DE69910415T2

DE69910415T2 - Vorrichtung zur helligkeitsregelung einer leuchtstofflampe mit magnetischem ballast

Info

Publication number: DE69910415T2
Application number: DE69910415T
Authority: DE
Inventors: Barna Szabados
Original assignee: 1263357 Ontario Inc
Current assignee: 1263357 Ontario Inc
Priority date: 1998-10-16
Filing date: 1999-10-15
Publication date: 2004-06-24
Anticipated expiration: 2019-10-16
Also published as: EP1120022A1; US6121734A; EP1120022B1; CA2346782C; ATE247374T1; WO2000024232A1; AU6184999A; CA2346782A1; DE69910415D1

Description

GEGENSTAND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft einen Helligkeitsregler für Leuchtstoff-Beleuchtungssysteme und insbesondere einen Helligkeitsregler, der den Wechselstrom von der Energieversorgungsseitung regelt, um die Ausgangsintensität einer Leuchtstofflampe mit einem magnetischen Ballast zu ändern.
HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Ein Weg zur Regelung der eskalierenden Energiekosten ist, den Energieverbrauch zu begrenzen. In einem modernen Bürogebäude sind die Hauptenergieverbraucher Beleuchtung, Heizung und Kühlung. Zur Einsparung von Energie wird während der Nicht-Bürostunden der Thermostat "zurückgedreht" und die Beleuchtung verringert. Die Verringerung des Energieverbrauchs durch Beleuchtung beinhaltet im Wesentlichen das Helligkeitsregeln der Lampen oder das Abschalten bestimmter Lampen. Um Energie während der Nicht-Bürostunden zu sparen, werden die meisten Lampenreihen eines Stockwerks abgeschaltet, wobei einige wenige Lampenreihen verbleiben, um aus Sicherheitsgründen eine gewisse Beleuchtung zu schaffen. Ein anderer Ansatz zur Energieeinsparung umfasst das Helligkeitsregeln der Leuchtstofflampen während der Nicht-Bürostunden. Im Ergebnis der Helligkeitsregelung wird weniger Energie verbraucht, wobei gleichzeitig aus Sicherheitsgründen ein minimaler Lichtpegel beibehalten wird.
In einem typischen Bürogebäude weist das Beleuchtungssystem Reihen oder Gruppen von Leuchtstoffröhren auf. Eine Leuchtstoffröhre ist ein Lampentyp, bei dem Licht durch Fluoreszenz erzeugt wird. Die üblichste Form einer Leuchtstoffröhre weist eine Gasentladungsröhre auf, welche ein Gas unter niedrigem Druck, beispielsweise Quecksilber enthält. Die innere Oberfläche der Röhre ist mit Phosphor be schichtet und wenn ein Strom durch die Röhre fließt, ergibt sich eine Entladung und die erzeugte ultraviolette Strahlung trifft auf den Phosphor, der dann sichtbare Strahlung emittiert. Um die Entladung zu starten, das heißt um die Lampe einzuschalten, muss ein Strom mit einem ausreichend hohen Spannungswert vorliegen und typischerweise wird eine Form von Ballastschaltkreis verwendet, um den Entladungsstrom zu erzeugen.
Im Vergleich zu Glühlampen haben Leuchtstofflampen bei der Helligkeitsregelung bestimmte Probleme. Verschiedene Lösungen wurden zum Helligkeitsregeln von Leuchtstofflampen vorgeschlagen, einschließlich eines magnetischen Ballasts, eines elektronischen Ballasts und eines elektronisch abgegriffenen Spannungswandlers.
Die Lösung mit dem magnetischen Ballast erzeugt eine hohe Spannung, wenn es keine Entladung in der Lampe gibt (das heißt die Lampe ist nicht leitend) und speist auch einen "Kathoden-Heizer-Schaltkreis". Wenn der Lichtbogen (das heißt die Entladung) in der Röhre beginnt, bricht die Spannung am Ausgang der Sekundärwicklung des Ballastes auf einen Wert zusammen, der notwendig ist, den Lichtbogen aufrecht zu erhalten. Der Ballast nimmt zum Beispiel über seine Induktivität die Überspannung von der Energiequelle auf. Es wurden verschiedene Helligkeitsregler im Stand der Technik vorgeschlagen, welche auf einer Änderung der Spannung basieren, welche die Entladung in der Lampe regelt, aber keine dieser Lösungen hat irgendeinen wirtschaftlichen Erfolg erzielt.
Eine andere Art von bekanntem Helligkeitsregler für Leuchtstofflampen basiert auf einem elektronischen Ballast. Der elektronische Ballast erzeugt eine gleichgerichtete Gleichspannung aus einer Energiequelle und gibt einen Resonanzstrom in die Lampenröhre ab. Der Resonanzstrom hat eine relativ hohe Frequenz (typischerweise 20 kHz) und im Ergeb nis sind spezielle Röhren für die Leuchtstofflampen notwendig. Jede Lampe benötigt einen elektronischen Ballast. Der elektronische Ballast wird für eine Helligkeitsregelung durch Bereitstellen einer variablen Gleichspannung modifiziert.
Die US-A-5 371 440 offenbart einen elektronischen Hochfrequenz-Miniaturballast mit niedriger Radiofrequenzinterferenz.
Angesichts der Nachteile bei Vorrichtungen nach dem Stand der Technik verbleibt eine Notwendigkeit für eine Helligkeitsregelung zur Verwendung mit Leuchtstoff- und anderen Arten von Gasentladungslampen.
KURZE ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung schafft einen stromgesteuerten Helligkeitsregler für Leuchtstofflampen. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler erzeugt einen rückkopplungsgesteuerten Stromsignalausgang mit einer Wellenform, welche dem Spannungstreibersignal für die Lampe folgt. Durch Änderung der Amplitude des Stromausgangssignals kann die Ausgangsintensität der Leuchtstofflampe verringert werden (das heißt gedimmt werden) oder erhöht werden (das heißt verstärkt werden). Gemäß der Erfindung ist das Spannungstreibersignal über die Lampenelektrode hinweg (das heißt dem Ballast) konstant gehalten und ein konstanter Heizstrom wird beibehalten, so dass die Lampe praktisch sofort auf einen Anstieg der Amplitude des Stromsignals ansprechen kann.
Gemäß der vorliegenden Erfindung wird der Stromsignalausgang erhalten durch Modulieren der Leitungswechselspannung (das heißt der Versorgung) zur Erzeugung eines Wechselstromsignals. Die stromgesteuerte Helligkeitsregelung verwendet eine Rückkopplungs-Regelungsschleife, welche an dem PWM-Regelsignal eine Proportional/Integral-Regelung (PI) anlegt, um ein schnelles Ansprechverhalten (z. B. 2 kHz) der Grundzerhackerrate im eingeschwungenen Zustand zu überlagern. Vorteilhafterweise beseitigt dieses Merkmal bemerkbares Flackern im Ausgang der Lampe. Der erzeugte Wechselstrom-Signalausgang hat eine quasi-sinusförmige Wellenform, welche der Sinusspannungwellenform über den Betriebsbereich hinweg folgt.
Nach einem Aspekt schafft die vorliegende Erfindung eine Vorrichtung zur Steuerung des Ausgangsintensitätspegels einer Gasentladungslampe mit einem magnetischen Ballast gemäß dem beigefügten Anspruch 1.
Gemäß einem anderen Aspekt schafft die vorliegende Erfindung ein Verfahren zur Steuerung des Ausgangsintensitätspegels einer Gasentladungslampe mit einem magnetischen Ballast gemäß dem beigefügten Anspruch 16.
Vorteilhafterweise schafft der stromgesteuerte Helligkeitsregler gemäß der vorliegenden Erfindung die folgenden vorteilhaften Merkmale. Die Stromsteuerung des Lampenausgangs unterdrückt Flackern, was zu einer konstanten Lichtemission seitens der Lampe führt. Die konstante Lichtemission erzeugt wiederum einen wahrgenommenen helleren Ausgangswert, obgleich die Lampe mit einem niedrigeren Pegel versorgt wird. Ein Betrieb unterhalb der vollen Energie (z. B. bei 80%) verbessert die Lebensdauer des Ballasts in der Lampe, indem zu starke Erwärmung verringert wird. Weiterhin verringert die Ausbalancierung des Stromsignals eine Überwärmung im Ballast und beseitigt Oberschwingungen. Es hat sich herausgestellt, dass das Einbringen von Oberschwingungen geradzahliger Ordnung insbesondere schädlich für die Lebensdauer des Ballasts in einer Leuchtstofflampe ist. Zusätzlich erzeugt eine geringe Verzögerung bei der Stromrückkopplung einen Phasenfortschritt in dem Stromsignal, der erlaubt, dass der Leistungsfaktor über 0,9 gehalten werden kann.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNG
Bezug genommen wird nun auf die beigefügte Zeichnung, welche exemplarisch bevorzugte Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung zeigt, und in der:
1 ein Blockdiagramm eines stromgesteuerten Helligkeitsreglers für eine Leuchtstofflampe zeigt;
2(a) bis 2(f) Zeitdiagramme von Signalen zeigen, welche dem stromgesteuerten Helligkeitsregler von 1 zugeordnet sind;
3 eine schematische Darstellung einer Leistungsstufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 1 zeigt;
4 eine schematische Darstellung einer Zünd-Logik-Stufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 1 zeigt;
5 eine schematische Darstellung einer Steuerschaltkreisstufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 1 zeigt;
6 ein Blockdiagramm eines stromgesteuerten Helligkeitsreglers gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
7 eine schematische Darstellung einer Leistungs- und Treiberstufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 6 zeigt;
8 eine schematische Darstellung einer PWM-Gattererzeugungsstufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 6 zeigt;
9 eine schematische Darstellung einer Proportional/Integral-Steuerstufe für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 6 zeigt;
10 eine schematische Darstellung eines Sperrschaltkreises für den stromgesteuerten Helligkeitsregler von 6 zeigt;
11 eine schematische Darstellung eines stromgesteuerten Helligkeitsreglers mit offener Schleife gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt;
12 eine schematische Darstellung des stromgesteuerten Helligkeitsreglers von 11 mit einer Rückkopplungssteuerschleife zeigt;
13 eine schematische Darstellung ist, welche die Beziehung zwischen beispielhaften Modulationsmusterkurven und einem Spannungshalbzyklus für den stromgesteuerten Helligkeitsregler gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt; und
14(a) und 14(b) schematische Darstellung sind, welche andere Realisierungen für einen Schaltkreis bei dem stromgesteuerten Helligkeitsregler zeigen.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG BEVORZUGTER AUSFÜHRUNGSFORMEN
Wie nun beschrieben wird, weist die vorliegende Erfindung einen stromgesteuerten Helligkeitsregler auf, der in 1 gezeigt und allgemein mit Bezugszeichen 10 bezeichnet ist. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler 10 gemäß der Erfindung erzeugt ein Stromsignal, welches der Form eines Wechselspannungsantriebs oder einem Leitungsspannungssignals für eine Leuchtstofflampe folgt. Die von der Leuchtstofflampe ausgegebene Lichtintensität wird durch Ändern der Amplitude des Stromsignals gesteuert. Das Stromsignal wird unter Verwendung eines Pulsbreitenmodulators (PWM) zur Modulation der Leitungswechselspannung erzeugt. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler verwendet eine Rückkopplungssteuerschleife, welche an dem PWM-Steuersignal eine Proportional/Integral-Steuerung (PI) anwendet, um ein schnelles Ansprechverhalten (das heißt 2 kHz) der Grund-Zerhackerrate im eingeschwungenen Zustand zu überlagern.
