EP1961276A1 - Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von hochdruck-gasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung und verfahren zum betreiben von hochdruck-gasentladungslampen

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EP1961276A1
EP1961276A1 EP06830249A EP06830249A EP1961276A1 EP 1961276 A1 EP1961276 A1 EP 1961276A1 EP 06830249 A EP06830249 A EP 06830249A EP 06830249 A EP06830249 A EP 06830249A EP 1961276 A1 EP1961276 A1 EP 1961276A1
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EP
European Patent Office
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frequency
phase
bridge
lamp
circuit arrangement
Prior art date
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EP06830249A
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English (en)
French (fr)
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EP1961276B1 (de
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Herbert Kästle
Thomas Rossmanith
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Osram GmbH
Original Assignee
Osram GmbH
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Publication date
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Application granted granted Critical
Publication of EP1961276B1 publication Critical patent/EP1961276B1/de
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/292—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2928—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the lamp against abnormal operating conditions
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    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
    • H05B41/2882—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter
    • H05B41/2883—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter the controlled element being a DC/AC converter in the final stage, e.g. by harmonic mode starting

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement for operating high-pressure gas discharge lamps.
  • High-pressure gas discharge lamps are also referred to below as lamps.
  • the invention relates to a method for operating such lamps. Descriptions which relate to advantageous embodiments of the circuit arrangement, apply in a corresponding manner also for the method.
  • the invention deals with lamp operation with modulated operating frequency.
  • the modulation is intended to prevent acoustic resonances in the lamp.
  • the modulation specifically stimulates acoustic resonances in order to mix the gas filling of the lamp.
  • a circuit arrangement for operating a high-pressure gas discharge lamp generally comprises an inverter which provides a high-frequency alternating voltage having an operating frequency which is in the range between 10 kHz and 10 MHz.
  • the inverter can be known to be executed as a full bridge, which is fed by a DC voltage. This is described in the following reference: Bill
  • the lamp is coupled via a coupling network to the output of the inverter.
  • the coupling network is generally a reactance network and has a transfer function which describes the lamp current as a function of the operating frequency, given the output voltage of the inverter: in the above formula stands for the amplitude of the lamp current, ⁇ for the angular frequency of the operating frequency, for the amplitude of the output voltage of the inverter and for the transfer function of the coupling network.
  • the half-bridge voltages have a phase that can be adjusted by a controller with respect to one another, - A -
  • the high-pressure gas discharge lamp can be coupled to the bridge branch,
  • the full bridge inverter supplies to the high pressure gas discharge lamp a lamp current, which is essentially an alternating current with a modulated operating frequency which oscillates continuously in a range between a minimum frequency and a maximum frequency,
  • the controller adjusts the phase according to the operating frequency so that the phase increases with increasing operating frequency
  • the expression of the resonance points of the lamp generally decreases with increasing frequency. Ie. At low frequencies, it is critical to provide the lamp with much energy because strong resonances can form. At higher frequencies, however, the lamp more energy can be fed, since the resonances are less pronounced there.
  • the coupling network generally has a low-pass character. Ie. At low frequencies, the lamp is fed more energy than at high frequencies.
  • the invention is now based on the finding that the frequency dependence of the coupling network can trigger the instability of the lamp, because it is just the frequencies are less attenuated at which strong resonances occur. From this realization follows that the frequency dependence of the coupling network must be compensated. This is done according to the invention by controlling the phase synchronous to the operating frequency. So the phase points in a circuit arrangement according to the invention such as the operating frequency to a modulation.
  • the frequency dependence of the coupling network causes a decreasing amplitude of the lamp current with increasing frequency.
  • the frequency dependence of the coupling network in the power spectrum of the lamp line is such that the spectral power density decreases towards high frequencies.
  • the inventive modulation of the phase is achieved that the amplitude of the lamp current is approximately independent of the
  • the time profile of the operating frequency is selected so that all possible operating frequencies between the maximum frequency and the minimum frequency is generated substantially for the same amount of time by the inverter.
  • the overcompensation causes more energy to be coupled into the lamp as the operating frequency increases. This has an advantageous effect on the stability of the lamp operation, since resonance points of the lamp tend to be more strongly attenuated with increasing frequency. The lamp thus converts more energy at operating frequencies at which the resonance points of the lamp are more heavily evaporated.
  • an overcompensation can be neutralized. This is possible by a suitable temporal distribution of the operating frequencies.
  • the switching transistors of the inverter are clocked at high frequencies for a shorter time than would be the case without overcompensation. This leads to a reduction of the switching losses in the switching transistors.
  • high frequencies is meant frequencies that are closer to the maximum frequency than the minimum frequency.
  • An overcompensation can therefore be used to stabilize the lamp operation or to improve the efficiency of the circuit arrangement.
  • Both advantages are used by the overcompensation is only partially neutralized by a temporal distribution of the operating frequencies.
  • the modulation of the operating frequency does not have to be periodic with a modulation frequency.
  • the modulation may, for example, be controlled by a noise generator or by chaos.
  • the relationship between operating frequency and phase defines a modulator characteristic.
  • the modulator characteristic establishes a linear relationship with a modulation factor between operating frequency and phase.
  • a modulation factor between operating frequency and phase.
  • the modulation factor must therefore be set so that the compensation condition is met.
  • the time course operating frequency is preferably triangular or sage leopardformig.
  • the time course of the phase is then triangular or sage-toothed.
  • the modulator characteristic is designed to achieve this.
  • the control of the phase by the modulator can be extended to a control of the phase.
  • the modulator requires a measuring input which is supplied with a measured variable for the amplitude of the lamp current or the power of the lamp.
  • the modulator sets its modulator characteristic or its modulation factor so that the measured quantity remains constant.
  • a minimum frequency of 45 kHz and a maximum frequency of 55 kHz has proven to be advantageous.
  • the spectral power density of the lamp power is reduced. If the average lamp power remains constant, the power spectrum must be widened.
  • the inverter superimposed on the lamp current a DC component whose sign changes with an alternating frequency which is less than one tenth of the minimum frequency.
