EP2249627A2 - Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Entladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Entladungslampen Download PDF

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EP2249627A2
EP2249627A2 EP10160600A EP10160600A EP2249627A2 EP 2249627 A2 EP2249627 A2 EP 2249627A2 EP 10160600 A EP10160600 A EP 10160600A EP 10160600 A EP10160600 A EP 10160600A EP 2249627 A2 EP2249627 A2 EP 2249627A2
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
switch
circuit arrangement
voltage
arrangement according
mains
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP10160600A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Maximilian Schmidl
Walter Limmer
Alois Braun
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
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    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
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    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from DC by means of a converter, e.g. by high-voltage DC using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
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    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating discharge lamps having an input, to which a mains voltage from a supply network can be connected, and an output, to which at least one discharge lamp can be connected, wherein the circuit arrangement comprises an up-converter.
  • the invention relates to a circuit arrangement for operating discharge lamps according to the preamble of the main claim.
  • Many circuit arrangements for operating discharge lamps have a power factor correction circuit in order to convert the input voltage into a suitable often regulated DC voltage, which is referred to as intermediate circuit voltage and is then input to the inverter.
  • the power factor correction circuit which is usually an up-converter from the circuit topology, causes a sinusoidal current consumption of the entire arrangement and at the same time a regulated intermediate circuit voltage of suitable height.
  • These circuits are incorporated in low and high intensity discharge lamp control gear, and are generally powered by an AC line voltage.
  • the converter switch is disposed between the forward and return current paths of the circuit, that is, it is not directly in the main current path.
  • such circuit arrangements usually have a so-called intermediate circuit capacitor, which is connected between the two output terminals of the voltage converter or the power factor correction circuit respectively between the input terminals of the inverter, and also serves as a support capacitance of the voltage converter. If now the operating device is switched on, that is to say the entire circuit arrangement is connected to the mains, then the intermediate circuit capacitor, ie the boosting capacitance of the boost converter, is charged via the converter current path of the step-up converter via the converter choke and the boost diode in a very short time, resulting in a very high inrush current, especially when the power happens accidentally in the network peak.
  • the intermediate circuit capacitor ie the boosting capacitance of the boost converter
  • the capacitor is charged via just a mains wave or even just a half-wave.
  • the term "mains peak” here means the instant of the (positive or negative) peak value of the mains voltage.
  • the current path through which the backup capacitance charges is referred to below as the charging current path.
  • the level of the inrush current can be a multiple (measured up to 200x) of the nominal operating current.
  • a circuit arrangement proposed in the current path of the converter has a parallel circuit of a resistor and a thyristor.
  • the thyristor is not conducting and only the resistor in the current path is active. This resistor charges the DC link capacitor slowly and with less current. If the link capacitor charged to a predetermined voltage, the thyristor is conductive, and bridges the resistance, so that the losses are kept low during operation.
  • the circuit arrangement requires many additional components, and has the disadvantage of high power dissipation at the time of switch-on, since a power not to be underestimated falls on the current-limiting resistor.
  • the object is achieved according to the invention with a circuit arrangement for operating discharge lamps having an input to which a mains alternating voltage can be connected from a supply network, an output to which at least one discharge lamp can be connected, a support capacitance disposed between the input and the output and a switch residing in a charging current path of the backup capacitance, the circuitry timing the switch at its turn-on for periodically interrupting the charging current path of the backup capacitance for a predetermined time. By cycling the switch, a beneficial slow charge of the backup capacitance is achieved, which results in a significant reduction of the inrush current.
  • a slow charge of the support capacity of the boost converter is to be understood in the following charging over a longer period than a network half-wave.
  • a predetermined current is not exceeded, i. that the current absorbed by the circuit has an upper limit during the charging process.
  • This upper limit may e.g. be the rated current consumption of the circuit.
  • the switch provides an additional switch to the mandatory converter switch in the boost converter when the circuitry has an up-converter.
