in a diagram a corresponding measured transistor current (drain current) ID and an associated, measured drain-source voltage UDS of a MOSFET over the relative time t for an on / off cycle in%.
  • the MOSFET When the MOSFET is switched on (gate voltage UGS switched on, see lower part of FIG. 4A), it conducts, so that the drain-source voltage UDS is substantially zero. In this conductive state, the drain current ID in the over-resonant state goes high from a negative initial value into the positive region.
  • FIG. 4B shows, in an analogous view to FIG. 4A, a profile in the sub-resonant mode
  • FIG. 5B shows, in an analogous view to FIG. 5A, an associated measured drain current ID and an associated measured drain-source voltage UDS.
  • the drain current ID now typically comes from a positive initial value first to a maximum high to then change to the range of negative polarity, while the MOSFET is still active.
  • the parasitic body diode of the transistor is flooded (inverse operation). If this MOSFET is subsequently switched off or the following MOSFET is switched on, the flooded (slow) body diode causes high currents and thus high losses, which can destroy the MOSFET.
  • the resonant circuit is turned off when a negative transistor current and turning off the transistor or turning on the opposite transistor come together.
  • this can be done by detecting a falling gate voltage edge in the event of a negative transistor current.
  • the transistor current can be evaluated directly on the transistor or the current in the resonant choke together with the associated gate signal of a power transistor. By evaluating the current in the resonant choke in conjunction with the gate voltage edge is immediate, d. h., With almost no delay, a separate transformer half recognizable.
  • FIG. 6A shows a block diagram of a resonance detection circuit 10 or blocking circuit for detecting undersampling operation of the resonant circuit from FIG. 2 or detection and subsequent blocking (switching off) of the resonant circuit.
  • the resonance detection circuit 10 comprises firstly a current threshold value detection circuit 11 for detecting a reaching of a current threshold value of a current through at least one of the switches (in particular MOSFETs) and a switch-off detection circuit 12 for detecting a deactivation of this at least one switch.
  • a current threshold value detection circuit 11 for detecting a reaching of a current threshold value of a current through at least one of the switches (in particular MOSFETs) and a switch-off detection circuit 12 for detecting a deactivation of this at least one switch.
  • These two detection circuits 11,12 an AND circuit 13 is connected downstream, which outputs a signal for switching off the resonant circuit at a common occurrence of detection by the Stromschwellwerterkennungsscrien and detection by the clock edge detection circuit.
  • the current threshold detection circuit 11 is configured as a threshold detection circuit for detecting a threshold value near the zero crossing into the region of negative polarity by the considered MOSFET. It is thus recognized whether the condition ID ⁇ ID_min exists, where ID min represents a drain current threshold.
  • the disconnect detection circuit 12 is configured as a clock edge detection circuit for detecting a clock edge of a clock signal which switches off the MOSFET.
  • the clock signal here corresponds to the gate voltage UGS, so that it is detected whether the condition d (UGS) / dt ⁇ 0 is present.
  • FIG. 6B shows a self-explanatory possible realization of the block diagram of FIG. 6A.
  • an IGBT can be used which is comparatively robust, but due to the tail current at shutdown causes a relatively high power loss (or any other suitable electronic switch, in particular transistor).
  • a full-bridge converter can be used, for. B. with four electronic switches.
  • the resonant circuit is generally suitable for the wireless transmission of energy through a transformer and is not limited to the household sector. Furthermore, not only need to be lifted to a zero crossing for detecting a negative-polarity transistor current; Rather, for example, reaching a predetermined, previously occurring threshold value can fulfill one of the conditions for switching off the resonant circuit.
  • the threshold may be set to trigger a period of time before the zero crossing that corresponds to a time delay of the shutdown.

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Abstract

Das Verfahren zum Betreiben eines Schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen Schaltern zeichnet sich dadurch aus, dass der Schwingkreis abgeschaltet wird, falls im Wesentlichen während des Abschaltens und / oder nach dem Abschalten eines der Schalter ein Strom durch diesen Schalter einen vorgegebenen Schwellwert erreicht oder unterschreitet.

