EP2174408A1 - Wechselrichter - Google Patents

Wechselrichter

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EP2174408A1
EP2174408A1 EP08758720A EP08758720A EP2174408A1 EP 2174408 A1 EP2174408 A1 EP 2174408A1 EP 08758720 A EP08758720 A EP 08758720A EP 08758720 A EP08758720 A EP 08758720A EP 2174408 A1 EP2174408 A1 EP 2174408A1
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EP
European Patent Office
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switch
voltage
inductance
inverter according
diode
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP08758720A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Heribert Schmidt
Bruno Burger
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Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Original Assignee
Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
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Filing date
Publication date
Application filed by Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV filed Critical Fraunhofer Gesellschaft zur Forderung der Angewandten Forschung eV
Publication of EP2174408A1 publication Critical patent/EP2174408A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • Y02E10/56—Power conversion systems, e.g. maximum power point trackers

Definitions

  • the invention relates to an inverter for converting a DC voltage into an AC voltage or an AC current according to the preamble of the main claim.
  • Inverters for converting a DC voltage to an AC voltage or AC are well known, and these inverters discriminate between inverters without galvanic isolation, ie, transformerless inverters and those with galvanic isolation, ie, transformer inverters.
  • the highest efficiencies are achieved with transformerless inverters in full bridge circuit without step-up converter. achieved, as described for example in DE 102 21 592 Al.
  • the potential of the source at mains frequency and half mains voltage varies from ground potential. Therefore, there is a limitation in the applicability of these concepts in sources with a high dissipation capacity to earth potential, as is the case for example with solar generators of certain technology, in particular thin-film modules.
  • the input voltage range is limited by the voltage required to supply at the level of the amplitude of the mains voltage, ie approximately 325 V with an effective value of 230 V, downwards.
  • transformerless concepts e.g. from DE 196 42 522 Cl and DE 197 32 218 Cl, in which a connection of the solar generator is fixedly connected to the neutral conductor and thus has a fixed potential to earth potential.
  • no leakage currents can flow, even with arbitrarily high leakage capacitances.
  • a choke coil in a first clock section via two switches to an input voltage which is buffered with an input capacitor, placed and stored energy in the inductor.
  • a plurality of switches are configured so that the energy stored in the choke coil can be delivered to the output via diodes and said switches.
  • Disadvantage of this known circuit arrangement is that the current flows through a plurality of semiconductor switches and diodes in the individual clock phases. In the first clock phase there are always two switches in the current path, in the second clock phase during the positive half cycle two switches and two diodes and in the negative two switches and one diode. This results in high losses and correspondingly poor efficiency.
  • the switches, together with the associated controls represent a considerable effort and reduce the reliability. These inverters are therefore characterized by high complexity and thus poor efficiency, high costs and reduced reliability.
  • the invention is therefore based on the object, an inverter for converting a DC voltage into an AC voltage or an AC current from a respect to a neutral unipolar
  • DC voltage source to provide that offers high efficiency and based on simple, inexpensive, reliable and control technology easily manageable structures.
  • a second inductance in close coupling is provided for the first inductance and the two inductors each emit their energy via a second two electronic switches to a lying parallel to the AC terminal filter capacitor, wherein a series circuit of a third clocked switch and a capacitor for receiving energy from stray inductances having transverse branch with the the first inductance and the series circuit of one of the second switch and the second inductor is connected, the number of semiconductor switches is reduced.
  • the current flows in the first clock phase only by a semiconductor switch, in the second clock phase during both half-waves by a respective semiconductor switch and a diode, whereby the efficiency and reliability increase.
  • the energy stored in the unavoidable leakage inductance of the first inductance can be absorbed and passed on in a targeted manner to the output, and there are no unnecessary losses associated with losses within the circuit.
  • This measure leads to a further noticeable increase in efficiency, one of the main goals in the development of inverters for photovoltaics.
  • the insertion of the switch into the shunt branch results in the capacitor not being charged to a high voltage in the half-wave in which the described function is not required. This would have the consequence that when changing the Netzpolartician briefly a high discharge current pulse would flow.
  • overvoltage limiting components such as varistors each with an inductance and a diode are connected, since they can absorb the energy stored in the inductors e energy, if in an emergency shutdown of the inverter, all switches are opened simultaneously. This avoids that, as a result of extreme overvoltages on the semiconductors, as in the prior art, these are destroyed. Since the overvoltage limiting components in the arrangement according to the invention are exposed to no pulse voltage, varistors can be used. However, the use of these inexpensive and robust components would be prohibited in clocked circuits, since varistors have a very high parasitic capacitance, which would have to be reloaded at each clock.
  • the prior art additionally uses decoupling diodes or so-called TVS diodes (transient voltage suppressor diodes (TransZorb diodes)), which however are more expensive.
  • TVS diodes transient voltage suppressor diodes (TransZorb diodes)
  • the circuit arrangement according to the invention can also be designed to be multi-phase, e.g. three-phase for feeding into the usual public three-phase network.
