EP2191294A2 - Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal - Google Patents

Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal

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EP2191294A2
EP2191294A2 EP08801241A EP08801241A EP2191294A2 EP 2191294 A2 EP2191294 A2 EP 2191294A2 EP 08801241 A EP08801241 A EP 08801241A EP 08801241 A EP08801241 A EP 08801241A EP 2191294 A2 EP2191294 A2 EP 2191294A2
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pulse compression
filter
signal
received signal
filter coefficients
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EADS Deutschland GmbH
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    • G01S7/288—Coherent receivers
    • G01S7/2883—Coherent receivers using FFT processing

Definitions

  • the invention relates to a method according to the features of the preamble of the current claim 1.
  • the PK filter coefficients should be optimized and adapted to specific components of the signal processing, such as filters used. A signal that has passed through an entire signal processing chain has in some cases other properties than a theoretical signal. The PK filter should therefore not be optimized for an ideal theoretical transmission signal, but adapted to a - according to the signal processing - filtered received signal adapted (adapted). 2. The PK filter should not be optimized to the usually preferred Doppler zero position but to a specific Doppler frequency. This can be about in a PC application that takes place after the Doppler processing at the respective filter outputs. 3. The PK filter should be optimized for transmitter shortcomings. These can be caused, for example, by the C operation of the power amplifier. The transmitter amplifies completely from a certain signal amplitude and the signal goes into saturation. Also, based on the passage of such a transmitter in C mode, the signal receives partly different properties than a theoretical signal.
  • the PK filter conventional type can be adapted only to the transmitter behavior of a frequency. However, if during a certain time window the signal does not change appreciably with respect to the PK, an online calculation of the PK filter coefficients for this time window could adaptively optimize the PK image adaptively.
  • the calculation of the PK filter coefficients in its conventional manner in which once-calculated coefficients of the PK filter are fixedly implemented during the operation of the radar system, takes place according to an iteration algorithm.
  • a corresponding period of time must be set for the calculation of the filter coefficients.
  • some experience in dealing with pulse compression is necessary in order to be able to model the desired compressed pulse, especially for truly complex-valued signals. Only when this modeling has been carried out carefully, effective PK side-lobe suppression can be achieved. Consequently, it is almost impossible to implement this algorithm as automatism, without sufficient monitoring. Therefore, this conventional iteration algorithm is rather unsuitable for the adaptive on-line calculation of the PK filter coefficients.
  • the object of the invention is to provide a method with which the disadvantages of the prior art can be eliminated.
  • pulse compression filter coefficients for a received signal of a radar system are adaptively calculated, the received signal being evaluated with the aid of a complex pulse compression mismatch filter and a pulse compression filter coefficient set h (t) being calculated for an ideal theoretical received signal s (t).
  • a transformed set of pulse compression filter coefficients H opt (f) for the complex pulse compression -Mismatch filter H opt (f) are calculated according to the following rule where S (f): the Fourier transform of an undistorted received signal s (t), S v (f): the Fourier transform of a distorted received signal s v (t), Sv * (f): the complex conjugate of S v ( f) H (f): the Fourier transform of the pulse compression mismatch filter h (t).
  • s (t), h (t), H op t (f) are to be understood as vectors.
  • Such an algorithm for optimizing (adapting) the PK filter coefficients to the present received signal has the following form:
  • the conventional iteration algorithm is used to calculate PK filter coefficients in order to calculate a PK mismatched filter h (t) for an ideal theoretical received signal s (t), that is to say for an "unadulterated" received signal, such that a PK output signal g (t) results in a sufficiently high sidelobe distance.
  • S (f), H (f) and G (f) are the transfer functions of s (t), h (t) and g (t).
  • an adaptive optimal PK filter hopt (t) to be calculated online is searched for-whatever-"falsified," that is, signal distortion-prone receive signal s v (t), which can change during the radar operation such that after the PK a PK output results, which has a high quality PK output in the form of a high sidelobe distance, and: h opt (t) should be able to be calculated online, ie fast and without a monitoring mechanism.
  • the same and with respect to the main to sidelobel ratio (HNV) sufficiently good
  • Output signal arise, as in the PK filtering of the "unadulterated" received signal s (t), ie g (t).
  • Fig. 3 circuit of a radar with a component having the invention.
  • the starting point is an example of a well-known in the art pulse compression code, the binary code of the 13er Barker code. It is a real-valued signal with the coding (+ stands for +1 and - for -1) + + + + + + + + + _ + _ +. This Signal or this coding represents in the above formulas the "unadulterated" signal s (t).
  • a length 37 PK mismatched filter was calculated at s (t).
  • This PK filter which is represented by (1) in Fig. 1, represents h (t) in the above formulas.
  • This PK filter h (t) provides the PK output g (t), the magnitude of which is represented by (1) in FIG. 2, and a high peak-to-peak ratio (HNV) of FIG 42.3 dB.
  • HNV peak-to-peak ratio
  • the signal s v (t) which does not consist of 13 but instead of 14 sub-pulses according to the coding + + + + + + + + - + + _ + _ as s), is present as a "corrupted" signal.
  • a PK-MMF h opt (t) should be found so that s v (t) gives the same PK-output g (t) at pulse compression with h opt (t) as the PK of s (t) with h ( t).
  • FIG. 3 illustrates, with reference to a schematic representation of a radar system, how an online calculation of the PK filter coefficients according to the invention can be achieved.
  • a signal sample is taken at predetermined time intervals after the signal processing in the branch of the signal generation.
  • the signal conditioning essentially consists of the actual signal generation, mixers, preamplifiers and Power amplifier (bottom view in Fig. 3).
  • a signal sample is coupled out and fed to the receiving path during the dead time (upper illustration in FIG. 3) of the pulse.
  • the signal sample passes through the relevant components of the signal processing in the reception train, which is usually a bandwidth-determining antialiasing filter and necessary mixers.
  • the resulting signal sample corresponds to the expected received pulse before the PK. This is then used for the online calculation according to the above formula (the theoretical signal and its associated PK filter are already available) and in this way the pulse compression filter adapted from time to time to the present waveform (adapted).
  • H m S (J) - H (J). s; (J)

