EP2138016A1 - Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung - Google Patents

Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung

Info

Publication number
EP2138016A1
EP2138016A1 EP07728502A EP07728502A EP2138016A1 EP 2138016 A1 EP2138016 A1 EP 2138016A1 EP 07728502 A EP07728502 A EP 07728502A EP 07728502 A EP07728502 A EP 07728502A EP 2138016 A1 EP2138016 A1 EP 2138016A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
current limiting
lighting device
limiting circuit
switch
inrush current
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Pending
Application number
EP07728502A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Reinhard Lecheler
Siegfried Mayer
Bernhard Schemmel
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Osram GmbH filed Critical Osram GmbH
Publication of EP2138016A1 publication Critical patent/EP2138016A1/de
Pending legal-status Critical Current

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/282—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices
    • H05B41/285—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2851—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2856—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions

Definitions

  • the present invention relates to a luminaire and to an electronic ballast for the operation of a lamp.
  • the luminaire and the ballast are combined here under the term "lighting device".
  • the term "lamp” here means the light source, such as a discharge lamp or a Halogenglüh ⁇ lamp or even an LED or an LED module.
  • the Beg ⁇ riff "light” in turn is meant a designed for the installation of a lamp or already built-in lamp ent ⁇ holding lighting apparatus via the lamp, a housing, stand, or a reflector for the lamp and a supply line to the mains connection or battery operation the lamp has.
  • the invention relates only to such lights that include an integrated electronic ballast.
  • inrush current peaks when switching on lamps operated via electronic ballasts, rela ⁇ tively high inrush current peaks can occur, in particular if the ballasts have relatively large capacitors on the input side. Such capacitors are common in many ballast types, for example as an intermediate circuit storage capacitor.
  • the inrush current peaks result in stress on the components affected by the current peaks and can also cause fuses to respond, in particular if several ballasts are used. devices with such properties are operated together on a fuse. As a result, the inrush current peaks which are meaningless for technical continuous operation can considerably reduce the number of ballasts that can be operated together on a fuse.
  • ballasts and luminaires are under considerable cost pressure, so that additional measures to limit the current, such as power factor correction circuits with inherent Strombeetzungsfunktion, in many cases are practically out of the question.
  • the invention is based on the technical problem of specifying an improved electronic ballast for a lamp and an improved lamp with integrated ballast, which offer an economical solution for eliminating or reducing the difficulties associated with inrush current peaks.
  • the invention is directed firstly to a lamp with integrated electronic ballast and a lamp terminal, which has a terminal housing ⁇ , characterized in that in the terminal housing an inrush current limiting circuit is integrated, which is designed so that when switching on the lamp to large inrush currents prevented by a voltage drop in the inrush current limiting circuit during the switch-on phase, as well as on an electronic ballast with a ballast terminal block, which has a terminal housing, characterized in that in the terminal housing, an inrush current limiting circuit is integrated, which is designed so that when turning on the lamp to large inrush currents prevented by a voltage drop in the inrush current limiting circuit during the switch-on.
  • the disclosure also relates to a method of operating a lamp with an electronic ballast or lamp and the various features are also deemed to be disclosed for the process category.
  • the basic idea of the invention is to integrate an inrush current limiting circuit in a terminal of the luminaire or the ballast.
  • the inrush current limiting is defined in the general sense that she first generates a voltage drop in the Lei ⁇ processing when switching in the switch in which otherwise the inrush would occur ⁇ , and that this voltage drop then rela ⁇ tively quickly, such as in a time of at most 500 ms, ver ⁇ dwindles or decreases significantly.
  • the voltage drop can be generated via an open additional switch in the line, which is closed only delayed, in the range of small instantaneous values of the applied supply voltage and preferably at voltage zero crossing. If then with small or even close to zero lying supply voltage values, the supply of the ballast is started, the inrush current is limited ⁇ and in particular capacitors in the ballast due to the smalléesstapswer- te without problems can be charged.
  • the voltage drop in the inrush current limiting circuit is generated by a first high resistance in the line, in which otherwise the inrush current would occur. Also, this resistance should then disappear in a relatively short time, for example the highest 500 ms, or decrease by a factor of at least 50.
  • the initial resistance to inrush current limiting depends on the wiring and may be in the range of 50 ⁇ to 1 k ⁇ , for example.
  • Integration into the terminal housing means that the terminal and the inrush current limiting circuit have a common housing, which of course does not mean the entire housing of the ballast or the luminaire. So you should be as a single component and expandable.
  • the integration of this limiting circuit in the terminal has the advantage that the ballast or the lamp in a particularly simple manner and without interference with the actual circuit of Vorschaltge ⁇ device, can be protected.
  • the connection terminal provided with the inrush current limiting circuit can be manufactured as a separate part and used in a otherwise unchanged technical environment. Both terminals are considered, over which the light in total, for example, with a power supply line verbun ⁇ is, as well as those who gehö ⁇ ren to the ballast, and can be connected to a light terminal via a wei ⁇ tere supply line.
  • the lamp terminal and the ballast terminal are iden ⁇ table and are installed on the ballast.
  • the inrush current limiting circuit can be used in a somewhat modular manner, ie such lights or ballasts are added, where inrush current peaks represent a particular problem or should be offered specifically with this feature and thus sold at a slightly higher price.
  • inrush current peaks represent a particular problem or should be offered specifically with this feature and thus sold at a slightly higher price.
  • a convenient way for realizing the turn ⁇ current is limited, for example, in a H encompasslei- ter or "NTC" ( "Negative Temperature Coefficient", ie resistance element with strongly increasing with increasing temperature conductivity).
  • NTC "Negative Temperature Coefficient", ie resistance element with strongly increasing with increasing temperature conductivity.
  • NTC Native Temperature Coefficient
  • the thermistor When switching on, the thermistor is initially still cold or room warm and thus relatively high impedance. The current can thus be limited to acceptable levels, but heats up the thermistor relatively quickly and thus converts it into a much lower-impedance state. In continuous operation, the low power loss in the thermistor suffices to maintain a sufficiently low resistance value therein.
  • a suitable temperature and resistance equilibrium bis ⁇ ask.
  • the inrush current limiting circuit is a relay with a parallel-connected resistor.
  • the resistor initially, with the relay open, the initial current limit.
  • the relay can either be closed by a separate timer circuit and then bypasses the resistor (or can be closed by the applied voltage and a time delay element) or can also be controlled directly by the applied voltage and then closes with a relay typical time delay. So you can depend on the technical data of the relay used, d. H. its design-related pull-in delay, add another timer or delay circuit or not.
  • the timing in the two variants described above can be realized via an RC element, but can also be made in an advantageous manner of a provided in many modern electronic ballasts anyway microcontroller or other electronic control of the ballast.
  • an inrush current limiting via the controlled delayed switching on a Transis ⁇ tors can take place.
  • This controlled turn on may mean a timed slow turn on.
  • Slow here means that the transistor reaches its full conductivity during the switch-on process over a period of a few 10 ms.
  • the transistor such as a MOSFET, is controlled according to time. The pa ⁇ rallele resistance can thus be omitted if the switching transistor is sufficiently resilient.
  • an additional circuit is Zvi ⁇ rule provided to a control terminal of the transistor and another of its terminals, which controls in response to the to limiting current through the transistor, the control of the control terminal, that is limited from ⁇ particular the potential at the control terminal.
  • Such a circuit then limited in the turn-on, in which otherwise current peaks would occur, the current through the transistor by this does not close completely.
  • the circuit may preferably turn on the transistor completely, but this is not absolutely necessary. For the rest, reference is made to the explanations of the exemplary embodiments.
  • a thermal Si ⁇ insurance is provided, in particular one also integrated in the terminal housing.
  • This may be a simple fuse or other thermally triggered fuse. This can prevent ⁇ the that the components of the invention in the event of a short circuit in the ballast cause a risk ⁇ cause.
  • FIG. 1 shows a schematic circuit diagram of a lighting device according to the invention with a lighting device according to the invention
  • Thermistor as the first embodiment.
  • FIG. 2 shows a schematic circuit diagram of a lighting device according to the invention with a thyristor and parallel resistor as a second exemplary embodiment.
  • FIG. 3 shows a schematic circuit diagram of a lighting device according to the invention with a lighting device according to the invention Switching transistor and parallel resistor as drit ⁇ tes embodiment.
  • Fig. 4 shows a schematic circuit diagram of a lighting apparatus according to the invention with wheeling diode and parallel resistor, the fourth exporting ⁇ approximately example.
  • FIG. 5 shows a schematic circuit diagram of a lighting device according to the invention with a linearly operated MOSFET as a fifth exemplary embodiment.
