KR20100120090A - 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 - Google Patents

방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 Download PDF

Info

Publication number
KR20100120090A
KR20100120090A KR1020100041860A KR20100041860A KR20100120090A KR 20100120090 A KR20100120090 A KR 20100120090A KR 1020100041860 A KR1020100041860 A KR 1020100041860A KR 20100041860 A KR20100041860 A KR 20100041860A KR 20100120090 A KR20100120090 A KR 20100120090A
Authority
KR
South Korea
Prior art keywords
switch
circuit arrangement
voltage
capacitance
backup
Prior art date
Application number
KR1020100041860A
Other languages
English (en)
Inventor
알로이스 브라운
발터 림머
맥시밀리언 슈미들
Original Assignee
오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁 filed Critical 오스람 게젤샤프트 미트 베쉬랭크터 하프퉁
Publication of KR20100120090A publication Critical patent/KR20100120090A/ko

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B45/00—Circuit arrangements for operating light-emitting diodes [LED]
    • H05B45/30—Driver circuits
    • H05B45/37—Converter circuits
    • H05B45/3725—Switched mode power supply [SMPS]
    • H05B45/38—Switched mode power supply [SMPS] using boost topology

Landscapes

  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

본 발명은 전원 시스템으로부터의 AC 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부, 적어도 하나의 방전 램프가 접속될 수 있는 출력부, 상기 입력부와 상기 출력부 사이에 배열된 백업 캐패시턴스, 및 상기 백업 캐패시턴스의 충전 전류 경로 내에 있는 스위치를 갖는 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 관한 것이고, 상기 스위치는 회로 어레인지먼트가 백업 캐패시턴스의 충전 전류 경로를 주기적으로 차단하기 위하여 스위치 온될 때 미리 결정된 기간 동안 클럭킹된다.