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Abstract

Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur adaptiven Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssignal einer Radaranlage, welches mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird, wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) ein Pulskompressions-Filterkoeffizienten-Satz h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt-zu Nebelzipfel-Verhältnis resultiert, wobei für ein verzerrtes Empfangssignal ein transformierter Satz von Pulskompressions-Filterkoeffizienten Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions-Mismatch-Filter Hopt(f) entsprechend folgender Vorschrift berechnet werden (Formel (I)), wobei S(f): die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv*(f): die komplex konjugierte von Sv(f), H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch-Filters h(t).

Description

Adaptive Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Radarsignal
Die Erfindung betrifft ein Verfahren gemäß den Merkmalen des Oberbegriffs des geltenden Anspruchs 1.
Aus DE 42 30 558 A1 ist eine iterative Berechnung der Pulskompressions (PK) - Filterkoeffizienten bekannt, welche im allgemeinen auf ein ideales theoretisches Signal (Binärcode, Barkercode, Lineare Frequenzmodulation, Nichtlineare Frequenzmodulation, Polyphasencode) angepasst ist. Die über dieses Iterationsverfahren berechneten PK-Filterkoeffizienten sind hierbei fest implementiert worden.
Mit diesem Verfahren ist es nicht möglich, auf Signaländerungen und somit auf Signalunzulänglichkeiten, die während des Radarbetriebs auftreten, zu reagieren und diese für ein qualitativ hochwertiges Pulskompressionsbild zu kompensieren. Mit diesen auftretenden Signaländerungen bzw. Signalunzulänglichkeiten sind gewisse reproduzierbare, also in ihrem Verhalten immer gleichartig wiederkehrend auftretende Ab- Wandlungen des Signals gemeint. Im Folgenden werden für diese Signal- Modifikationen einige Möglichkeiten aufgezeigt:
1. Die PK-Filterkoeffizienten sollen auf bestimmte Komponenten der Signalverarbeitung, also etwa auf verwendete Filter optimiert und angepaßt sein. Ein Sig- nal, das eine ganze Signalverarbeitungskette durchlaufen hat, besitzt zum Teil andere Eigenschaften als ein theoretisches Signal. Das PK-Filter soll daher nicht auf ein ideales theoretisches Sendesignal optimiert sein, sondern auf ein - gemäß der Signalverarbeitung - gefiltertes Empfangssignal angepaßt (adaptiert) sein. 2. Das PK-Filter soll nicht auf die üblicherweise bevorzugte Doppler-Null-Lage, sondern auf eine spezielle Dopplerfrequenz optimiert werden. Dies kann etwa bei einer PK Anwendung finden, die nach der Dopplerverarbeitung an den je- weilgen Filterausgängen stattfindet. 3. Das PK-Filter soll auf Senderunzulänglichkeiten optimiert sein. Diese können beispielsweise durch den C-Betrieb des Leistungsverstärkers verursacht werden. Dabei verstärkt der Sender ab einer bestimmten Signalamplitude vollständig und das Signal geht in die Sättigung. Auch anhand des Durchlaufens eines solchen Senders im C-Betrieb erhält das Signal teilweise andere Eigenschaften als ein theoretisches Signal.
4. Verallgemeinerung auf allgemein mögliche Signalmodifikationen:ln Punkt 3 genügt es nicht, das Senderverhalten genau zu studieren und dann die PK- Filterkoeffizienten darauf anzupassen. Vielmehr ist das Senderverhalten auch von der Frequenzagilität des Radars abhängig, d.h der Sender verhält sich bei höheren Frequenzen unterschiedlich als bei tieferen Frequenzen, was deutlich merkliche Unterschiede im PK-BiId zur Folge hat.
Das PK-Filter herkömmlicher Art kann nur auf das Senderverhalten einer Frequenz angepasst werden. Wenn jedoch während eines bestimmten Zeitfensters sich das Signal bezüglich der PK nicht merklich ändert, so könnte eine Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten für dieses Zeitfenster das PK-BiId in adaptiver Weise wesentlich optimieren.