Description

Beschreibung
Verfahren zum Betreiben eines Schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen Schaltern und Schwingkreis
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zum Betreiben eines Schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen Schaltern, insbesondere MOSFETs, und einen solchen Schwingkreis.
Eine drahtlose Energieübertragung kann induktiv durch Anwendung von speziellen Transformatoren erfolgen, deren Primär- und Sekundärseite durch den Nutzer auch während des Betriebes trennbar sind. Eine Möglichkeit zur Erzeugung der Primärspannung bilden Resonanzwandler, bei denen ein Schwingkreis mit- tels einer Elektronik angeregt und parallel zu dessen Schwingkreiskapazität eine sinusförmige Spannung ausgekoppelt wird. Da die sich mit dem Abstand ändernde Streuinduktivität Ls und Hauptinduktivität Lh des Transformators Bestandteil des Schwingkreises sind, kommt es beim Trennen der beiden Transformatorseiten bzw. beim Betrieb mit zueinander versetzten Transformatorhälften zur Verschiebung der Resonanzfrequenz. Im schlimmsten Fall wechselt die Betriebsart vom über- resonanten Betrieb in den unterresonanten Betrieb, was zur Zerstörung der Leistungshalbleiter führen kann.
Bisher wird die Verbindung von Primär- und Sekundärseite durch Messung des sekundärseitigen Laststromes oder mit Hilfe von Mikrotastern bzw. Optokopplern erkannt. Dies ist jedoch konstruktiv aufwendig und störanfällig. Hilfswicklungen in der primärseitigen Transformatorhälfte detektieren ebenfalls getrennte Trafohälften, können jedoch aufgrund ihrer langsamen Erfassung nicht eine Zerstörung der Leistungshalbleiter verhindern. Eine weitere Möglichkeit zur Verhinderung einer Zerstörung ist der überresonante Betrieb mit genügend großem Abstand zur Resonanzfrequenz, was jedoch eine schlechte Ausnutzung der Leistungsbauelemente zur Folge hat. Es ist die Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Möglichkeit zum Betrieb eines Schwingkreises mit Halbleiterbausteinen bereitzustellen, welche die Halbleiterbausteine bei un- terresonantem Betrieb bei gleichzeitig guter Ausnutzung schützt.
Diese Aufgabe wird mittels eines Verfahrens zum Betrieb eines Schwingkreises nach Anspruch 1, eines Schwingkreises nach Anspruch 6 und eines Haushaltsgeräts nach Anspruch 12 gelöst. Bevorzugte Ausführungsformen sind insbesondere den abhängigen Ansprüchen entnehmbar.
Das Verfahren dient zum Betreiben eines Schwingkreises mit mindestens zwei elektronischen Schaltern. Der Schwingkreis wird abgeschaltet, falls im Wesentlichen während des Abschal- tens und / oder nach dem Abschalten (insbesondere unmittelbar nach dem Abschalten) eines der Schalter ein Strom durch diesen Schalter einen vorgegebenen Schwellwert erreicht oder unterschreitet .
Dieses Verfahren weist den Vorteil auf, dass es sehr schnell schaltet und kaum oder nur einfach implementierbare und zudem unempfindliche zusätzliche Bauteile benötigt. So brauchen zur Erkennung der Unterresonanz nicht mehrere Schwingungen abge- tastet und ausgewertet zu werden.
Vorzugsweise wird ein Strom durch den / die Schalter an einer Spule, insbesondere Drosselspule, des Schwingkreises abgegriffen. Die Drosselspule ist vorzugsweise eine mehreren Schaltern gemeinsame Drosselspule. Die Verwendung des Stroms in einer Resonanzdrossel ist besonders vorteilhaft, weil dieser in Schwingkreisen, insbesondere Resonanzwandlern, ohnehin überwacht wird, damit Überströme durch unterschiedlichste Lastwiderstände nicht auftreten können. Es wird daher kein zusätzlicher Stromwandler benötigt. Der Strom kann aber auch an geeigneter anderer Stelle abgefühlt werden, z. B. direkt am Transistor. Es ist zur Energieübertragung mit hohem Wirkungsgrad vorteilhaft, wenn der Schwingkreis zur resonanten Anregung ausgestaltet ist, insbesondere als Resonanzwandler.