  • the DC component is generated by a full-bridge inverter whose switches have a pulse duty factor which deviates from 50%.
  • the half bridge branches of the full bridge each comprise a first and a second switch.
  • the full bridge inverter If a first on time of the first switch is equal to a second on time of the second switch, the full bridge inverter generates a square wave voltage without DC component. If the first one-time is reduced by an asymmetry time, while the second time is extended by this asymmetry time, the AC voltage generated by the full-bridge inverter contains a DC component. To avoid one-sided loading of the lamp, the A-symmetry time is alternately subtracted from the first and the second on-time and added with the alternating frequency. The change of asymmetry does not have to be abrupt. Less stress on the components used results when the change from peeling to adding the asymmetry time takes place continuously. For example, the time course of the value of the asymmetry times can be triangular. At any time, the sum of the asymmetry times of the first and second switches is zero.
  • the power spectrum of the lamp power comprises components in a frequency range between twice the minimum frequency and twice the maximum frequency.
  • additional components occur in a frequency range between the Minimum frequency and the maximum frequency. It also shares above double the maximum frequency, but generally play no role in terms of stable lamp operation.
  • the double minimum frequency is greater than the maximum frequency, a spectral jolt occurs between the maximum frequency and the double minimum frequency in which no power is output to the lamp.
  • the minimum frequency and the maximum frequency are chosen so that particularly pronounced resonances of the lamp fall into this spectral jaw.
  • FIG. 1 shows a block diagram for a circuit arrangement according to the invention
  • FIG. 2 shows the time profile of half-bridge voltages and bridging voltage in a full bridge
  • FIG. 3 shows the time profile of a lamp voltage without compensation of the transfer function of the coupling network
  • Figure 4 shows the time course of a lamp voltage with compensation of the transfer function of the coupling network.
  • FIG. 1 shows a schematic diagram of a circuit arrangement with which the present invention can be realized.
  • the circuit arrangement has two input terminals 1 and 2 to which a rectified mains voltage can be connected.
  • the input terminals 1 and 2 are coupled to a PFC stage which effects a power factor correction and provides a supply voltage Us between the potentials 3 and 4.
  • Parallel to the supply voltage Us a storage capacitor Cl is connected, which is to buffer the supply voltage Us.
  • a potential of the supply voltage serves as the reference potential of the circuit arrangement. Without limitation of generality, the potential 4 is assumed as a reference potential in the following.
  • the supply voltage represents the power supply for a full-bridge inverter.
  • Each half-bridge branch consists of the series connection of an upper switch Sl, S3 and a lower switch S2, S4.
  • the switches are preferably designed as MOSFETs, but may also be embodied as other semiconductor switches.
  • MOSFETs the source of the respective upper switch S1, S3 is connected to the drain of the respective lower switch S2, S4 at a connection point.
  • the left half-bridge branch has a connection point A and the right half-bridge branch has a connection point B. At the connection points A and B, there is a respective half-bridge voltage with respect to the reference potential.
  • the control terminals of the switches are connected to a controller.
  • the controller includes an oscillator that generates an operating frequency with which the control terminals of the switches Sl, S2, S3 and S4 are controlled.
  • the switches of a half-bridge branch are activated alternately. This results in the connection points A and B relative to the reference potential in each case a rectangular alternating voltage UA or UB whose amplitude follows the supply voltage and whose respective frequency corresponds to the operating frequency.
  • Between the connection points A and B is the bridge branch, on which a bridge voltage UAB is present.
  • the bridge voltage UAB represents the inverter output voltage of the full-wave inverter.
  • the rms value of the bridge voltage UAB can be set via the phase ⁇ between the voltages UA and UB.
  • a series circuit consisting of a lamp inductor Ll and a parallel capacitor Cp is connected.
  • the lamp inductor Ll and the parallel capacitor Cp are connected at a connection point 5.
  • the connection point 5 and the connection point A the series connection of a lamp Lp and a series capacitor Cs is connected.
  • the lamp Lp and the series capacitor Cs are connected at a connection point 6.
  • the connection points B and 6 can be supplied to terminals on which then a lamp can be connected.
  • the lamp inductor Ll, the parallel capacitor Cp and the series capacitor Cs form the coupling network.
  • the parallel capacitor Cp causes a Resonanzuberhohung at certain operating frequencies and can be omitted.
  • the series capacitor Cs suppresses DC components in the lamp current IL and can also be omitted.
  • an ignition device that briefly provides a high voltage to start the lamp.
  • the coupling network accomplishes an impedance transformation from the AC voltage UAB to the lamp. It can also contain a transformer.
  • the impedance transformation of the coupling network has a Ubertragungsfunkti- on, which describes the frequency dependence of the lamp current IL relative to the AC voltage UAB.
  • the transfer function has a bandpass character. With normal dimensions, the operating frequency is above the resonance frequency of the transfer function. Above the resonance frequency, the transmission function has a low-pass character.
  • the controller includes a modulator with a modulator output.
  • the modulator output is coupled to the oscillator in such a way that the operating frequency can be influenced by the modulator.
  • the modulator causes the
  • Oscillator generates an operating frequency, which oscillates continuously in a range between a minimum frequency and a maximum frequency.
  • the timing of the operating frequency is periodic with a modulation frequency.
  • a typical value for the modulation frequency is in the 100 Hz range.
  • the modulator can also be realized by a microcontroller in which a modulator characteristic for controlling the phase is stored by a software.
  • the modul latorkennline can also be tuned in an optimization process to a lamp to be operated.
  • Other frequency-dependent effects which are not based on the coupling network can also be considered in the modulator characteristic. For example, leads or the lamp itself may have a frequency dependency.
  • FIG. 2 shows the time profile of voltages of the full-bridge inverter from FIG. 1. Scaling has been dispensed with since basic connections are to be explained. Usually, the voltages shown are in the range between 10 V and 500 V. The frequency of the illustrated time courses lies in the range of the above-mentioned ranges for the operating frequency. Above, the time course of the voltage UA is shown. The voltage UA is present between the connection point A and the reference potential 4. In the middle of the time course of the voltage UB is shown. The voltage UB is applied between the connection point B and the reference potential 4. Below is the time course of the voltage UAB shown. The voltage UAB is between the connection point A and the connection point B and represents the bridging voltage which is supplied to the lamp via the coupling network.