Description

방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법{CIRCUIT ARRANGEMENT AND METHOD FOR OPERATING DISCHARGE LAMPS}
본 발명은 전원 시스템으로부터의 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부, 및 적어도 하나의 방전 램프가 접속될 수 있는 출력부를 가진 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트(arrangement)에 관한 것이고, 상기 회로 어레인지먼트는 승압(step-up) 컨버터를 가진다.
본 발명은 일반적인 타입의 주 청구항에 따른 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트를 기반으로 한다. 방전 램프들을 동작시키기 위한 많은 회로 어레인지먼트들은 입력 전압을, 종종 조절되는 적당한 DC 전압으로 컨버팅하기 위한 역률 보정 회로를 가지며, 상기 DC 전압은 중간 회로 전압으로서 지칭되고 그 다음 인버터에 공급된다. 회로 토포로지(topology) 측면들에서 일반적으로 승압 컨버터인 역률 보정 회로는 전체 어레인지먼트의 사인파 전류를 소비하고 동시에 적당한 레벨의 조절된 중간 회로 전압을 소비한다. 이들 회로 어레인지먼트들은 저압 방전 램프들 또는 고압 방전 램프들에 대한 제어 기어(gear)에 통합되고 일반적으로 AC 시스템 전압에 의해 전압이 공급된다. 승압 컨버터로서 역률 보정 회로의 경우, 컨버터 스위치는 회로의 인입 전류 경로 및 리턴(return) 전류 경로 사이에 배열된다, 즉 직접적으로 메인 전류 경로에 있지 않다.
중간 회로 전압을 안정되게 유지하고 리플(ripple) 전류들을 제한하기 위하여, 상기 회로 어레인지먼트들은 일반적으로 소위 중간 회로 캐패시터를 가지며, 상기 중간 회로 캐패시터는 전압 컨버터 또는 역률 보정 회로의 두 개의 출력 단자들 사이 또는 인버터의 입력 단자들 사이에 접속되고 또한 전압 컨버터에 대한 백업(backup) 캐패시턴스로서 동작한다. 만약 제어 기어가 지금 스위치 온되면, 즉 전체 회로 어레인지먼트가 전원 시스템에 접속되면, 중간 회로 캐패시터, 즉 승압 컨버터의 백업 캐패시턴스는 컨버터 인덕터 및 부스트(boost) 다이오드를 통하여 매우 짧은 시간 기간 내에서 승압 컨버터의 컨버터 전류 경로를 통해 충전되고, 이것은 특히 스위칭 온이 시스템 피크에서 발생할 때 매우 높은 스위치-온 전류를 유발한다. 가장 나쁜 경우의 시나리오에서, 캐패시터는 단지 하나의 시스템 사이클에 걸쳐 또는 심지어 하나의 시스템 절반-사이클만에 충전된다. 이 경우, 시스템 피크는 시스템 전압의 (양 또는 음) 피크 값의 시간을 의미하도록 의도된다. 백업 캐패시턴스가 충전되는 전류 경로는 이하에서 충전 전류 경로라 지칭된다. 스위치-온 전류의 레벨은 정격 동작 전류의 배수(200×까지 측정됨)일 수 있다. 결과적으로, 장치들의 정격 전류가 고려될 때 회로 차단기의 최대 전류에 아직 훨씬 못 미치지만, 다수의 장치들이 동시에 스위치 온되는 경우 회로 차단기가 트리거 되기 때문에 과전류 보호로 사용이 제한된다.
스위치-온 전류를 제한하기 위하여, 그러므로 EP 067 18 67 A는 컨버터의 전류 경로에 저항기 및 사이리스터를 포함하는 병렬 회로를 가진 회로 어레인지먼트를 제안하였다. 회로 어레인지먼트의 스위치-온 시간에서, 사이리스터는 오프하고 전류 경로 내 저항기만이 활성화된다. 중간 회로 캐패시터는 상기 레지스터를 통하여 낮은 전류로 느리게 충전된다. 중간 회로 캐패시터가 미리 결정된 전압으로 충전될 때, 사이리스터는 턴 온되고 저항기를 브릿지(bridge)하고, 그 결과 동작 동안 손실들이 작게 유지된다. 그러나 상기 회로 어레인지먼트는 많은 부가적인 컴포넌트 부품(part)들을 요구하고, 전류-제한 저항기에서 과소평가되지 않아야 하는 전력 강하가 존재하기 때문에 스위치-온 시간에서 높은 전력이 손실되는 단점을 가진다.