Der Schwingkreis mag jede geeignete Zahl und Anordnung von Schaltern zur Anregung des Schwingkreises aufweisen, jedoch wird eine Halbbrücke bevorzugt, insbesondere bei nicht zu hoher benötigter Leistung, z. B. gegenüber einer teureren VoIl- brücke.
Grundsätzlich ist jeder geeignete elektronische Schalter zur Anregung des Schwingkreises einsetzbar, z. B. ein Transistor in Form eines IGBT oder eines MOSFETs. Da jedoch ein IGBT aufgrund seines Stromschweifs einen vergleichsweise hohen Verlust aufweist, wird es bevorzugt, wenn mindestens einer der elektronischen Schalter ein MOSFET ist, insbesondere alle elektronischen Schalter MOSFETs sind.
Der vorgegebene Schwellwert kann beliebig geeignet gewählt werden, z. B. so, dass er eine Trägheit der Abschaltung vorauskompensiert oder eine Sicherheitsmarge bereitstellt. So kann der Schwellwert vorzugsweise so gesetzt werden, dass er ungefähr eine Zeitdauer vor Erreichen des Nulldurchgangs aus- löst, die einer Zeitverzögerung der Abschaltung entspricht.
Es wird zur einfach implementierbaren und detektierbaren Erkennung der Strompolarität jedoch bevorzugt, wenn der Schwellwert im wesentlichen Null ist, also eine Nulldurch- gangserkennung durchgeführt wird, bevorzugt mit Vorzeichenerkennung .
Der Schwingkreis, der mit mindestens zwei elektronischen Schaltern ausgerüstet, ist dazu eingerichtet, das Verfahren wie oben beschrieben ablaufen zu lassen.
Der Schwingkreis weist vorzugsweise mindestens auf: eine Stromschwellwerterkennungsschaltung zur Erkennung eines Erreichens eines Stromschwellwerts eines Stroms durch mindestens einen der Schalter; eine Abschalterkennungsschaltung zur Erkennung eines Ab- Schaltens dieses mindestens einen Schalters; eine der Stromschwellwerterkennungsschaltung und Takt- flankenerkennungsschaltung nachgeschaltete UND-Schaltung, welche bei einem gemeinsamen Eintritt einer Erkennung durch die Stromschwellwerterkennungsschaltung und einer Erkennung durch die Taktflankenerkennungsschaltung ein Signal zum Abschalten des Wandlers ausgibt.
Vorzugsweise umfasst die Stromschwellwerterkennungsschaltung eine Nulldurchgangserkennungsschaltung zur Erkennung eines Nulldurchgangs durch mindestens einen der Schalter.
Vorzugsweise umfasst die Abschalterkennungsschaltung eine Taktflankenerkennungsschaltung zur Erkennung einer den Schalter abschaltenden Taktflanke eines Taktsignals.
Vorzugsweise ist das Taktsignal ein Gatespannungssignal (z. B. bei einem MOSFET oder einem IGBT) .
Vorzugsweise ist der Schwingkreis als Resonanzwandler ausges- taltet und umfasst zumindest eine Seite eines trennbaren Transformators zur Leistungsübertragung.
Das Haushaltsgerät ist mit einem solchen Schwingkreis ausgestaltet.
In den folgenden Figuren wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels schematisch genauer beschrieben. Dabei können zur besseren Übersichtlichkeit gleiche oder gleichwirkende Elemente mit gleichen Bezugszeichen versehen sein. FIG 1 zeigt ein Schaltbild eines Schwingkreises zur Leistungsübertragung (FIG IA) sowie dessen Frequenzgang (FIG IB) ;
FIG 2 zeigt ein detaillierteres Schaltbild des Schwingkreises aus FIG IA;
FIG 3 zeigt einen Frequenzgang des Schwingkreises aus FIG 2 im überresonanten Betrieb (FIG 3A) und im unter- resonanten Betrieb (FIG 3B) für den Fall, dass eine
Schaltfrequenz 100 KHz beträgt;
FIG 4 zeigt in jeweils drei Teilbildern einen Verlauf eines Drainstroms, einer Drain-Source-Spannung und einer Gate-Spannung im überresonanten Betrieb (FIG
4A) und im unterresonanten Betrieb (FIG 4B) ;
FIG 5 zeigt ein Diagramm einer Simulation eines Drainstroms und einer Drain-Source-Spannung im ü- berresonanten Betrieb (FIG 5A) und im unterresonanten Betrieb (FIG 5B) ;
FIG 6A zeigt ein Blockschaltbild einer Resonanzerkennungsschaltung;
FIG 6B zeigt eine mögliche Realisierung der Resonanzerkennungsschaltung aus FIG 6A.