  • one or more solar generators, fuel cells, batteries or the like can be used as DC voltage source.
  • the circuit is designed to be complementary and the plus pole of the solar generator is connected to the neutral conductor, whereby all cells of the modules of the solar generator have a negative potential with respect to the ground potential. ben, which has an advantageous effect on the efficiency of certain solar cell types.
  • Fig. 2 diagrams of the switches at the
  • Fig. 3 shows timing diagrams on an enlarged scale of the first switch and the third switch, and a diagram for the current of the capacitor in the shunt branch.
  • the illustrated in Fig. 1 and designed as an inverter circuit arrangement has a DC voltage source, which is a solar generator 1 in the embodiment, which is located with its terminals on a positive line 2 and a neutral or ground conductor 3. This solar generator supplies a DC input voltage U SG .
  • an input capacitor C 0 is provided, which buffers the input voltage U SG . Between the lines 2, 3 is the
  • switch S 0 Series connection of a first inductor W 1 and a clocked by a control unit, not shown switch S 0 , which may be formed as a transistor, preferably as a MOS-FET or as an IGBT.
  • the diode D 0 is not required for the actual function of the circuit, but is in the case It is inherent to MOS FETs, IGBTs require additional installation and protect these components against negative voltages.
  • a second switch S N is connected, wherein a diode D N with the switching path of the switch S N is in series.
  • a diode D 1 In parallel with the switch is again a diode D 1 , wherein the same applies to the switch S N and the diode D 1 (also for the described below switch S p and the diode D 2 ), as for the switch S 0 and the diode D 0 .
  • the anode of the diode D N is connected to the output or filter capacitor C 2 .
  • Another diode D p is connected with its anode to the neutral conductor 3 and with its cathode to a further second switch S p with a parallel diode D 2 and a second inductance W 2 is connected in series with the switching path of the switch S p , wherein the winding start of the inductance W 2 is also connected to the output or filter capacitor C 2 .
  • the inductors W 1 and W 2 are coupled together.
  • a shunt branch is arranged, which consists of the series circuit of a switch S C1 and a capacitor C 1 , wherein a diode D C1 is connected in parallel with the switching path of the switch S C1 .
  • the inductors W 1 , W 2 feed via the switches S N and S p an output or filter capacitor C 2 , which is connected to a terminal on the neutral conductor 3 and is connected to the other terminal together with the second inductor W 2 and the diode D N with a smoothing or supply choke L 1 , whose other terminal is connected to one of the phases L of the network 4, in which an alternating current is to be fed , where the mains voltage is called U net .
  • the neutral conductor 3 marked N / PE also forms an AC output terminal.
  • the two coupled inductors W 1 , W 2 have energy storage properties, wherein the inductance W 1 is used twice, namely for storing the energy and for generating an in relation to the potential of the neutral conductor 3 inverted output voltage.
  • the winding of the inductors W 1 , W 2 are coupled to one another via a coupling factor k (0 ⁇ k ⁇ 1).
  • a first varistor VDR P is connected and a second varistor VDR N is connected to the cathode of the diode D N and the winding end of the second inductor W 2 connected.
  • the duty cycle of the switch S 0 is set via a control circuit, not shown, for example, a pulse width modulator PWM, so that in the output inductor L 1 adjusts a sinusoidal current, which is then fed into the public grid.
  • the clock period T clock of the clocked switch S 0 be 60 ⁇ s.
  • Way pulse-like output to the filter capacitor C 2 energy is there integrated into a capacitor voltage and fed via the smoothing inductor L 1 in the network 4.
  • the switches S p and S C1 are permanently open and the inductance W 2 is idle.
  • the switch S N is open and the switch S p is closed.
  • the energy stored in both inductances W 1 , W 2 leads to a positive current flow through the diode D p , through the switch S p and through the inductance W 2 in the capacitor C 2 and, as above, via the smoothing inductor L 1 in the network 4th
  • Fig. 3 the operation of the shunt arm with the switch S C1 , the diode D C1 and the capacitor C 1 is shown.
  • the capacitor C 1 has the task of receiving the energy stored in the W 1 unavoidable leakage inductance of the first inductance and to pass to the output.
  • the switch S C1 is closed shortly before the opening of the switch S 0 , ie, the delay time between the switching on of the third switch S cl and the switching off of the first switch S 0 is T D.
  • the turn-on time of the third switch is designated by T SC1 .
  • the capacitor C 1 forms a resonant circuit with the stray inductance of the first inductance W 1 , so that the current I C1 shown in FIG. 3 results.
  • the current flow direction in the capacitor C 1 reverses again after a defined time (zero crossing at T 01 ), and an energy flow takes place via the winding W 1 , the then conducting diode D C1 , the capacitor C 17 the switch S p and the second inductor W 2 in the output. It is essential that the switch S C1 is opened after the current direction has changed. has reversed and the current flows through the parallel diode D C1 .
  • Such a switch-off of the switch S C1 can be carried out either time-controlled by the control or regulating unit, not shown, because of the fixed time sequences, or else by detecting the current direction in the transverse path.