본 발명의 목적은 전원 시스템으로부터의 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부, 적어도 하나의 방전 램프가 접속될 수 있는 출력부, 및 상기 입력부 및 상기 출력부 사이에 배열된 백업 캐패시턴스 및 상기 백업 캐패시턴스의 충전 전류 경로 내에 있는 스위치를 가진 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트를 제공하는 것이고, 상기 회로 어레인지먼트는 부가적인 컴포넌트 부품들을 거의 요구하지 않고 단지 작은 전력 손실들만을 형성한다.
상기 목적은 본 발명에 따라 전력 시스템으로부터의 AC 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부, 적어도 하나의 방전 램프가 접속될 수 있는 출력부, 상기 입력부와 상기 출력부 사이에 배열된 백업 캐패시턴스, 및 상기 백업 캐패시턴스의 충전 전류 경로 내에 있는 스위치를 가진 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트에 의해 달성되고, 상기 회로 어레인지먼트는 상기 회로 어레인지먼트가 백업 캐패시턴스의 충전 전류 경로를 주기적으로 중단하기 위해 스위치 온될 때 미리 결정된 시간 기간 동안 스위치를 클럭킹(clocking)한다. 스위치의 클럭킹은 백업 캐패시턴스의 유리한 느린 충전을 유발하고, 이것은 스위치-온 전류의 상당한 감소를 유발한다.
승압 컨버터의 백업 캐패시턴스의 느린 충전은 이하에서 시스템 1/2 사이클보다 긴 시간 기간에 걸쳐 충전하는 것을 의미하는 것으로 이해된다. 이 경우, 미리 결정된 전류는 초과되지 않고, 즉 회로 어레인지먼트에 의해 얻어진 전류는 충전 동작 동안 상부 한계를 가진다. 이런 상부 한계는 예를 들어 회로 어레인지먼트의 정격 전류 소비일 수 있다.
스위치는 만약 회로 어레인지먼트가 승압 컨버터를 가지면 승압 컨버터 내에서 필수의 컨버터 스위치에 대한 부가적인 스위치를 나타낸다. 최선으로, 상기 스위치는 낮은 순시 시스템 전압의 경우 스위치 온된다. 이 경우, 상기 스위치는 시스템 전압의 제로 크로싱(zero crossing) 각각의 경우에서 일시적으로 스위치 온될 수 있고 시스템 전압의 추후 피크 전압 이전에 다시 스위치 오프될 수 있다. 그러나, 상기 스위치는 또한 시스템 전압의 피크 전압 이후 각각의 경우에 일시적으로 스위치 온될 수 있고, 시스템 전압의 추후 제로 크로싱에서 다시 스위치 오프될 수 있다. 마지막으로, 상기 스위치는 시스템 전압의 피크 전압 후 각각의 경우에 일시적으로 스위치 온될 수 있고, 시스템 전압의 추후 피크 전압(
Figure pat00001
) 이전에 다시 스위치 오프될 수 있다. 이 경우 순시 시스템 전압이 중간 회로 캐패시터(UC1) 양단 전압보다 작은 절대값 만큼만 더 클 때 스위치가 동시에 스위치 온되는 것은 중요하다. 이런 조치에 의해, 구동 전압은 낮고 결과적인 전류는 낮다.
이 경우 스위치의 스위치-온 지속 기간은 유리하게 시스템 전압의 제로 크로싱부터 시스템 전압의 추후 제로 크로싱까지 동일한 스위치-온 시간(시스템 위상을 바탕으로)에서 증가된다. 결과적으로, 캐패시터는 시스템 전압의 피크 전압(
Figure pat00002
)에 도달될 때까지 균일한 스텝들(step)에서 충전될 수 있다. 바람직하게, 스위치의 스위치-오프 시간은 백업 캐패시턴스 양단에 존재하는 전압의 전압 증분(ΔU)에 좌우된다. 각각의 충전 동작 동안 동일한 전압 값(ΔU) 만큼 캐패시터 전압(UC1)을 증가시키기 위해, 스위치-오프 시간은
Figure pat00003
에 비례하여야 한다.
스위치는 유리하게 승압 컨버터 또는 역률 보정 회로의 입력 단자들과 정류기의 출력 단자들 사이에 승압 컨버터가 존재하는 경우 백업 캐패시턴스와 직렬로 배열된다. 이것은 스위치가 캐패시터의 리플 전류에만 좌우되어 동작 동안 손실들이 최소화되는 장점을 수반한다. 그러나, 스위치는 또한 충전 전류 경로 내에 배열될 수 있다. 결과적으로, 스위치의 배열 측면들에서 융통성은 증가된다.
이 경우, 스위치는 트랜지스터, 예를 들어 금속-산화물 전계-효과 트랜지스터(MOS-FET)이거나 바이폴라 트랜지스터일 수 있다. 그러나, 스위치가 또한 사이리스터일 수 있다. 전자 스위치들은 상당한 강건성 및 동작 안전성, 동시에 작은 비용들의 장점을 가진다.