FIG IA zeigt ein Schaltbild eines Schwingkreises 1 eines Re- sonanzwandlers zur Leistungsübertragung zwischen einem Leistungsteil 2 und einem davon galvanisch getrennten Verbraucherteil 3 mittels eines Transformators 4. Der Transformator 4 ist hier als Ersatzschaltbild mit einer primärseitigen Hauptinduktivität LhI, einer sekundärseitigen Hauptinduktivi- tat Lh2 und einer Streuinduktivität Ls dargestellt. Die pri- märseitige Hauptinduktivität LhI ist parallel zu einem Resonanzkondensator Cres geschaltet, die beide wiederum in Reihe mit einer Resonanzspule (Resonanzdrossel) Lres geschaltet sind. Die Induktivitäten des Transformators 4, der Resonanzkondensator Cres und die Resonanzspule Lres bestimmen wesentlich die Resonanzfrequenz bzw. den Resonanzpunkt des Schwing- kreises 1.
Beim Betrieb wird die primärseitige Hauptinduktivität LhI mit einer Wechselspannung betrieben, mit deren Frequenz die Ausgangsspannung gestellt wird. Sie kann sich z. B. an der Reso- nanzfrequenz befinden, sich in der Nähe der Resonanzfrequenz befinden oder auch wesentlich größer sein, und zwar beispielsweise je nach gewünschter Ausgangsspannung. Das so von der primärseitigen Hauptinduktivität LhI erzeugte Magnetfeld wird von der sekundärseitigen Hauptinduktivität Lh2 induktiv aufgenommen, um eine damit verbundene Last zu speisen, die hier vereinfachend als Lastwiderstand RL eingezeichnet ist.
Der Transformator 4 ist hier mit seiner primärseitigen Hauptinduktivität LhI zum Leistungsteil 2 zugehörig und mit seiner sekundärseitigen Hauptinduktivität Lh2 zu Verbraucherteil 3 zugehörig eingezeichnet. Zur räumlichen Trennung von Leistungsteil 2 und Verbraucherteil 3 ist der Transformator 4 zwischen seinen Hauptinduktivitäten LhI, Lh2 trennbar. Werden die Transformatorhälften getrennt, sinken die Werte der Hauptinduktivitäten LhI und Lh2 stark, während der Wert der Streuinduktivität Ls steigt. Damit ändern sich die Schwingkreisparameter, und die Resonanzfrequenz des Schwingkreises steigt. Bei gleichbleibender Ansteuerfrequenz kann es so zum unterresonanten Betrieb kommen, wodurch sich die Strom- und Spannungsbelastung der Schalter gravierend ändert, wie weiter unten unter Bezug auf FIG 3A und FIG 3B genauer beschrieben.
FIG IB zeigt den berechneten Frequenzgang des Schwingkreises aus FIG IA aufgetragen als Amplitude der einzelnen Frequenzen des berechneten Frequenzganges in beliebigen Einheiten über die Frequenz f in KHz. Der normale Betrieb des Schwingkreises erfolgt rechts von der Resonanzfrequenz, d. h., überresonant . Leistungsteil 2 und Verbraucherteil 3 können beispielsweise Teil eines Haushaltsgerätssystems ein. So mögen ein oder mehrere Leistungsteile 2 in eine Arbeitsfläche integriert sein, z. B. für eine Küche, oder in ein Kochfeld. Ein Verbraucherteil 3 kann dann auf die Arbeitsfläche gegenüberliegend einem der Leistungsteile 2, oder dazu leicht seitlich versetzt, aufgesetzt und betrieben werden. Ein Verbraucherteil 3 kann beispielsweise als Gargeschirr (mit dem Lastwiderstand RL in Form einer Widerstandsheizung, z. B. als Topf, Pfanne usw.) oder als Kaffeemaschine (mit dem Lastwiderstand RL in Form einer Elektronik und mehrerer Widerstandsheizungen) ausgestaltet sein.