  • the switch is best turned on at a low instantaneous line voltage. In this case, it can be switched on in terms of time in each case in a zero crossing of the mains voltage, and be switched off again before a subsequent peak voltage of the mains voltage. However, it can also be switched on in terms of time in each case after a peak voltage of the mains voltage, and be switched off again in the subsequent zero crossing of the mains voltage. Finally, it can be switched on in terms of time in each case after a peak voltage of the mains voltage, and before a following Peak voltage ⁇ of the mains voltage are switched off again. It is important here that the switch is turned on at a time at which the instantaneous mains voltage is only a small amount greater than the voltage across the intermediate circuit capacitor U C1 . By this measure, the driving voltage is low and the resulting current is small.
  • the turn-on of the switch increases advantageously at the same switch-on (based on the mains phase) of a zero crossing of the mains voltage to the subsequent zero crossing of the mains voltage. This allows the capacitor to be charged in even increments up to the peak voltage ⁇ of the mains voltage.
  • the switch-off time of the switch preferably depends on a voltage increase ⁇ U of the voltage applied to the support capacitance. In order to increase the capacitor voltage U C1 by the same voltage ⁇ U every time it is charged, the off-time should become proportional to 1 ⁇ ⁇ arcsin ⁇ ⁇ U + U C ⁇ 1 U ⁇ be.
  • the switch is advantageously arranged in series with the backup capacitance, in the presence of an up-converter between the input terminals of the boost converter and the power factor correction circuit and the output terminals of the rectifier. This has the advantage that the switch is loaded only with the ripple current of the capacitor and the losses during operation are thus minimized.
  • the switch can also be arranged in the charging current path. As a result, the flexibility in the arrangement of the switch is increased.
  • the switch may be a transistor, e.g. a metal oxide field effect transistor (MOS-FET) or a bipolar transistor.
  • MOS-FET metal oxide field effect transistor
  • the switch can also be a thyristor.
  • Electronic switches have the advantage of great robustness and operational reliability at a low cost.
  • Fig. 1 shows a first embodiment of the circuit arrangement according to the invention in which the transistor Q2 is arranged in series for supporting capacity between the output terminals of the boost converter 10.
  • This arrangement has the advantage that the transistor Q2 is simple and inexpensive to drive, since it has direct reference to the circuit ground, that is the potential of the output A-2.
  • the transistor Q2 is not in the main current path of the boost converter 10.
  • the main current path of the boost converter 10 is the path between the inputs E-1, E-2 and the outputs A-1, A-2.
  • the majority of the current flows, ie from E-1 (E-2) to A-1 via D1 / D2, L1 and D5 and from E-2 (E-1) via D3 / D4 to A-2.
  • the transistor Q2 here is a MOS-FET which is driven by the control circuit (not shown) of the boost converter.
  • the other topology corresponds to a usual up-converter.
  • the output terminals of the boost converter 10 are connected to an inverter 20 whose output is in turn connected to a discharge lamp 5.
  • Fig. 2 shows in dashed lines the possible switch positions of the transistor Q2 in the up-converter 10. Only in one position must a transistor be present. Positions 1-6 offer greater flexibility over specific circuitry requirements, but the transistor must carry the entire transformer current, resulting in higher losses, respectively higher component costs are the result. In this regard, the positions 3-7 are particularly unfavorable, since here the transistor must carry the high-frequency peak or peak current of the converter and possible interference currents of the converter. The positions 1 and 2 are significantly better here, since the switch is protected by the capacitor C2, which intercepts higher-frequency voltage and current peaks. If the transistor is arranged at one of the positions 1, 2, 3 or 6, it can simultaneously serve with appropriate activation as protection for the converter transistor Q1 in the case of overvoltage pulses.
  • Fig. 3 shows an example of a network synchronous clocked operation of the transistor Q2 when switching the circuit arrangement according to the invention.
  • the signal U net is the mains voltage
  • S T1 is the switching signal for the transistor Q1.
  • I C1 is the charging current in the backup capacitor C1
  • U C1 is the voltage to which the capacitor is charged.
  • This U t1 corresponds to the ⁇ U, which defines the further charging of the capacitor C1 in the following passes as a fixed quantity.
  • the time interval t 2 is defined in this example so that the capacitor is always charged by a voltage ⁇ U.
  • ⁇ U is a fixed value, eg 20V.