방전 램프들을 동작시키기 위한 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 추가 유리한 개선들 및 구성들은 이하 추가 종속항들 및 상세한 설명으로부터 발생한다.
본 발명은 예시적인 실시예들을 참조하여 보다 상세히 설명될 것이다.
도 1은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 제 1 실시예를 도시하고, 여기서 스위치는 승압 컨버터의 출력 단자들 사이 백업 캐패시턴스와 직렬로 배열된다.
도 2는 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 제 2 실시예를 도시하고, 상기 스위치는 승압 컨버터의 입력부 및 백업 캐패시턴스 사이 전류 경로 내에서 상이한 가능한 지점들에 배열된다.
도 3은 시스템 전압과 동기하는 방식으로 스위치의 클럭킹에 의해 백업 캐패시턴의 느린 충전을 도시하기 위한 약간의 관련 변형들을 도시한다.
도 4는 회로 어레인지먼트에 의해 구현된 방법을 도시하기 위한 흐름도를 도시한다.
도 1은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트의 제 1 실시예를 도시하고, 여기서 트랜지스터(Q2)는 승압 컨버터(10)의 출력 단자들 사이 백업 캐패시턴스와 직렬로 배열된다. 이런 어레인지먼트는 트랜지스터(Q2)가 회로 접지, 즉 출력부(A-2)의 전위에 직접 관련되기 때문에 쉽고 값싸게 구동될 수 있는 장점을 가진다. 게다가, 트랜지스터(Q2)는 승압 컨버터(10)의 메인 전류 경로 내에 있지 않다. 승압 컨버터(10)의 메인 전류 경로는 입력부들(E-1, E-2) 및 출력부들(A-1, A-2) 사이의 경로이다. 여기서 대부분의 전류는 E-1(E-2)로부터 D1/D2, L1 및 D5를 통하여 A-1로, 그리고 E-2(E-1)로부터 D3/D4를 통하여 A-2로 흐른다. 이 경우, 트랜지스터(Q2)는 MOS-FET이고, 상기 MOS-FET은 승압 컨버터의 제어 회로(도시되지 않음)에 의해 구동된다. 상기 토포로지의 나머지는 종래의 승압 컨버터에 대응한다. 승압 컨버터(10)의 출력 단자들은 인버터(20)에 접속되고, 상기 인버터(20)의 출력부는 차례로 방전 램프(5)에 접속된다.
도 2는 대시 라인들(dashed line)을 사용하여 승압 컨버터(10) 내 트랜지스터(Q2)의 가능한 스위치 위치들을 도시한다. 단지 하나의 위치에만 트랜지스터가 존재하여야 한다. 위치들(1-6)은 회로 어레인지먼트 상에 배치되는 특정 요구 조건들과 관련하여 보다 큰 융통성을 제공하지만, 트랜지스터는 이런 목적을 위하여 모든 컨버터 전류를 운반할 필요가 있고, 이것은 증가된 손실들을 수반하거나, 증가된 컴포넌트 부품 비용들을 유발한다. 이와 관련하여 위치들(3-7)은 여기서 트랜지스터가 컨버터의 최대 또는 피크 무선주파수 전류 및 컨버터의 임의의 간섭 전류들을 운반하여야 하기 때문에 특히 바람직하지 않다. 위치들(1 및 2)은 이 경우 여기서 스위치가 비교적 높은 주파수를 가진 전압 및 전류 피크들을 캡쳐(capture)하는 캐패시터(C2)에 의해 보호되기 때문에 명확하게 보다 바람직하다. 만약 트랜지스터가 위치들(1,2,3 및 6) 중 하나에 배열되면, 상기 트랜지스터는 대응하여 구동될 때 과전압 펄스들의 경우 컨버터 트랜지스터(Q1)에 대한 보호부로서 동시에 동작할 수 있다.
도 3은 본 발명에 따른 회로 어레인지먼트가 스위치 온 될 때 시스템-동기화 클럭킹을 갖는 트랜지스터(Q2)의 동작 예를 도시한다. 신호(Usystem)는 시스템 전압이고, ST1은 트랜지스터(Q1)에 대한 스위칭 신호이다. IC1은 백업 캐패시터(C1)로의 충전 전류이고, UC1은 캐패시터가 충전되는 전압이다. 스위치-온 시간에서, 회로 어레인지먼트는 AC 시스템 전압의 제 1 제로 크로싱을 검출하고, 매우 짧은 제 1 시간 범위(span)(tC1=t1) 동안 상기 캐패시터를 스위칭한다. 이런 시간 동안, 전류는 캐패시터(C1)로 흐르고 상기 캐패시터를 제 1 전압(Ut1)으로 충전한다. 