FIG 2 zeigt den Schwingkreis 1 aus FIG IA mit einer detaillierteren Darstellung des Leistungsteils 2. Der Leistungsteil arbeitet als Gleichstrom-Wechselstrom-Wandler 2, welcher eine an seinen Eingangsanschlüssen 5 anliegende Gleichspannung Ug von hier beispielhaft 380 V in eine Wechselspannung zum Be- trieb der primärseitigen Hauptinduktivität LhI umwandelt (Resonanzwandler) .
Der Schwingkreis 1 umfasst dazu eine Halbbrücke mit zwei e- lektronischen Schaltern in Form von normal leitenden MOSFETs 6. Die MOSFETs 6 sind in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 5 geschaltet. Die MOSFETs 6 schalten passiv bei einem Strom kleiner Null ein und schalten aktiv einen Strom größer Null aus. Jeder der MOSFETs 6 ist parallel zu einer zugehörigen Diode 7 geschaltet, die bezüglich der Eingangsgleichspan- nung von 380 V sperrend angeordnet sind. Im Fall der MOSFETs 6 entsprechen die Dioden 7 den jeweiligen parasitären Bodydi- oden. Bei IGBTs müssen diese extra parallel geschaltet werden .
Parallel zu den MOSFETs 6 sind zwei gleiche Kondensatoren 8 in Reihe zwischen die Eingangsanschlüsse 5 geschaltet, über denen jeweils die Hälfte der Eingangsspannung abfällt. Zwi- sehen den Mittelabgriffen 9 der MOSFETs 6 und der Kondensatoren 8 sind der Resonanzkondensator Cres und die Resonanzspule bzw. Resonanzdrossel Lres ähnlich zu FIG IA in Reihe geschaltet. Parallel zum Resonanzkondensator Cres ist, ebenfalls ähnlich zu FIG IA, der Transformator 4 mit dem sekundärseiti- gen Lastwiderstand RL geschaltet. Dadurch werden zwei Teilschwingkreise erzeugt, welche die Elemente des Mittenabgriffs Lres, Cres, 4 gemeinsam haben und über die MOSFETs 6 einzeln an- und abschaltbar sind.
Zur Erzeugung einer Wechselspannung am Transformator 4 bzw. zumindest an der primärseitigen Hauptinduktivität LhI werden die MOSFETs 6 abwechselnd über ihre jeweilige Gatespannung UG ein- und ausgeschaltet. Dadurch wird eine sinusförmige Wech- selspannung mit einer Frequenz entsprechend der Taktfrequenz der MOSFETs 6 erzeugt.
FIG 3A zeigt in einer Darstellung analog zu FIG IB einen Frequenzgang des Schwingkreises 1 aus FIG 2 bei aufgesetztem Verbraucherteil als Frequenzgang des Schwingkreises 1 aufgetragen als Amplitude der einzelnen Frequenzen des berechneten Frequenzganges in beliebigen Einheiten über die Frequenz f in KHz. In diesem Fall wird der Schwingkreis 1 überresonant betrieben, d. h., bei Frequenzen oberhalb der Resonanzfrequenz des Schwingkreises, deren Lage sich bei ca. 90 KHz befindet.
FIG 3B zeigt in einer Darstellung analog zu FIG 3A dagegen den Frequenzgang im Fall getrennter Transformatorhälften, d. h., eines stark versetzten oder entfernten Verbraucherteils. Dabei sinken die Werte der Hauptinduktivitäten LhI und Lh2 stark, während der Wert der Streuinduktivität Ls steigt. Folglich ändern sich die Schwingkreisparameter, und die Resonanzfrequenz des Schwingkreises steigt, deren Lage nun bei ca. 120 KHz gestrichelt angedeutet ist. Bei gleichbleibender Ansteuerfrequenz der Leistungshalbleiter von hier 100 KHz kommt es so zum unterresonanten Betrieb, wodurch sich die Strom- und Spannungsbelastung auf die MOSFETs 6 gravierend ändert .