Wie dem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt ist, weist eine Leuchtstofflampe oder Lampenanordnung 1 (1) typischerweise einen magnetischen Ballast 2 und ein Paar von Glasröhren 3 und 4 auf. Die Glasröhren 3 und 4 sind typischerweise mit Quecksilberdampf gefüllt und haben an der Innenoberfläche eine phosphoreszierende Beschichtung. Die Anregung einer Elektrode in jeder der Glasröhren 3 und 4 mit einer hohen Spannung bewirkt eine Ionisierung des Quecksilberdampfs und die Emission von ultraviolettem Licht. Das ultraviolette Licht aktiviert die fluoreszierende Beschichtung an der Oberfläche der Glasröhren 3 und 4. Genauer gesagt, die von der Elektrode emittierten Elektronen kollidieren mit Elektronen in den äußeren Ringen der Quecksilberatome und eine ultraviolette Strahlung wird erzeugt. Die ultraviolette Strahlung wiederum wirkt auf die Phosphorkristalle, die auf die Innenseite der Glaswand aufgebracht sind, um Licht zu erzeugen. Die Elektrode ist in Serienschaltung mit dem magnetischen Ballast 2. Der Ballast 2 weist ein induktives Element mit Eisenkern auf, welches die notwendige hohe Startspannung zur Erregung der Elektrode unter Begrenzung des Betriebsstroms erzeugt.
Bezug genommen wird nun auf 1, welche ein Blockdiagramm für einen stromgesteuerten Helligkeitsregler 10 zur Verwendung mit einer Leuchtstofflampe oder einer Lam penanordnung 1 oder einer Gruppe von Lampenanordnungen ist, welche jeweils mit 1a, 1b, ... 1n bezeichnet sind. Jede Lampenanordnung 1 enthält ein Paar von Leuchtstoffröhren 3 und 4 und den magnetischen Ballast 2. Die Lampenanordnungen 1 sind parallel zu dem stromgesteuerten Helligkeitsregler 10 geschaltet und der Helligkeitsregler 10 ist für jeden Schaltkreisunterbrecher (nicht gezeigt) vorgesehen, der mit einer Gruppe von Lampenanordnungen 1 verbunden ist. Beispielsweise für einen Schaltkreisunterbrecher mit 15 Ampere (nicht gezeigt), werden zehn bis zwölf Lampenanordnungen 1 (normalerweise jeweils auf 1 Ampere begrenzt) mit einem einzelnen stromgesteuerten Helligkeitsregler 10 verbunden. Wie noch beschrieben wird, ändert der stromgesteuerte Helligkeitsregler 10 gemäß der vorliegenden Erfindung die Amplitude des Stroms an dem magnetischen Ballast 2, um die Ausgangsintensität der Leuchtstoffröhren 3 und 4 in der Lampenanordnung 1 zu steuern.
Gemäß 1 weist der stromgesteuerte Helligkeitsregler 10 eine Leistungsstufe 12, eine Zündstufe 14 und einen Steuerschaltkreis 16 auf. Der Ballast 2 in der Lampenanordnung 1 ist mit einem Versorgungsausgangsanschluss 19 von der Leistungsstufe 12 und einer Rückführungs- oder Neutralleitung 20 für die Wechselspannungsversorgung oder Leitungsspannung verbunden. Die Leistungsstufe 12 wird von einer Wechselspannungsleitung oder Versorgungsspannung betrieben, welche mit den Versorgungsanschlüssen 18 und Neutralanschlüssen 20 verbunden ist. Die Leitungswechselspannung beträgt typischerweise 110 oder 220 Volt.
Bezug genommen wird nun auf 3, wo die Leistungsstufe 12 detaillierter dargestellter ist. Die Leistungsstufe 12 weist eine Wechselspannungsschaltstufe 20 und eine Ausgangsstufe 22 auf. Die Wechselspannungsschaltstufe 20 schaltet die Wechselspannung durch die Last, das heißt die Lampenanordnung 1 in Antwort auf ein Modulations- oder Zerhackersteuersignal FS, welches von der Zünd-Logikstufe 14 (4) erzeugt wird. Die Ausgangsstufe 22 steuert die Zyklen des Stromsignals durch den magnetischen Ballast 2 (1), wie nachfolgend beschrieben wird.
Die Wechselspannungsschaltstufe 20 weist einen Vollwellen-Brückengleichrichter 24 und einen bipolaren Transistor 26 mit isoliertem Gate (IGBT) auf. Auf bekannte Weise weist der Brückengleichrichter 24 vier Dioden D auf, welche in Brückenschaltung verbunden sind, um zwei Paare von Knoten oder Verbindungen 26a, 26b und 26c, 26d zu bilden. Die Leitungswechselspannung von Anschluss 18 wird dem Knoten 26a zugeführt und der andere Knoten 26b bildet den Versorgungsausgangsanschluss 19, der mit dem Versorgungsanschluss des Ballasts 2 (1) verbunden ist. Der Rückführanschluss des Ballasts 2 ist mit dem neutralen Rückführanschluss 20 über einen Shunt-Widerstand 29 verbunden. Der Shunt-Widerstand 29 erzeugt ein Shunt-Stromausgangssignal RS, welches von dem Steuerschaltkreis 16 verwendet wird, wie nachfolgend beschrieben wird. Das andere Paar von Knoten 26c, 26d ist über den Kollektor und den Emitter des IGBT 26 verbunden. Der Transistor 26 wirkt als Betätiger für den Wechselstromschalter 20 (das heißt die Brücke 24). Die Basis des Transistors 26 erhält ein Zerhacker- oder Modulationssteuersignal FS von der Zünd-Logikstufe 14. Um eine schwebende Energieversorgung zu ermöglichen, wird das Modulationssteuersignal FS über einen Opto-Isolator 28 eingekoppelt. Der Ausgang des Opto-Isolators 2 ist mit der Basis des IGBT 26 über einen Treiber 30 verbunden, beispielsweise einen IR2121. Der Treiber 30 schafft einen Versatz von 0 bis +15 V für das Modulationssteuersignal FS, um den IGBT 26 EIN und AUS zu schalten. Der Emitter des IGBT 26 ist mit isolierter Masse verbunden. Wenn das Modulations- oder Zerhackersteuersignal FS auf logisch HOCH ist, ist der IGBT 26 EIN und somit ist der Wechselstromschalter 20 geschlossen und ein Strom, der von der Leitungswechselspannung erhalten wird, fließt durch die Brücke 24 in den magnetischen Ballast 2 der Lampenanordnung 1. Umgekehrt, wenn das Modulati onssteuersignal FS logisch NIEDRIG ist, ist der IGBT 26 AUS-geschaltet und der Wechselstromschalter 20 ist geöffnet. Während jedoch der Wechselstromschalter 20 geöffnet ist, muss sich ein Freilaufpfad über die Last (das heilt den magnetischen Ballast 2 der Lampe 1) bilden und der Wechselstrom durch die Last wird mit dem Wechselstromschalter 20 moduliert.