  • the capacitor C1 is not further charged by a respective fixed voltage .DELTA.U, but the duty cycle of the transistor Q2 is increased by a fixed period of time.
  • the respective increase in the charging voltage of the capacitor is different, because the mains voltage follows a sine function.
  • the criterion for terminating the inrush current limiting operation may be similar to the first variant, the residual voltage .DELTA.U, by which the capacitor voltage U C1 differs from the mains peak voltage ist is then a predetermined fixed voltage, for example 25V.
  • the resulting current consumption is correspondingly lower. Due to the network synchronous clocking, which starts the charging of the capacitor in a zero crossing of the mains voltage, the voltage swing between mains voltage and capacitor voltage always moves in a predefined voltage range, and the resulting charging current is correspondingly small. With an appropriate configuration of the transistor turn-on times, the resulting current consumption can be adjusted so that it is not greater than the current consumption in rated operation of the circuit arrangement.
  • Fig. 4 shows a flowchart illustrating a variant of the executed by the circuit arrangement method.
  • the charging voltage U C1 of the capacitor may still something be lower than the mains peak voltage ⁇ , since with the final turn on of the transistor Q2 still a last charge cycle takes place.
  • the transistor is switched on permanently and the circuit arrangement changes into normal lamp operation.

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen mit einem Eingang, an den eine Netzwechselspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist, einem Ausgang, an den mindestens eine Entladungslampe anschließbar ist, einer Stützkapazität, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet ist sowie einem Schalter, der in einem Ladestrompfad der Stützkapazität liegt, wobei der Schalter beim Einschalten der Schaltungsanordnung zur periodischen Unterbrechung des Ladestrompfades der Stützkapazität für eine vorbestimmte Zeit getaktet wird.

Description

    Technisches Gebiet
  • Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen mit einem Eingang, an den eine Netzspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist, und einem Ausgang, an den mindestens eine Entladungslampe anschließbar ist, wobei die Schaltungsanordnung einen Aufwärtswandler aufweist.
    • Stand der Technik
  • Die Erfindung geht aus von einer Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen nach der Gattung des Hauptanspruchs. Viele Schaltungsanordnungen zum Betreiben von Entladungslampen weisen eine Leistungsfaktorkorrekturschaltung auf, um die Eingangsspannung in eine geeignete oft auch geregelte Gleichspannung umzuwandeln, die als Zwischenkreisspannung bezeichnet wird und dann in den Wechselrichter eingegeben wird. Die Leistungsfaktorkorrekturschaltung, die von der Schaltungstopologie her üblicherweise ein Aufwärtswandler ist, bewirkt eine sinusförmige Stromaufnahme der gesamten Anordnung und gleichzeitig eine geregelte Zwischenkreisspannung geeigneter Höhe. Diese Schaltungsanordnungen sind in Betriebsgeräten für Nieder- oder Hochdruckentladungslampen eingebaut, und werden im Allgemeinen von einer Netzwechselspannung gespeist. Bei der Leistungsfaktorkorrekturschaltung als Aufwärtswandler ist der Wandlerschalter zwischen den Hin- und Rückführenden Strompfad der Schaltung angeordnet, liegt also nicht direkt im Hauptstrompfad.
  • Um die Zwischenkreisspannung stabil zu halten und um Rippelströme zu begrenzen, besitzen derartige Schaltungsanordnungen üblicherweise einen sogenannten Zwischenkreiskondensator, der zwischen die beiden Ausgangsklemmen des Spannungswandlers beziehungsweise der Leistungsfaktorkorrekturschaltung respektive zwischen die Eingangsklemmen des Wechselrichters geschaltet ist, und auch als Stützkapazität des Spannungswandlers dient. Wird nun das Betriebsgerät eingeschaltet, also die gesamte Schaltungsanordnung ans Netz geschaltet, so wird der Zwischenkreiskondensator, also die Stützkapazität des Aufwärtswandlers über den Wandlerstrompfad des Aufwärtswandlers in sehr kurzer Zeit über die Wandlerdrossel und die Boostdiode aufgeladen, was einen sehr hohen Einschaltstrom nach sich zieht, besonders dann wenn das Einschalten zufällig im Netzscheitel passiert. Im schlimmsten Fall wird der Kondensator über lediglich eine Netzwelle oder sogar nur eine Netzhalbwelle aufgeladen. Als Netzscheitel ist hier der Zeitpunkt des (positiven oder negativen) Scheitelwertes der Netzspannung gemeint. Der Strompfad, über den sich die Stützkapazität auflädt, wird im Folgenden als Ladestrompfad bezeichnet. Die Höhe des Einschaltstromes kann ein Mehrfaches (gemessen bis 200x) des Nennbetriebsstromes betragen. Dadurch ist der Einsatz an einem Überstromschutzschalter begrenzt, da bei gleichzeitigem Einschalten mehrerer Geräte der Schutzschalter auslöst, obwohl bei Betrachtung des Nennstromes der Geräte der Maximalstrom des Schutzschalters noch lange nicht erreicht ist.