FIG 4A skizziert für den überresonanten Betrieb für jeweils einen Taktzyklus: (a) einen Verlauf des Transistorstroms (Drainstroms) ID durch einen der MOSFETS aus FIG 2 (oberes Teilbild) ; (b) einen Verlauf der Drain-Source-Spannung UDS an diesem MOSFET (mittleres Teilbild) ; und (c) einen Verlauf der Gate-Spannung UGS an diesem MOSFET (unteres Teilbild) über einen An/Aus-Zyklus des MOSFETs. FIG 5A zeigt in einem Diagramm einen entsprechenden gemessenen Transistorstrom (Drainstrom) ID und eine zugehörige, gemessene Drain-Source- Spannung UDS eines MOSFETs über die relative Zeit t für einen An/Aus-Zyklus in %.
Bei eingeschaltetem MOSFET (eingeschalteter Gatespannung UGS, siehe unteres Teilbild von FIG 4A) leitet dieser, so dass die Drain-Source-Spannung UDS im wesentlichen Null ist. In diesem leitenden Zustand läuft der Drainstrom ID im überresonanten Zustand von einem negativen Anfangswert kommend in den positiven Bereich hoch.
Beim Ausschalten des MOSFETs (UGS ausgeschaltet bzw. im wesentlichen Null) sperrt dieser seinen Kanal, und die Drain- Source-Spannung UDS steigt auf einen endlichen Wert an. Im gesperrten Zustand fließt kein Strom. Da der Drainstrom ID beim Ausschalten einen positiven Wert aufweist, schaltet dieser die Diode des gegenüberliegenden Schalters passiv ein und die Schaltverluste sind vernachlässigbar.
FIG 4B zeigt in analoger Ansicht zu FIG 4A einen Verlauf im unterresonanten Betrieb; und FIG 5B zeigt in analoger Ansicht zu FIG 5A einen zugehörigen gemessenen Drainstrom ID und eine zugehörige gemessene Drain-Source-Spannung UDS.
Bei eingeschaltetem, leitendem MOSFET läuft der Drainstrom ID nun typischerweise von einem positiven Anfangswert kommend zunächst auf ein Maximum hoch, um danach in den Bereich negativer Polarität zu wechseln, während der MOSFET noch aktiv eingeschaltet ist. Dadurch wird die parasitäre Body-Diode des Transistors geflutet (Inversbetrieb) . Bei folgendem Ausschal- ten dieses MOSFETs bzw. folgendem Einschalten des gegenüberliegenden MOSFETs auf die geflutete (langsame) Body-Diode kommt es zu hohen Strömen und damit zu hohen Verlusten, was eine Zerstörung des MOSFETs verursachen kann.
Um eine solche Zerstörung zu verhindern, wird der Schwingkreis abgeschaltet, wenn ein negativer Transistorstrom und ein Ausschalten des Transistors bzw. Einschalten des gegenüberliegenden Transistors zusammenkommen. Dies kann beispielsweise bei MOSFETs dadurch geschehen, dass bei negativem Tran- sistorstrom eine fallende Gatespannungsflanke erkannt wird. In diesem Fall liegen getrennte bzw. versetzte Transformatorhälften und somit ein unterresonanter Betrieb vor. Als Transistorstrom lässt sich der Transistorstrom direkt am Transistor oder der Strom in der Resonanzdrossel zusammen mit dem zugehörigen Gatesignal eines Leistungstransistors auswerten. Durch Auswertung des Stromes in der Resonanzdrossel in Verbindung mit der Gatespannungsflanke ist unmittelbar, d. h., nahezu ohne Verzögerung, eine getrennte Transformatorhälfte erkennbar. Eine Zerstörung von MOSFETs durch deren geflutete parasitäre Body-Diode wird dadurch verhindert. Die Verwendung des Stroms in der Resonanzdrossel ist auch deshalb vorteilhaft, weil dieser in diesem Typ von Wandler ohnehin überwacht wird, damit Überströme durch unterschiedlichste Lastwiderstände nicht auftreten können. Es wird daher kein zusätzli- eher Stromwandler benötigt.