이런 Ut1은 고정된 변수로서 다음 크로싱들에서 캐패시터(C1)의 추가 충전을 정의하는 ΔU에 대응한다. 시스템 전압의 다음 제로 크로싱에서, 트랜지스터(Q2)는 제 2 시간 범위(tC1 = t1 + t2) 동안 다시 스위치 온되고 캐패시터(C1)는 제 2 전압(Ut2)으로 충전된다. 이것은 필수적인데, 그 이유는 캐패시터(C1)가 이미 제 1 전압(Ut1)으로 충전되었고 그러므로 시스템 전압의 순시 값이 캐패시터 전압(UC1) 아래에 있기 때문에 캐패시터를 충전하기 위한 제 2 시간 범위의 제 1 부분에서 전류 흐름이 없기 때문이다. 이것은 충전 전류(IC1)의 곡선 프로파일로부터 명확하다. 이런 시간 범위(t2)는 캐패시터가 항상 전압(ΔU) 만큼 추가로 충전되도록 이런 예에서 정의된다. ΔU는 이 경우 고정된 값, 예를 들어 20V이다. 시간 범위(tC1 = t1 + t2) 이후, 트랜지스터(Q2)는 다시 스위치 오프되고 다음 제로 크로싱은 기다려진다. 다음 제로 크로싱에서, 트랜지스터(Q2)는 시간 범위(tC1 = t1 + t2 + t3) 동안 다시 스위치 온된다. 이런 과정은 캐패시터(C1) 양단에서 강하하는 전압(UC1)이 ΔU 미만만큼 시스템 피크 전압(
Figure pat00004
)으로부터 상이할 때까지 수행된다.
시스템 동기 클럭킹을 갖는 동작의 추가 변형에서, 캐패시터(C1)는 각각의 경우 고정된 전압(ΔU) 만큼 추가로 충전되는 것이 아니고, 트랜지스터(Q2)의 스위치-온 지속 기간은 각각의 경우 고정된 시간 범위만큼 증가된다. 그러므로 트랜지스터의 스위치-온 시간(tC1)이 변화되는 시간 범위는 예를 들어 제 1 제로 크로싱에서 tC1 = t1으로, 제 2 제로 크로싱에서 tC1 = 2*t1 등으로 고정된다. 따라서, 캐패시터의 충전 전압의 각각의 상승은 시스템 전압이 사인 함수를 따르기 때문에 상이하다. 스위치-온 전류 제한 동작을 종결하기 위한 기준은 제 1 변형과 유사할 수 있고, 캐패시터 전압(UC1)이 피크 시스템 전압(
Figure pat00005
)과 상이한 나머지 전압(ΔU)은 미리 결정된 고정된 전압, 예를 들어 25V이다.
시스템-동기 클럭킹을 갖는 동작 동안 캐패시터(C1)의 충전이 다수의 시스템 1/2 사이클들에 걸쳐 분배되기 때문에, 결과적인 전류 소비는 대응하여 낮다. 시스템 전압의 제로 크로싱에서 캐패시터의 충전을 시작하는 시스템-동기 클럭킹으로 인해, 시스템 전압과 캐패시터 전압 사이의 전압 스텝은 항상 미리 정의된 전압 범위 내에 있고, 결과적인 충전 전류는 대응하여 낮다. 트랜지스터 스위치-온 시간들의 대응 구성이 제공되면, 결과적인 전류 소비는 회로 어레인지먼트의 정격 동작 동안 전류 소비보다 크지 않도록 설정될 수 있다.
도 4는 회로 어레인지먼트에 의해 구현된 방법의 변형을 도시하는 흐름도를 도시한다. 일단 전원이 스위치 온되면, 시스템 전압의 제 1 제로 크로싱은 기다려진다. 상기 제 1 제로 크로싱이 발생할 때, 트랜지스터(Q2)는 스위치 온된다. 그 다음 캐패시터가 원하는 전압(ΔU)에 도달될 때까지 기다린다. 이것은 캐패시터 전압의 직접적인 측정에 의해 또는 50 Hz 시스템 전압의 경우 다음 식:
Figure pat00006
에 의해 발생할 수 있다. 이 경우, ΔU는 캐패시터가 다시 충전되고자 하는 전압이다. 이 시간이 경과되었을 때, 트랜지스터(Q2)는 다시 스위치 오프되고 시스템 전압의 다음 제로 크로싱은 기다려진다. 이것은 충전 전압(UC1)이 대략적으로 피크 시스템 전압(
Figure pat00007
)에 대응할 때까지 반복된다. 다른 주파수들에 대해, 식
Figure pat00008
은 사용될 수 있고, 여기서
Figure pat00009
이고, 이 경우 f는 예를 들어 f=50/60 Hz일 수 있다. 캐패시터의 충전 전압(UC1)은 트랜지스터(Q2)가 최종적으로 스위칭 온될 때최종 충전 사이클이 여전히 발생하기 때문에 이 경우 여전히 피크 시스템 전압(
Figure pat00010
)보다 약간 낮아야 한다. 그러므로, 캐패시터 양단에 존재하는 전압(UC1)이 예를 들어,
Figure pat00011
보다 크자마자, 트랜지스터는 영구적으로 스위치 온되고 회로 어레인지먼트는 정상 램프 동작 모드로 전이한다.