  • the voltage UAB is not zero only if the instantaneous voltages UA and UB are different.
  • the period of time for which the supply voltage or the negative supply voltage is present at the connection points A and B can be set via the phase .phi.
  • the effective value of the voltage UAB is thus adjustable by the phase ⁇ .
  • the rms value of the voltage UAB is equal to the value of the supply voltage. If the supply voltage is not constant, this has a proportional effect on the bridge voltage UAB. Fluctuations or a modulation of the supply voltage can be compensated by means of the phase ⁇ .
  • the controller evaluates the supply voltage in such a way that the phase decreases as the supply voltage increases.
  • FIG. 3 shows the time profile of the envelope of the lamp voltage from FIG. 1, d. H. the voltage between the connection points 6 and B.
  • a curve of the lamp voltage is shown, as it is known from the prior art.
  • the phase ⁇ is kept constant and is not adapted to the time profile of the operating frequency in order to compensate for the coupling function of the coupling network. It can be clearly seen how the lamp voltage varies with a frequency of about 100 Hz, which corresponds to the modulation frequency.
  • FIG. 4 also shows the time profile of the envelope of the lamp voltage from FIG. 1.
  • phase ⁇ is now adapted to the time profile of the operating frequency.
  • the adaptation is advantageously chosen such that the transmission function of the coupling network is largely compensated.
  • Both the lower and the upper limit of the enveloping lamp voltage shows in contrast to Figure 3 barely variations.

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Description

Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben von Hochdruck- Gasentladungslampen
Technisches Gebiet
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen. Hochdruck- Gasentladungslampen werden im folgenden auch kurz Lampen bezeichnet. Weiterhin betrifft die Erfindung ein Verfahren zum Betreiben derartiger Lampen. Beschreibungen die vorteilhafte Ausführungen der Schaltungsanordnung betreffen, gelten in entsprechender Weise auch für das Verfahren. Insbesondere behandelt die Erfindung den Lampenbetrieb mit modulierter Betriebsfrequenz.
Stand der Technik
Beim Betrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen besteht oft ein Bedarf an einer Modulation der Betriebsfrequenz. In den meisten Fällen soll die Modulation akustische Resonanzen in der Lampe verhindern. Es gibt auch Fälle, bei denen durch die Modulation akustische Resonanzen gezielt angeregt werden, um die Gasfüllung der Lampe zu durchmischen .
Akustische Resonanzen sind ein bekanntes Problem beim Betrieb von Hochdruck-Gasentladungslampen. Abhängig von der Geometrie und vom Druck der Lampe, treten diese Resonanzen in einem Frequenzbereich zwischen 5kHz und 100OkHz auf und können zu Bogenunruhe und bei ausgeprägten Resonanzen sogar zur Zerstörung der Lampe führen. Ein Betrieb einer Lampe mit einem Wechselstrom, der eine Frequenz im genannten Frequenzbereich aufweist, ist deshalb nicht ohne weiteres zuverlässig.
Eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruck- Gasentladungslampe umfasst im allgemeinen einen Wechsel- richter, der eine hochfrequente Wechselspannung bereitstellt, die eine Betriebsfrequenz aufweist, die im Bereich zwischen 10 kHz und 10 MHz aufweist. Der Wechselrichter kann bekanntermaßen als Vollbrucke ausgeführt werden, die von einer Gleichspannung gespeist wird. Dies ist in folgender Literaturstelle beschrieben: Bill
Andreycak, "Phase Shifted Zero Voltage Transition Design Considerations and the UC3875 PWM Controller", Unitrode Application Note U-136A, 1997. Die Vollbrucke weist einen Bruckenzweig auf, der an den Enden jeweils von einem Halbbruckenzweig gespeist wird. Die Spannungen, die die Halbbruckenzweige zueinander aufweisen haben eine Phase zueinander. Ist die Phase 180 Grad bzw. π, so ist die Amplitude der Spannung die am Bruckenzweig anliegt maximal und hat einen Wert, der einer Speisespannung ent- spricht, die die Vollbrucke speist. Ist die Phase Null, so ist auch die Amplitude Null. In der o. g. Literaturstelle ist beschreiben, wie mittels der Phase die Spannung am Bruckenzweig und damit die Ausgangsspannung des Wechselrichters geregelt werden kann.
Die Lampe wird über ein Koppelnetzwerk an den Ausgang des Wechselrichters gekoppelt. Das Koppelnetzwerk ist im allgemeinen ein Reaktanznetzwerk und weist eine Ubertra- gungsfunktion die den Lampenstrom in Abhängigkeit von der Betriebsfrequenz beschreibt, dies bei gegebener Ausgangs- Spannung des Wechselrichters: steht in obiger Formel für die Amplitude des Lampenstroms, ω für die Kreisfrequenz der Betriebsfrequenz, für die Amplitude der Ausgangsspannung des Wechselrich- ters und für die Ubertragungsfunktion des Koppelnetzwerks .
Wird nun aus einem der o. g. Grunde die Betriebsfrequenz moduliert, so fuhrt dies aufgrund der Ubertragungsfunktion zu einer Amplitudenmodulation des Lampenstroms. Dies kann zu unerwünschten Flackererscheinungen und Bogenunru- he fuhren.
Darstellung der Erfindung
Es ist Aufgabe der vorliegenden Erfindung, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruck-Entladungslampen bereit zu stellen, das eine modulierte Betriebsfrequenz aufweist und keine Flackererscheinungen oder Bogenunruhe bei einer angeschlossenen Lampe verursacht.