  • the duty cycle T SC1 In the case of a time-controlled activation of the third switch S C1 , the duty cycle T SC1 must be longer than the time T 01 until the first zero crossing of the capacitor current I C1 and shorter than the time T 02 until the second zero crossing. In a state-dependent control of the switch S C1 would be turned off by the first zero crossing T 01 .
  • the Umschwingvorgang ends at the next zero crossing T 02 of the current I C1 , since then the diode D C1 is in the reverse direction and the switch S C1 , as described, was opened.
  • the described timing ensures that the energy stored in the leakage inductance can be selectively passed on to the output and that no unnecessary losses associated with losses take place within the circuit. This measure leads to a noticeable increase in the efficiency.
  • the presence of the open in the negative half wave switch S C1 means that the capacitor C 1 in the negative half cycle is not charging via the diode D P to a high voltage. This would have the consequence that when changing the Netzpolartician, in which the switch S N is opened and the switch S p is closed, briefly a high discharging current pulse on the with the first inductor W 1 , the capacitor C 1 , the Switch S p , the second inductance W 2 and the capacitor C 2 formed circuit would flow.
  • the two varistors are connected between the respective inductance and the respective diode. These have the task to absorb the energy stored in the inductors, if an emergency shutdown of the inverter all switches are opened simultaneously. Unlike in many conventional inverter topologies, this arrangement does not have an inherent current path through which the inductance could output its energy in a controlled manner, eg via free-wheeling diodes into existing buffer capacitors. As a result, extreme overvoltages will be created on the semiconductors, which would typically destroy them. According to the circuit according to FIG. 1, in the event of an emergency shutdown, two paths result for the energy reduction.
  • the inexpensive and robust VDR resistors can be used since they are not exposed to any pulse voltage and the voltage across them changes relatively slowly at the mains frequency, ie 50 Hz.
  • the circuit of FIG. 1 can be constructed to be complementary.
  • the diodes D N and D p can also be embodied as electronic switches, the switch corresponding to the diode D N being in the negative half-cycle asynchronous with the first switch S 0 and that of the diode D p corresponding switches are driven in the positive half-wave. As a result, the efficiency can be further increased.

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Abstract

Es wird ein Wechselrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung bzw. einen Wechselstrom mit einer mit den Gleichspannungsanschlüssen verbundenen ersten Reihenschaltung aus mindestens einem ersten elektronischen Schalter und einer ersten Induktivität zum Speichern der durchgeschalteten Energie und einer Mehrzahl von zweiten elektronischen Schaltern zum Weiterleiten der gespeicherten Energie vorgeschlagen. Eine zweite Induktivität ist in enger Kopplung zur ersten Induktivität vorgesehen, wobei die beiden Induktivitäten jeweils über einen zweiten elektronischen Schalter ihre Energie an einen parallel zum Wechselspannungsanschluss liegenden Filterkondensator abgeben. Weiterhin ist ein Querzweig vorgesehen, der eine Reihenschaltung aus einem dritten getakteten Schalter und einem Kondensator zur Aufnahme der Energie von Streuinduktivitäten aufweist, und der mit der ersten Induktivität und der Reihenschaltung aus einem der zweiten Schalter und der zweiten Induktivität verbunden ist. Zur Anwendung z.B. mit einem Solargenerator zur Einspeisung in ein öffentliches Netz.

Description

FRAUNHOFER-GESELLSCHAFT...e.V. 087PCT 0844
Wechselrichter
Die Erfindung betrifft einen Wechselrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspan- nung bzw. einen Wechselstrom nach dem Oberbegriff des Hauptanspruchs .
Wechselrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine WechselSpannung oder einen Wechselstrom sind allgemein bekannt, wobei bei diesen Wechselrichtern zwischen Wechselrichtern ohne galvanische Trennung, d.h. transformatorlosen Wechselrichtern, und solchen mit galvanischer Trennung, d.h. Transformator-Wechselrichtern, unterschieden wird. Die höchsten Wir- kungsgrade werden mit transformatorlosen Wechselrichtern in Vollbrückenschaltung ohne Hochsetzstel- ler erzielt, wie sie beispielsweise in der DE 102 21 592 Al beschrieben sind. Bei diesen Schaltungen schwankt das Potential der Quelle mit Netzfrequenz und halber Netzspannung gegenüber dem Erdpotential. Daher besteht eine Einschränkung in der Anwendbarkeit dieser Konzepte bei Quellen mit einer hohen Ableitkapazität gegenüber Erdpotential, wie es z.B. bei Solargeneratoren bestimmter Technologie, insbesondere Dünnschichtmodulen, der Fall ist. Desweite- ren ist bei konventionellen transformatorlosen Wechselrichtern ohne Hochsetzsteller der Eingangsspannungsbereich durch die zur Einspeisung wenigstens erforderliche Spannung in Höhe der Amplitude der Netzspannung, also ca. 325 V bei einem Effektivwert von 230 V, nach unten begrenzt.