Die Leistungselektronik lässt sich ferner so dimensionieren, dass das Ausgangsspannungsmaximum mit geringer Reserve über der Resonanzfrequenz liegt, wodurch die passiven Bauelemente besser ausgenutzt werden. FIG 6A zeigt ein Blockschaltbild einer Resonanzerkennungsschaltung 10 bzw. Sperrschaltung zur Erkennung eines unterre- sonanten Betriebs des Schwingkreises aus FIG 2 bzw. Erkennung und folgendem Sperren (Ausschalten) des Schwingkreises.
Die Resonanzerkennungsschaltung 10 umfasst dazu erstens eine Stromschwellwerterkennungsschaltung 11 zur Erkennung eines Erreichens eines Stromschwellwerts eines Stroms durch mindestens einen der Schalter (insbesondere MOSFETS) und eine Ab- schalterkennungsschaltung 12 zur Erkennung eines Abschaltens dieses mindestens einen Schalters. Diesen beiden Erkennungsschaltungen 11,12 ist eine UND-Schaltung 13 nachgeschaltet, welche bei einem gemeinsamen Eintritt einer Erkennung durch die Stromschwellwerterkennungsschaltung und einer Erkennung durch die Taktflankenerkennungsschaltung ein Signal zum Abschalten des Schwingkreises ausgibt.
Im vorliegenden Fall ist die Stromschwellwerterkennungsschal- tung 11 als Schwellwerterkennungsschaltung zur Erkennung ei- nes Schwellwertes nahe des Nulldurchgangs in den Bereich negativer Polarität durch den betrachteten MOSFET ausgestaltet. Es wird also erkannt, ob die Bedingung ID < ID_min vorliegt, wobei ID min einen Drainstrom-Schwellwert darstellt. Alternativ kann die Stromschwellwerterkennungsschaltung 11 als NuIl- durchgangserkennungsschaltung zur Erkennung eines Nulldurchgangs in den Bereich negativer Polarität durch den betrachteten MOSFET ausgestaltet sein; es wird dann erkannt, ob die Bedingung ID = 0 oder ID < 0 vorliegt.
Ferner ist die Abschalterkennungsschaltung 12 als Taktflan- kenerkennungsschaltung zur Erkennung einer den MOSFET abschaltenden Taktflanke eines Taktsignals ausgestaltet. Das Taktsignal entspricht hier der Gatespannung UGS, so dass erkannt wird, ob die Bedingung d (UGS) /dt < 0 vorliegt.
In der nachgeschalteten UND-Schaltung 13 wird ein Sperrsignal zum Herunterschalten des Schwingkreises an eine Sperrschal- tung weitergegeben, falls beide der obigen Bedingungen erfüllt sind, also der Fall nach FIG 4B vorliegt.
FIG 6B zeigt eine selbsterklärende mögliche Realisierung des Blockschaltbilds nach FIG 6A.
Selbstverständlich ist die vorliegende Erfindung nicht auf das gezeigte Ausführungsbeispiel beschränkt.
So kann statt eines MOSFETs beispielsweise auch ein IGBT verwendet werden, der vergleichsweise robust ist, aber aufgrund des SchweifStroms beim Abschalten eine relativ hohe Verlustleistung bedingt (oder jegliche andere geeignete elektronische Schalter, insbesondere Transistor) . Auch kann zum Bei- spiel statt eines Halbbrückenwandlers ein Vollbrückenwandler eingesetzt werden, z. B. mit vier elektronischen Schaltern. Auch ist der Schwingkreis allgemein zur drahtlosen Übertragung von Energie über einen Transformator geeignet und nicht nur auf den Haushaltsbereich beschränkt. Ferner braucht nicht nur auf einen Nulldurchgang zur Erkennung eines negativ gepolten Transistorstroms abgehoben zu werden; vielmehr kann beispielsweise auch ein Erreichen eines vorbestimmten, vorher eintretenden Schwellwerts eine der Bedingungen zum Abschalten des Schwingkreises erfüllen. Dadurch wird erreicht, dass eine gewisse Trägheit bzw. Zeitverzögerung bis zum Abschalten des Schwingkreises eine negative Auswirkung hat. Folglich kann der Schwellwert insbesondere so gesetzt werden, dass er eine Zeitdauer vor Erreichen des Nulldurchgangs auslöst, die einer Zeitverzögerung der Abschaltung entspricht. Bezugs zeichenliste
1 Schwingkreis
2 Leistungsteil 3 Verbraucherteil
4 Transformator
5 Eingangsanschluss
6 MOSFET
7 Diode 8 Kondensator