  • Um den Einschaltstrom zu begrenzen, wird daher in der EP 067 18 67 A eine Schaltungsanordnung vorgeschlagen, die im Strompfad des Wandlers eine Parallelschaltung aus einem Widerstand und einem Thyristor aufweist. Zum Einschaltzeitpunkt der Schaltungsanordnung ist der Thyristor nicht leitend und lediglich der Widerstand im Strompfad aktiv. Über diesen Widerstand wird der Zwischenkreiskondensator langsam und mit geringerem Strom aufgeladen. Ist der Zwischenkreiskondensator auf eine vorbestimmte Spannung aufgeladen, so wird der Thyristor leitend, und überbrückt den Widerstand, so dass die Verluste im Betrieb niedrig gehalten werden. Die Schaltungsanordnung benötigt jedoch viele zusätzliche Bauteile, und hat den Nachteil einer hohen Verlustleistung zum Einschaltzeitpunkt, da an dem Strombegrenzungswiderstand eine nicht zu unterschätzende Leistung abfällt.
    • Aufgabe
  • Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen mit einem Eingang, an den eine Netzspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist, einem Ausgang, an den mindestens eine Entladungslampe anschließbar ist, und einer Stützkapazität, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet ist, sowie einem Schalter, der in einem Ladestrompfad der Stützkapazität liegt anzugeben, die wenige zusätzliche Bauteile benötigt und nur wenig Verlustleistung erzeugt.
    • Darstellung der Erfindung
  • Die Lösung der Aufgabe erfolgt erfindungsgemäß mit einer Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen mit einem Eingang, an den eine Netzwechselspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist, einem Ausgang, an den mindestens eine Entladungslampe anschließbar ist, einer Stützkapazität, die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet ist sowie einem Schalter, der in einem Ladestrompfad der Stützkapazität liegt, wobei die Schaltungsanordnung den Schalter bei ihrem Einschalten zur periodischen Unterbrechung des Ladestrompfades der Stützkapazität für eine vorbestimmte Zeit taktet. Durch das Takten des Schalters wird eine vorteilhafte langsame Ladung der Stützkapazität erreicht, die eine signifikante Reduzierung des Einschaltstromes zur Folge hat.
  • Als langsame Ladung der Stützkapazität des Aufwärtswandlers ist im folgenden ein Aufladen über einen längeren Zeitraum als eine Netzhalbwelle zu verstehen. Dabei wird ein vorbestimmter Strom nicht überschritten, d.h. dass der von der Schaltungsanordnung aufgenommene Strom während des Ladevorgangs eine obere Grenze aufweist. Diese obere Grenze kann z.B. die Nennstromaufnahme der Schaltungsanordnung sein.