Wie in 3 gezeigt, weist die Ausgangsstufe 22 einen bipolaren PNP-Transistor 32 mit isoliertem Gate und einen bipolaren NPN-Transistor 34 mit isoliertem Gate auf. Der PNP-IGBT 32 ist zusammen mit einer Diode 36 über die Last geschaltet (das heißt den magnetischen Ballast 2) wie gezeigt. Auf ähnliche Weise sind der NPN-IGBT 34 und eine Diode 38 über den magnetischen Ballast 2 geschaltet. Die Emitter der beiden IGBTs 32 und 34 sind mit der Neutralleitung 20 verbunden, welche für den Helligkeitsregler 10 als gemeinsame Masse dient. Die IGBTs 32 und 34 und die zugehörigen Dioden 36 und 38 schaffen Freilaufpfade, wenn der Wechselstromschalter 20 offen ist. Da der magnetische Ballast 2 eine induktive Last aufweist, muss ein Pfad geschaffen werden, um die im Ballast 2 gespeicherte Energie abzuführen, wenn der Schalter 20 offen ist. Der IGBT 34 und die Diode 38 schaffen einen Freilaufpfad für den negativen Zyklus des Wechselstroms und der IGBT 32 und die Diode 36 schaffen einen Pfad für den positiven Zyklus. Jeder der IGBTs 32 und 34 wird durch entsprechende Treiberschaltkreise 40 und 42 betätigt. Der Treiberschaltkreis 40 erhält ein logisches Steuerspannungssignal VP, welches von der Zünd-Logikstufe 14 erzeugt wird, und der Treiberschaltkreis 40 empfängt ein logisches Steuerspannungssignal VN, welches ebenfalls von der Zünd-Logikstufe 14 kommt. Der Treiberschaltkreis 40 weist einen Pegelschieber 44 zur Erzeugung eines Ausgangs von ±15 V auf. Der Pegelschieber 44 beinhaltet einen Push-Pull-Ausgangsschaltkreis 46, der mit der Basis des IGBT 32 verbunden ist. Auf ähnliche Weise weist der andere Treiberschaltkreis 42 einen Pegelschieber 48 zur Er zeugung eines Ausgangs von ±15 V auf und beinhaltet einen Push-Pull-Schaltkreis 50, der mit der Basis des IGBT 34 verbunden ist. Zum EIN-schalten des IGBT 32 wird an jeder Basis
15 V angelegt, wohingegen +15 V an die Basis angelegt wird, um den anderen IGBT 34 EIN zu schalten.
Weiterhin bezugnehmend auf 3 können die bipolaren Transistoren 32 und 34 mit isoliertem Gate und die Dioden 36 und 38, welche in der Ausgangsstufe 22 die Freilaufpfade bilden, durch Freilaufschaltkreise 35a und 35b gemäß 14(a) ersetzt werden. Die Anwendung hiervon ergibt sich dem Fachmann auf diesem Gebiet.
Bezug genommen wird nachfolgend auf 4, wo die Zünd-Logikstufe 14 genauer gezeigt ist. Wie oben beschrieben erzeugt die Zünd-Logikstufe 14 das Modulations- oder Zerhackersteuersignal FS. Das Modulationssteuersignal FS steuert die Betätigung der Wechselstromschaltstufe 20, welche wiederum die Amplitude des Wechselstromsignales steuert, das dem magnetischen Ballast 2 in der Lampenanordnung 1 oder den Anordnungen 1a bis 1n zugeführt wird. Zusätzlich zu dem Modulationssignal FS erzeugt die Zünd-Logikstufe 14 die logischen Steuerspannungssignale VP und VN.
Gemäß 4 weist die Zünd-Logikstufe 14 einen Spannungspulserzeugungsschaltkreis 100, einen Stromimpulserzeugungsschaltkreis 102, einen Pulsbreitenmodulationsschaltkreis 104, einen Helligkeitsreglerpegelschaltkreis 106 und einen Ausgangslogikschaltkreis 108 auf.
Der Spannungspulserzeugungsschaltkreis 100 erzeugt die logischen Steuerspannungssignale VP und VN gemäß obiger Beschreibung für die Leistungsstufe 12. Die logischen Steuersignale VP und VN werden von dem Leitungswechselsspannungssignal erhalten, wie in den 2(c) und 2(d) gezeigt. Das logische Steuersignal VP entspricht dem positiven Zufluss der Leitungswechselspannung V_AC und das logische Steuersignal VN entspricht dem negativen Zyklus der Leitungswechselspannung V_AC. Wie in 4 gezeigt, weist der Spannungsimpulsgeneratorschaltkreis 100 einen Signalwandler 110 auf, der primär mit der Gleichstromleitungnspannung V_AC verbunden ist. Der Sekundärausgang des Wandlers 110 ist mit einem Spannungsfolger 112 über einen Spannungsteiler 113 verbunden. Der Spannungsfolger 112 erzeugt ein synchronisierendes Spannungssignal. Wie in 4 gezeigt, versorgt der Ausgang des Spannungsfolgers 112 einen ersten Komparator 114 und einen Inverter 116, welche das positive logische Steuerspannungssignal VP für die Spannungswellenform V_AC erzeugen (2(a)). Der Spannungsfolger 112 versorgt auch einen zweiten Komparator 118 mit einem Inverter 120, welche das negative logische Steuerspannungssignal VN für die Spannungswellenform V_AC erzeugen (2(a)). Die logischen Steuerspannungssignale VP und VN vom Generatorschaltkreis 100 liefern Eingänge an den logischen Ausgangsschaltkreis 108.
Die anderen Eingänge an den logischen Ausgangsschaltkreis 108 umfassen ein positives logisches Stromsteuersignal CP und ein negatives logisches Stromsteuersignal CN. Die logischen Stromsteuersignale CP und CN werden von dem logischen Ausgangsschaltkreis 108 verwendet, um das Modulationssteuersignal FS zu erzeugen (wie nachfolgend beschrieben wird). Die logischen Stromsteuersignale CP und CN werden von einem konditionierten Stromrückkopplungssignal CFB erhalten, welches an einem Eingang 122 vom Steuerschaltkreis 16 empfangen wird. Bezugnehmend auf 5, so wird das konditionierte Stromrückkopplungssignal CFB von dem Shuntstromausgangssignal RS des Shunt-Widerstandes 29 (2) erhalten. Das Shunt-Stromsignal RS gibt den Strom wider, der durch die Last, das heißt den magnetischen Ballast 2, fließt. Wie in 5 gezeigt, wird das konditionierte Stromrückkopplungssignal CFB erzeugt, indem zuerst der Shuntstrom RS in ein Spannungssignal unter Verwendung eines Strom/Spannungswandlers 200 gewandelt wird. Der Ausgang vom Strom/Spannungs-Wandler 200 wird durch einen nicht invertierenden Verstärker 202 verstärkt, der eine durch ein Potentiometer 203 festsetzbare einstellbare Verstärkung hat. Der Ausgang vom Verstärker 202 wird durch einen Butterworth-Filter 204 zweiter Ordnung mit Verstärkern 205 und 206 und dem Aufbau von 5 gefiltert. Der Ausgang vom Filter 204 wird einem weiteren invertierenden Verstärker 208 zugeführt, der einen Pegelschieber mit einem Potentiometer 209 zur Korrektur eines Offsets in dem konditionierten Stromrückkopplungssignal CFB aufweist. In der vorliegenden Ausführungsform wird der Spitzenwert des Stromsignals CFB auf annähernd 5 Volt gesetzt.
Zurückkehrend auf 4, so weist der Stromimpulserzeugungsschaltkreis 102 einen ersten Komparator 124 und einen Inverter 126 und einem zweiten Komparator 128 und einen Inverter 130 auf. Das konditionierte Stromrückkopplungssignal CFB vom Steuerschaltkreis 16 wird an den Eingang eines jeden Komparators 124 und 128 angelegt. Der erste Komparator 124 und der Inverter 126 sind so ausgelegt, dass sie ein logisches Steuersignal CP für den positiven Halbzyklus der Wechselstromwellenform I_AC erzeugen, wie in 2(e) gezeigt. Auf ähnliche Weise sind der zweite Komparator 128 und der Inverter 130 dafür ausgelegt, das logische Steuersignal CN für den negativen Halbzyklus der Wechselstromwellenform I_AC zu erzeugen, wie in 2(f) gezeigt. Die Ausbildung der Komparatoren 124 und 128 ergibt sich einem Fachmann auf diesem Gebiet. Die logischen Steuersignale CP und CN werden von dem logischen Ausgangsschaltkreis 108 verwendet, wie nachfolgend beschrieben wird.
Erneut bezugnehmend auf 4, so erzeugt der Pulsbreitenmodulatorschaltkreis 104 ein Pulsbreitenmodulationssignal PWM, welches von dem logischen Ausgangsschaltkreis 108 verwendet wird, um das Zerhacker- oder Modulationssteuersignal FS zu erzeugen. Der Pulsbreitenmodulatorschaltkreis 104 weist einen Pulsbreitenmodulatorgenerator 132 auf. Bevorzugt ist der Generator 132 unter Verwendung eines handelsüblichen PWM-Generatorchips realisiert, der einem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt ist. Auf bekannte Weise ist der PWM-Generator 132 dafür ausgelegt, eine 20 kHz-Frequenz für das Pulsbreitenmodulationssignal PWM zu erzeugen. Ein Potentiometer 133 ist enthalten zur Einstellung der Ausgangsfrequenz des Generators 132. Die Pulsbreite oder der Taktzyklus des Pulsbreitenmodulationssignales PWM wird durch ein Pulsbreitenmodulationspegel-Steuersignal PWMlev bestimmt. Das Steuersignal PWMlev wird durch den Steuerschaltkreis 16 erzeugt, wie nachfolgend beschrieben wird.
Bezugnehmend auf 5, so erzeugt der Steuerschaltkreis 16 das Modulationspegelsteuersignal PWMlev aus dem konditionierten Stromrückkopplungssignal CFB und einem Anforderungseinstellsignal V_ADJ. Das Anforderungseinstellsignal V_ADJ gibt den gewünschten Ausgangspegel der Lampenanordnung 1 wieder. Das Anforderungseinstellsignal V_ADJ kann manuell oder automatisch gesetzt werden, beispielsweise unter Steuerung eines Computers als Teil des Beleuchtungssteuersystems für ein Bürogebäude oder eine Fabrik. Gemäß 5 wird das Anforderungseinstellsignal V_ADJ unter Verwendung eines von Hand einstellbaren Potentiometers 210 gesetzt. Das Potentiometer 210 ist mit dem Ausgang eines Gleichrichters 111 (4) verbunden, der über die Sekundärseite des Transformators 110 (4) geschaltet ist, um ein gleichgerichtetes Steuerreferenzsignal ^~V zu erzeugen. Der Ausgang, das heißt der Schleifer des Potentiometers 210, ist mit einem Spannungsfolger oder Einheitsverstärkungspuffer verbunden, der den Ausgang für das Anforderungseinstellsignal V_ADJ erzeugt. Bevorzugt weist das Anforderungseinstellsignal V_ADJ ein gleichgerichtetes sinusförmiges Signal auf, welches von der Leitungswechselspannung V_AC über den Transformator 110 und dem Gleichrichter 111 (4) abgeleitet wird, und dessen Amplitude manuell über das Potentiometer 210 gesteuert wird. Alternativ kann das Spannungsreferenzsignal ^~V von dem Sinussignal erhalten werden, welches von dem Transformator 110 abgegriffen und von einem Verstärker mit änderbarem Verstärkungsfaktor (nicht gezeigt) über eine Mikrosteuerungs-Schnittstelle (nicht gezeigt) gesteuert wird. In einer anderen Abwandlung wird ein sinusförmiges Signal, das mit der Leitungswechselspannung V_AC verknüpft ist, erzeugt, unter Verwendung eines Ausgangssignals variabler Amplitude von einer Mikrosteuerung. Wie in 5 gezeigt, bildet das Anforderungseinstellsignal V_ADJ einen Eingang eines Fehlerschaltkreises 214. Der andere Eingang für den Fehlerschaltkreis 214 wird von dem konditionierten Stromrückkopplungssignal CFB erhalten, wie nachfolgend beschrieben wird.