Claims (15)

  1. 전원 시스템으로부터의 AC 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부(E), 적어도 하나의 방전 램프(5)가 접속될 수 있는 출력부(A), 상기 입력부와 상기 출력부 사이에 배열된 백업(backup) 캐패시턴스(C1), 및 상기 백업 캐패시턴스(C1)의 충전 전류 경로 내에 있는 스위치(Q2)를 가진, 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트(arrangement)로서,
    상기 회로 어레인지먼트는 상기 회로 어레인지먼트가 상기 백업 캐패시턴스(C1)의 충전 전류 경로를 주기적으로 차단하기 위해 스위치 온될 때 미리 결정된 시간 기간 동안 상기 스위치(Q2)를 클럭킹(clocking) 하기 위한 구동 수단을 가지는,
    회로 어레인지먼트.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 회로 어레인지먼트는 시스템-동기 방식으로 상기 스위치를 클럭킹하기 위한 구동 수단을 가지며, 상기 회로 어레인지먼트는 인가된 시스템 전압(Usystem)의 제로 크로싱(zero crossing)에서 각각의 경우 일시적으로 상기 스위치를 스위칭 온하고 상기 시스템 전압의 추후 피크 전압(
    Figure pat00012
    ) 이전에 다시 상기 스위치를 스위칭 오프하는,
    회로 어레인지먼트.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 회로 어레인지먼트는 시스템-동기 방식으로 상기 스위치를 클럭킹하기 위한 구동 수단을 가지며, 상기 회로 어레인지먼트는 인가된 시스템 전압(Usystem)의 피크 전압(
    Figure pat00013
    ) 이후 각각의 경우 일시적으로 상기 스위치를 스위칭 온하고 상기 시스템 전압(Usystem)의 추후 제로 크로싱에서 다시 상기 스위치를 스위칭 오프하는,
    회로 어레인지먼트.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 회로 어레인지먼트는 시스템-동기 방식으로 상기 스위치를 클럭킹하기 위한 구동 수단을 가지며, 상기 회로 어레인지먼트는 인가된 시스템 전압(Usystem)의 피크 전압 이후 각각의 경우 일시적으로 상기 스위치를 스위칭 온하고, 상기 시스템 전압의 추후 피크 전압(
    Figure pat00014
    ) 이전에 다시 상기 스위치를 스위칭 오프하는,
    회로 어레인지먼트.
  5. 제 1 항 내지 제 4 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치의 상기 스위치-온 지속 기간은 상기 시스템 전압의 하나의 제로 크로싱으로부터 상기 시스템 전압의 추후 제로 크로싱까지 증가하는,
    회로 어레인지먼트.
  6. 제 1 항 내지 제 5 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치의 스위치-오프 시간은 상기 백업 캐패시턴스(C1) 양단에 존재하는 전압(UC1)의 전압 증분(ΔU)에 좌우되는,
    회로 어레인지먼트.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 스위치-오프 시간은
    Figure pat00015
    에 비례하고, 여기서
    Figure pat00016
    인,
    회로 어레인지먼트.
  8. 제 1 항 내지 제 7 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치는 상기 백업 캐패시턴스와 직렬로 배열되는,
    회로 어레인지먼트.
  9. 제 1 항 내지 제 8 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치는 상기 회로 어레인지먼트의 입력부와 상기 백업 캐패시턴스 사이의 전류 경로 내에 배열되는,
    회로 어레인지먼트.
  10. 제 1 항 내지 제 9 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 회로 어레인지먼트는 승압(step-up) 컨버터를 가지며, 상기 백업 캐패시턴스는 상기 승압 컨버터의 출력 캐패시턴스인,
    회로 어레인지먼트.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 스위치(Q2)는 상기 승압 컨버터의 컨버터 스위치(Q1)에 대한 부가적인 스위치인,
    회로 어레인지먼트.
  12. 제 1 항 내지 제 11 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치는 트랜지스터인,
    회로 어레인지먼트.
  13. 제 8 항에 있어서, 상기 트랜지스터는 금속-산화물 트랜지스터 또는 바이폴라 트랜지스터인,
    회로 어레인지먼트.
  14. 제 1 항 내지 제 13 항 중 어느 한 항에 있어서, 상기 스위치는 사이리스터인,
    회로 어레인지먼트.
  15. 방전 램프들을 동작시키기 위한 방법을 구현하기 위한 회로 어레인지먼트를 가진 상기 방전 램프들을 동작시키기 위한 방법으로서,
    상기 회로 어레인지먼트는 전원 시스템으로부터의 AC 시스템 전압이 접속될 수 있는 입력부(E), 적어도 하나의 방전 램프(5)가 접속될 수 있는 출력부(A), 상기 입력부와 상기 출력부 사이에 배열된 백업 캐패시턴스(C1), 및 상기 백업 캐패시턴스(C1)의 충전 전류 경로 내에 있는 스위치(Q2)를 가지며, 상기 방전 램프들을 동작시키기 위한 방법은 하기 단계들이 다수 번 반복되는 것을 특징으로 하고, 하기 단계들은,
    상기 입력부에 존재하는 AC 시스템 전압의 전압 제로 크로싱을 검출하는 단계;
    상기 스위치(Q2)를 스위칭-온하는 단계;
    상기 스위치(Q2)의 미리 결정된 스위치-온 시간 범위(span)(tC1)에 도달되었는지 검사하거나, 상기 백업 캐패시턴스(C1) 양단에 존재하는 전압(UC1)이 미리 결정된 값(ΔU) 만큼 상승되었는지를 검사하고, 만약 그렇다면 다음 단계로 진행하는 단계; 및
    상기 백업 캐패시턴스(C1) 양단에 존재하는 상기 전압(UC1)이 미리 결정된 값(
    Figure pat00017
    ΔU)에 도달되었는지 검사하고, 만약 도달되었다면 상기 방법을 종결하는 단계를 포함하는,
    방전 램프들을 동작시키기 위한 방법.
KR1020100041860A 2009-05-04 2010-05-04 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법 KR20100120090A (ko)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
DE102009019904A DE102009019904A1 (de) 2009-05-04 2009-05-04 Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Entladungslampen
DE102009019904.7 2009-05-04