  • Der Schalter stellt einen zusätzlichen Schalter zum obligatorischen Wandlerschalter im Aufwärtswandler dar, wenn die Schaltungsanordnung einen Aufwärtswandler aufweist. Der Schalter wird am besten bei einer geringen momentanen Netzspannung eingeschaltet. Dabei kann er zeitlich gesehen jeweils in einem Nulldurchgang der Netzspannung eingeschaltet werden, und vor einer darauffolgenden Scheitelspannung der Netzspannung wieder ausgeschaltet werden. Er kann aber auch zeitlich gesehen jeweils nach einer Scheitelspannung der Netzspannung eingeschaltet werden, und im darauffolgenden Nulldurchgang der Netzspannung wieder ausgeschaltet werden. Schließlich kann er zeitlich gesehen jeweils nach einer Scheitelspannung der Netzspannung eingeschaltet werden, und vor einer darauffolgenden Scheitelspannung Û der Netzspannung wieder ausgeschaltet werden. Wichtig ist hierbei, dass der Schalter zu einem Zeitpunkt eingeschaltet wird, zu dem die momentane Netzspannung lediglich einen kleinen Betrag größer ist als die Spannung über dem Zwischenkreiskondensator UC1. Durch diese Maßnahme ist die treibende Spannung niedrig und der resultierende Strom klein.
  • Die Einschaltdauer des Schalters steigt dabei vorteilhafterweise bei gleichem Einschaltzeitpunkt (bezogen auf die Netzphase) von einem Nulldurchgang der Netzspannung zum darauffolgenden Nulldurchgang der Netzspannung. Dadurch kann der Kondensator in gleichmäßigen Etappen bis auf die Scheitelspannung Û der Netzspannung aufgeladen werden. Bevorzugt hängt der Ausschaltzeitpunkt des Schalters von einer Spannungserhöhung ΔU der an der Stützkapazität anliegenden Spannung ab. Um die Kondensatorspannung UC1 bei jedem Aufladen um den gleichen Spannungswert ΔU zu erhöhen, sollte der Ausschaltzeitpunkt proportional zu 1 ω ⁢ arcsin Δ ⁢ U + U C ⁢ 1 U ^
    Figure imgb0001
    sein.
  • Der Schalter ist vorteilhaft in Serie zur Stützkapazität, bei Vorhandensein eines Aufwärtswandlers zwischen den Eingangsanschlüssen des Aufwärtswandlers beziehungsweise der Leistungsfaktorkorrekturschaltung und den Ausgangsanschlüssen des Gleichrichters angeordnet. Dies birgt den Vorteil, dass der Schalter nur mit dem Rippelstrom des Kondensators belastet ist und die Verluste im Betrieb somit minimiert werden. Der Schalter kann aber auch im Ladestrompfad angeordnet sein. Dadurch ist die Flexibilität bei der Anordnung des Schalters erhöht.
  • Der Schalter kann dabei ein Transistor sein, z.B. ein Metalloxidfeldeffekttransistor (MOS-FET) oder ein Bipolartransistor. Der Schalter kann aber auch ein Thyristor sein. Elektronische Schalter haben den Vorteil großer Robustheit und Betriebssicherheit bei gleichzeitig niedrigen Kosten.
  • Weitere vorteilhafte Weiterbildungen und Ausgestaltungen der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen ergeben sich aus weiteren abhängigen Ansprüchen und aus der folgenden Beschreibung.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
  • Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert. Es zeigen:
    • Fig. 1
    eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bei der der Schalter in Serie zur Stützkapazität zwischen den Ausgangsanschlüssen des Aufwärtswandlers angeordnet ist.
    • Fig. 2
    eine zweite Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bei der der Schalter an verschiedenen möglichen Stellen in einem Strompfad zwischen einem Eingang des Aufwärtswandlers und der Stützkapazität angeordnet ist.
    • Fig. 3
    einige relevante Größen zur Veranschaulichung des langsamen Ladens der Stützkapazität durch netzspannungssynchrone Taktung des Schalters.