Gemäß 5 wird das konditionierte Stromrückkopplungssignal CFB einem Präzisionsgleichrichter 216 eingegeben, der zwei Operationsverstärker 218 und 222 und Dioden 220a und 220b aufweist, welche in bekannter Weise konfiguriert sind. Das Ausgangssignal vom Gleichrichter 216 wird von einem Spannungsfolger oder einem Einheitsverstärkungspuffer 224 konditioniert, um ein Laststromausgangssignal ^~C zu erzeugen und auch, um eine Isolation zu schaffen. Das Laststromausgangssignal ^~C liefert den anderen Eingang an den Fehlerschaltkreis 214. Der Fehlerschaltkreis 214 weist einen Operationsverstärker 215 auf, der in bekannter Weise ausgelegt ist, um ein Ausgangssignal zu erzeugen, welches die Summe des gleichgerichteten Signals CFB und des Anforderungseinstellsignals V_ADJ aufweist. Der Ausgang vom Fehlerschaltkreis 214 liefert ein Fehlersignal Err, welches die Differenz zwischen dem gewünschten Befehl, das heißt dem Signal V_ADJ und dem momentanen Laststrom, das heißt dem Signal ^~C darstellt.
Bezugnehmend auf 5, so wird das Fehlersignal Err vom Fehlerschaltkreis 214 einer Proportional/Integral-(P/I)-Rückkopplungssteuerschleife zugeführt, welche insgesamt durch das Bezugszeichen 225 bezeichnet ist. Die Rückkopplungssteuerschleife 225 weist zwei Zweige auf: Einen Integralsteuerzweig 226 und einen Proportionalsteuerzweig 228. Die Integralsteuerung 226 schafft eine lange Zeitkonstante und ist dafür vorgesehen, den eingeschwungenen Zustandspegel der Sinuswellenform zu steuern. Die Integralsteuerung 226 erzeugt eine Grundgleichspannung, welche die PWM-Modulationsrate in dem eingeschwungenen Zustand für den Pulsbreitenmodulationsgenerator 132 darstellt. Die Proportionalsteuerung 228 wird andererseits dazu verwendet, Fehler zwischen dem gewünschten Befehl und dem momentanen Laststrom zu korrigieren. Die Proportionalsteuerung 228 schafft das dynamische Modulationssignal, welches den Pulsbreitenmodulationsgenerator 132 anweist, die gewünschte Sinusform für das Wechselstromsignal I_AC zu erzeugen. Die Ausgänge von der Integralsteuerung 226 und der Proportionalsteuerung 228 werden mit einem Rampensignal ^~P gemischt, um das Pulsbreitenmodulationspegel-Steuersignal PMWlev zu erzeugen.
Wie in 5 gezeigt, weist die Proportionalsteuerung 228 erste und zweite invertierende Verstärker 230 und 232 auf. Der erste invertierende Verstärker 230 beinhaltet ein Potentiometer 231 zur Einstellung des Verstärkungsfaktors des Fehlersignals Err. Der zweite invertierende Verstärker 232 konditioniert weiterhin das Fehlersignal Err und erzeugt ein Fehlerausgangssignal, welches durch das Rampensignal ^~P freigegeben wird (das heißt hiermit summiert wird), welches von dem Anlass-Zerhackerfreigabeblock 106 (4) erzeugt wird. Die Summe des Fehlerausgangssignals und des Signals ^~P werden dem negativen Eingang eines PWM-Mischers 234 angelegt, der einen differenzierenden Verstärker verwendet. Wie in 5 gezeigt, empfängt der positive Eingang des konditionierenden Verstärkers 234 den Ausgang von der Integralsteuerung 226 für den eingeschwungenen Zustand.
Zurückkehrend zu 4, so wird das Signal ^~P von einem Zerhacker- (das heißt Helligkeitsregelungs-) Freigabesignal C_enable erhalten, welches durch einen Schalter SW1 erzeugt wird. Das Zerhacker-Freigabesignal C_enable ist im aktiven Zustand logisch NIEDRIG und ein Zerhacken wird freigegeben, wenn der Schalter SW1 offen ist. Wenn der Schalter SW1 geschlossen ist, wird das Zerhacker-Freigabesignal C_enable auf logisch HOCH gezogen und das Modulationssteuersignal FS wird gesperrt (durch die Ausgangslogik 108, die nachfolgend beschrieben wird), so dass die volle Leitungswechselspannung VAC der Lampenanordnung 1 zugeführt wird. Das Signal ^~P wird unter Verwendung eines Integrieres 134 erzeugt, um das Zerhacker-Freigabesignal C_enable langsam hochzufahren. Wie in 4 gezeigt, wird das Rampensignal ^~P vom Integrierer 134 dem negativen Eingang des differenzierenden Verstärkers 134 (5) über einen Einheitsverstärkungspuffer oder einen Spannungsfolger 136 angelegt.
Bezugnehmend auf 5, so schafft die Integralsteuerung 226 eine Integralsteuerung für eingeschwungene Zustände durch Erzeugung einer Basisgleichsspannung, welche der Einschwing-PWM-Rate für den PWM-Generator 132 entspricht. Die Integralsteuerung 226 weist einen ersten invertierenden Verstärker 236, einen zweiten invertierenden Verstärker 238 und einen Integrierer 240 auf. Das Fehlersignal Err (das heißt die Differenz zwischen den Anforderungssätzen V_ADJ und dem tatsächlichen Laststromsignal ^~C) wird dem ersten Verstärker 236 angelegt, der ein Potentiometer 237 zur Einstellung der Verstärkung beinhaltet. Das Fehlersignal Err wird weiterhin durch den zweiten Verstärker 238 konditioniert, bevor es an die Integralsteuerung 226 angelegt wird. Die Verstärker 236 und 238 und der Integrierer 240 sind bekannterweise unter Verwendung von Operationsverstärkern und diskreten Bauteilen aufgebaut, wie es sich einem Fachmann auf diesem Gebiet ergibt. Der Ausgang des Integrierers 240 wird von einem Spannungsfolger 242 gepuffert und dem positiven Eingang des differenzierenden Verstärkers 234 über einen Pegelschieber 244 eingegeben, der erlaubt, dass der Pegel des integrierten Fehlersignals Err eingestellt wird.
Wie in 5 gezeigt, weist der Pegelschieber 244 einen Operationsverstärker 246 auf, der als Verstärker einheitlicher Verstärkung mit einem Potentiometer 248 aufgebaut ist, welches mit dem nicht-invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 246 verbunden ist. Das Pulsbreitenmodultionspegel-Steuersignal PWMlev wird von dem PWM-Mischer 234 als die Differenz zwischen dem Fehlersignal im eingeschwungenen Zustand (das heißt dem Ausgang der Integralsteuerung 226) und der Summe des stufenweise ansteigenden Zerhackerfreigabesignales ^~P und dem momentanen Fehlersignal (das heißt dem Ausgang der Proportionalsteuerung 228) erzeugt. Das Pulsbreitenmodulationspegel-Steuersignal PWMlev wird dem PWM-Generator 132 über einen Puffer 138 zugeführt. Bevorzugt erzeugt das Pulsbreitenmodulationspegel-Signal PWMlev ein Ausgangssignal, welches den Taktzyklus des Pulsbreitenmodulationssignals PWM unter eingeschwungenen Zuständen und Fehlerbedingungen steuert.
Bezugnehmend auf 48, so erzeugt der Ausgangslogikschaltkreis 108 das Zerhackersteuersignal FS aus den Spannungslogiksteuersignalen VP und VN, den Stromlogiksteuersignalen CP und CN und den Pulsbreitenmodulationssignal PWM vom PWM-Generator 132. In diesem Zusammenhang ist das Zerhacken oder die Modulation des Gleichstromspannungssignales VAC nur dann erlaubt, wenn Spannungs- und Stromzyklen die gleiche Polarität haben. Diese Bedingung wird durch eine logische UND-Verknüpfung der jeweiligen Spannungslogiksteuersignale VP, VN und der Stromlogiksteuersignale CP, CN erfüllt. Wie in 4 gezeigt, enthält der Ausgangslogikschaltkreis 108 ein logisches UND-Gatter 140 zur logischen UND-Verknüpfung des positiven Spannungslogiksteuersignals VP und des positiven Stromlogiksteuersignals CP und ein anderes UND-Gatter 142 zur logischen UND des negativen Spannungslogiksteuersignals VN und Stromlogiksteuersignals CN. Die Ausgänge der beiden UND-Gatter 140 und 142 werden durch ein ODER-Gatter 144 logisch ODER-verknüpft, so dass jede Bedingung, das heißt eine positive Polarität oder eine ne gative Polarität die Freigabe der Erzeugung des Zerhacker-Steuersignals FS ermöglicht. Der Ausgang des ODER-Gatters 144 wird durch das Gatter 146 mit dem Ausgang eines anderen UND-Gatters 148 logisch UND-verknüpft. Der Ausgang vom Gatter 148 weist das Pulsbreitenmodulationssignal PWM auf, welches von den Zerhacker-Freigabesignalen C_enable freigegeben wird. Demzufolge ist das Zerhacker-Steuersignal FS nur dann aktiv, wenn Spannungs- und Stromsignale die gleiche Polarität haben und die Zerhackerfreigabe aktiv ist.