Weiterhin sind transformatorlose Konzepte, z.B. aus der DE 196 42 522 Cl und der DE 197 32 218 Cl, bekannt, bei denen ein Anschluss des Solargenerators fest mit dem Neutralleiter verbunden ist und somit ein festes Potential gegenüber Erdpotential aufweist . Dadurch können auch bei beliebig hohen Ableitkapazitäten prinzipbedingt keine Ableitströme fließen.
Bei der DE 196 42 522 Cl wird eine Drosselspule in einem ersten Taktabschnitt über zwei Schalter an eine Eingangsspannung, welche mit einem Eingangskondensator gepuffert wird, gelegt und Energie in der Drosselspule gespeichert. Im zweiten Taktabschnitt werden, je nach Polarität der Spannung an einem Ausgangskondensator, welche im Wesentlichen der Netzspannung entspricht, mehrere Schalter so konfiguriert, dass die in der Drosselspule gespeicherte Energie über Dioden und besagte Schalter an den Ausgang abgegeben werden kann. Von Nachteil bei dieser bekannten Schaltungsanordnung ist es, dass der Strom in den einzelnen Taktphasen durch eine Vielzahl von Halbleiterschaltern und Dioden fließt. In der ersten Taktphase sind immer zwei Schalter im Strompfad, in der zweiten Taktphase während der positiven Halbwelle zwei Schalter und zwei Dioden und in der negativen zwei Schalter und eine Diode. Hierdurch ergeben sich hohe Verluste und entsprechend ein schlechter Wirkungsgrad. Außerdem stellen die Schalter, gemein- sam mit den zugehörigen Ansteuerungen, einen erheblichen Aufwand dar und vermindern die Zuverlässigkeit. Diese Wechselrichter zeichnen sich somit durch eine hohe Komplexität und damit einen schlechten Wirkungsgrad, einen hohen Aufwand sowie eine vermin- derte Zuverlässigkeit aus.
Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Wechselrichter zur Umwandlung einer Gleichspannung in eine Wechselspannung bzw. einen Wechselstrom aus einer bezüglich eines Neutralleiters unipolaren
Gleichspannungsquelle zu schaffen, die einen hohen Wirkungsgrad bietet und auf einfachen, kostengünstigen, zuverlässigen und regelungstechnisch leicht beherrschbaren Strukturen beruht .
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die kennzeichnenden Merkmale des Hauptanspruchs in Verbindung mit den Merkmalen des Oberbegriffs gelöst.
Durch die in den Unteransprüchen angegebene Maßnahme sind vorteilhafte Weiterbildungen und Verbesserungen möglich.
Dadurch, dass zusätzlich zu der mit dem ersten ge- takteten elektronischen Schalter verbundenen Induktivität eine zweite Induktivität in enger Kopplung zur ersten Induktivität vorgesehen ist und die beiden Induktivitäten jeweils über einen von zwei zweiten elektronischen Schaltern ihre Energie an einen parallel zum Wechselspannungsanschluss liegenden Filterkondensator abgeben, wobei ein eine Reihenschaltung aus einem dritten getakteten Schalter und einem Kondensator zur Aufnahme von Energie aus Streuinduktivitäten aufweisender Querzweig mit der ersten Induktivität und der Reihenschaltung aus ei- nem der zweiten Schalter und der zweiten Induktivität verbunden ist, ist die Anzahl der Halbleiterschalter reduziert. Im Vergleich zum oben genannten Stand der Technik fließt der Strom in der ersten Taktphase nur durch einen Halbleiterschalter, in der zweiten Taktphase während beider Halbwellen durch je einen Halbleiterschalter und eine Diode, wodurch sich der Wirkungsgrad und die Zuverlässigkeit erhöhen. Durch das Vorsehen des Querzweiges kann die in der unvermeidbaren Streuinduktivität der ersten In- duktivität gespeicherte Energie aufgenommen und gezielt an den Ausgang weitergegeben werden und es finden keine unnötigen, mit Verlusten verbundenen Oszillationen innerhalb der Schaltung statt. Diese Maßnahme führt zu einer weiteren merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades, eines der Hauptziele bei der Entwicklung von Wechselrichtern für die Photovol- taik. Weiterhin hat das Einfügen des Schalters in den Querzweig zur Folge, dass sich der Kondensator in der Halbwelle, in welcher die beschriebene Funk- tion nicht benötigt wird, nicht auf eine hohe Spannung auflädt. Diese hätte zur Folge, dass beim Wechsel der Netzpolarität kurzzeitig ein hoher Entladestrom-Impuls fließen würde.