Diese Aufgabe wird durch eine Schaltungsanordnung realisiert, die folgende Merkmale aufweist:
• Einen Vollbrucken-Wechselrichter mit zwei Halbbru- ckenzweigen und einem dazwischen liegenden Brucken- zweig, wobei durch jeden Halbbruckenzweig in den Bruckenzweig eine Halbbruckenspannung einspeisbar ist;
• die Halbbruckenspannungen weisen eine, durch einen Controller einstellbare Phase zueinander auf, - A -
• die Hochdruck-Gasentladungslampe ist mit dem Brückenzweig koppelbar,
• der Vollbrücken-Wechselrichter liefert an die Hochdruck-Gasentladungslampe einen Lampenstrom, der im wesentlichen ein Wechselstrom mit einer modulierten Betriebsfrequenz ist, die fortwährend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz pendelt,
• der Controller stellt die Phase abhängig von der Be- triebsfrequenz so ein, dass mit steigender Betriebsfrequenz die Phase ansteigt
Die Ausprägung der Resonanzstellen der Lampe nimmt im allgemeinen mit steigender Frequenz ab. D. h. bei niedri- gen Frequenzen ist es kritisch der Lampe viel Energie zur Verfügung zu stellen, da sich starke Resonanzen ausbilden können. Bei höheren Frequenzen hingegen kann der Lampe mehr Energie eingespeist werden, da die Resonanzen dort weniger ausgeprägt sind.
Das Koppelnetzwerk weist im allgemeinen einen Tiefpasscharakter auf. D. h. bei niedrigen Frequenzen wird der Lampe mehr Energie eingespeist als bei hohen Frequenzen. Der Erfindung liegt nun die Erkenntnis zugrunde, dass die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetzwerks die Instabilität der Lampe auslösen kann, weil gerade die Frequenzen weniger bedämpft werden, bei denen starke Resonanzen auftreten. Aus dieser Erkenntnis folgt, dass die Frequenzabhängigkeit des Koppelnetzwerks kompensiert werden muss. Dies geschieht erfindungsgemäß durch eine Steuerung der Phase synchron zur Betriebsfrequenz. Die Phase weist also in einer erfindungsgemaßen Schaltungsanordnung wie die Betriebsfrequenz eine Modulation auf. Im Zeitbereich bewirkt die Frequenzabhangigkeit des Koppelnetzwerks eine sinkende Amplitude des Lampenstroms bei steigender Fre- quenz. Im Frequenzbereich zeigt sich die Frequenzabhangigkeit des Koppelnetzwerks im Leistungsspektrum der Lampenleitung derart, dass die spektrale Leistungsdichte zu hohen Frequenzen hin abnimmt. Durch die erfindungsgemaße Modulation der Phase wird erreicht, dass die Amplitude des Lampenstroms naherungsweise unabhängig ist von der
Betriebsfrequenz oder sogar zu höheren Frequenzen hin zunimmt. Im Frequenzbereich wird durch die Erfindung erreicht, dass das Leistungsspektrum der Lampenleistung gleichverteilt ist oder sogar zu höheren Frequenzen hin ansteigt.
Neben der Instabilität der Lampe ergibt sich durch den Frequenzbereich, den die Betriebsfrequenz überstreicht ein weiteres Problem. Die Frequenzabhangigkeit des Koppelnetzwerks bewirkt ohne erfindungsgemaße Modulation der Phase eine Amplitudenmodulation des Lampenstroms. Ohne
Gegenmaßnahme fuhrt dies zu einem unerwünschten Flackern des Lichtstroms mit der Modulationsfrequenz.
Es ist auch vorteilhaft, wenn die Modulation der Phase starker ist als zur Kompensation der Frequenzmodulation der Betriebsfrequenz notig wäre. Dann liegt eine Uberkom- pensation vor. Dieser Fall kann in zwei Falle unterteilt werden, von denen jeder eigene Vorteile mit sich bringt.
Bislang wurde davon ausgegangen, dass der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz so gewählt ist, dass alle mog- liehen Betriebsfrequenzen zwischen der Maximalfrequenz und der Minimalfrequenz im wesentlichen für gleich lange Zeit vom Wechselrichter erzeugt werden. In diesem Fall bewirkt die Uberkompensation, dass mit steigender Betriebsfrequenz mehr Energie in die Lampe eingekoppelt wird. Dies wirkt sich vorteilhaft auf die Stabilität des Lampenbetriebs aus, da Resonanzstellen der Lampe mit steigender Frequenz tendenziell starker gedampft sind. Die Lampe setzt also mehr Energie bei Betriebsfrequenzen um, bei denen die Resonanzstellen der Lampe starker be- dampft sind.
Falls die Vorraussetzung nicht mehr gilt, dass alle möglichen Betriebsfrequenzen zwischen der Maximalfrequenz und der Minimalfrequenz im wesentlichen für gleich lange Zeit vom Wechselrichter erzeugt werden, kann eine Uber- kompensation neutralisiert werden. Dies ist durch eine geeignete zeitliche Verteilung der Betriebsfrequenzen möglich. Nimmt die Zeitdauer in der der Wechselrichter eine bestimmte Betriebsfrequenz erzeugt mit steigender Frequenz in geeigneter Weise ab, dann kann das Leistungspektrum der Lampenleistung trotz einer Uberkompensation bei allen Betriebsfrequenzen im wesentlichen gleich sein. D. h. die Schalttransistoren des Wechselrichters werden für eine kürzere Zeit mit hohen Frequenzen getaktet, als dies ohne Uberkompensation der Fall wa- re . Dies fuhrt zu einer Reduzierung der Schaltverluste in den Schalttransistoren. Unter hohen Frequenzen werden dabei Frequenzen verstanden, die der Maximalfrequenz naher sind als der Minimalfrequenz. Eine Uberkompensation kann also zur Stabilisierung des Lampenbetriebs oder zur Ver- besserung des Wirkungsgrades der Schaltungsanordnung genutzt werden. Es sind auch Mischformen möglich, bei denen beide Vorteile genutzt werden, indem die Uberkompensation nur teilweise durch eine zeitliche Verteilung der Betriebsfrequenzen neutralisiert wird.
Die Modulation der Betriebsfrequenz muss nicht periodisch mit einer Modulationsfrequenz erfolgen. Die Modulation kann beispielsweise von einem Rauschgenerator oder durch Chaos gesteuert sein.