    • Fig. 4
    ein Ablaufdiagramm zur Veranschaulichung des Verfahrens ,welches die Schaltungsanordnung ausführt.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Fig. 1 zeigt eine erste Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung bei der der Transistor Q2 in Serie zur Stützkapazität zwischen den Ausgangsanschlüssen des Aufwärtswandlers 10 angeordnet ist. Diese Anordnung birgt den Vorteil, dass der Transistor Q2 einfach und preiswert anzusteuern ist, da er direkten Bezug zur Schaltungsmasse, also dem Potential des Ausganges A-2 hat. Zudem liegt der Transistor Q2 nicht im Hauptstrompfad des Aufwärtswandlers 10. Der Hauptstrompfad des Aufwärtswandlers 10 ist der Pfad zwischen den Eingängen E-1, E-2 und den Ausgängen A-1, A-2. Hier fließt der größte Teil des Stromes, also von E-1 (E-2) nach A-1 über D1/D2, L1 und D5 sowie von E-2 (E-1) über D3/D4 nach A-2. Der Transistor Q2 ist hier ein MOS-FET, der von der Steuerschaltung (nicht gezeigt) des Aufwärtswandlers angesteuert wird. Die sonstige Topologie entspricht einem üblichen Aufwärtswandler. Die Ausgangsanschlüsse des Aufwärtswandlers 10 sind mit einem Wechselrichter 20 verbunden, dessen Ausgang wiederum mit einer Entladungslampe 5 verbunden ist.
  • Fig. 2 zeigt gestrichelt ausgeführt die möglichen Schalterpositionen des Transistors Q2 im Aufwärtswandler 10. Nur in einer Position muss ein Transistor vorhanden sein. Die Positionen 1-6 bieten eine größere Flexibilität gegenüber speziellen Anforderungen der Schaltungsanordnung, dafür muss der Transistor aber den ganzen Wandlerstrom tragen, was höhere Verluste nach sich zieht, beziehungsweise höhere Bauteilekosten die Folge sind. Diesbezüglich besonders ungünstig sind die Positionen 3-7, da hier der Transistor den hochfrequenten Maximal- oder Scheitelstrom des Wandlers und eventuelle Störströme des Wandlers tragen muß. Die Positionen 1 und 2 sind hier deutlich besser, da hier der Schalter vom Kondensator C2 geschützt wird, der höher frequente Spannungs- und Stromspitzen abfängt. Wird der Transistor an einer der Positionen 1, 2, 3 oder 6 angeordnet, so kann er gleichzeitig bei entsprechender Ansteuerung als Schutz für den Wandlertransistor Q1 bei Überspannungspulsen dienen.
  • Fig. 3 zeigt ein Beispiel eines Netzsynchron getakteten Betriebes des Transistors Q2 beim Einschalten der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung. Das Signal UNetz ist die Netzspannung, ST1 ist das Schaltsignal für den Transistor Q1. IC1 ist der Ladestrom in den Stützkondensator C1, und UC1 ist die Spannung, auf die der Kondensator aufgeladen wird. Zum Einschaltzeitpunkt detektiert die Schaltungsanordnung den ersten Nulldurchgang der Netzwechselspannung, und schaltet den Transistor Q2 für eine erste Zeitspanne tC1=t1 ein, die sehr kurz ist. Während dieser Zeit fließt ein Strom in den Kondensator C1, und lädt ihn auf eine erste Spannung Ut1 auf. Dieses Ut1 entspricht dem ΔU, das in den folgenden Durchgängen als feste Größe das weitere Aufladen des Kondensators C1 definiert. Im nächsten Nulldurchgang der Netzspannung wird der Transistor Q2 erneut für eine zweite Zeitspanne tC1=t1+t2 eingeschaltet, und der Kondensator C1 auf eine zweite Spannung Ut2 aufgeladen. Dies ist notwendig, da der Kondensator C1 schon auf die erste Spannung Ut1 aufgeladen ist und daher im ersten Teil der zweiten Zeitspanne kein Strom fließt, um den Kondensator zu laden, da der Momentanwert der Netzspannung unter der Kondensatorspannung UC1 liegt. Dies kann dem Kurvenverlauf des Ladestroms IC1 entnommen werden. Die Zeitspanne t2 ist in diesem Beispiel so definiert, dass der Kondensator immer um eine Spannung ΔU weiter Aufgeladen wird. ΔU ist hier ein fester Wert, z.B. 20V. Nach der Zeitspanne tC1=t1+t2 wird der Transistor Q2 wieder ausgeschaltet, und auf den nächsten Nulldurchgang gewartet. Zum nächsten Nulldurchgang wird dann der Transistor Q2 wieder für eine Zeitspanne tC1=t1+t2+t3 eingeschaltet. Diese Vorgehensweise wird solange durchgeführt, bis sich die über dem Kondensator C1 abfallende Spannung UC1 um weniger als ΔU von der Netzscheitelspannung Û unterscheidet.