Weiterhin unter Bezugnahme auf 4, so beinhaltet der Ausgangslogikschaltkreis 108 einen Verzögerungsschaltkreis, der allgemein mit 109 bezeichnet ist. Der Verzögerungsschaltkreis 109 dient dazu, die minimale Verzögerung für die Abschaltzeit des IGBT 26 zu erzwingen. Wie in 4 gezeigt, weist der Verzögerungsschaltkreis 109 einen Verzögerungsgenerator 150 und ein UND-Gatter 152 auf. Der Verzögerungsgenerator 150 wird von der steigenden Flanke des Ausgangs von dem UND-Gatter 146 angesteuert. Der Ausgang vom UND-Gatter 146 wird vom Inverter 154 invertiert und schafft einen Eingang für das UND-Gatter 152. Der andere Eingang ist das verzögerte Ausgangssignal vom Verzögerungsgenerator 150. Infolgedessen wird das Zerhackersteuersignal FS vom Generator 150 um eine bestimmte Zeitdauer verzögert. Die Verzögerungsdauer basiert auf der Abschaltzeit für den IGBT 26 und wird in der vorliegenden Ausführungsform auf 5 μsec. gesetzt.
Im Betrieb wird die Helligkeitsregelungsfunktion von der Betätigung des Schaltkreises SW1 (4) und durch manuelles Festlegen des Betrags des Helligkeitspegels für die Lichtanordnung 1 unter Verwendung des Potentiometers 210 (5) freigegeben. In Antwort auf das Öffnen des Schalters SW1 wird die Zerhackung von dem Zerhackungsfreigabesignal C_enable freigegeben und der Anforderungspegelsetzwert V_ADJ wird für den Pulsbreitengenerator 132 (4) in einen Pulsbreitenmodulationspegel PWMlev (5) umgewan delt. Der Pulsbreitengenerator 132 erzeugt wiederum ein Ausgangssignal PWM mit dem geeigneten Taktzyklus. Das Pulsbreitenmodulationssignal PWM wird mit dem Ausgang des ODER-Gatters 144 (erhalten aus den Spannungslogiksteuersignalen VP und VN und den Stromlogiksteuersignalen CP und CN) gemischt, so dass eine Zerhackung nur auftritt, wenn die Zyklen der Signale der Wechselspannung V_AC und des Wechselstroms I_AC (2(a)) gleiche Polarität haben. Auf diese weise ist das sich ergebende Wechselstromsignal I_AC (2(b)) quasi sinusförmig und folgt im Wesentlichen der Wechselspannung V_AC. Wenn es eine Änderung in der Anforderung oder einen Fehler zwischen dem Anforderungpegel und dem tatsächlichen Laststrom gibt, stellt der Steuerschaltkreis 16 den Pulsbreitenmodulationspegel PWMlev (5) ein, der wiederum das Zerhacker-Steuersignal FS einstellt. Vorteilhafterweise verringert die stromgesteuerte Helligkeitsregelung 10 wahrnehmbares Lampenflackern im Lampenausgang erheblich und die Quasi-Sinusform des Stroms verringert harmonische Anteile, welche für den magnetischen Ballast 2 möglicherweise gefährlich sind. Zusätzlich führt die von der Proportional/Integral-Rückkopplungssteuerschleife 225 (5) eingebrachte Verzögerung zu einem höheren Leistungsfaktor, typischerweise 0,9 oder besser.
Eine andere Ausführungsform eines stromgesteuerten Helligkeitsreglers gemäß der vorliegenden Erfindung ist in 6 gezeigt und insgesamt mit Bezugszeichen 300 bezeichnet. Das Stromsignal wird erzeugt durch Gleichrichten der Leitungswechselspannung und durch Modulieren der gleichgerichteten Spannung mittels eines PWM (Pulsbreitenmodulators) in positive und negative Zyklen zur Erzeugung eines 60 Hz-Wechselstromsignals. Bezugnehmend auf 6 weist der stromgesteuerte Helligkeitsregler 300 eine Leistungsausgangsstufe 301, eine Gattererzeugungsstufe 302 mit Pulsbreitenmodulation (PWM), eine Proportional- und Integral(P/I)- Steuerstufe 303, einen Referenzanforderungsschaltkreis 304 und einen Sperrschaltkreis 305 auf.
Die Leistungsausgangsstufe 301 ist mit der Fluoreszenz-Lampenanordnung 1 (oder Gruppe von Lampenanordnungen 1a bis 1n) verbunden und liefert die Treiberspannung und den Strom. Die Leistungsausgangsstufe 301 weist einen IGBT-Ausgangstreiberschaltkreis 310 auf. Der IGBT-Ausgangstreiberschaltkreis 310 beinhaltet vier bipolare Transistoren mit isoliertem Gate (IGBTs), welche jeweils mit 314, 316, 318, 320 bezeichnet sind und welche in einer H-Brücken-Konfiguration verbunden sind, wie es einem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt ist. Das erste Paar von IGBTs 314 und 316 wird von einem ersten IGBT-Treiber 315 betrieben und das zweite Paar von IGBTs 318 und 320 wird von einem zweiten IGBT-Treiber 319 betrieben. Die Treiber 315 und 319 können unter Verwendung einer handelsüblichen Vorrichtung, beispielsweise dem IR2110 implementiert werden, wie er einem Fachmann auf diesem Gebiet bekannt ist. Die Brücke für den Ausgangstreiberschaltkreis 310 wird mit einer gleichgerichteten nicht gefilterten Leitungsspannung ^~V versorgt. Die gleichgerichtete Leitungsspannung ^~V wird von einem Leitungssynchronisationsschaltkreis 312 gemäß 8 erzeugt.
Bezugnehmend auf 8 weist der Leitungssynchronisationsschaltkreis 312 einen Transformator 322 mit einer Sekundärseite mit mittigem Abgriff 323 und einem Gleichrichter 324 auf. Wie in 8 gezeigt, ist der Brückengleichrichter 324 über die Sekundärwicklung geschaltet und der Mittenabgriff 323 ist mit Masse in Verbindung. Der Transformator 322 empfängt die Leitungswechsel- oder Treiberspannung V_AC, welche vom Brückengleichrichter 324 gleichgerichtet wird, um die gleichgerichtete Leitungsspannung ^~V zu erzeugen, welche die IGBT-Brücke in dem Ausgangstreiberschaltkreis 310 versorgt.
Gemäß 6 weist die PWM-Gattererzeugungsstufe 302 einen Pulsbreitenmodulationsschaltkreis 332, einen Gruppenzündpulsschaltkreis 334 und einen Weichstartschaltkreis 336 zusätzlich zu dem Leitungssynchronisationsschaltkreis 312 auf. Wie in 8 gezeigt, beinhaltet der Leitungssynchronisationsschaltkreis 312 einen Rechteckwellengeneratorschaltkreis 326 zur Erzeugung eines Rechteckwellensignals, welches auf die 60 Hz Leitungsspannung V_AC aufgeschaltet ist und eine minimale Todzone hat. Der Rechteckwellengenerator 326 wird auf bekannte Weise implementiert und weist einen Komparator 327 auf, der mit dem Ausgang des Transformators 322 über einen Spannungsfolger 328 geschaltet ist, sowie einen Pegelschieber 329. Der Komparator 327 beinhaltet ein Potentiometer 330 zur Einstellung der Todzone.
Der PWM-Modulationsschaltkreis 332 liefert eine PWM-Modulation zur Erzeugung des Wechselstromsignals für die Lichtanordnung 1. Der PWM-Modulationsschaltkreis 332 gemäß 8 wird auf ähnliche Weise wie der PWM-Generator 132 implementiert (wie oben unter 4 beschrieben), unter Verwendung eines PWM-Generators 333, beispielsweise der im Handel erhältlichen Vorrichtung SG3526. Der PWM-Generator 333 ist dafür ausgelegt, eine minimale AUS-Zeit für die IGBT-Blockierbedingungen zu schaffen. Die Modulationsfrequenz wird auf 20 kHz gesetzt, um über dem hörbaren Wert zu sein.
Der Gruppenzündpulsschaltkreis 334 bildet ein positives Gruppensignal +Group und ein negatives Gruppensignal
Group, wie in 6 gezeigt. Der Gruppenzündpulsschaltkreis 334 empfängt den Rechteckwellenausgang und den invertierten Rechteckwellenausgang von Rechteckwellengenerator 326. Eine Implementation für den Gruppenzündpulsschaltkreis 334 ist in 8 gezeigt.
Der Weichstartschaltkreis 336 ist ebenfalls in 8 gezeigt. Der Weichstartschaltkreis 336 erzeugt ein Weichstartfreigabesignal 337. Beim Einschalten der Energieversorgung oder beim Energieversorgen der Wechselspannungsversorgungsleitung V_AC erzeugt der Weichstartschaltkreis 336 das Freigabesignal 337, welches dazu dient, alle Signale des Helligkeitsreglers zu sperren, bis die geeigneten Energieversorgungspegel erreicht sind. Gemäß 8 ist das Freigabesignal 337 logisch mit dem PWM-Modulationssignal durch ein UND-Gatter 339 UND-verknüpft. Der Weichstartschaltkreis 336 synchronisiert auch den Nullpunktdurchgang der Spannung zum Beginn des Zündens der IGBT-Paare in dem Ausgangstreiberschaltkreis 310 nur bei niedrigen Spannungen.