Publications (1)

Publication Number Publication Date
KR20100120090A true KR20100120090A (ko) 2010-11-12

Family

ID=42338177

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
KR1020100041860A KR20100120090A (ko) 2009-05-04 2010-05-04 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법

Country Status (5)

Country Link
US (1) US8618739B2 (ko)
EP (1) EP2249627A2 (ko)
KR (1) KR20100120090A (ko)
CN (1) CN101883465B (ko)
DE (1) DE102009019904A1 (ko)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
KR20130138215A (ko) * 2010-09-22 2013-12-18 오스람 게엠베하 고압 방전 램프를 시동시키기 위한 방법
CN102751881B (zh) * 2011-04-02 2014-12-10 英飞特电子（杭州）股份有限公司 一种两线调光器的辅助电源电路
CN106463995B (zh) * 2014-03-17 2019-12-06 梅塔系统股份公司 电器的电源，特别是用于电动车辆电池充电的电池充电器
DE202017100740U1 (de) * 2017-02-13 2018-05-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung bei einem Netzteil
EP3580824B1 (de) * 2017-02-13 2023-06-07 Tridonic GmbH & Co KG Schaltung zur einschaltstrombegrenzung bei einem netzteil
AT17794U1 (de) * 2017-02-13 2023-03-15 Tridonic Gmbh & Co Kg Schaltung zur Einschaltstrombegrenzung bei einem Netzteil