9 Mittelabgriff
10 Resonanzerkennungsschaltung
11 StromschwellwerterkennungsSchaltung
12 Abschalterkennungsschaltung 13 Korrelatorschaltung
C Kapazität
Cres Resonanzkondensator
ID Drainstrom
ID_min Drainstrom-Schwellwert L Induktivität
LhI primärseitige Hauptinduktivität
Lh2 sekundärseitige Hauptinduktivität
Lres Resonanzdrossel
Ls Streuinduktivität R Widerstand
RL Lastwiderstand
UDS Drain-Source-Spannung
UGS Gate-Spannung

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zum Betreiben eines Schwingkreises (1) mit mindestens zwei elektronischen Schaltern (6), dadurch gekenn- zeichnet, dass der Schwingkreis (1) abgeschaltet wird, falls im Wesentlichen während des Abschaltens und / oder nach dem Abschalten eines der Schalter (6) ein Strom durch diesen Schalter (6) einen vorgegebenen Schwellwert (ID_min) erreicht oder unterschreitet.
2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis (1) zur resonanten Anregung ausgestaltet ist .
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis (1) eine Halbbrücke umfasst.
4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der elektronischen Schal- ter ein MOSFET (6) ist.
5. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass der vorgegebene Schwellwert (ID min) im wesentlichen Null ist.
6. Schwingkreis (1) mit mindestens zwei elektronischen Schaltern (6), dadurch gekennzeichnet, dass er dazu eingerichtet ist, das Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche ablaufen zu lassen.
7. Schwingkreis (1) nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass er aufweist: eine Stromschwellwerterkennungsschaltung (11) zur Erkennung eines Erreichens oder Durchlaufens eines Strom- schwellwerts (ID min) eines Strom (ID) durch mindestens einen der Schalter (6); eine Abschalterkennungsschaltung (12) zur Erkennung eines Abschaltens dieses mindestens einen Schalter (6); eine der Stromschwellwerterkennungsschaltung (11) und der Abschalterkennungsschaltung (12) nachgeschaltete Korrelatorschaltung (13), welche bei einem gemeinsamen Eintritt einer Erkennung durch die Stromschwellwerter- kennungsschaltung (11) und einer Erkennung durch die Abschalterkennungsschaltung (12) ein Signal zum Abschalten des Schwingkreises (1) ausgibt.
8. Schwingkreis (1) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromschwellwerterkennungsschaltung (11) eine Nulldurchgangserkennungsschaltung zur Erkennung eines Nulldurchgangs durch mindestens einen der Schalter (6) umfasst.
9. Schwingkreis (1) nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Stromschwellwerterkennungsschaltung (11) zur Erkennung eines Erreichens oder Durchlaufens eines Stromschwellwerts (ID_min) eines Strom (ID) durch mindestens einen der Schalter (6) eingerichtet ist, welcher von Null verschieden ist.
10. Schwingkreis (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 9, da- durch gekennzeichnet, dass die Abschalterkennungsschaltung (12) eine Taktflankenerkennungsschaltung (12) zur Erkennung einer den Schalter (6) abschaltenden Taktflanke eines Taktsignals (UGS) umfasst.
11. Schwingkreis (1) nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass das Taktsignal ein Gatespannungssignal (UGS) ist .
12. Schwingkreis (1) nach einem der Ansprüche 7 bis 10, da- durch gekennzeichnet, dass die Korrelatorschaltung eine UND-Logik (13) umfasst.
13. Schwingkreis (1) nach einem der Ansprüche 6 bis 12, dadurch gekennzeichnet, dass der Schwingkreis (1) zur Resonanzwandlung ausgestaltet ist und zumindest eine Seite (2) eines trennbaren Transformators (4) zur Leistungsübertragung umfasst.
14. Haushaltsgerät, dadurch gekennzeichnet, dass es mit mindestens einem Schwingkreis (1) nach einem der Ansprüche
6 bis 13 ausgestattet ist.
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