  • In einer weiteren Variante des Netzsynchron getakteten Betriebes wird der Kondensator C1 nicht um jeweils eine feste Spannung ΔU weiter aufgeladen, sondern die Einschaltdauer des Transistors Q2 wird jeweils um eine feste Zeitspanne vergrößert. Die Zeitspanne, um die sich die Einschaltzeit tC1 des Transistors ändert, ist also fest, z.B. tC1=t1 im ersten Nulldurchgang, tC1=2*t1 im zweiten Nulldurchgang usw. Damit ist der jeweilige Anstieg der Ladespannung des Kondensators unterschiedlich, da die Netzspannung einer Sinusfunktion folgt. Das Kriterium zum beendigen des Einschaltstrombegrenzungsbetriebes kann ähnlich wie bei der ersten Variante sein, die Restspannung ΔU, um die sich die Kondensatorspannung UC1 von der Netzscheitelspannung Û unterscheidet ist dabei dann eine vorbestimmte feste Spannung, z.B. 25V.
  • Da sich die Aufladung des Kondensators C1 beim Netzsynchron getakteten Betrieb über mehrere Netzhalbwellen verteilt, ist die resultierende Stromaufnahme entsprechend geringer. Durch die Netzsynchrone Taktung, die das Aufladen des Kondensators in einem Nulldurchgang der Netzspannung beginnt, bewegt sich der Spannungshub zwischen Netzspannung und Kondensatorspannung immer in einem vordefinierten Spannungsbereich, und der daraus resultierende Ladestrom ist entsprechend klein. Bei entsprechender Konfiguration der Transistoreinschaltzeiten kann die resultierende Stromaufnahme so eingestellt werden, dass sie nicht größer ist als die Stromaufnahme im Nennbetrieb der Schaltungsanordnung.
  • Fig. 4 zeigt ein Ablaufdiagramm, das eine Variante des von der Schaltungsanordnung ausgeführten Verfahrens veranschaulicht. Nach dem Einschalten der Stromversorgung wird auf den ersten Nulldurchgang der Netzspannung gewartet. Erfolgt dieser, so wird der Transistor Q2 eingeschaltet. Dann wird gewartet, bis der Kondensator die gewünschte Spannung ΔU erreicht hat. Dies kann entweder durch direktes Messen der Kondensatorspannung erfolgen, oder bei einer 50Hz Netzspannung durch folgende Formel: t C ⁢ 1 = 10 ⁢ ms ⋅ 1 π ⋅ arcsin Δ ⁢ U + U C ⁢ 1 U ^ .
    Figure imgb0002
    Δ U ist hierbei die Spannung, um die der Kondensator weiter aufgeladen werden soll. Ist diese Zeit abgelaufen, so wird der Transistor Q2 wieder abgeschaltet und auf den nächsten Nulldurchgang der Netzspannung gewartet. Dies wiederholt sich so oft, bis die Ladespannung UC1 des Kondensators in etwa der Netzschei-ω=2*π*fNetz telspannung Û entspricht. Für andere Frequenzen kann die Formel t C ⁢ 1 = 1 ω ⋅ arcsin Δ ⁢ U + U C ⁢ 1 U ^
    Figure imgb0003
    verwendet werden, wobei ist und f hierbei z.B. f=50/60Hz sein kann. Die Ladespannung UC1 des Kondensators darf dabei noch etwas niedriger sein als die Netzscheitelspannung Û, da mit dem endgültigen Einschalten des Transistors Q2 noch ein letzter Ladezyklus stattfindet. Sobald also die am Kondensator anliegende Spannung UC1 größer ist als z.B. Û-ΔU, wird der Transistor fest eingeschaltet, und die Schaltungsanordnung geht in den normalen Lampenbetrieb über.