  • Fig. 6 shows a schematic circuit diagram of a ⁇ he inventive lighting apparatus with a micro- rocontroller as a drive source of a switching transistor, the sixth exemplary embodiment play.
  • FIG. 7 shows a schematic circuit diagram of a lighting device according to the invention with a clocked MOSFET and a smoothing circuit as the seventh exemplary embodiment.
  • Fig. 8 shows a schematic circuit diagram of a ⁇ he inventive lighting apparatus voltage dependent ⁇ switched MOSFET as the eighth embodiment.
  • Fig. 9 shows current and voltage waveforms in a lighting device without inventive
  • FIG. 10 shows current and voltage waveforms in a lighting device with inrush current limiting circuit according to the invention.
  • FIG. 1 the interconnection of a Einschaltstrombegrenzungsscnies invention is shown in a light in the context of a highly schematic block diagram.
  • On the left is a network connection with phase conductor L, protective earth PE and neutral conductor N, which is routed via an unspecified supply line to a luminaire connection terminal AK.
  • the light terminal AK is a unitary plastic housing - represented by the rectangle - with known built-in terminal contacts for the lines L, PE and N.
  • According to the invention here is a H responsiblelei ⁇ NTC NTC connected in the phase line.
  • the protective earth PE leads to a lamp ground contact ge ⁇ , namely housing a conductive connection to the Leuchtenge-. Furthermore, a protective earth connection (not designated) of an electronic ballast EVG shown on the right is connected to the luminaire housing, which, moreover, is connected to the phase conductor L and the neutral conductor N via the terminal AK in each case.
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment and largely corresponds to FIG. 1, the NTC thermistor here being replaced by an inrush current limiting circuit shown in detail.
  • This circuit has a built-up of four diodes D1-D4 rectifier bridge. Between the two nodes of the bridge, which do not coincide with the phase leads or leads, there is a resistor R and, in parallel thereto, a thyristor Thy polarized in the same sense as the diodes D1-D4. Instead, a TRIAC or IGBT could be chosen as well.
  • the thyristor Thy is controlled by a symbolically represented by a timing diagram timing circuit, which can be realized by a simple RC element.
  • the resistor In both polarity-different half-waves of the phase L, the resistor is located shortly after the switch-on ⁇ and before the ignition of the thyristor Thy in the current path to the ECG. When the thyristor Thy is ignited, it closes, as a consequence of its conducting state, the resistance R was short and thus ends the inrush current limit.
  • F denotes a likewise integrated thermal fuse.
  • Both embodiments relate to a luminaire tenan gleichklemme AK. However, they can also be easily transferred to an ECG connection terminal. For this you have to use the terminal AK only as an integral part of the
  • This ballast terminal could then be connected to a light terminal via a separate line, or even its own
  • FIG. 3 shows a third exemplary embodiment, which is modified in comparison with the second exemplary embodiment from FIG. 2 to the extent that a switching transistor, namely a power MOSFET M, is used there instead of the thyristor.
  • the source, gate and drain contacts are labeled S, G and D, respectively.
  • the Erläu ⁇ Chippings apply for FIG. 2
  • FIG. 4 shows a fourth exemplary embodiment, which can be explained in the simplest manner in comparison to FIG.
  • the thermistor NTC is here replaced by a conventional ohmic resistance R, which incidentally has 220 ⁇ , as in the second and third embodiments.
  • the resistor R can be bridged by a ReI designated classic relay, which is connected in the manner shown with its control contacts between the phase conductor L and the neutral conductor N and thus controlled by the switch-on.
  • the part of the relay marked with an X should symbolically represent a start delay which either due to design or by a delay circuit, such as an RC element realized.
  • FIG 5 shows schematically a circuit in which a controlled turn-on of a MOSFET Tl is used for inrush current limiting.
  • L and N again designate phase and neutral; F again denotes an integrated thermal fuse.
  • the MOSFET T1 is connected to the phase supply line L with the aid of four rectifier diodes D5-D8, so that it is always traversed by the supply current in the polarity-correct direction.
  • the phase lead L and the neutral conductor N are connected to a übli ⁇ che rectifier bridge of four rectifier diodes in the input of the ECG, not separately shown in Figures 1 to 4.
  • the DC link capacitor of the electronic ballast is denoted by Cl and represents here the input capacitance of the electronic ballast responsible for the inrush current peaks.
  • R1 (for example 10 k ⁇ ) designates an ohmic resistance, which is only symbolic here for the load formed by the electronic ballast.
  • FIG. 5 also shows that the gate of the MOSFET T1 is connected to the neutral conductor via two resistors R4 (approximately 1 k ⁇ ) and R6 as well as a diode D9.
  • Tl is passed through a small resistor R3 of, for example, 1 ⁇ to provide a proportional voltage drop. case to produce.
  • This voltage drop is used for the monitoring of the gate voltage of the MOSFET T1, via a bipolar (npn) transistor T2, whose collector at the gate, its base at source and its E-mitter via another resistor R5 (about 22 ⁇ ) and the mentioned resistor R3 is at its base and thus at the source terminal of the MOSFET Tl.
  • the gate voltage is limited via a zener diode ZD with a threshold voltage of about 18V.
  • the capacitor C2 is slowly charged via the resistor R6 and generates an increasing drive voltage for the gate of the MOSFET Tl. As soon as a supply current begins to flow through the MOSFET T1 in its turn-on, a voltage drops across the resistor R3 from which the gate voltage of the MOSFET Tl redu ⁇ ⁇ ed in he range of the emitter base threshold voltage of the bipolar transistor T2.
  • the increased internal resistance of the MOSFET T1 during the switch-on process can be used to limit the inrush current caused by the charging of the capacitor C1.
  • the supply currents for the electronic ballast drop so much that no voltage sufficient for closing the bipolar transistor T2 drops across the resistor R3.
  • the bipolar transistor T2 remains open and thereby the MOSFET Tl can be completely closed by the voltage applied to the capacitor C2, in order not to generate unnecessary losses.
  • the emitter base threshold voltage of the bipolar transistor T2 of the order of magnitude of 0.7 V is so small that the resistor R3 can be dimensioned correspondingly small and therefore with low losses.
  • the bipolar transistor could also be replaced by a zener diode having a correspondingly lower threshold voltage which, when turned on as a result of a voltage drop across the resistor R3, limits the gate voltage at the MOSFET Tl.
  • the threshold voltages necessary here would be greater than the Emitterbasisschwel ⁇ lens voltage of the bipolar transistor T2 and would thus lead to a slightly larger dimensioning of the resistor R3, so to somewhat greater losses.
  • circuit shown in Figure 5 could also be made even more sophisticated by the bipolar transistor T2 serving here the schematic representation is replaced by a sense amplifier circuit with operational amplifiers. This would avoid fluctuations due to the temperature variation and the specimen scattering, and the threshold value of 0.7 V could also be reduced further .
  • FIG. 6 shows a further exemplary embodiment in which a MOSFET M, as in FIG. 3, is actuated by a function of a microcontroller instead of the simple timer circuit shown there, which in many cases is present anyway in electronic ballasts and thus a connection with negligible additional expense could get to the gate of the MOSFET M.
  • a connection with negligible additional expense could get to the gate of the MOSFET M.
  • ballasts without current-limiting function On this connection would then remain functionless, so that nothing stands in the way of the modular use of terminals according to the invention.
  • the thyristor from FIG. 2 can also be controlled in a corresponding manner via the microcontroller.
  • FIG. 7 shows a further exemplary embodiment in which a MOSFET is driven, as in FIGS. 3 and 6, by means of a pulse-width-modulated PWM signal, ie it is clocked in time.
  • ⁇ current is generated, which is converted by a serial smoothing circuit of an inductance L, a rectifier diode and a resistor R to a quasi-continuous current.
  • L and R Zeitkon ⁇ stante must be so adapted to the clock frequency of the PWM signal.
  • the diode corresponds to the polarity of the rectifier bridge Dl - D4.
  • This embodiment shows that a controlled switch-on can be realized in the embodiment of Figure 5 in control technology a digital manner, whereby not parked in the embodiment in Figure 7 on existing in a ⁇ switching operation in the vicinity of the threshold voltage of internal resistance of the MOSFET.
  • FIG. 9 and FIG. 10 show in comparison the effect of the inrush current limiting circuits according to the invention on the basis of measurements.
  • the horizontal axis in both cases shows the time scale from 0 to 90 ms.
  • the ver ⁇ Tikale axis shows applied to the left, apalsska ⁇ la respectively applied from -350 V to +350 V, and right, a power scale from -100 A to +100 A in Figure 9 and from -2 to +2 A A in FIG. 10.
  • the time at the beginning of the graph corresponds to the actual switch-on time.
  • this switch-on time (approximately 5 ms) is selected such that a peak value of the phase L is reached, namely at just under 350 V.
  • the voltage at the phase L oscillates sinusoidally.
  • a sawtooth-like graph in the upper area, denoted by U z shows the voltage at the already mentioned intermediate circuit capacitor in the ECG. This is practically from the beginning to the peak value of the supply voltage ⁇ and falls synchronously therewith as a result of load within the ECGs from to be recharged with each new peak value of the phase L.
  • Figure 10 shows a much more long ⁇ efficient charging of the DC link capacitor.
  • the switching-on takes place also in the variant of the invention in Figure 10 (at about 5 ms) practically to the peak value of the phase L.
  • the slightly smaller Three ⁇ eck is thereby the first charging current pulse I below the initial triangle of the phase L.
  • This is, however, to be ⁇ pull the changed here vertical power scaling to and remains in the amplitude of less than 1.5 A. syn chron to the sinusoidal oscillations of the phase L then followed by two in amplitude and temporal extent slightly decreasing sinusoidal charging current pulses with even much smaller current amplitudes.