Besonders vorteilhaft ist, dass zwei Überspannung begrenzende Bauelemente z.B. Varistoren jeweils mit einer Induktivität und einer Diode verbunden sind, da diese die in den Induktivitäten gespeicherte E- nergie aufnehmen können, falls bei einer Notabschaltung des Wechselrichters alle Schalter gleichzeitig geöffnet werden. Dadurch wird vermieden, dass infolge extremer Überspannungen an den Halbleitern, wie im Stand der Technik, diese zerstört werden. Da die Überspannung begrenzende Bauelemente in der erfindungsgemäßen Anordnung keiner Pulsspannung ausge- setzt sind, können Varistoren verwendet werden. Der Einsatz dieser preiswerten und robusten Bauteile würde sich jedoch in getakteten Schaltungen verbieten, da Varistoren eine sehr hohe parasitäre Kapazität aufweisen, die bei jedem Takt umgeladen werden müsste. Im Stand der Technik werden zusätzlich Entkopplungsdioden oder so genannten TVS-Dioden (Tran- sient Voltage Surpressor-Dioden (TransZorb-Dioden) ) verwendet, die aber kostenaufwändiger sind. Durch die erfindungsgemäße Verwendung der Varistoren kön- nen sowohl die Sicherheit erhöht als auch die Kosten verringert werden.
Die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung kann auch mehrphasig ausgeführt werden, z.B. dreiphasig zur Einspeisung in das übliche öffentliche Drehstromnetz. In vorteilhafter Weise können als Gleichspannungsquelle ein oder mehrere Solargeneratoren, Brennstoffzellen, Batterien oder dergleichen verwendet werden.
In einer vorteilhaften Weiterbildung ist die Schaltung komplementär aufgebaut und der Pluspol des Solargenerators mit dem Neutralleiter verbunden, wodurch alle Zellen der Module des Solargenerators ein negatives Potential gegenüber dem Erdpotential ha- ben, was sich bei bestimmten Solarzellentypen vorteilhaft auf den Wirkungsgrad auswirkt.
Ein Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung dargestellt und wird in der nachfolgenden Beschreibung näher erläutert. Es zeigen:
Fig. 1 die schaltungsgemäße Ausgestaltung eines
Ausführungsbeispiels der Erfindung,
Fig. 2 Diagramme der an den Schaltern bei der
Schaltungsanordnung nach Fig. 1 auftretenden Pulsmuster, und
Fig. 3 Impulsdiagramme in vergrößertem Maßstab des ersten Schalters und des dritten Schalters, sowie ein Diagramm für den Strom des Kondensators im Querzweig.
Die in Fig. 1 dargestellte und als Wechselrichter ausgebildete Schaltungsanordnung weist eine Gleichspannungsquelle auf, die im Ausführungsbeispiel ein Solargenerator 1 ist, der mit seinen Anschlüssen an einer positiven Leitung 2 und einem Neutral- oder Erdleiter 3 liegt. Dieser Solargenerator liefert eine Eingangsgleichspannung USG.
Zu dem Solargenerator 1 parallel ist ein Eingangskondensator C0 vorgesehen, der die EingangsSpannung USG puffert. Zwischen den Leitungen 2, 3 liegt die
Reihenschaltung einer ersten Induktivität W1 und eines durch eine nicht dargestellte Steuereinheit getakteten Schalters S0, der als Transistor, vorzugsweise als MOS-FET oder als IGBT ausgebildet sein kann. Die Diode D0 ist für die eigentliche Funktion der Schaltung nicht erforderlich, ist aber im Falle von MOS-FETs inhärent vorhanden, bei IGBTs ist sie zusätzlich einzubauen und schützen diese Bauteile vor negativen Spannungen.
An den Verbindungspunkt zwischen dem ersten Schalter S0 und der Induktivität W1 ist ein zweiter Schalter SN angeschlossen, wobei eine Diode DN mit der Schalt- strecke des Schalters SN in Reihe liegt. Parallel zum Schalter liegt wiederum eine Diode D1, wobei für den Schalter SN und die Diode D1 das Gleiche gilt (auch für den weiter unten beschriebenen Schalter Sp und die Diode D2) , wie für den Schalter S0 und die Diode D0. Die Anode der Diode DN ist mit dem Ausgangs- oder Filterkondensator C2 verbunden.
Eine weitere Diode Dp ist mit ihrer Anode an den Neutralleiter 3 und mit ihrer Kathode an einen weiteren zweiten Schalter Sp mit parallel liegender Diode D2 angeschlossen und eine zweite Induktivität W2 ist in Reihe zu der Schaltstrecke des Schalters Sp geschaltet, wobei der Wicklungsanfang der Induktivität W2 ebenfalls mit dem Ausgangs- oder Filterkondensator C2 verbunden ist. Die Induktivitäten W1 und W2 sind miteinander gekoppelt.
Zwischen dem Verbindungspunkt des Wicklungsendes der ersten Induktivität W1 und des Schalters SN und dem Verbindungspunkt zwischen der Diode Dp und dem Schalter Sp ist ein Querzweig angeordnet, der aus der Rei- henschaltung eines Schalters SC1 und eines Kondensators C1 besteht, wobei eine Diode DC1 parallel zur Schaltstrecke des Schalters SC1 geschaltet ist.