Bezug genommen wird nachfolgend auf 9, welche die Proportional- und Integral-Steuerstufe 303 (P/I) im Detail zeigt. Die P/I-Steuerung 303 umfasst einen Fehlerschaltkreis 342, einen Laststromrückkopplungsschaltkreis 344, eine Integralsteuerschleife 346 für eingeschwungenes PWM, eine Proportionalsteuerschleife 348 und einen PWM-Mischer 350. Der Fehlerschaltkreis 342 empfängt einen Eingang von dem Referenzanforderungsschaltkreis 304 und einen weiteren Eingang von dem Laststromrückkopplungsschaltkreis 344. Der Referenzanforderungsschaltkreis 304 erzeugt ein gleichgerichtetes sinusförmiges Anforderungseinstellsignal V_ADJ mit einer Größe entsprechend dem gewünschten Strom in der Last (das heißt dem magnetischen Ballast 2). Das Anforderungseinstellsignal V_ADJ liefert ein Referenzsignal, von welchem die Größe und Wellenform der Wechselstromwellenform I_AC erhalten wird. Der Referenzanforderungsschaltkreis 304 wird auf ähnliche weise wie der Schaltkreis für das Anforderungseinstellsignal V_ADJ implementiert, wie er oben für 5 beschrieben worden ist.
Der Laststromrückkopplungsschaltkreis 344 überwacht den Laststrom (das heißt den Strom in dem magnetischen Ballast 2) und ist im größeren Detail in 9 gezeigt. Der Laststromrückkopplungsschaltkreis 345 beinhaltet einen Stromwandler 352, der einen Ausgang schafft, der den Laststrom anzeigt. Der Ausgangsstrom vom Wandler 352 wird von einem Kondensator 354 gefiltert, um hochfrequente Rauschkomponen ten zu entfernen, wobei eine Bandbreite von 5 kHz beibehalten wird. Das gefilterte Signal wird von einem Verstärker 356 konditioniert und von einem Präzisionsgleichrichterschaltkreis 358 gleichgerichtet.
Der Präzisionsgleichrichter 358 weist Operationsverstärker 360, 362 und Dioden 364, 366 auf, welche in bekannter Weise konfiguriert sind. Der Pegel des gleichgerichteten Signales wird weiterhin konditioniert und der Pegel wird eingestellt, bevor es als Laststromsignal C_load für den Fehlerschaltkreis 342 ausgegeben wird. Der Fehlerschaltkreis 342 erzeugt ein Fehlersignal Err, welches die Differenz zwischen dem tatsächlichen Laststrom (das heißt dem Signal C_load) und der gewünschten Anforderungsfestsetzung (das heißt Signal V'_ADJ) ist.
Die Integralsteuerung 346 erzeugt eine Basisgleichspannung, welche die PWM-Modulationsrate im eingeschwungenen Zustand für den PWM-Modulationsschaltkreis 332 wiedergibt. Wie in 9 gezeigt, weist die Integralsteuerung 346 eine Integrierstufe und einen Klemmschaltkreis auf, welche den Pegel des Basisgleichspannungssignals auf einen Pegel einstellen, der kompatibel zu dem PWM-Chip 333 ist (8). Die Integralsteuerung 346 wird auf ähnliche Weise wie der Integralsteuerungszweig 226 implementiert, der oben unter Bezug auf 5 beschrieben worden ist. Der PWM-Mischer 350 mischt die Ausgänge von der Integralsteuerung 346 und der Proportionalsteuerung 348 und erzeugt ein Ausgangssignal PWM, welches den Modulationspegel für den PWM-Modulationsschaltkreis 332 setzt.
Die Proportionalsteuerung 348 erzeugt ein Signal, welches das Fehlersignal Err ist, welches auf optimalen Verstärkungspegel verstärkt worden ist. Der Ausgang der Proportionalsteuerung 348 liefert das dynamische Modulationssignal, welches den PWM-Modulationsschaltkreis 332 anweist, die gewünschte Sinusform für das Wechselstromsignal zu er zeugen. Die Proportionalsteuerung 348 ist auf ähnliche Weise wie die Proportionalsteuerung 228 implementiert, welche oben unter Bezug auf 5 beschrieben worden ist.
Der Sperrschaltkreis 305 erkennt einen Rückgewinnungsstrom in der IGBT-Brücke 311 (7) und sperrt die Steuersignale von dem Gruppenzündpulsschaltkreis 334 aus, der wiederum IGBT-Treiber 315 und 319 im Treiber steuert (7). Man erkennt, dass der Zweck des Sperrschaltkreises 305 ist, ein "Durchschiessen" der IGBT-Brücke 311 zu verhindern, indem Rückgewinnungsströme erlaubt werden. Der Sperrschaltkreis 305 ist gemäß 10 aufgebaut.
Bezug genommen wird zunächst auf 11, welche einen einzelnen ballaststromgesteuerten Helligkeitsregler 401 gemäß einer anderen Ausführungsform der vorliegenden Erfindung zeigt. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler 401 gemäß 11 ist primär zur Verwendung mit einem einzelnen magnetischen Ballast 402 beabsichtigt, das heißt, einer Leuchtstofflampenanordnung 401 mit dem magnetischen Ballast 402 und einem Paar von Leuchtstoffröhren. Durch Ausstatten eines jeden Ballasts 402 mit einem einzelnen ballaststromgesteuerten Helligkeitsregler 401 kann jeder einzelne Ballast 402 individuell bei einer Mehrfachballast-(Lampen-) installation gesteuert werden.
Gemäß 11 weist der stromgesteuerte Helligkeitsregler 401 eine Wechselspannungsschaltstufe 410, eine Zündstufe 412 und eine Ausgangsstufe 414 auf.
Die Wechselspannungsschaltstufe 410 weist einen Vollwellenbrückengleichrichter 420 und einen bipolaren Transistor mit isoliertem Gate (IGBT) 422 auf. Der Brückengleichrichter 420 weist vier Dioden, welche in Brückenkonfiguration verbunden sind, um einen Gleichsspannungszweig 424 und einen Wechselspannungszweig 426 zu bilden. Ein Anschluss des Gleichspannungszweigs 424 ist mit dem Kollektor des IGBT 422 verbunden und der andere Anschluss mit dem Emitter des IGBT 422. Im Wechselspannungszweig 422 ist ein Anschluss mit der Versorgungswechselspannung (das heißt dem Anschluss 18) und der andere Anschluss mit der Last, das heißt dem Eingangsanschluss des magnetischen Ballasts 402 verbunden.
Gemäß 11 weist die Ausgangsstufe 414 einen ersten Kondensator 428, einen Widerstand 429 und einen zweiten Kondensator 430 auf. Der Kondensator 428 und der Widerstand 429 sind in Serie verbunden und parallel über den Ballast 402 gekoppelt. Der Widerstand 429 und der Kondensator 428 schaffen eine Parallellast für den Ballast 402, welche einen Freilauf ermöglicht, wenn während des Zerhackintervalls die Versorgungswechselspannung an den Ballast 402 abgeschaltet wird. Der Kondensator 428 schafft eine Energieübertragung für die induktive Energie, welche in dem magnetischen Ballast 402 gespeichert ist. Der Widerstand 429 begrenzt die Strombelastung im Kondensator 428 und dem Ballast 402, wenn die volle Versorgungswechsel- oder
Leitungsspannung während des EIN-Intervalls im Zerhackerzyklus angelegt wird. Während des AUS-Intervalls nimmt die Spannung an dem Ballast 402 ab und es gibt einen Stromeinlauf in den Kondensator 428, das heißt einen Freilauf.
Die Zündstufe 412 weist einen Pulsbreitmodulator 432 und einen Treiberchip oder integrierten Schaltkreis 434, beispielsweise das IR2121 auf. Der Pulsbreitenmodulator 432 erzeugt ein pulsbreitenmoduliertes Ausgangssignal 433. Das Ausgangssignal 433 hat ein variables Taktverhältnis, welches durch ein Zerhackerspannungssignal gesetzt wird, das von einem Potentiometer 436 erhalten wird. Das pulsbreitenmodulierte Ausgangssignal 433 wird über ein logisches Gatter 438 mit einem Zerhackfreigabesignal 435 UND-verknüpft und durch einen Invertierer 422 invertiert, um ein Modulations- oder Zerhacksteuersignal 413 zu erzeugen. Das Zerhackfreigabesignal 435 ist im aktiven Zustand logisch HOCH und wird von einem Zerhackfreigabeschalter 440 erzeugt. Wenn das Zerhackfreigabesignal 435 auf logisch NIEDRIG gesetzt wird, ist der Stromhelligkeitsregler 401 gesperrt und die Lampe arbeitet mit voller Intensität. Das Zerhacksteuersignal 413 wird dem Eingang des Treibers 434 angelegt. Der Treiber 434 erzeugt einen Offset von 0 bis +15 V an das Zerhacksteuersignal 413 zum EIN- und AUS-Schalten des IGBT 422. Wenn das Zerhacksteuersignal 413 logisch HOCH ist, ist der IGBT 422 EIN und somit wird der Wechselspannungsschaltkreis 410 geschlossen und ein Strom, der von der Leitungswechselspannung erhalten wird, fließt durch die Brücke 420 in den magnetischen Ballast 402 der Lampenanordnung. Umgekehrt, wenn das Zerhacksteuersignal 413 logisch NIEDRIG ist, wird der IGBT 422 AUS-geschaltet und der Wechselstromschalter 410 geöffnet und ein Freilaufpfad über die Last, das heißt den magnetischen Ballast 2, wird durch den Widerstand 429 und den Kondensator 428 gebildet, welche parallel zu dem Ballast 402 geschaltet sind.
In experimentellen Untersuchungen hat sich gezeigt, dass ein stromgesteuerter Helligkeitsregler 401 mit offener Schleife einen Ausgangsintensitätssteuerbereich von voll 100% Energie auf 20% Energie erzeugt, bevor irgendein wahrnehmbares Flackern vorliegt, und zwar für eine Anordnung mit einem einzigen Ballast (das heißt Lampe). Vorteilhafterweise wird die Implementation des stromgesteuerten Helligkeitsreglers 401 mit offener Schleife vereinfacht und benötigt eine einzelne +15 V-Energieversorgung, einen einzelnen IGBT 422 und eine Brücke 420.