Der Zusammenhang zwischen Betriebsfrequenz und Phase definiert eine Modulatorkennlinie. Im einfachsten Fall stellt die Modulatorkennlinie einen linearen Zusammenhang mit einem Modulationsfaktor zwischen Betriebsfrequenz und Phase her. Zu einem gewünschten Frequenzhub der Betriebsfrequenz ergibt sich eine notige Modulation der Phase bei gegebenem Koppelnetzwerk, um die o. g. Kompensationsbe- dingung zu erfüllen. Der Modulationsfaktor muss demnach so eingestellt sein, dass die Kompensationsbedingung erfüllt ist. Der zeitliche Verlauf Betriebsfrequenz ist bevorzugt dreieck- oder sagezahnformig. Bei linearer Modulatorkennlinie ist dann auch der zeitliche Verlauf der Phase dreieck- oder sagezahnformig.
Abhangig von einer Modulatorkennlinie ergibt sich ein unterschiedlicher Frequenzverlauf des Leistungs- oder auch Leistungsdichtespektrums der Lampenleistung. Da im allgemeinen ein gleichverteiltes Leitungsspektrum erwünscht ist, ist die Modulatorkennlinie so ausgelegt, dass dies erreicht wird. Die Steuerung der Phase durch den Modulator kann zu einer Regelung der Phase erweitert werden. Dazu benotigt der Modulator einen Messeingang der mit einer Messgroße für die Amplitude des Lampenstroms oder die Leistung der Lampe gespeist wird. Abhangig von der Mess- größe stellt der Modulator seine Modulatorkennlinie oder seinen Modulationsfaktor so ein, dass die Messgröße konstant bleibt.
Auf dem Markt gibt es Metallhalogen-Hochdrucklampen mit 2OW, 35W, 7OW, 150W und höherer Leistung. Für 20W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 400 kHz und eine Maximalfrequenz von 500 kHz als vorteilhaft erwiesen. Für 35W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 300 kHz und eine Maximalfrequenz von 40OkHz als vorteilhaft erwiesen. Für 7OW Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 220 kHz und eine Maximalfrequenz von 320 kHz als vorteilhaft erwiesen. Für 150W Lampen hat sich eine Minimalfrequenz von 160 kHz und eine Maximalfrequenz von 260 kHz als vorteilhaft erwiesen. Die angegebenen Frequenzwerte sind ledig- lieh als Dimensionierungsbeispiele zu verstehen. Falls ein Betriebsgerät für mehrere Lampen mit unterschiedlicher Nominalleistung geeignet sein soll, muss vom jeweils optimalen Frequenzbereich abweichend ein Kompromiss gewählt werden.
Für Lampen bei denen durch die Modulation der Betriebsfrequenz eine Resonanz angeregt werden soll, um eine gezielte Durchmischung der Gasfüllung zu bewirken, hat sich eine Minimalfrequenz von 45 kHz und eine Maximalfrequenz von 55 kHz als vorteilhaft erwiesen.
Für die Stabilität des Lampenbetriebs ist es vorteilhaft, wenn die spektrale Leistungsdichte der Lampenleistung reduziert wird. Soll die durchschnittliche Lampenleistung konstant bleiben, muss dazu das Leistungsspektrum verbreitert werden. Um das Leistungsspektrum in dem der Lam- pe Leistung zugeführt wird zu verbreitern ohne die Mini- mal- oder die Maximalfrequenz zu verändern, überlagert der Wechselrichter dem Lampenstrom einen Gleichanteil, dessen Vorzeichen mit einer Wechselfrequenz wechselt, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz. Vorteil- haft wird der Gleichanteil durch einen Vollbrückenwech- selrichter erzeugt, dessen Schalter ein Tastverhältnis aufweisen, das von 50 % abweicht. Die Halbbrückenzweige der Vollbrücke umfassen jeweils einen ersten und einen zweiten Schalter. Falls eine erste Einzeit des ersten Schalters gleich einer zweiten Einzeit des zweiten Schalters ist, erzeugt der Vollbrückenwechselrichter eine Rechteckspannung ohne Gleichanteil. Wird die erste Einzeit um eine Asymmetriezeit reduziert, während die zweite Einzeit um diese Asymmetriezeit verlängert, so enthält die vom Vollbrückenwechselrichter erzeugte Wechselspannung einen Gleichanteil. Zur Vermeidung einer einseitigen Belastung der Lampe wird mit der Wechselfrequenz die A- symmetriezeit abwechselnd der ersten und der zweiten Einzeit abgezogen und zugefügt. Der Wechsel der Asymmetrie braucht nicht abrupt zu erfolgen. Geringere Belastung für die verwendeten Bauelemente ergibt sich, wenn der Wechsel vom Abziehen zum Zufügen der Asymmetriezeit kontinuierlich erfolgt. Beispielsweise kann der zeitliche Verlauf des Werts der Asymmetriezeiten dreieckförmig sein. Zu je- dem Zeitpunkt ist die Summe der Asymmetriezeiten des ersten und des zweiten Schalters Null.