Die Induktivitäten W1, W2 speisen über die Schalter SN und Sp einen Ausgangs- oder Filterkondensator C2, der mit einem Anschluss an dem Neutralleiter 3 liegt und mit dem anderen Anschluss zusammen mit der zweiten Induktivität W2 und der Diode DN mit einer Glättungs- oder Einspeisedrossel L1 verbunden ist, deren anderer Anschluss mit einer der Phasen L des Netzes 4 ver- bunden ist, in das ein Wechselstrom eingespeist werden soll, wobei die Netzspannung mit UNetz bezeichnet wird. Der mit N/PE gekennzeichnete Neutralleiter 3 bildet gleichfalls einen Wechselspannungsausgangsan- schluss .
Die zwei gekoppelten Induktivitäten W1, W2 weisen Energiespeicher-Eigenschaften auf, wobei die Induktivität W1 doppelt genutzt wird, nämlich zur Einspeicherung der Energie und zur Erzeugung einer auf das Potential des Neutralleiters 3 bezogenen invertierten AusgangsSpannung . Die Wicklung der Induktivitäten W1, W2 sind über einen Kopplungsfaktor k (0<k<l) miteinander gekoppelt.
Eine vorteilhafte Dimensionierung ergibt sich, wenn die in den beiden Wicklungen induzierten Spannungen betragsmäßig gleich groß sind. Dies wird durch eine Wahl des Windungsverhältnisses W1ZW2 erreicht, wobei k W2Zw1 = 1 werden muss.
Zwischen dem Wicklungsende der ersten Induktivität W1 und der Kathode der Diode Dp ist ein erster Varistor (Voltage Dependent Resistor VDR) VDRP geschaltet und ein zweiter Varistor VDRN ist mit der Kathode der Di- ode DN und dem Wicklungsende der zweiten Induktivität W2 verbunden .
In Fig. 2 sind die Impulsdiagramme der Schalter S0, Sp und SN sowie die Netzspannung bzw. der Netzstrom mit einer Periode von beispielsweise Tp=20 ms dargestellt. Die Einschaltdauer des Schalters S0 wird über einen nicht dargestellten Regelkreis, z.B. einen Pulsweiten-Modulator PWM, so eingestellt, dass sich in der Ausgangsdrossel L1 ein sinusförmige Strom einstellt, der dann in das öffentliche Stromnetz eingespeist wird. Im Ausführungsbeispiel kann z.B. die Taktperiode TTakt des getakteten Schalters S0 60 μs betragen.
Je nach Polarität der Netzspannung 4 bzw. der Polarität der Spannung des Kondensators C2 werden gemäß Fig. 2 entweder der Schalter SN - im vorliegenden Falle während der negativen Halbwelle - oder der Schalter Sp während der positiven Halbwelle dauernd geschlossen. Die gepufferte EingangsSpannung USG wird über den getakteten Schalter S0 an die erste Induktivität W1 gelegt, wodurch in der ersten Taktphase, in der der Schalter S0 durchgeschaltet ist, sich ein zeitlich zunehmender Strom in der Induktivität W1 aufbaut, verbunden mit einer Energiespeicherung.
In der negativen Halbwelle fließt bei geöffnetem Schalter S0 der Strom in der Induktivität W1 über den geschlossenen Schalter SN und die Diode DN in den Ausgangs- oder Filterkondensator C2. Die in dieser
Weise pulsartig an den Filterkondensator C2 abgegebene Energie wird dort zu einer Kondensatorspannung aufintegriert und über die Glättungsdrossel L1 in das Netz 4 eingespeist. Die Schalter Sp und SC1 sind dau- erhaft geöffnet und die Induktivität W2 befindet sich im Leerlauf .
In der positiven Halbwelle ist der Schalter SN geöffnet und der Schalter Sp geschlossen. Die in beiden Induktivitäten W1, W2 gespeicherte Energie führt zu einem positiven Stromfluss durch die Diode Dp, durch den Schalter Sp und durch die Induktivität W2 in den Kondensator C2 und entsprechend wie oben über die Glättungsdrossel L1 in das Netz 4.
In Fig. 3 ist die Funktionsweise des Querzweiges mit dem Schalter SC1, der Diode DC1 und dem Kondensator C1 dargestellt. Der Kondensator C1 hat die Aufgabe, die in der unvermeidbaren Streuinduktivität der ersten Induktivität W1 gespeicherte Energie aufzunehmen und an den Ausgang weiterzuleiten. Hierzu wird in der positiven Halbwelle, wie in Fig. 3 dargestellt ist, der Schalter SC1 kurz vor dem Öffnen des Schalters S0 geschlossen, d.h., die Verzögerungszeit zwischen dem Einschalten des dritten Schalters Scl und dem Ab- schalten des ersten Schalters S0 beträgt TD. Die Einschaltzeit des dritten Schalters ist mit TSC1 bezeichnet Dadurch ergibt sich ein Strompfad über die Diode Dp, den Kondensator C1, den Schalter SC1 und die Induktivität W1, so dass die in der Streuinduktivität von W1 gespeicherte Energie auf den Kondensator C1 übertragen wird und diesen auflädt. Gleichzeitig fließt auch bereits, wie oben beschrieben, ein Strom über die Diode Dp/ den Schalter Sp und die zweite Induktivität W2 in den Ausgang.