Der stromgesteuerte Helligkeitsregler 401 mit offener Schleife kann erweitert werden, um die Ausgangsintensität von Mehrfachlampenanordnungen zu steuern, welche parallel geschaltet sind. Bei einer derartigen Anordnung wurde ein Kapazitätswert von 0,75 μF für den Kondensator 428 für jeden magnetischen Ballast 402 (in Parallelverbindung) als ausreichend ermittelt und die Notwendigkeit für den Wider stand 429 wird beseitigt, da es eine natürliche Dämpfung des Schaltkreises gibt. Bei experimentellen Untersuchungen für mehrere Ballaste 402 (das heißt Lampenanordnungen) zeigte sich, dass der stromgesteuerte Helligkeitsregler 401 mit offener Schleife eine Ausgangsintensitätssteuerung im Bereich von 100% (volle Leistung) bis 70% Ausgang bereitstellte, bevor es irgendein wahrnehmbares Flackern im Lichtausgang gab.
Bezug genommen wird nachfolgend auf 12, welche eine andere Ausführungsform eines stromgesteuerten Helligkeitsreglers 404 gemäß der vorliegenden Erfindung zeigt. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler 404 ist ähnlich zum Helligkeitsregler 401 von 11, wobei zusätzlich eine Rückkopplungssteuerschleife oder ein Schaltkreis vorhanden ist, der allgemein mit Bezugszeichen 405 bezeichnet ist. Der stromgesteuerte Helligkeitsregler 404 mit dem Rückkopplungssteuerschaltkreis 405 ist geeignet zur Steuerung einer Anzahl von Ballasten (das heißt Lampenanordnungen), welche parallel verbunden sind und jeweils mit 402a, ..., 402n bezeichnet sind.
Gemäß 12 ist ein Kondensator 428' parallel über die Ballaste 402 geschaltet. Der Kondensator 428' hat einen Kapazitätswert von 0,75 μF für jeden Ballast 402, das heißt n × 0,75 μF. Der Kondensator 428 ermöglicht einen Freilaufpfad für die induktive Energie, die in dem magnetischen Ballast oder den magnetischen Ballasten 402 während der AUS-Intervalle im Zerhackerzyklus gespeichert ist.
Gemäß 12 wird der IGBT 422 EIN- und AUS-geschaltet, das heißt zerhackt, nämlich durch ein Zerhacker- oder Modulationssteuersignal FS. Das Zerhackersteuersignal FS wird durch den Pulsbreitenmodulatorgenerator 432 erzeugt. Das Zerhackersteuersignal FS, welches vom PWM-Generator 432 ausgegeben wird, wird mit dem Treiber 434 über einen Puffer 450 und einem Opto-Isolator 452 verbunden. Der Puffer 450 wird unter Verwendung eines diskreten NPN-Transistors implementiert. Der Opto-Isolator 452 ist dafür vorgesehen, eine schwebende Energieversorgung zu ermöglichen und der Ausgang des Opto-Isolators 452 ist mit der Basis des IGBT 26 über den Treiberchip 434 verbunden. Der Treiberchip 434 liefert einen Offset von 0 bis +15 V für das Modulationssteuersignal FS, um den IGBT 422 EIN und AUS zu schalten.
Der Rückkopplungssteuerschaltkreis 405 wird auf ähnliche Weise wie der Steuerschaltkreis 16 implementiert, der oben unter Bezug auf 5 beschrieben worden ist. Wie in 12 gezeigt, weist der Steuerschaltkreis 16 einen Verstärker 502, einen Filter- und Gleichrichterschaltkreis 504, einen Fehlerschaltkreis 514, einen manuellen Anforderungs- (das heißt Ausgangsintensitäts-) Einstellschaltkreis 512, eine Proportional/Integral-Rückkopplungsschleife 525 und einen PWM-Mischer 534 auf. Die Proportional/Integral-Rückkopplungsschleife 525 weist einen Integralsteuerzweig 526 und einen Proportionalsteuerzweig 528 auf.
Der Steuerschaltkreis 16 erzeugt ein Pulsbreitenmodulationspegel-Steuersignal PWMlev, welches die Pulsbreite oder das Verhältnis des Modulationssteuersignals FS bestimmt. Das Modulationspegel-Steuersignal PWMlev wird von einem Rückkopplungsstrom RS erhalten, der in einem Shunt-Widerstand 529 fließt. Der Rückkopplungsstrom RS wird vom Verstärker 502 und dem Filter- und Gleichrichterschaltkreis 504 verstärkt und konditioniert und liefert einen Eingang für den Fehlerschaltkreis 514. Der Verstärker 502 hat einstellbares Verstärkungsverhältnis und wird auf ähnliche weise wie der Verstärker 202 implementiert, der oben in 5 beschrieben worden ist. Der Filter- und Gleichrichterschaltkreis 504 wird auf ähnliche Weise wie der Filter und Gleichrichter 204 implementiert, der oben in 5 beschrieben worden ist. Der andere Eingang an dem Fehlerschaltkreis 514 ist das Anforderungseinstellsignal V_ADJ, welches den gewünschten Ausgangspegel für die Lampe oder die Lampen wiedergibt. Der Fehlerschaltkreis 514 erzeugt ein Fehlersignal Err, welches die Differenz zwischen dem momentanen Intensitätsausgang (das heißt dem Rückkopplungsstrom RS) und dem gewünschten Anforderungseinstellpegel V_ADJ wiedergibt. Der Fehlerschaltkreis 514 wird auf ähnliche Weise wie der Fehlerschaltkreis 204 implementiert, der oben in 5 beschrieben worden ist.
Das Fehlersignal Err wird einer Proportional/Integral-Rückkopplungssteuerschleife 525 und insbesondere dem Integralsteuerzweig 526 und dem Proportionalsteuerzweig 528 zugeführt. Die Integralsteuerung 526 ist auf ähnliche Weise wie die Integralsteuerung 526 implementiert, welche oben in 5 beschrieben worden ist und liefert eine lange Zeitkonstante und soll den Einschwingpegel der Sinuswellenform steuern. Die Integralsteuerung 526 erzeugt eine Bsisgleichspannung, welche die PWM-Modulationsrate im eingeschwungenen Zustand für den Pulsbreitenmodulationsgenerator 432 wiedergibt. Die Proportionalsteuerung 528 wird auf der anderen Seite dazu verwendet, Fehler zwischen der gewünschten Anforderung und dem tatsächlichen Laststrom zu korrigieren. Die Proportionalsteuerung 528 liefert das dynamische Modulationssignal, welches den Pulsbreitenmodulationsgenerator 432 anweist, die gewünschte Sinusform für das Wechselstromsignal I_AC zu erzeugen. Die Proportionalsteuerung 528 ist auf ähnliche Weise wie die Steuerung 228 implementiert, welche oben in 5 beschrieben wurde. Der PWM-Mischer 534 mischt die Ausgänge von der Integralsteuerung 526 und der Proportionalsteuerung 528 mit einem Minimum-PWM-Offsetsignal ^~P zur Erzeugung des Pulsbreitenmodulationspegel-Steuersignals PMWlev. Der PWM-Mischer 534 ist auf eine ähnliche Weise wie der PWM-Mischer 534 implementiert, wie oben in 5 beschrieben worden ist.
Vorteilhafterweise verwendet der stromgesteuerte Helligkeitsregler 404 mit Rückkopplungssteuerung nur ein einzelnes Wechselstromschaltelement und schafft einen Frei laufpfad (über den Kondensator 428'), der statisch ist. Durch Verwendung des statischen Freilaufpfades ist die Wahrscheinlichkeit eines Kurzschlusses durch die Ausgangsstufe 414' minimiert und die Notwendigkeit für Auslöseschaltkreise und Synchronisationssignale ist beseitigt. Vorteilhafterweise verringert dies die Bauteilanzahl und Folgekosten des stromgesteuerten Helligkeitsreglers 404.
Bei experimentellen Untersuchungen hat sich gezeigt, dass der stromgesteuerte Helligkeitsregler 404 mit Rückkopplungssteuerung einen Ausgangsintensitätssteuerbereich von voll 100% Leistung auf 65% Leistung für Mehrfachballaste, das heißt Lampen, bereitstellt, bevor es irgendein wahrnehmbares Flackern gibt. Unterhalb einem Ausgang von 65% war ein schwaches Flackern mit möglichen Röhrenausfällen wahrnehmbar. Durch die Hinzufügung der Rückkopplungssteuerschleife 405 passt sich jedoch die Gesamtenergieabgabe an den gewünschten Ausgangswert (das heißt den Anforderungseinstellpegel) an und wenn eine Röhre ausfällt, kompensieren die anderen Röhren, da ihr jeweiliger Lumenausgang auf den Gesamtenergieausgangspegel erhöht wird. Vorteilhafterweise schafft der stromgesteuerte Helligkeitsregler 404 eine glatte fortlaufende Steuerung des Lumenausgangs bei einer Mehrfachlampenanordnung.
Bezug genommen wird wieder auf 11, welche auch eine andere Ausführungsform für einen stromgesteuerten Helligkeitsregler 401 mit einzelnem Ballast zeigt. Gemäß 11 ist der Schaltkreis innerhalb des gestrichelt eingefassten Kastens 450, nämlich der Pulsbreitenmodulator 432, das Potentiometer 436, das Logikgatter 438 und der Inverter 442 und der Zerhackfreigabeschalter 440 durch eine Mikrosteuerung ersetzt. Die Mikrosteuerung wird geeignet programmiert, um das Modulations- oder Zerhacksteuersignal 413 für die Wechselstromschaltstufe 410 zu erzeugen. Wie nachfolgend beschrieben wird, wird die Mikrosteuerung programmiert, um eine vorhersagbare offene Schleifensteuerung zu schaffen, welche in Form einer Nachschlagtabelle implementiert ist. Die vorhersagende Nachschlagtabelle schafft geeignete Taktzykluspegel für die Pulsbreitenmodulation der Versorgungswechselspannung, welche dem Ballast zugeführt wird, um das Wechselstromstromsignal zu erzeugen, welches die Intensität (das heißt den Ausgang) der Leuchtstofflampenordnung steuert.