Ohne Gleichanteil umfasst das Leistungsspektrum der Lampenleistung Anteile in einen Frequenzbereich zwischen der doppelten Minimalfrequenz und der doppelten Maximalfre- quenz. Durch Hinzufügen des Gleichanteils entstehen zusätzlich Anteile in einem Frequenzbereich zwischen der Minimalfrequenz und der Maximalfrequenz. Es entstehen auch Anteile oberhalb der doppelten Maximalfrequenz, die aber im allgemeinen keine Rolle hinsichtlich eines stabilen Lampenbetriebs spielen. Ist die doppelte Minimalfre- quenz großer als die Maximalfrequenz entsteht zwischen der Maximalfrequenz und der doppelten Minimalfrequenz eine Spektrallucke in der keine Leistung an die Lampe abgegeben wird. Vorteilhaft werden die Minimalfrequenz und die Maximalfrequenz so gewählt, dass besonders ausgeprag- te Resonanzen der Lampe in diese Spektrallucke fallen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im folgenden soll die Erfindung anhand von Ausfuhrungsbeispielen unter Bezugnahme auf Zeichnungen naher erläutert werden. Es zeigen:
Figur 1 ein Prinzipschaltbild für eine erfindungsgemaße Schaltungsanordnung,
Figur 2 den zeitlichen Verlauf von Halbbruckenspannun- gen und Bruckenspannung in einer Vollbrucke,
Figur 3 den zeitlichen Verlauf einer Lampenspannung ohne Kompensation der Ubertragungsfunktion des Koppelnetzwerks,
Figur 4 den zeitlichen Verlauf einer Lampenspannung mit Kompensation der Ubertragungsfunktion des Koppelnetzwerks . Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Figur 1 zeigt ein Prinzipschaltbild für eine Schaltungsanordnung, mit der die vorliegende Erfindung realisierbar ist. Die Schaltungsanordnung besitzt zwei Eingangsklemmen 1 und 2 an denen eine gleichgerichtete Netzspannung an- schließbar ist. Die Eingangsklemmen 1 und 2 sind gekoppelt mit einer PFC-Stufe, die eine Leistungsfaktorkorrektur bewerkstelligt und zwischen den Potenzialen 3 und 4 eine Speisespannung Us bereit stellt. Parallel zur Speisespannung Us ist ein Speicherkondensator Cl geschaltet, der die Speisespannung Us puffern soll. Ein Potenzial der Speisespannung dient als Bezugspotenzial der Schaltungsanordnung. Ohne Beschränkung der Allgemeinheit wird im folgenden das Potenzial 4 als Bezugspotenzial angenommen.
Die Speisespannung stellt die Energieversorgung für einen Vollbrücken-Wechselrichter. Dieser umfasst zwei parallel an die Speisespannung Us geschaltete Halbbrückenzweige. Jeder Halbbrückenzweig besteht aus der Serienschaltung eines oberen Schalters Sl, S3 und eines unteren Schalters S2, S4. Die Schalter sind bevorzugt als MOSFET ausge- führt, können aber auch als andere Halbleiterschalter ausgeführt sein. Im Fall von MOSFETS ist Source des jeweils oberen Schalters Sl, S3 mit Drain des jeweils unteren Schalters S2, S4 an einem Verbindungspunkt verbunden. Der linke Halbbrückenzweig weist einen Verbindungspunkt A auf und der rechte Halbbrückenzweig weist einen Verbindungspunkt B auf. An den Verbindungspunkten A und B liegt jeweils eine Halbbrückenspannung gegenüber dem Bezugspotenzial an. Die Steueranschlüsse der Schalter sind mit einem Controller verbunden. Der Controller umfasst einen Oszillator, der eine Betriebsfrequenz erzeugt, mit der die Steueranschlusse der Schalter Sl, S2, S3 und S4 angesteuert werden. Dabei werden die Schalter eines Halbbru- ckenzweig abwechselnd angesteuert. Damit entsteht an den Verbindungspunkten A und B bezuglich dem Bezugspotenzial jeweils eine rechteckformige Wechselspannung UA bzw. UB, deren Amplitude der Speisespannung folgt und deren jeweilige Frequenz der Betriebsfrequenz entspricht. Zwischen den Verbindungspunkten A und B liegt der Bruckenzweig, an dem eine Bruckenspannung UAB anliegt. Die Bruckenspannung UAB stellt die Wechselrichterausgangsspannung des VoIl- bruckenwechselrichters dar. Über die Phase φ zwischen den Spannungen UA und UB ist der Effektivwert der Bruckenspannung UAB einstellbar.
In den Bruckenzweig ist eine Serienschaltung bestehend aus einer Lampendrossel Ll und einem Parallelkondensator Cp geschaltet. Die Lampendrossel Ll und der Parallelkondensator Cp sind an einem Verbindungspunkt 5 verbunden. Zwischen dem Verbindungspunkt 5 und dem Verbindungspunkt A ist die Serienschaltung aus einer Lampe Lp und einem Serienkondensator Cs geschaltet. Die Lampe Lp und der Serienkondensator Cs sind an einem Verbindungspunkt 6 verbunden. Die Verbindungspunkte B und 6 können Klemmen zugeführt werden an denen dann eine Lampe anschließbar ist. Die Lampendrossel Ll, der Parallelkondensator Cp und der Serienkondensator Cs bilden das Koppelnetzwerk. Der Parallelkondensator Cp bewirkt bei bestimmten Betriebsfrequenzen eine Resonanzuberhohung und kann entfallen. Der Serienkondensator Cs unterdruckt Gleichstromanteile im Lampenstrom IL und kann ebenfalls entfallen. Nicht darge- stellt ist eine Zündeinrichtung, die zur Inbetriebnahme der Lampe kurzfristig eine Hochspannung bereitstellt. Das Koppelnetzwerk bewerkstelligt eine Impedanztransformation von der Wechselspannung UAB zur Lampe. Es kann auch einen Transformator enthalten. Die Impedanztransformation des Koppelnetzwerks weist eine Ubertragungsfunkti- on auf, die die Frequenzabhangigkeit des Lampenstroms IL bezogen auf die Wechselspannung UAB beschreibt. Im vorliegenden Fall hat die Ubertragungsfunktion Bandpasscharakter. Bei üblichen Dimensionierungen liegt die Betriebsfrequenz oberhalb der Resonanzfrequenz der Ubertra- gungsfunktion . Oberhalb der Resonanzfrequenz weist die Ubertragungsfunktion einen Tiefpasscharakter auf.
Der Controller umfasst einen Modulator mit einem Modulatorausgang. Der Modulatorausgang ist derart mit dem Oszillator gekoppelt, dass die Betriebsfrequenz vom Modula- tor beeinflussbar ist. Der Modulator bewirkt, dass der
Oszillator eine Betriebsfrequenz erzeugt, die fortwahrend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz pendelt. In den meisten Anwendungen ist der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz periodisch mit einer Modulationsfrequenz. Ein typischer Wert für die Modulationsfrequenz liegt im 100 Hz Bereich. Durch eine geeignete Wahr der Modulationsfrequenz können gezielt akustische Resonanzen in der Lampe angeregt werden, beispielsweise zur Durchmischung Gasfullung der Lampe oder zur Begradigung des Entladungsbogens . Sollen akustische Resonanzen vermieden werden, so kann der zeitliche Verlauf der Betriebsfrequenz auch nicht periodisch sein; z. B. von einem Rauschgenerator gesteuert.