Der Kondensator C1 bildet mit der Streuinduktivität der ersten Induktivität W1 einen Schwingkreis, so dass sich der in Fig. 3 unten dargestellte Strom IC1 ergibt. Wie zu erkennen ist, kehrt sich die Strom- flussrichtung in dem Kondensator C1 nach einer definierten Zeit (Nulldurchgang bei T01) wieder um, und es erfolgt ein Energiefluss über die Wicklung W1, die dann leitende Diode DC1, den Kondensator C17 den Schalter Sp und die zweite Induktivität W2 in den Ausgang. Wesentlich ist dabei, dass der Schalter SC1 geöffnet wird, nachdem sich die Stromrichtung umge- kehrt hat und der Strom durch die parallel liegende Diode DC1 fließt. Eine derartige Abschaltung des Schalters SC1 kann wegen der festen zeitlichen Abläufe von der nicht dargestellten Steuer- bzw. Regel- einheit entweder zeitgesteuert durchgeführt werden oder aber auch durch eine Erfassung der Stromrichtung in dem Querpfad. Bei einer zeitgesteuerten Einschaltung des dritten Schalters SC1 muss die Einschaltdauer TSC1 länger sein als die Zeit T01 bis zum ersten Nulldurchgang des Kondensatorstroms IC1 und kürzer als die Zeit T02 bis zum zweiten Nulldurchgang. Bei einer zustandsabhängigen Ansteuerung würde der Schalter SC1 durch den ersten Nulldurchgang T01 ausgeschaltet .
Wie in Fig. 3 erkennbar, endet der Umschwingvorgang beim nächsten Nulldurchgang T02 des Stromes IC1, da dann die Diode DC1 in Sperrrichtung liegt und der Schalter SC1, wie beschrieben, geöffnet wurde. Durch das beschriebene Timing wird erreicht, dass die in der Streuinduktivität gespeicherte Energie gezielt an den Ausgang weitergegeben werden kann und keine unnötigen, mit Verlusten verbundenen Oszillationen innerhalb der Schaltung stattfinden. Diese Maßnahme führt zu einer merklichen Erhöhung des Wirkungsgrades .
Weiterhin hat das Vorhandensein des in der negativen Halbwelle offenen Schalters SC1 zur Folge, dass sich der Kondensator C1 in der negativen Halbwelle nicht über die Diode DP auf eine hohe Spannung auflädt. Dies hätte zur Folge, dass beim Wechsel der Netzpolarität, bei dem der Schalter SN geöffnet wird und der Schalter Sp geschlossen wird, kurzzeitig ein ho- her Entladestrom-Impuls über den mit der ersten Induktivität W1, dem Kondensator C1, dem Schalter Sp, der zweiten Induktivität W2 und dem Kondensator C2 gebildeten Stromkreis fließen würde.
Wie aus Fig. 1 zu erkennen ist, sind die zwei Va- ristoren zwischen jeweiliger Induktivität und jeweiliger Diode geschaltet. Diese haben die Aufgabe, die in den Induktivitäten gespeicherte Energie aufzunehmen, falls bei einer Notabschaltung des Wechselrichters alle Schalter gleichzeitig geöffnet werden. An- ders als in vielen üblichen Wechselrichtertopologien besteht bei dieser Anordnung kein inhärenter Strompfad, über den die Induktivität ihre Energie kontrolliert abgeben könnte, z.B. über Freilaufdioden in vorhandene Pufferkondensatoren. In der Folge wür- den extreme Überspannungen an den Halbleitern entstehen, die diese typischerweise zerstören würden. Gemäß der Schaltung nach Fig. 1 ergeben sich im Falle einer Notabschaltung zwei Pfade für den Energie- abbau. Wird die Grenzspannung der VDR-Widerstände überschritten, so kann ein Stromfluss in den Schleifen mit der ersten Induktivität W1, der Diode Dp und dem Varistor VDRP sowie mit der zweiten Induktivität W2, der Diode DN und dem Varistor VDRN stattfinden. Im vorliegenden Fall können die preiswerten und robus- ten VDR-Widerstände eingesetzt werden, da sie keiner Pulsspannung ausgesetzt sind und die Spannung an ihnen sich vergleichsweise langsam mit Netzfrequenz, d.h. 50 Hz ändert.
Die Schaltung nach Fig. 1 kann komplementär aufgebaut werden.
Die Dioden DN und Dp können auch als elektronische Schalter ausgeführt werden, wobei der der Diode DN entsprechende Schalter in der negativen Halbwelle asynchron zum ersten Schalter S0 und der der Diode Dp entsprechende Schalter in der positiven Halbwelle angesteuert werden. Dadurch kann der Wirkungsgrad weiter erhöht werden.