Die Berechnung der PK-Filterkoeffizienten in seiner herkömmlichen Art, bei der ein- mal berechnete Koeffizienten des PK-Filters während des Betriebs der Radaranlage fest implementiert sind, erfolgt nach einem Iterationsalgorithmus. Aufgrund der Iteration ist einerseits eine entsprechende Zeitdauer für die Berechnung der Filterkoeffizienten anzusetzen. Andererseits ist eine gewisse Erfahrung im Umgang mit Pulskompression notwendig, um den gewünschten komprimierten Puls speziell bei echt kom- plexwertigen Signalen modellieren zu können. Nur wenn diese Modellierung sorgfältig ausgeführt wurde, ist eine effektive PK-Nebenzipfelunterdrückung zu erreichen. Folglich ist es fast unmöglich, diesen Algorithmus als Automatismus zu implementieren, ohne ihn ausreichend zu überwachen. Daher ist dieser herkömmliche Iterationsalgorithmus für die adaptive Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten eher ungeeig- net.
Aufgabe der Erfindung ist es, ein Verfahren anzugeben, mit welchem die Nachteile des Standes der Technik beseitigt werden können.
Die Aufgabe wird mit den Merkmalen des Verfahrens gemäß dem Patentanspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind Gegenstand von Unteransprüchen.
Erfindungsgemäß werden Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssig- nal einer Radaranlage adaptiv berechnet, wobei das Empfangssignal mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird und wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) ein Pulskompressions-Filterkoeffizienten- Satz h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt- zu Nebenzipfel- Verhältnis resultiert und wobei für ein verzerrtes Empfangssignal ein transformierter Satz von Pulskompressions-Filterkoeffizienten Hopt(f) für das komplexe Pulskompres- sions-Mismatch-Filter Hopt(f) entsprechend folgender Vorschrift berechnet werden wobei S(f) : die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv*(f): die komplex konjugierte von Sv(f), H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch- Filters h(t).
Im Weiteren sind s(t), h(t), Hopt(f) als Vektoren zu verstehen.
Ein derartiger Algorithmus zur Optimierung bzw. Anpassung (Adaptierung) der PK- Filterkoeffizienten auf das vorliegende Empfangssignal hat folgende Gestalt:
Ausgegangen wird vom herkömmlichen Iterationsalgorithmus zur Berechnung von PK-Filterkoeffizienten, um für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t), also für ein "unverfälschtes" Empfangssignal, ein PK-Mismatched-Filter h(t) zu berechnen so, dass ein PK-Ausgangssignal g(t) mit genügend hohem Nebenzipfel-Abstand resultiert. Mit anderen Worten: die Größen s(t), h(t) und g(t) der Formel
s(t) * h(t) = g(t) (1 )
im Zeitbereich sind bekannt.
Dasselbe gilt dann für obige Formel im Frequenzbereich
S(f) H(f) = G(f) (2)
wobei S(f), H(f) und G(f) die Übertragungsfunktionen von s(t), h(t) und g(t) sind.
Gemäß der Erfindung wird zu einem - wie auch immer - "verfälschten", also mit Signalverzerrungen behafteten Empfangssignal sv(t), welches sich während des Radar- betriebe ändern kann, ein online zu berechnendes adaptives optimales PK-Filter hopt(t) gesucht so, dass nach der PK ein PK-Ausgangssignal resultiert, das ein qualitativ hochwertiges PK-Ausgangssignal in Form eines hohen Nebenzipfel-Abstand aufweist und: hopt(t) sollte online, d.h. schnell und ohne einen Überwachungsmechanismus, berechnet werden können. Aus dem "verfälschten" (verzerrten) Signal sv(t) und dem gesuchten optimalen PK- Filter hopt(t) soll via PK dasselbe (und im Bezug auf das Haupt-zu Nebenzipfel- Verhältnis (HNV) genügend gute) PK-Ausgangssignal entstehen, wie bei der PK- Filterung des "unverfälschten" Empfangssignals s(t), also g(t).
In Anlehnung an obige Formeln (1 ) und (2) erhält man dann die Formeln
und
Sv(f) • Hopt(f) = G(f) (4) sv(t) und Sv(f) sind bekannt. Somit ergibt sich aus obigen Formeln (3) und (4), wobei mit Sv *(f) ist der konjugiert komplexe Vektor von Sv(f) gemeint ist, die Übertragungsfunktion Hopt(f) des gesuchten optimalen PK-Filters hopt(t) als