Family Cites Families (14)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4434395A (en) * 1981-02-25 1984-02-28 Sharp Kabushiki Kaisha Solar cell power supply circuit
DE3625499A1 (de) 1986-03-19 1987-10-15 Wolfgang Dipl Ing Renner Zuendgeraet fuer netzunabhaengig versorgte hochdruck-entladungslampen
WO1989006834A1 (en) * 1988-01-25 1989-07-27 Seiko Epson Corporation Electronic wrist watch with power generator
US5262931A (en) * 1991-07-19 1993-11-16 Powering, Inc. Power converter
US5719473A (en) * 1994-03-11 1998-02-17 Patent-Treuhand-Gelsellschaft F. Elektrische Gluehlampen Mbh High frequency operating circuit with in-rush current protection for operation of discharge lamps
DE4408313A1 (de) 1994-03-11 1995-09-14 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Schaltungsanordnung zum Betrieb von Entladungslampen
JP2001502843A (ja) * 1997-07-22 2001-02-27 パテント―トロイハント―ゲゼルシャフト フュール エレクトリッシェ グリューラムペン ミット ベシュレンクテル ハフツング パルス電圧列の発生方法およびそのための回路装置
WO2001067828A1 (fr) * 2000-03-09 2001-09-13 Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha Procede et circuit de separations de signaux y-c
US6304460B1 (en) * 2000-05-05 2001-10-16 Slobodan Cuk Switching DC-to-DC converter utilizing a soft switching technique
US7102251B2 (en) * 2003-08-22 2006-09-05 Distributed Power, Inc. Bi-directional multi-port inverter with high frequency link transformer
DE10348210A1 (de) * 2003-10-16 2005-05-12 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Hochsetzsteller mit Leistungsfaktorkorrektur
DE202005003632U1 (de) 2005-03-03 2006-07-13 Bag Electronics Gmbh Zündschaltungsanordnung mit erhöhter Ausfallsicherheit
TW200706067A (en) * 2005-05-10 2007-02-01 Koninkl Philips Electronics Nv Universal line voltage dimming method and system
US7511466B2 (en) * 2006-04-19 2009-03-31 System General Corp. Method and apparatus for predicting discharge time of magnetic device for power converter

Also Published As

Publication number Publication date
DE102009019904A1 (de) 2010-11-25
US20100277093A1 (en) 2010-11-04
CN101883465B (zh) 2015-03-25
CN101883465A (zh) 2010-11-10
EP2249627A2 (de) 2010-11-10
US8618739B2 (en) 2013-12-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
KR100796890B1 (ko) 스위칭 전원장치
TWI393337B (zh) 雙級交換式電源轉換電路
CN100399689C (zh) 开关调整器以及开关调整器的输出电压切换方法
CN101640485B (zh) 开关电源装置
KR20100120090A (ko) 방전 램프들을 동작시키기 위한 회로 어레인지먼트 및 방법
US8149598B2 (en) Switching power supply apparatus
KR20080024984A (ko) 스위칭 레귤레이터 및 그 스위칭 레귤레이터를 구비하는반도체 장치
CN104221473A (zh) 功率因数校正电路的控制方法，功率因数校正电路和照明机构的操作装置
JP2004153983A (ja) スイッチング電源装置
KR20130085904A (ko) 다이나믹 댐퍼 및 다이나믹 댐퍼를 포함하는 조명 구동 회로
US20180123457A1 (en) Switching power supply with short circuit detection
JP2005518775A (ja) Ｎ位相集積バックコンバータ
KR20040086840A (ko) 용량성 부하의 전력 소비량을 변동시키는 방법
US6317339B1 (en) Method of controlling electric power supply apparatus with electric power converter circuit
KR20040021531A (ko) 방전램프를 동작시키기 위한 회로 장치
US6504316B2 (en) Discharge lamp lighting circuit
US8476883B2 (en) Compensation circuits and control methods of switched mode power supply
WO2007046471A1 (ja) 突入電流低減回路および電気機器
KR20060133470A (ko) 차단 회로
KR100655245B1 (ko) 고효율 플라즈마 인버터
CN205160837U (zh) 驱动芯片及led恒流驱动控制电路
CN100410827C (zh) 在宽广的负载需求内高效转换电压的pfm控制电路
Chen et al. 2nd Generation LLC Current Resonant Control IC,“FA6A00N Series”
CN111146934B (zh) 切换功率转换器的自适应启动
KR20110012057A (ko) 스위칭 손실을 저감하고 전류원을 갖는 플라즈마용 펄스 전원 장치

Legal Events

Date Code Title Description
WITN Application deemed withdrawn, e.g. because no request for examination was filed or no examination fee was paid