Landscapes

  • Rectifiers (AREA)
  • Circuit Arrangement For Electric Light Sources In General (AREA)
  • Dc-Dc Converters (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein Beleuchtungsgerät mit einer in einer Anschlussklemme (AK) integrierten Einschaltstrombegrenzungsschaltung (D1-D4, R, M).

Description

Beschreibung
Beleuchtungsgerät mit Einschaltstrombegrenzungsschaltung
Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine Leuchte und auf ein elektronisches Vorschaltgerät für den Betrieb einer Lampe. Die Leuchte und das Vorschaltgerät werden hier unter dem Begriff "Beleuchtungsgerät" zusammenge- fasst. Mit dem Begriff "Lampe" ist hier das Leuchtmittel gemeint, etwa eine Entladungslampe oder eine Halogenglüh¬ lampe oder auch eine LED oder ein LED-Modul. Mit dem Beg¬ riff "Leuchte" wiederum ist eine für den Einbau einer Lampe ausgelegte oder bereits eine eingebaute Lampe ent¬ haltende Beleuchtungsvorrichtung gemeint, die über die Lampe hinaus ein Gehäuse, Gestell oder einen Reflektor für die Lampe sowie eine Zuleitung zum Netzanschluss oder Batteriebetrieb der Lampe aufweist. Dabei bezieht sich die Erfindung nur auf solche Leuchten, die ein integriertes elektronisches Vorschaltgerät beinhalten.
Stand der Technik
Die Erfahrung zeigt, dass es beim Einschalten von über elektronische Vorschaltgeräte betriebenen Lampen zu rela¬ tiv hohen Einschaltstromspitzen kommen kann, insbesondere wenn die Vorschaltgeräte eingangsseitig relativ große Kondensatoren aufweisen. Solche Kondensatoren sind bei vielen Vorschaltgerättypen beispielsweise als Zwischen- kreisspeicherkondensator verbreitet. Die Einschaltstromspitzen führen zu Belastungen der von den Stromspitzen betroffenen Bauteile und können ferner Sicherungen zum Ansprechen bringen, insbesondere wenn mehrere Vorschalt- gerate mit solchen Eigenschaften gemeinsam an einer Sicherung betrieben werden. Damit können die für den technischen Dauerbetrieb bedeutungslosen Einschaltstromspit¬ zen die Zahl der gemeinsam an einer Sicherung betreibba- ren Vorschaltgeräte erheblich reduzieren.
Anderseits steht die Produktion von Vorschaltgeräten und Leuchten unter einem deutlichen Kostendruck, so dass zusätzliche Maßnahmen zur Strombegrenzung, etwa durch Leistungsfaktorkorrekturschaltungen mit inhärenter Strombe- grenzungsfunktion, in vielen Fällen praktisch nicht in Betracht kommen.
Darstellung der Erfindung
Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein verbessertes elektronisches Vorschaltgerät für eine Lampe und eine verbesserte Leuchte mit integriertem Vorschalt- gerät anzugeben, die eine ökonomische Lösung zur Behebung oder Minderung der mit Einschaltstromspitzen verbundenen Schwierigkeiten bieten.
Die Erfindung richtet sich zum einen auf eine Leuchte mit integriertem elektronischen Vorschaltgerät und einer Leuchtenanschlussklemme, welche ein Klemmengehäuse auf¬ weist, dadurch gekennzeichnet, dass in dem Klemmengehäuse eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung integriert ist, welche so ausgelegt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte zu große Einschaltströme durch einen Spannungsab- fall in der Einschaltstrombegrenzungsschaltung während der Einschaltphase verhindert, sowie zum anderen auf ein elektronisches Vorschaltgerät mit einer Vorschaltgeräte- anschlussklemme, welche ein Klemmengehäuse aufweist, da- durch gekennzeichnet, dass in dem Klemmengehäuse eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung integriert ist, welche so ausgelegt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte zu große Einschaltströme durch einen Spannungsabfall in der Einschaltstrombegrenzungsschaltung während der Einschaltphase verhindert .
Bevorzugte Ausgestaltungen sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Vorsorglich wird festgestellt, dass sich die Offenbarung auch auf ein Verfahren zum Betreiben einer Lampe mit einem elektronischen Vorschaltgerät bzw. einer Leuchte bezieht und die verschiedenen Merkmale auch für die Verfahrenskategorie als offenbart gelten sollen.
Die Grundidee der Erfindung besteht darin, eine Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung in einer Anschlussklemme der Leuchte oder des Vorschaltgeräts zu integrieren. Die Einschaltstrombegrenzungsschaltung ist im allgemeinsten Sinn darüber definiert, dass sie beim Einschalten in der Einschaltphase zunächst einen Spannungsabfall in der Lei¬ tung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auf¬ treten würde, und dass dieser Spannungsabfall dann rela¬ tiv rasch, etwa in einer Zeit von höchstens 500 ms, ver¬ schwindet bzw. deutlich abnimmt.
In einer konkreten Ausgestaltung kann der Spannungsabfall über einen geöffneten zusätzlichen Schalter in der Leitung erzeugt werden, der erst verzögert geschlossen wird, und zwar im Bereich kleiner Momentanwerte der anliegenden Versorgungsspannung und vorzugsweise beim Spannungsnull- durchgang. Wenn dann mit kleinen oder sogar nahe Null liegenden Versorgungsspannungswerten die Versorgung des Vorschaltgeräts begonnen wird, ist der Einschaltstrom be¬ grenzt und können insbesondere Kondensatoren im Vor- schaltgerät in Folge der kleinen Versorgungsspannungswer- te ohne Probleme aufgeladen werden.
Bei einer anderen Ausgestaltung wird der Spannungsabfall in der Einschaltstrombegrenzungsschaltung durch einen zunächst hohen Widerstand in der Leitung erzeugt, in der sonst die Einschaltstromspitze auftreten würde. Auch die- ser Widerstand sollte dann in einer relativ kurzen Zeit, etwa höchsten 500 ms, verschwinden bzw. um einen Faktor von mindestens 50 abnehmen. Der anfängliche Widerstand zur Einschaltstrombegrenzung hängt von der Beschaltung ab und kann beispielsweise im Bereich von 50 Ω bis 1 kΩ liegen.
Die Integration in das Klemmengehäuse bedeutet, dass die Anschlussklemme und die Einschaltstrombegrenzungsschal- tung ein gemeinsames Gehäuse aufweisen, womit natürlich nicht das Gesamtgehäuse des Vorschaltgeräts oder der Leuchte gemeint ist. Sie sollen also als einheitliches Bauteil ein- und ausbaubar sein.
Die Integration dieser Begrenzungsschaltung in der Anschlussklemme hat den Vorteil, dass das Vorschaltgerät oder die Leuchte in besonders einfacher Weise und ohne Eingriff in die eigentliche Schaltung des Vorschaltge¬ räts, geschützt werden kann. Die mit der Einschaltstrom- begrenzungsschaltung versehene Anschlussklemme lässt sich als separates Teil fertigen und in einem im Übrigen unveränderten technischen Umfeld einsetzen. Dabei kommen sowohl Anschlussklemmen in Betracht, über die die Leuchte insgesamt beispielsweise mit einer Netzzuleitung verbun¬ den ist, als auch solche, die zu dem Vorschaltgerät gehö¬ ren, und mit einer Leuchtenanschlussklemme über eine wei¬ tere Zuleitung verbunden sein können. In Betracht kommen natürlich auch solche Fälle, in denen die Leuchtenanschlussklemme und die Vorschaltgerätanschlussklemme iden¬ tisch sind und am Vorschaltgerät verbaut sind.
Insbesondere kann die Einschaltstrombegrenzungsschaltung in gewissermaßen modularer Weise eingesetzt werden, also solchen Leuchten oder Vorschaltgeräten zugefügt werden, bei denen Einschaltstromspitzen ein besonderes Problem darstellen oder die speziell mit diesem Leistungsmerkmal angeboten und damit auch zu einem etwas höheren Preis verkauft werden sollen. Damit können die Vorteile einer unveränderten Serienfertigung der Vorschaltgeräte und/oder Leuchten mit einer einfachen und pragmatischen Lösung zur Einschaltstrombegrenzung verknüpft werden.