und die Impulsantwort hopt(t) als IFFT-Resultat (IFFT = inverse Fourier Fransformation) der Übertragungsfunktion Hopt(f).
Die Erfindung wird nachfolgend anhand eines Beispiels sowie von Figuren näher er- läutert. Es zeigen
Fig. 1 ein Vergleich eines PK-Filters gemäß dem Stand der Technik mit einem PK- Filter gemäß der Erfindung
Fig. 2 den Verlauf eines gemäß der Erfindung berechneten PK-Ausgangssignals,
Fig. 3 Schaltung einer Radaranlage mit einer Komponente, welche die Erfindung aufweist.
Ausgegangen wird beispielhaft von einem in der Fachwelt bekanntesten Pulskompressionscode, den Binärcode des 13er Barkercodes. Er ist ein reellwertiges Signal mit der Codierung (+ steht für +1 und — für — 1 ) + + + + + + + _ + _ + . Dieses Signal bzw. diese Codierung stellt in obigen Formeln das "unverfälschte" Signal s(t) dar.
Mit dem herkömmlichen Iterationsverfahren wurde zu s(t) ein PK-Mismatched-Filter (MMF) der Länge 37 berechnet. Dieses PK-Filter, das in Fig.1 mit (1) dargestellt ist, stellt in obigen Formeln h(t) dar.
Dieses PK-Filter h(t) liefert bei Pulskompression mit s(t) das PK-Ausgangssignal g(t), dessen Betrag in Fig. 2 mit (1 ) dargestellt ist und ein hohes Haupt-zu Nebenzipfel- Verhältnis (HNV) von 42,3 dB aufweist. Außerdem ist in diesem PK-Ausgangssignal ein sehr homogenes Nebenzipfel-Verhalten festzustellen, was für nachfolgende CFAR-Schaltungen recht günstig ist.
Als "verfälschtes" Signal liege nun beispielhaft das Signal sv(t) vor, welches gegenüber s(t) nicht aus 13 sondern aus 14 Subpulsen gemäß der Codierung + + + + + + — + + _ + _ + besteht. Dazu soll ein PK-MMF hopt(t) gefunden werden so, dass sv(t) bei Pulskompression mit hopt(t) quasi dasselbe PK-Ausgangssignal g(t) ergibt wie die PK von s(t) mit h(t).
Wird das erfindungsgemäße Verfahren auf die vorliegende Problematik angewendet, so erhält man als hopt(t) das in Fig. 1 mit (2) illustrierte PK-Filter der Länge 64 und daraus abgeleitet das mit (2) gezeichnete PK-Ausgangssignal in Bild 2.
Es lässt sich feststellen, dass im Kern des PK-Ergebnisses liegt die Kurve (1 ) exakt auf der Kurve (2) (Fig. 1 ). Lediglich an den Rändern des PK-Bildes tritt die Kurve (2) aufgrund des längeren PK-Filters gegenüber der Kurve (1 ) in Erscheinung. Was also rein theoretisch vorhergesagt wurde, konnte an diesem Beispiel verifiziert werden.
In Fig. 3 ist anhand einer schematischen Darstellung einer Radaranlage verdeutlicht, wie eine erfindungsgemäße Online-Berechnung der PK-Filterkoeffizienten erreicht werden kann. Dazu wird in vorgebbaren Zeitintervallen eine Signalprobe nach der Signalaufberei- tung im Zweig der Signalerzeugung genommen. Die Signalaufbereitung besteht im Wesentlichen aus der eigentlichen Sigηalgenerierung, Mischer, Vorverstärker und Leistungsverstärker (untere Darstellung in Fig. 3). Nachdem das Signal diese Komponenten der Signalaufbereitung durchlaufen hat, wird eine Signalprobe ausgekoppelt und während der Totzeit (obere Darstellung in Fig. 3) des Pulses dem Empfangs- zug zugeführt. Die Signalprobe durchläuft die maßgebenden Komponenten der Signalverarbeitung im Empfangszug, was in der Regel ein bandbreitenbestimmendes Antialiasing-Filter sowie notwendige Mischer sind. Die dann daraus resultierende Signalprobe entspricht dem zu erwartenden Empfangspuls vor der PK. Diese wird dann für die Online-Berechnung gemäß obenstehender Formel genutzt (das theoretische Signal und sein zugehöriges PK-Filter liegen bereits vor) und auf diese Weise das Pulskompressionsfilter von Zeit zu Zeit an die vorliegende Signalform adaptiert (angepaßt).
Vor der Pulskompression PK wird die Signalprobe sv(t) in die Komponente "Erfin- düng" eingespeist. Die Übertragungsfunktionen S(f) und H(f) sind dort bereits abgelegt. Es wird dann nach obiger Formel
H m = S(J) - H(J) . s ; (J)
11 opt U ) I „ , fΛ I 2
\ \U) \ (5)
und mit IFFT das Online-PK-Filter hopt(t) berechnet und für eine adaptive PK genutzt.