Claims (15)

  1. Schaltungsanordnung zum Betreiben von Entladungslampen mit einem Eingang (E), an den eine Netzwechselspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist, einem Ausgang (A), an den mindestens eine Entladungslampe (5) anschließbar ist, einer Stützkapazität (C1), die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet ist sowie einem Schalter (Q2), der in einem Ladestrompfad der Stützkapazität (C1) liegt, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung Ansteuermittel aufweist, um den Schalter (Q2) bei ihrem Einschalten zur periodischen Unterbrechung des Ladestrompfades der Stützkapazität (C1) für eine vorbestimmte Zeit zu takten.
  2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung Ansteuermittel aufweist, um den Schalter netzsynchron zu takten, wobei sie den Schalter zeitlich gesehen jeweils in einem Nulldurchgang einer anliegenden Netzspannung (UNetz) einschaltet, und vor einer darauffolgenden Scheitelspannung (Û) der Netzspannung wieder ausschaltet.
  3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung Ansteuermittel aufweist, um den Schalter Netzsynchron zu takten, wobei sie den Schalter zeitlich gesehen jeweils nach einer Scheitelspannung (Û) einer anliegenden Netzspannung (UNetz) einschaltet, und im darauffolgenden Nulldurchgang der Netzspannung (UNetz) wieder ausschaltet.
  4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung Ansteuermittel aufweist, um den Schalter Netzsynchron zu takten, wobei sie den Schalter zeitlich gesehen jeweils nach einer Scheitelspannung einer anliegenden Netzspannung (UNetz) einschaltet, und vor einer darauffolgenden Scheitelspannung (Û) der Netzspannung wieder ausschaltet.
  5. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Einschaltdauer des Schalters von einem Nulldurchgang der Netzspannung zum darauffolgenden Nulldurchgang der Netzspannung steigt.
  6. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausschaltzeitpunkt des Schalters von einer Spannungserhöhung ΔU der an der Stützkapazität (C1) anliegenden Spannung UC1 abhängt.
  7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der Ausschaltzeitpunkt proportional zu 1 ω ⁢ arcsin Δ ⁢ U + U C ⁢ 1 U ^
    Figure imgb0004
    ist, wobei ω=2*π*fNetz ist.
  8. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter in Serie zur Stützkapazität angeordnet ist.
  9. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter in einem Strompfad zwischen einem Eingang der Schaltungsanordnung und der Stützkapazität angeordnet ist.
  10. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Schaltungsanordnung einen Aufwärtswandler aufweist, und die Stützkapazität eine Ausgangskapazität des Aufwärtswandlers ist.
  11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter (Q2) ein zusätzlicher Schalter zu einem Wandlerschalter (Q1) des Aufwärtswandlers ist.
  12. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter ein Transistor ist.
  13. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor ein Metalloxidtransistor oder ein Bipolartransistor ist.
  14. Schaltungsanordnung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Schalter ein Thyristor ist.
  15. Verfahren zum Betreiben von Entladungslampen, mit einer das Verfahren ausführenden Schaltungsanordnung, die einen Eingang (E), an den eine Netzwechselspannung von einem Versorgungsnetz anschließbar ist und einen Ausgang (A), an den mindestens eine Entladungslampe (5) anschließbar ist aufweist, sowie eine Stützkapazität (C1), die zwischen dem Eingang und dem Ausgang angeordnet ist und einen Schalter (Q2), der in einem Ladestrompfad der Stützkapazität (C1) liegt, gekennzeichnet durch folgende mehrfach wiederholte Schritte:
    - Detektion eines Spannungsnulldurchgangs einer am Eingang anliegenden Netzwechselspannung,
    - Einschalten des Schalters (Q2),
    - Prüfen, ob eine vorbestimmte Einschaltzeitspanne (tC1) des Schalters (Q2) erreicht ist, oder Prüfen, ob die an der Stützkapazität (C1) anliegende Spannung (UC1) um einen vorbestimmten Wert (ΔU) angestiegen ist, wenn ja, dann nächster Schritt,
    - Prüfen, ob die an der Stützkapazität (C1) anlegende Spannung (UC1) einen vorbestimmten Wert (Û-ΔU) erreicht hat, wenn nein dann Ausschalten des Schalters (Q2), wenn ja dann Verfahren beenden.
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