Eine günstige Möglichkeit zur Realisierung der Einschalt¬ strombegrenzung besteht beispielsweise in einem Heißlei- ter oder "NTC" ("Negative Temperature Coefficient " , d. h. Widerstandselement mit bei zunehmender Temperatur stark zunehmender Leitfähigkeit) . Beim Einschalten ist der Heißleiter zunächst noch kalt oder zimmerwarm und damit relativ hochohmig. Der Strom kann so auf verträgliche Werte begrenzt werden, heizt aber den Heißleiter relativ rasch auf und überführt ihn damit in einen deutlich nie- derohmigeren Zustand. Im Dauerbetrieb genügt der geringe Leistungsverlust in dem Heißleiter zur Aufrechterhaltung eines ausreichend niedrigen Widerstandswerts darin. Hier ist ggf. abhängig von den thermischen Umgebungsbedingungen, der Bauart des Heißleiters und dem Laststrom ein ge- eignetes Temperatur- und Widerstandsgleichgewicht einzu¬ stellen .
Eine andere Realisierungsmöglichkeit der Einschaltstrom- begrenzungsschaltung ist ein Relais mit einem parallelge- schalteten Widerstand. Der Widerstand gibt zunächst, bei geöffnetem Relais, die anfängliche Strombegrenzung vor. Das Relais kann entweder über eine separate Zeitgeberschaltung geschlossen werden und überbrückt dann den Widerstand (bzw. kann durch die anliegende Spannung und ein Zeitverzögerungsglied geschlossen werden) oder kann auch direkt durch die anliegende Spannung angesteuert werden und schließt sich dann mit einer für Relais typischen Zeitverzögerung. Man kann also abhängig von den technischen Daten des verwendeten Relais, d. h. seiner bauart- bedingten Anzugsverzögerung, eine weitere Zeitgeber- oder Verzögerungsschaltung hinzufügen oder auch nicht.
Ein Vorteil gegenüber der zuvor beschriebenen Variante besteht darin, dass der Widerstandswert im Dauerbetrieb besonders niedrig sein kann und der Widerstandswert bei der Einschaltstrombegrenzung frei einstellbar ist. Ferner liegen keine thermischen Trägheiten wie bei Heißleitern vor, so dass auch schnelle Aus- und Wiedereinschaltvor- gänge unproblematisch sind.
Eine Alternative zu der geschilderten Kombination aus Re- lais und Widerstand besteht in einem zeitgesteuerten Schalttransistor mit einem parallelgeschalteten Widerstand. Im Unterschied zu dem "klassischen" Relais ist der Schalttransistor praktisch verschleißfrei. Die im Prinzip komplexere Schaltungsstruktur muss nicht notwendigerweise einen höheren Preis zur Folge haben. Statt dem Schalttransistor kann auch ein Thyristor, TRIAC oder IGBT verwendet werden, der zeitgesteuert nach dem Einschalten gezündet bzw. eingeschaltet wird und dadurch niederohmig wird.
Die Zeitsteuerung bei den beiden zuvor beschriebenen Varianten lässt sich über ein RC-Glied realisieren, kann aber auch in vorteilhafter Weise von einem in vielen modernen elektronischen Vorschaltgeräten ohnehin vorgesehenen MikroController oder einer anderen elektronischen Steuerung des Vorschaltgeräts vorgenommen werden.
Schließlich kann auch eine Einschaltstrombegrenzung über das kontrollierte verzögerte Einschalten eines Transis¬ tors erfolgen. Dieses kontrollierte Einschalten kann ein zeitgesteuertes langsames Einschalten bedeuten. "Langsam" bedeutet hier, dass der Transistor im Einschaltvorgang über einen Zeitraum von einigen 10 ms seine volle Leitfähigkeit erreicht. Dazu wird der Transistor, etwa ein MOSFET, entsprechend zeitgesteuert angesteuert. Der pa¬ rallele Widerstand kann also auch entfallen, wenn der Schalttransistor ausreichend belastbar ist.
Vorzugsweise ist jedoch eine zusätzliche Schaltung zwi¬ schen einem Steueranschluss des Transistors und einem weiteren seiner Anschlüsse vorgesehen, die ansprechend auf den zu begrenzenden Strom durch den Transistor die Ansteuerung des Steueranschlusses kontrolliert, also ins¬ besondere das Potential an dem Steueranschluss begrenzt. Eine solche Schaltung begrenzt dann im Einschaltvorgang, in dem ansonsten Stromspitzen auftreten würden, den Strom durch den Transistor, indem dieser nicht vollständig schließt. Nach dem Abschluss des eigentlichen Einschalt- Vorgangs, wenn keine Einschaltstromspitzen mehr zu befürchten sind, kann die Schaltung vorzugsweise den Transistor vollständig einschalten, was aber nicht unbedingt notwendig ist. Im Übrigen wird auf die Erläuterungen zu den Ausführungsbeispielen verwiesen.
Schließlich ist es von Vorteil, wenn eine thermische Si¬ cherung vorgesehen ist, insbesondere eine ebenfalls in dem Klemmengehäuse integrierte. Hierbei kann es sich um eine einfache Schmelzsicherung oder eine andere thermisch auslösende Sicherung handeln. Damit kann verhindert wer¬ den, dass die erfindungsgemäßen Bauteile im Fall eines Kurzschlusses in dem Vorschaltgerät eine Gefährdung ver¬ ursachen .
Die Erfindung wird im Folgenden anhand von Ausführungs- beispielen näher erläutert, wobei die einzelnen Merkmal auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können und sich auf die Vorrichtungs- und die Verfahrens¬ kategorie beziehen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Fig. 1 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines er- findungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem
Heißleiter als erstes Ausführungsbeispiel.
Fig. 2 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines erfindungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem Thyristor und Parallelwiderstand als zweites Ausfüh- rungsbeispiel .
Fig. 3 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines er¬ findungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem Schalttransistor und Parallelwiderstand als drit¬ tes Ausführungsbeispiel.
Fig. 4 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines erfindungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem Re- lais und Parallelwiderstand als viertes Ausfüh¬ rungsbeispiel .
Fig. 5 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines er¬ findungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem linear betriebenen MOSFET als fünftes Ausführungs- beispiel.
Fig. 6 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines er¬ findungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit einem Mik- rocontroller als Ansteuerungsquelle für einen Schalttransistor als sechstes Ausführungsbei- spiel.
Fig. 7 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines erfindungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit getaktet betriebenem MOSFET und einer Glättungsschaltung als siebtes Ausführungsbeispiel. Fig. 8 zeigt ein schematisches Schaltdiagramm eines er¬ findungsgemäßen Beleuchtungsgeräts mit spannungs¬ abhängig geschaltetem MOSFET als achtes Ausführungsbeispiel .
Fig. 9 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einem Beleuchtungsgerät ohne erfindungsgemäße
EinschaltstrombegrenzungsSchaltung.
Fig. 10 zeigt Strom- und Spannungszeitverlaufsgraphen bei einem Beleuchtungsgerät mit erfindungsgemäßer EinschaltstrombegrenzungsSchaltung . Bevorzugte Ausführung der Erfindung
In Figur 1 ist im Rahmen eines stark schematisierten Blockschaltbilds die Verschaltung einer erfindungsgemäßen Einschaltstrombegrenzungsschaltung in einer Leuchte dargestellt. Links ist ein mit "Netz" bezeichneter Netzan- Schluss mit Phasenleiter L, Schutzerde PE und Nullleiter N dargestellt, der über eine nicht näher vereinzelte Netzzuleitung an eine Leuchtenanschlussklemme AK geführt ist. Die Leuchtenanschlussklemme AK ist ein einheitliches Kunststoffgehäuse - durch das Rechteck dargestellt - mit an sich bekannten eingebauten Klemmkontakten für die Leitungen L, PE und N. Erfindungsgemäß ist hier ein Heißlei¬ ter NTC in die Phasenleitung L geschaltet.