Claims

Patentansprüche
1. Verfahren zur adaptiven Berechnung von Pulskompressions-Filterkoeffizienten für ein Empfangssignal einer Radaranlage, welches mit Hilfe eines komplexen Pulskompressions-Mismatch-Filters ausgewertet wird, wobei für ein ideales theoretisches Empfangssignal s(t) eine Pulskompressions-Filterkoeffizienten-Matrix h(t) für ein Pulskompressions-Mismatch-Filter so berechnet wird, dass ein Pulskompressions-Ausgangssignal mit einem gewünschten Haupt- zu Nebenzipfel-Verhältnis resultiert, dadurch gekennzeichnet, dass für ein verzerrtes Empfangssignal die Pulskompressions-Filterkoeffizienten- Matrix Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions-Mismatch-Filter Hopt(f) ent- sprechend folgender Vorschrift berechnet werden wobei
S(f) : die Fourier-Transformierte eines unverzerrten Empfangssignals s(t), Sv(f): die Fourier-Transformierte eines verzerrten Empfangssignal sv(t), Sv *(f): die komplex konjugierte von Sv(f),
H(f): die Fourier-Transformierte des Pulskompressions-Mismatch- Filters h(t).
2. Verfahren nach Anspruch 1 , dadurch gekennzeichnet, dass das Pulskompressions-Mismatch-Filter als Transversal-Filter ausgebildet ist
3. Verfahren nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass ein Sendesignal der Radaranlage ausgekoppelt wird und während der Totzeit der Radaranlage als Signalprobe für ein verzerrtes Empfangssignal in den Empfangszweig der Radaranlage eingekoppelt wird und nach Durchlaufen einer Signalaufbereitung einer Komponente zugeführt wird, in welcher die Pulskompres- sions-Filterkoeffizienten-Matrix Hopt(f) für das komplexe Pulskompressions- Mismatch-Filter berechnet wird.
EP08801241A 2007-09-01 2008-09-01 Adaptive berechnung von pulskompressions-filterkoeffizienten für ein radar-signal Ceased EP2191294A2 (de)

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