Claims

FRAUNHOFER-GESELLSCHAFT ...e.V. 087P 0844Patentansprüche
1. Wechselrichter zur Umwandlung einer an Gleichspannungsanschlüssen liegenden Gleichspannung in eine über Wechselspannungsanschlüsse gelieferte WechselSpannung bzw. einen Wechselstrom mit ei- ner mit den Gleichspannungsanschlüssen verbundenen ersten Reihenschaltung aus mindestens einem ersten elektronischen Schalter und einer ersten Induktivität zum Speichern der durchgeschalteten Energie und einer Mehrzahl von zweiten elektro- nischen Schaltern zum Weiterleiten der gespeicherten Energie, wobei einer der Gleich- und einer der Wechselspannungsanschlüsse an einem Neutralleiter liegen, d a d u r c h g e k e n n z e i c h n e t , dass eine zweite Induktivität (W2) in enger
Kopplung zur ersten Induktivität (W1) vorgesehen ist, wobei die beiden Induktivitäten (W1, W2) jeweils über einen zweiten elektronischen Schalter (SN, Sp) ihre Energie an einen parallel zum Wechselspannungsanschluss liegenden Filterkondensator (C2) abgeben und wobei ein Querzweig, der eine Reihenschaltung aus einem dritten getakteten Schalter (SC1) und einem Kondensator (Ci) zur Aufnahme von Energie aus Streuindukti- vitäten aufweist, mit der ersten Induktivität
(W1) und der Reihenschaltung aus einem der zweiten Schalter (SP) und der zweiten Induktivität (W2) verbunden ist.
2. Wechselrichter nach Anspruch 1, dadurch gekenn- zeichnet, dass die zwei zweiten elektronischen Schalter (SN, SP) jeweils in Reihe mit einer Diode (DN/ Dp) und einer der Induktivitäten (W1, W2) liegen.
3. Wechselrichter nach Anspruch 1 oder Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass in einer Schaltphase des ersten getakteten Schalters (S0) Energie in dem magnetischen Kreis der Induktivitäten (W1, W2) gespeichert wird und in der anderen Schaltphase in beiden Induktivitäten (W1, W2) eine Spannung derart induziert wird, dass über die zweiten Schalter (SN, SP) jeweils ein Ladestrom in den Kondensator (C2) fließt.
4. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 3 , dadurch gekennzeichnet, dass abhängig von der Polarität des Wechselstroms bzw. der Wechsel-
Spannung die zweiten Schalter (SN, SP) abwechselnd schalten.
5. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zum drit- ten Schalter (Sei) eine Diode (DCi) geschaltet ist.
6. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, dass die erste Induktivität (W1) einerseits an den Neutralleiter (3) angeschlossen ist und andererseits über einen der zweiten Schalter (SN) und eine Diode (DN) mit dem Wechselspannungsanschluss bzw. dem Filterkondensator (C2) verbunden ist und die zweite Induktivität (W2) einerseits über den anderen der zweiten Schalter (SP) und eine Diode (DP) an dem Neutralleiter (3) liegt und andererseits mit dem Wechselspannungsanschluss bzw. dem Filterkondensator (C2) verbunden ist.
7. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass der erste und der dritte Schalter (S0, SCi) derart taktweise angesteuert werden, dass der dritte Schalter (SCi) kurz vor dem Öffnen des ersten Schalters (S0) geschlossen wird.
8. Wechselrichter nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der dritte Schalter (SCi) abhängig von der Stromflussrichtung im Kondensator (C1) öffnet.
9. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass zwei Überspannung begrenzende Bauelemente (VDRN, VDRP) zum Energieabbau jeweils mit einer Induktivität (Wi, W2) und einer Diode (DN, DP) verbunden sind.
10. Wechselrichter nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei Überspannung begrenzenden Bauelemente Varistoren (VDRN, VDRP) sind.
11. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 10, dadurch gekennzeichnet, dass an die Gleichspannungsanschlüsse ein Solargenerator (1) , vorzugsweise mit mehreren Modulen, eine Brennstoffzelle und/oder eine Batterie angeschlossen sind.
12. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die als Solargenerator (1) ausgebildete Gleichspannungsquelle mit ihrem negativen Anschluss mit dem Neutral- leiter (3) verbunden ist und alle Module der Gleichspannungsquelle ein positives Potential gegenüber dem Neutralleiter (3) aufweisen.
13. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 1 bis 11, dadurch gekennzeichnet, dass die als Solar- generator (1) ausgebildete Gleichspannungsquelle mit ihrem positiven Anschluss mit dem Neutral- leiter (3) verbunden ist und alle Module der Gleichspannungsquelle ein negatives Potential gegenüber dem Neutralleiter (3) aufweisen.
14. Wechselrichter nach einem der Ansprüche 2 bis
13, dadurch gekennzeichnet, dass die den zweiten Schaltern (SN, SP) zugeordneten Dioden (DN, DP) als elektronische Schalter ausgeführt sind.
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