Die Schutzerde PE ist zu einem Leuchtenmassekontakt ge¬ führt, nämlich einer leitenden Verbindung zum Leuchtenge- häuse. An dem Leuchtengehäuse ist ferner ein Schutzerde- anschluss (nicht bezeichnet) eines rechts eingezeichneten elektronischen Vorschaltgeräts EVG angeschlossen, das im Übrigen mit dem Phasenleiter L und dem Nullleiter N jeweils über die Anschlussklemme AK verbunden ist.
Beim Einschalten wird schlagartig die an der Phase L an¬ liegende Spannung an den Heißleiter NTC angelegt und über diesen in Folge seiner Restleitfähigkeit an das EVG. Am EVG-Eingang befindet sich eine Diodengleichrichterbrücke, über die ein (nicht dargestellter) Zwischenkreiskondensa- tor zur Gleichspannungsversorgung eines Wandlers des EVG aufgeladen wird. Der anfangs hochohmige Heißleiter NTC lässt keine großen Ladeströme zu, so dass sich der Aufla¬ devorgang des Zwischenkreiskondensators in dem EVG etwas verzögert. Währenddessen wird der geeignet dimensionierte Heißleiter NTC ausreichend erwärmt, um in einen niederoh- migen Zustand überzugehen. Damit wird der Ladevorgang abgeschlossen und erfolgt der Vorschaltgerät- und Lampenbe¬ trieb im Übrigen wie gewohnt.
Der Restwiderstand des Heißleiters NTC spielt bei diesem Ausführungsbeispiel keine wesentliche Rolle. Nach dem Ausschalten muss ausreichend lang gewartet werden, bis der Heißleiter NTC abgekühlt ist, bevor die Schutzfunkti¬ on wieder zur Verfügung steht. Allerdings ist dieser Nachteil in vielen Fällen tolerabel, jedenfalls wenn ein schneller Aus- und Wiedereinschaltvorgang nur ein Vorschaltgerät oder ein kleine Zahl von Vorschaltgeräten an einer gemeinsamen Sicherung betrifft.
Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel und ent- spricht weitgehend Figur 1, wobei hier der Heißleiter NTC durch eine im Einzelnen dargestellte Einschaltstrombe- grenzungsschaltung ersetzt ist. Diese Schaltung weist eine aus vier Dioden D1-D4 aufgebaute Gleichrichterbrücke auf. Zwischen die beiden nicht mit den Phasenzu- bzw. - ableitungen übereinstimmenden Knoten der Brücke ist ein Widerstand R und, parallel dazu, ein gleichsinnig mit den Dioden D1-D4 gepolter Thyristor Thy geschaltet. Stattdessen könnte genauso ein TRIAC oder IGBT gewählt werden. Der Thyristor Thy wird durch eine symbolisch durch ein Zeitverlaufsdiagramm dargestellte Zeitgeberschaltung angesteuert, die durch ein einfaches RC-Glied realisiert sein kann. In beiden polaritätsverschiedenen Halbwellen der Phase L liegt der Widerstand kurz nach dem Einschal¬ ten und vor dem Zünden des Thyristors Thy in dem Strom- pfad zu dem EVG. Wenn der Thyristor Thy gezündet wird, schließt er in Folge seines leitenden Zustands den Wider- stand R kurz und beendet damit die Einschaltstrombegrenzung. F bezeichnet eine ebenfalls integrierte thermische Sicherung.
Beide Ausführungsbeispiele beziehen sich auf eine Leuch- tenanschlussklemme AK. Sie sind jedoch auch leicht auf eine EVG-Anschlussklemme übertragbar. Dazu muss man sich die Klemme AK lediglich als integralen Bestandteil des
EVG vorstellen. Diese Vorschaltgeräteanschlussklemme könnte dann über eine separate Leitung mit einer Leuch- tenanschlussklemme verbunden sein oder selbst bereits die
Leuchtenanschlussklemme bilden.
Figur 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel, das gegen¬ über dem zweiten Ausführungsbeispiel aus Figur 2 insoweit abgewandelt ist, als dort statt des Thyristors ein Schalttransistor, nämlich ein Leistungs-MOSFET M, Verwendung findet. Die Source-, Gate- und Drainkontakte sind mit S, G bzw. D bezeichnet. Im Übrigen gelten die Erläu¬ terungen zu Figur 2.
Figur 4 zeigt ein viertes Ausführungsbeispiel, das sich am leichtesten im Vergleich zu Figur 1 erläutern lässt. Der Heißleiter NTC ist hier durch einen gewöhnlichen ohm- schen Widerstand R ersetzt, der übrigens wie im zweiten und dritten Ausführungsbeispiel typischerweise 220 Ω aufweist. Der Widerstand R kann durch ein mit ReI be- zeichnetes klassisches Relais überbrückt werden, das in der dargestellten Weise mit seinen Steuerkontakten zwischen den Phasenleiter L und den Nullleiter N geschaltet und damit mit dem Einschaltvorgang angesteuert wird. Der mit einem X markierte Teil des Relais soll dabei symbo- lisch für eine Anzugsverzögerung stehen, die entweder bauartbedingt oder durch eine Verzögerungsschaltung, etwa ein RC-Glied, realisiert ist.
Figur 5 zeigt schematisch eine Schaltung, bei der ein kontrolliertes Einschalten eines MOSFET Tl zur Einschalt- Strombegrenzung verwendet wird. Mit L und N sind wieder Phase und Nullleiter bezeichnet; F bezeichnet wieder eine integrierte thermische Sicherung. Der MOSFET Tl ist mit Hilfe von vier Gleichrichterdioden D5 - D8 so in die Phasenzuleitung L geschaltet, dass er immer polaritätsrich- tig vom Versorgungsstrom durchflössen wird. Im Übrigen sind die Phasenzuleitung L und der Nullleiter N an eine in den Figuren 1 bis 4 nicht gesondert dargestellte übli¬ che Gleichrichterbrücke aus vier Gleichrichterdioden im Eingang des EVG geschaltet. Der Zwischenkreiskondensator des EVG ist mit Cl bezeichnet und stellt hier die für die Einschaltstromspitzen verantwortliche Eingangskapazität des EVG dar. Rl (beispielsweise 10 kΩ) bezeichnet einen ohmschen Widerstand, der hier nur symbolisch für die durch das EVG gebildete Last steht.
Figur 5 zeigt ferner, dass das Gate des MOSFET Tl über zwei Widerstände R4 (etwa 1 kΩ) und R6 sowie eine Diode D9 an den Nullleiter angeschlossen ist. Der hier beispielhaft mit 100 kΩ bemessene Widerstand R6 dient zur Potentialtrennung und bildet gemeinsam mit einem Konden- sator C2 von z. B. 3,3 μF ein Glättungsglied. Ein Widerstand R7, beispielsweise von 1 MΩ, dient zum Entladen des Kondensators C2 im ausgeschalteten Zustand.
Der Versorgungsstrom des Phasenleiters L durch den MOSFET
Tl wird durch einen kleinen Widerstand R3 von beispiels- weise 1 Ω geführt, um einen proportionalen Spannungsab- fall zu erzeugen. Dieser Spannungsabfall wird für die Ü- berwachung der Gatespannung des MOSFET Tl verwendet, und zwar über einen bipolaren (npn) Transistor T2, dessen Kollektor am Gate, dessen Basis an Source und dessen E- mitter über einen weiteren Widerstand R5 (etwa 22 Ω) und den erwähnten Widerstand R3 an seiner Basis und damit an dem Sourceanschluss des MOSFET Tl liegt.
Schließlich wird die Gatespannung über eine Zenerdiode ZD mit einer Schwellenspannung von etwa 18 V begrenzt.
Nach dem Einschalten der Phase an L wird über den Widerstand R6 der Kondensator C2 langsam aufgeladen und erzeugt eine zunehmende Ansteuerspannung für das Gate des MOSFET Tl. Sobald durch den MOSFET Tl in dessen Einschaltvorgang ein Versorgungsstrom zu fließen beginnt, fällt an dem Widerstand R3 eine Spannung ab, die bei Er¬ reichen der Emitterbasisschwellenspannung des Bipolartransistors T2 die Gatespannung des MOSFET Tl redu¬ ziert .