Der Modulator kann auch durch einen Mikrokontroller rea- lisiert sein, in dem durch eine Software eine Modulatorkennlinie zur Steuerung der Phase abgelegt ist. Die Modu- latorkennlinie kann auch in einem Optimierungsprozess auf eine zu betreibende Lampe abgestimmt werden. In die Modulatorkennlinie können auch andere frequenzabhangige Effekte, die nicht im Koppelnetzwerk begründet sind, be- rucksichtigt werden. Beispielsweise können Zuleitungen oder die Lampe selbst eine Frequenzabhangigkeit aufweisen .
Figur 2 zeigt den zeitlichen Verlauf von Spannungen des Vollbruckenwechselrichters aus Figur 1. Auf eine Skalie- rung wurde verzichtet, da prinzipielle Zusammenhange erläutert werden sollen. Üblicherweise liegen die dargestellten Spannungen im Bereich zwischen 10 V und 500 V. Die Frequenz der dargestellten Zeitverlaufe liegt im Bereich der oben erwähnten Bereiche für die Betriebsfre- quenz. Oben ist der zeitliche Verlauf der Spannung UA dargestellt. Die Spannung UA liegt zwischen dem Verbindungspunkt A und dem Bezugspotenzial 4 an. In der Mitte ist der zeitliche Verlauf der Spannung UB dargestellt. Die Spannung UB liegt zwischen dem Verbindungspunkt B und dem Bezugspotenzial 4 an. Unten ist der zeitliche Verlauf der Spannung UAB dargestellt. Die Spannung UAB liegt zwischen dem Verbindungspunkt A und dem Verbindungspunkt B und stellt die Bruckenspannung dar, die über das Koppelnetzwerk der Lampe zugeführt wird.
Deutlich ist zu erkennen, dass die Spannung UAB nur dann nicht Null ist, wenn die momentanen Spannungen UA und UB unterschiedlich sind. Über die Phase φ kann somit die Zeitdauer eingestellt werden, für die jeweils die Speisespannung bzw. die negative Speisespannung an den Verbin- dungspunkten A und B anliegt. Der Effektivwert der Spannung UAB ist damit durch die Phase φ einstellbar. Für den Wert φ = 0 ist der Effektivwert der Spannung UAB gleich Null. Für den Wert φ = 180 Grad bzw. φ = π ist der Effektivwert der Spannung UAB gleich dem Wert der Speisespannung. Falls die Speisespannung nicht konstant ist, wirkt sich dies proportional auf die Bruckenspannung UAB aus. Schwankungen oder eine Modulation der Speisespannung können mit Hilfe der Phase φ ausgeglichen werden. Dazu wertet der Controller die Speisespannung derart aus, dass bei steigender Speisespannung die Phase abnimmt.
Figur 3 zeigt den zeitlichen Verlauf der Einhüllenden der Lampenspannung aus Figur 1, d. h. der Spannung zwischen den Verbindungspunkten 6 und B. In Figur 3 ist ein Verlauf der Lampenspannung dargestellt, wie er aus dem Stand der Technik bekannt ist. Die Phase φ ist konstant gehal- ten und nicht an den zeitlichen Verlauf der Betriebsfrequenz angepasst, um die Ubertragungsfunktion des Koppelnetzwerks zu kompensieren. Deutlich ist zu erkennen, wie die Lampenspannung mit einer Frequenz von ca. 100Hz, die der Modulationsfrequenz entspricht, variiert.
Figur 4 zeigt auch den zeitlichen Verlauf der Einhüllenden der Lampenspannung aus Figur 1. Allerdings ist nun gemäß der Lehre der vorliegenden Erfindung die Phase φ an den zeitlichen Verlauf der Betriebsfrequenz angepasst. Die Anpassung ist vorteilhaft so gewählt, dass die Uber- tragungsfunktion des Koppelnetzwerks weitgehend kompensiert wird. Sowohl die untere als auch die obere Begrenzung der Einhüllenden Lampenspannung zeigt im Unterschied zu Figur 3 kaum Schwankungen.

Claims

Ansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruck- Gasentladungslampe (Lp) , wobei die Schaltungsanordnung folgende Merkmale aufweist:
• einen Vollbrücken-Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) mit zwei Halbbrückenzweigen und einem dazwischen liegenden Brückenzweig, wobei durch jeden Halbbrückenzweig in den Brückenzweig eine Halbbrückenspannung (UA, UB) einspeisbar ist;
• die Halbbrückenspannungen (UA, UB) weisen eine, durch einen Controller einstellbare Phase (φ) zueinander auf,
• die Hochdruck-Gasentladungslampe (Lp) ist mit dem Brückenzweig koppelbar,
• der Vollbrücken-Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) lie- fert an die Hochdruck-Gasentladungslampe (Lp) einen
Lampenstrom (IL), der im wesentlichen ein Wechselstrom mit einer modulierten Betriebsfrequenz ist, die fortwährend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz pendelt, wobei die Schaltungsanordnung dadurch gekennzeichnet ist, dass der Controller die Phase (φ) abhängig von der Betriebsfrequenz so einstellt, dass mit steigender Betriebsfrequenz die Phase (φ) ansteigt.
2. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Differenz zwischen Maximalfrequenz und Minimalfrequenz mindestens 10 kHz ergibt.
3. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass jeder Halbruckenzweig zwei Schalter (S1/S2, S3/S4) aufweist und der Controller die Steuersignale für die Schalter (Sl, S2, S3, S4) be- reitstellt und weiterhin der Controller einen Oszillator umfasst, der die Betriebsfrequenz festlegt und ein Modulator den Oszillator so steuert, dass die Betriebsfrequenz einen zeitlichen Verlauf zwischen der Minimalfrequenz und der Maximalfrequenz aufweist, und weiterhin der Modulator die Phase (φ) steuert.
4. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen den Vollbrucken Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) und die Lampe (Lp) ein Koppelnetzwerk (Ll, Cs, Cp) geschaltet ist, das eine Ubertragungsfunktion aufweist, die die Abhängigkeit der Amplitude des Lampenstroms (IL) von der Betriebsfrequenz beschreibt, und weiterhin der Modulator den zeitlichen Verlauf der Phase (φ) durch eine Modulatorkennlinie so auf den zeitlichen Verlauf der Betriebsfrequenz synchronisiert, dass der zeitliche Verlauf der Phase die Wirkung der Ubertragungsfunktion kompensiert.
5. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 4, dadurch ge- kennzeichnet, dass dann wenn die Betriebsfrequenz den Wert der Maximalfrequenz annimmt, die Phase (φ) den Wert 180 Grad oder π annimmt.
6. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Anspru- che, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungsspektrum der Leistung einer betriebenen Lampe (Lp) gleichverteilt ist.
7. Schaltungsanordnung gemäß einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Leistungsspektrum der Leistung einer betriebenen Lampe (Lp) monoton mit der Frequenz ansteigt.
8. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator einen linearen Zusammenhang zwischen Phase (φ) und Betriebsfrequenz herstellt.
9. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet dass der Controller einen Messeingang aufweist, der mit einer Messgröße für die Amplitude des Lampenstroms (IL) gekoppelt ist wobei der Controller zu jedem Zeitpunkt eine Phase einstellt, die eine näherungsweise konstante Amplitude des Lampenstroms (IL) bewirkt.
10. Schaltungsanordnung gemäß Anspruch 1, dadurch ge- kennzeichnet, dass der zeitliche Verlauf der Phase (φ) sinusförmig, drei- eckförmig oder sägezahnförmig ist.
11. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine Speisespannung (Us) den Vollbrücken- Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) speist und der Controller die Speisespannung (Us) derart auswertet, dass bei steigender Speisespannung die Phase (φ) abnimmt.
12. Schaltungsanordnung gemäß einem der vorigen Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Halbbrückenzweige jeweils einen ersten (S1/S3) und einen zweiten (S2/S4) elektronischer Schalter umfas- sen, wobei der jeweils erste Schalter (S1/S3) während einer ersten Einzeit eingeschaltet ist und der jeweils zweite Schalter (S2/S4) während einer darauf folgenden zweiten Einzeit eingeschaltet ist, und weiterhin setzt sich die erste und die zweite Ein- zeit jeweils aus einer Grundzeit und einer Asymmetriezeit zusammen, wobei die Grundzeiten für beide Einzei- ten gleich sind, während die Asymmetriezeiten betragsmäßig gleich sind aber unterschiedliches Vorzeichen aufweisen und weiterhin die Asymmetriezeiten einen zeitlichen Verlauf mit einer Wechsel-Frequenz aufweisen, die kleiner ist als ein Zehntel der Minimalfrequenz.
13. Verfahren zum Betreiben von Hochdruck- Entladungslampen mit einem Vollbrücken-Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) mit zwei Halbbrückenzweigen und einem Brückenzweig, mit folgenden Verfahrensschritten:
• koppeln einer Hochdruck-Entladungslampe (Lp) an den Brückenzweig;
• der Brückenzweig wird durch zwei Halbbrückenspannun- gen (UA, UB) gespeist, die von den Halbbrückenzweigen erzeugt werden;
• eine Phase (φ) , die die Halbbrückenspannungen (UA, UB) zueinander aufweisen, wird durch einen Controller eingestellt, • ein Lampenstrom (IL), den der Vollbrücken- Wechselrichter (Sl, S2, S3, S4) an die Hochdruck- Gasentladungslampe (Lp) liefert, weist eine Betriebsfrequenz auf, die fortwährend in einem Bereich zwischen einer Minimalfrequenz und einer Maximalfrequenz variiert wird, wobei das Verfahren dadurch gekennzeichnet ist, dass die Phase (φ) abhängig von der Betriebsfrequenz so eingestellt wird, dass mit steigender Betriebsfrequenz die Phase (φ) ansteigt.
14. Verfahren gemäß Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Phase (φ) abhängig von der Betriebsfrequenz so einstellt wird, dass das Leistungsspektrum der an die Hochdruck-Entladungslampe (Lp) abgegebenen Lampen- leistung gleichverteilt ist.
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Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102009054377A1 (de) * 2009-11-24 2011-05-26 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Schaltungsanordnung und Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe
DE102010029981A1 (de) * 2010-06-11 2011-12-15 Osram Gesellschaft mit beschränkter Haftung Elektronisches Betriebsgerät für Gasentladungslampen mit verringerter Verlustleistung und Verfahren zum Betreiben des Betriebsgerätes
US8217583B2 (en) * 2010-07-21 2012-07-10 Grenergy Opto, Inc. Gas-discharge lamp controller utilizing a novel reheating frequency generation mechanism
US9225253B2 (en) * 2012-10-23 2015-12-29 Microchip Technology Inc. High voltage switching linear amplifier and method therefor

Family Cites Families (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
EP0744883B1 (de) * 1995-05-23 2004-03-03 PRÄZISA Industrieelektronik GmbH Verfahren bzw. Vorrichtung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe
US6803730B2 (en) * 2001-03-21 2004-10-12 International Rectifier Corporation Single stage PFC + ballast control circuit/general purpose power converter
KR100497973B1 (ko) * 2001-11-14 2005-07-01 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 압전 트랜스의 구동회로 및 구동방법, 백 라이트 장치,액정표시장치, 액정 모니터 및 액정 텔레비전
DE10333820A1 (de) 2003-07-24 2005-02-17 Patent-Treuhand-Gesellschaft für elektrische Glühlampen mbH Schaltungsanordnung zum Betreiben mindestens einer Hochdruckentladungslampe
CA2535616A1 (en) * 2003-08-12 2005-03-03 Boehringer Ingelheim International Gmbh 1-carbamoylcycloalkylcarboxylic acid compounds, processes for making and uses thereof

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
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CA2633451A1 (en) 2007-06-21
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