Damit kann der im Einschaltvorgang erhöhte Innenwider- stand des MOSFET Tl zur Begrenzung des durch das Aufladen des Kondensators Cl bedingten Einschaltstroms verwendet werden. Sobald der Kondensator Cl zu einem wesentlichen Teil aufgeladen ist, sinken die Versorgungsströme für das EVG so stark ab, dass über den Widerstand R3 keine für das Schließen des Bipolartransistors T2 ausreichende Spannung mehr abfällt. Im Dauerbetrieb bleibt also der Bipolartransistor T2 offen und dadurch kann der MOSFET Tl über die an dem Kondensator C2 anliegende Spannung vollständig geschlossen werden, um keine unnötigen Verluste zu erzeugen. Im Übrigen ist die Emitterbasisschwellenspannung des Bipolartransistors T2 mit größenordnungsmäßig 0,7 V so klein, dass der Widerstand R3 entsprechend klein und da¬ mit verlustarm bemessen werden kann.
Bei alternativen Ausführungsformen mit ähnlicher Funktion könnte der Bipolartransistor auch durch eine Zenerdiode mit einer entsprechend kleineren Schwellenspannung ersetzt sein, die, wenn sie in Folge eines Spannungsabfalls an dem Widerstand R3 durchschaltet, die Gatespannung an dem MOSFET Tl begrenzt. Die hier notwendigen Schwellenspannungen wären aber größer als die Emitterbasisschwel¬ lenspannung des Bipolartransistors T2 und würden damit zu einer etwas größeren Dimensionierung des Widerstands R3 führen, also zu etwas größeren Verlusten.
Umgekehrt könnte die in Figur 5 dargestellte Schaltung auch noch anspruchsvoller ausgeführt sein, indem der hier der Prinzipdarstellung dienende Bipolartransistor T2 durch eine Messverstärkerschaltung mit Operationsverstärkern ersetzt wird. Damit würden sich Schwankungen wegen des Temperaturgangs und der Exemplarstreuung vermeiden lassen, und auch der Schwellenwert von 0,7 V könnte wei¬ ter reduziert werden.
Figur 6 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, in dem ein MOSFET M wie in Figur 3 statt durch die dort darge- stellte einfache Zeitgeberschaltung über eine Funktion eines MikroControllers angesteuert wird, der in vielen Fällen in elektronischen Vorschaltgeräten ohnehin vorhanden ist und damit mit verschwindendem Mehraufwand einen Anschluss an den Gateanschluss des MOSFET M erhalten könnte. Bei Vorschaltgeräten ohne Strombegrenzungsfunkti- on würde dieser Anschluss dann funktionslos bleiben, so- dass der modulartigen Verwendung erfindungsgemäßer Anschlussklemmen nichts im Wege steht. Dies gilt insbesondere bei der Integration der Anschlussklemme in das Vor- schaltgerät. Im Übrigen kann auch der Thyristor aus Figur 2 in entsprechender Weise über den MikroController angesteuert werden.
Figur 7 zeigt ein weiteres Ausführungsbeispiel, bei der ein MOSFET wie in den Figuren 3 und 6 über ein pulswei- tenmoduliertes PWM-Signal angesteuert wird, also zeitlich getaktet. Damit wird ein intermittierender Versorgungs¬ strom erzeugt, der durch eine serielle Glättungsschaltung aus einer Induktivität L, einer Gleichrichterdiode und einem Widerstand R zu einem quasi kontinuierlichen Strom umgeformt wird. Die sich aus L und R ergebende Zeitkon¬ stante muss damit auf die Taktfrequenzen des PWM-Signals angepasst sein. Die Diode entspricht der Polarität der Gleichrichterbrücke Dl - D4. Dieses Ausführungsbeispiel zeigt, dass ein kontrollierter Einschaltvorgang bei dem Ausführungsbeispiel aus Figur 5 auch in steuerungstechnisch digitaler Weise realisiert werden kann, wobei bei dem Ausführungsbeispiel in Figur 7 nicht auf den im Ein¬ schaltvorgang in der Umgebung der Schwellenspannung bestehenden Innenwiderstand des MOSFET abgestellt wird.
Figur 8 zeigt ein letztes Ausführungsbeispiel, das Ge¬ meinsamkeiten mit den Ausführungsbeispielen aus Figur 3 und Figur 4 aufweist. Im Verhältnis zu dem Ausführungs¬ beispiel aus Figur 3 erfolgt das Einschalten des MOSFET M hier nicht nach einem vorgegebenen Zeitschema verzögert sondern ansprechend auf die Erfassung der Spannung zwischen Phase L und Nullleiter N. Es wird beim nächstmögli- chen Spannungsnulldurchgang geschaltet, sodass der Aufla¬ deprozess der Eingangskapazität des EVG in Folge der zu¬ nächst nur in kleinen Werten steigenden Spannung ohne Stromstöße in problematischer Höhe erfolgt. Daher kann der parallel geschaltete Widerstand R weggelassen werden und spielt, im Vergleich zu dem Ausführungsbeispiel aus Figur 5, der Innenwiderstand des MOSFET M im Einschalt¬ vorgang ebenfalls keine wesentliche Rolle.
Figur 9 und Figur 10 zeigen im Vergleich die Wirkung der erfindungsgemäßen Einschaltstrombegrenzungsschaltungen anhand von Messungen. Dabei zeigt die horizontale Achse in beiden Fällen die Zeitskala von 0 bis 90 ms. Die ver¬ tikale Achse zeigt, links aufgetragen, eine Spannungsska¬ la jeweils von -350 V bis +350 V, und rechts aufgetragen, eine Stromskala von -100 A bis +100 A in Figur 9 und von -2 A bis +2 A in Figur 10.
Der Zeitpunkt am Anfang der Graphen entspricht dem eigentlichen Einschaltzeitpunkt. In Figur 9 ist dieser Einschaltzeitpunkt (etwa 5 ms) so gewählt, dass gerade ein Scheitelwert der Phase L erreicht ist, nämlich mit knapp 350 V. Die Spannung an der Phase L schwingt sinusförmig. Ein sägezahnartiger Graph im oberen Bereich, mit Uz bezeichnet, zeigt die Spannung an dem bereits erwähnten Zwischenkreiskondensator in dem EVG. Diese liegt prak- tisch von Anfang an auf dem Scheitelwert der Versorgungs¬ spannung und fällt synchron damit in Folge der Belastung innerhalb des EVGs ab, um mit jedem neuen Scheitelwert der Phase L neu aufgeladen zu werden. Die dementsprechen- de sehr schnelle Aufladung des Zwischenkreiskondensators zum Einschaltzeitpunkt zeigt sich in einem in Figur 9 praktisch infinitesimal kurzen Strompuls I, der sofort in eine auf der dargestellten Skala praktisch bei 0 verharrende Stromkurve übergeht. Der anfängliche Einschalt¬ stromstoß beträgt also größenordnungsmäßig 100 A (er ist in Figur 9 und 10 im Vorzeichen vertauscht dargestellt, damit er neben der Spannungskurve L erkennbar ist) .
Im Unterschied dazu zeigt Figur 10 einen sehr viel lang¬ sameren Ladevorgang des Zwischenkreiskondensators . Auch bei der erfindungsgemäßen Variante in Figur 10 erfolgt der Einschaltvorgang (etwa bei 5 ms) praktisch mit dem Scheitelwert der Phase L. Das geringfügig kleinere Drei¬ eck unter dem anfänglichen Dreieck der Phase L stellt dabei den ersten Ladestrompuls I dar. Dieser ist allerdings auf die hier veränderte vertikale Stromskalierung zu be¬ ziehen und bleibt in der Amplitude bei unter 1,5 A. Syn- chron zu den sinusförmigen Schwingungen der Phase L folgen daraufhin zwei in Amplitude und zeitlicher Ausdehnung etwas abnehmende sinusähnliche Ladestrompulse mit noch deutlich kleineren Stromamplituden. Etwa bei 60 ms erfolgt das Zeitsignal entsprechend dem zweiten und dem dritten Ausführungsbeispiel aus Figur 2 bzw. 3 (oder würde der Heißleiter NTC aus Figur 1 ausreichend warm bzw. das Relais ReI aus Figur 4 eingeschaltet) . Dies ist in Figur 10 ganz unten durch die rechteckig ansteigende Kurve dargestellt. Daraufhin werden die Ladestromspitzen we- gen des jetzt wegfallenden Einschaltstrombegrenzungswi- derstands R in der Amplitude wieder größer, werden allerdings wegen der unabhängig von dem Umschaltvorgang zunehmenden Aufladung des Zwischenkreiskondensators beständig zeitlich kürzer. Sie stabilisieren sich bei einer Ampli- tude von deutlich unter 1 A, vgl. die rechte Hälfte der Figur 10. Der Spannungsverlauf Uz zeigt demzufolge in der rechten Hälfte den Sägezahnverlauf aus Figur 9, in der linken Hälfte der Figur 10 jedoch einen mit gleicher Periode modulierten und im Übrigen aber über die bereits erwähnte Zeit von 60 ms verschmierten Anstieg. Mit der Erfindung steht die volle Zwischenkreiskondensatorspan- nung also erst um einige 10 ms verzögert zur Verfügung, können die Einschaltstromspitzen in diesem Fall jedoch fast um einen Faktor 100 verringert werden.

Claims

Ansprüche
1. Beleuchtungsgerät, nämlich Leuchte, mit integriertem elektronischen Vorschaltgerät (EVG) und einer Leuchtenanschlussklemme (AK) , welche ein Klemmengehäuse aufweist,
dadurch gekennzeichnet, dass in dem Klemmengehäuse eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, C2) integriert ist, welche so ausgelegt ist, dass sie beim Ein¬ schalten der Leuchte zu große Einschaltströme durch einen Spannungsabfall in der Einschaltstrombegren- zungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, C2) während der Einschaltphase verhindert .
2. Beleuchtungsgerät, nämlich elektronisches Vorschalt- gerät, mit einer Vorschaltgeräteanschlussklemme (AK) , welche ein Klemmengehäuse aufweist,
dadurch gekennzeichnet, dass in dem Klemmengehäuse eine Einschaltstrombegrenzungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI) integriert ist, welche so ausgelegt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte zu große Einschaltströme durch einen Spannungsabfall in der Einschaltstrombegrenzungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, C2) während der Einschaltphase verhindert.
3. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Einschaltstrombegrenzungsschaltung eine Span- nungsüberwachungsschaltung und einen steuerbaren Schalter aufweist und dazu ausgelegt ist, den steu- erbaren Schalter nach dem Einschalten der Leuchte erst in einem Spannungsnulldurchgang zu schließen.
4. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem die Einschaltstrombegrenzungsschaltung (NTC, D1-D4, R, Thy, M, ReI, L, Tl, T2, R1-R7, ZD, C2) so ausge- legt ist, dass sie beim Einschalten der Leuchte an¬ fänglich einen hohen Widerstand (R, Tl) bereitstellt, der daraufhin verringert wird.
5. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 4, bei dem die Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung (NTC) einen Heißlei- ter (NTC) aufweist.
6. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 4, bei dem die Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung (R, ReI) ein Relais (ReI) mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist .
7. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 4, bei dem die Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung (D1-D4, R, M) einen zeitgesteuerten Schalttransistor (M) mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist.
8. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 4, bei dem die Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung (D1-D4, R, Thy) einen zeitgesteuerten Thyristor (Thy) , TRIAC oder IGBT mit einem parallelgeschalteten Widerstand (R) aufweist .
9. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 7 oder 8, bei dem die Zeitsteuerung über einen in dem elektronischen Vorschaltgerät (EVG) integrierten MikroController erfolgt .
10. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 4, bei dem die Ein- schaltstrombegrenzungsschaltung (L, D5-D9, Tl, T2, R1-R7) einen kontrolliert einschaltenden Transistor (Tl) aufweist.
11. Beleuchtungsgerät nach Anspruch 10, bei dem zwischen einen Steueranschluss des Transistors und einen wei¬ teren Anschluss des Transistors eine Schaltung (T2, R3-R7, ZD, C2) geschaltet ist, die ansprechend auf den in dem Transistor (Tl) geführten Strom das Steueranschlusspotential begrenzt.
12. Beleuchtungsgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, das eine in dem Klemmengehäuse integrierte thermische Sicherung (F) aufweist.
EP07728502A 2007-04-25 2007-04-25 Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung Pending EP2138016A1 (de)

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
PCT/EP2007/054046 WO2008131795A1 (de) 2007-04-25 2007-04-25 Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung

Publications (1)

Publication Number Publication Date
EP2138016A1 true EP2138016A1 (de) 2009-12-30

Family

ID=38663122

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP07728502A Pending EP2138016A1 (de) 2007-04-25 2007-04-25 Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung

Country Status (4)

Country Link
US (1) US20100109554A1 (de)
EP (1) EP2138016A1 (de)
CN (1) CN101653045A (de)
WO (1) WO2008131795A1 (de)

Families Citing this family (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP2375856A1 (de) * 2010-04-08 2011-10-12 Helvar Oy Ab Wandleranordnung zum Schutz von optoelektronischen Komponenten
KR102019051B1 (ko) * 2011-10-17 2019-09-09 엘지이노텍 주식회사 Ｌｅｄ 구동회로
US9420658B2 (en) 2014-12-05 2016-08-16 Xenio Corporation Inrush energy control for a light emitter
FR3032316A1 (fr) * 2015-02-02 2016-08-05 St Microelectronics Tours Sas Circuit limiteur de courant d'appel
DE102015103713A1 (de) * 2015-02-02 2016-08-04 Ebm-Papst Mulfingen Gmbh & Co. Kg Einschaltstrombegrenzung
US12048076B2 (en) 2021-06-22 2024-07-23 Goodrich Corporation System and method for inrush current control with combinational load drive configuration

Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070182338A1 (en) * 2006-01-20 2007-08-09 Exclara Inc. Current regulator for modulating brightness levels of solid state lighting

Family Cites Families (12)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US4396882A (en) * 1981-05-22 1983-08-02 Kellenbenz Carl W Inrush current limiter
DE3800018A1 (de) * 1987-02-03 1989-04-13 Wolfgang Muth Netz - zwischenstecker zum schutz elektrischer/elektronischer verbraucher
US5343122A (en) * 1989-07-27 1994-08-30 Ken Hayashibara Luminaire using incandescent lamp as luminous source
US5122724A (en) * 1991-07-12 1992-06-16 The Boeing Company Inrush current limiter
CN2121763U (zh) * 1992-02-21 1992-11-11 蔡福元 通用型电子节能灯
DE4306117A1 (de) * 1993-02-27 1994-09-01 Abb Patent Gmbh Einschaltstrombegrenzer für Leuchtstofflampen
NL9301397A (nl) * 1993-08-12 1995-03-01 Cm Personnel Participation Bv Beveiligingsschakelinrichting ten behoeve van elektronische schakelinrichtingen in het algemeen en ten behoeve van een electronische voorschakelinrichting voor gasontladingsbuizen in het bijzonder.
DE4412640A1 (de) * 1994-04-13 1995-10-19 Abb Patent Gmbh Einrichtung zur Einschaltstrombegrenzung
US5930130A (en) * 1997-09-29 1999-07-27 Jrs Technology, Inc. Inrush protection circuit
DE19830368A1 (de) * 1998-07-07 2000-02-03 Patent Treuhand Ges Fuer Elektrische Gluehlampen Mbh Elektronisches Vorschaltgerät mit Einschaltstrombegrenzung
US6426885B1 (en) * 1999-10-06 2002-07-30 Hitachi, Ltd. Inverter device and motor driving device provided with inrush current prevention circuit
JP4158112B2 (ja) * 2004-05-31 2008-10-01 株式会社デンソー 車両用突入電流制限型電源スイッチ回路

Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US20070182338A1 (en) * 2006-01-20 2007-08-09 Exclara Inc. Current regulator for modulating brightness levels of solid state lighting

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of WO2008131795A1 *

Also Published As

Publication number Publication date
WO2008131795A1 (de) 2008-11-06
US20100109554A1 (en) 2010-05-06
CN101653045A (zh) 2010-02-17

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0800335B1 (de) Schaltungsanordnung zum Betrieb elektrischer Lampen
EP2138016A1 (de) Beleuchtungsgerät mit einschaltstrombegrenzungsschaltung
DE102005007346A1 (de) Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Gasentladungslampen
EP1526622B1 (de) Elektronisches Vorschaltgerät mit Schutzschaltung für Schalttransistoren eines Wandlers
EP0825806A1 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben von elektrischen Glühlampen
DE102015109926A1 (de) Beleuchtungsbaugruppe, Beleuchtungseinrichtung und Leuchte
EP1696713B1 (de) EVG für Hochdruckentladungslampe mit Strommesseinrichtung
DE102006014297A1 (de) Schaltung, insbesondere zur Phasenschnittsteuerung und Verfahren zum Betrieb der Schaltung sowie Schaltnetzteil
EP2189045B1 (de) Verbesserte anwendbarkeit von leuchten mit evg ohne pe-leiter
EP1608208B1 (de) Schaltung mit Abschalteinrichtung zum Betrieb von Lichtquellen
DE4201744A1 (de) Zusatzschaltung in einem schaltnetzteil fuer niedervolthalogenlampen
DE10206175A1 (de) Entladungslampen-Zündschaltung
DE4416401A1 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben elektrischer Lampen
EP0588273A1 (de) Verfahren zum elektronischen Dimmen und Dimmer zur Durchführung des Verfahrens
DE2559564B2 (de) Triggerimpuls-Generator
EP0682465B1 (de) Schaltungsanordnung zum Betreiben elektrischer Glühlampen
EP2140735B1 (de) Schaltungsanordnung zum zünden und betreiben mindestens einer entladungslampe
DE4233542C1 (de) Vorrichtung zur Einschaltstrombegrenzung (Sanftanlaufschaltung)
DE202015106968U1 (de) Schaltungsanordnung zum Dimmen von LED-Leuchtmitteln
WO2010006644A1 (de) Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben mindestens einer beleuchtungseinrichtung
DE4026350A1 (de) Phasenanschnitt-steuerschaltung
WO2004015865A1 (de) Schaltungsanordnung zur steuerung von zwei unabhangigen mit einer gleichgericht eten wechselspannung betreibbaren lasten
DE4340672C2 (de) Dimmerschaltung für einen Beleuchtungsstrom mit verlustarmer Leistungsstufe
DE19702136A1 (de) Elektronischer Leistungsschalter
DE3913175A1 (de) Zeitschaltvorrichtung

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

17P Request for examination filed

Effective date: 20090903

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A1

Designated state(s): AT BE BG CH CY CZ DE DK EE ES FI FR GB GR HU IE IS IT LI LT LU LV MC MT NL PL PT RO SE SI SK TR

17Q First examination report despatched

Effective date: 20100218

DAX Request for extension of the european patent (deleted)
STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: EXAMINATION IS IN PROGRESS