Bei dem stromgesteuerten Heligkeitsregler 401 mit einzelnem Ballast weist die vorhersagende offene Schleifensteuerung die Modulation des Taktzyklus über jeden Halbzyklus der Wechselstromspannung auf, welche dem magnetischen Ballast 402 zugeführt wird. 13 zeigt die Beziehung innerhalb eines halben Zyklus zwischen dem Taktzyklus der modulierten Spannung, welche dem magnetischen Ballast zugeführt wird und den Winkelgraden der Eingangsleitungsspannung. Der Taktzyklus wird auf 100% (das heißt VOLL EIN) bei und nach dem Nulldurchgang der Leitungsspannung gesetzt und wird auf 100% für den ersten Teil (501) gehalten. Die Größe des Taktzyklus wird dann scharf verringert, wie die Kurve A in 13 zeigt und nahe der mittleren Hälfte (502) des Halbzyklus auf einem Minimalwert gehalten. Ein allmählicher Anstieg des Taktzyklus wird in der zweiten Hälfte (503) des Halbzyklus durchgeführt, bis eine Größe von 100% erreicht ist. Der Taktzyklus mit 100% Größe wird dann bis zum Ende des Halbzyklus beibehalten.
Weiterhin bezugnehmend auf 13, so zeigt Kurve A ein typisches Muster für die Taktzyklusmodulation, welche für eine Fluoreszenzlampe des 34 Watt kühlweißen Typs durchgeführt wird. Dieses Muster wird von Beobachtungen des PWM-Signals in der Konfiguration geschlossener Schleife für den stromgesteuerten Helligkeitsregler 404 erhalten, der oben unter Bezug auf 12 beschrieben wurde. Das Muster der Kurve A wird in Form einer Nachschlagtabelle im Speicher der Mikrosteuerung abgespeichert und die Mikrosteuerung verwendet die Nachschlagtabelle, um das Zerhacksignal 413 für die Wechselstromschaltstufe 410 in dem stromgesteuerten Helligkeitsregler 401 mit einzelnem Ballast von 11 zu erzeugen. Um einen ansteigenden Helligkeitsregelpegel zu erzeugen, wird jeder Punkt in Kurve A mit einem Skalierungsfaktor multipliziert, um die Kurve B zu erzeugen.
Diese Punkte werden dann verwendet, ein Zerhackersteuersignal für einen erhöhten Helligkeitsregelpegel zu erzeugen. Ähnlich, um einen verringerten Helligkeitsregelpegel zu erzeugen, wird jeder Punkt in Kurve A mit einem anderen Skalierungsfaktor multipliziert, um die Kurve C zu erzeugen und diese Punkte werden verwendet, das Zerhackersteuersignal zu erzeugen. Das geeignete Modulationsmuster (z. B. Kurve B) wird von der Mikrosteuerung in Antwort auf einen Benutzereingang (z. B. einen Schaltereingang) erzeugt.
Bezugnehmend wieder auf 11, so kann der Wechselstromschalter 410 in eine Wechselstromschalterkonfiguration 411 modifiziert werden, wie in 14(b) gezeigt. Die Schalterkonfiguration 411 weist zwei Transistoren Q9 und Q1 und zwei anti-parallele Dioden D6 und D7 auf und die Umsetzung ergibt sich einem Fachmann auf diesem Gebiet ohne weiteres.
Die vorliegende Erfindung kann in anderen speziellen Ausgestaltungsformen ausgeführt werden, ohne vom Umfang oder den wesentlichen Eigenschaften hiervon abzuweichen. Daher werden die momentan diskutierten Ausführungsformen als illustrativ und nicht einschränkend betrachtet; der Umfang der Erfindung wird durch die beigefügten Ansprüche und nicht durch die voranstehende Beschreibung angegeben und alle Änderungen, welche unter die Bedeutung und den Bereich von Anspruchsäquivalenten fallen, sollen somit ebenfalls umfasst sein.

Claims

Vorrichtung (10) (300) (401) (404) zur Steuerung des Ausgangshelligkeitspegels einer Gasentladungslampe (1) mit einem magnetischen Ballast (2) (402), wobei die Vorrichtung aufweist: (a) Mittel zur Kopplung einer Versorgungswechselspannung mit dem magnetischen Ballast zur Spannungsbeaufschlagung des Ballasts, um eine Entladung in der Gasentladungslampe herbeizuführen; (b) Mittel zur Erzeugung eines Helligkeitspegelsignals zur Einstellung des Ausgangshelligkeitspegels für die Lampe; (c) Stromquellengeneratormittel zur Erzeugung eines Stroms aus der Versorgungswechselspannung, um die Entladung in der Gasentladungslampe zu unterhalten, wobei die Stromquellengeneratormittel auf ein Zerhackersteuersignal zum Variieren der Wellenform des Stroms ansprechen und dadurch die Ausgangshelligkeit der Lampe variieren; (d) Steuerungsmittel (16) zum Steuern der Stromquellengeneratormittel, wobei die Steuerungsmittel Mittel enthalten, die auf das Helligkeitspegelsignal ansprechen, um das Zerhackersteuersignal mit einer Impulsdauer zu erzeugen, die vom Helligkeitspegelsignal abgeleitet wird.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Steuerungsmittel einen Impulsbreitenmodulator (132) (302) (432) zum Erzeugen des Zerhackersteuersignals enthalten.
Vorrichtung nach Anspruch 2, bei der die auf den Helligkeitspegel ansprechenden Mittel Mittel zum Erzeugen eines Modulationssteuersignals und auf das Modulationssteuersignal ansprechende Mittel zum Erzeugen des Zerhackersteuersignals mit einer vom Helligkeitspegelsignal abgeleiteten Impulsdauer enthalten.
Vorrichtung nach Anspruch 3, bei der das Steuergerät einen Stromregelkreis (225) (405) enthält, der Mittel zum Erzeugen eines den im Ballast fließenden Strom anzeigenden Laststromsignals und Mittel zur Einstellung des Zerhackersteuersignals auf Basis der Differenz zwischen dem Helligkeitspegelsignal und dem Laststromsignal aufweist.
Vorrichtung nach Anspruch 4, bei der die Mittel zur Einstellung des Modulationssteuersignals einen Proportional-Integral-Regler (303) (525) mit einem Integral-Regelkreis (226) (346) (526) und einem Proportional-Regelkreis (228) (348) (528) aufweisen, wobei der Integral-Regelkreis Mittel zum Erzeugen eines statischen Steuersignals entsprechend einer statischen Impulsbereitenmodulationsrate für den Impulsbreitenmodulator enthält und der Proportional-Regelkreis Mittel zum Erzeugen eines Fehlersignals auf Basis der Differenz zwischen dem Helligkeitspegelsignal und dem Laststromsignal enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 5, bei der der Integral-Regelkreis Mittel zum Einführen einer Verzögerung enthält, so dass der Wechselstrom die Versorgungswechselspannung verzögert, um einen Leistungsfaktor besser als 0,9 zu erzielen.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 2 bis 6, bei der die Stromquellengeneratormittel einen elektronischen Wechselstromschalter (20) (410) aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 1, bei der die Mittel zum Erzeugen eines Zerhackersteuersignals eine Vielzahl spezifischer Nachschlagetabellen enthalten, von denen eine jede ein Modulationsmuster entsprechend einer vorgegebenen Stromwellenform und eines vorgegebenen Helligkeitspegelsignals speichert.
Vorrichtung nach Anspruch 8, bei der die Mittel zum Erzeugen eines Zerhackersteuersignals Skalierungsmittel zum Anpassen des Modulationsmusters an eine Vielzahl Helligkeitspegelsignale enthalten.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die des Weiteren über die Lampe gekoppelte Freilaufpfadmittel enthält, um Stromänderungen in der Lampe ungeachtet des relativen Phasenwinkels des Stroms mit der Spannung zu ermöglichen.
Vorrichtung nach Anspruch 10, bei der die Freilaufpfadmittel positive Freilaufpfadmittel für positive Stromzyklen und negative Freilaufpfadmittel für negative Stromzyklen aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 11, bei der jedes der positiven und negativen Freilaufpfadmittel einen Transistor (32, 34), eine Diode (36, 38) und Treiberschaltungsmittel (40, 42) zur Aktivierung des Transistors in Reaktion auf entsprechende Zyklen der Versorgungswechselspannung aufweisen.
Vorrichtung nach Anspruch 12, bei der die Stromquellengeneratormittel die Versorgungswechselspannung mit dem magnetischen Ballast koppeln, wenn sich die Versorgungswechselspannung einem Nulldurchgang nähert.
Vorrichtung nach Anspruch 1, die des Weiteren eine parallele über die Lampe gekoppelte Resonanzlast enthält.
Vorrichtung nach Anspruch 14, bei der die parallele Last einen Kondensator (428) mit einem in Reihe geschalteten Widerstand (429) enthält.
Verfahren zur Steuerung des Ausgangshelligkeitspegels einer Gasentladungslampe mit einem magnetischen Ballast, mit den Schritten: (a) Anlegen einer Spannung an den magnetischen Ballast zur Spannungsbeaufschlagung des Ballasts und Erzeugung einer Entladung in der Gasentladungslampe; (b) Modulieren der Spannung zum Erzeugen eines Stroms zum Unterhalten der Entladung in der Gasentladungslampe, wobei der Strom eine steuerbare Wellenform hat; (c) Eingeben eines Helligkeitspegelsignals zum Einstellen der Ausgangshelligkeit der Lampe; (d) Variieren der Spannungsmodulation in Reaktion auf das Helligkeitssignal, um die Wellenform des Stroms zu steuern und dadurch die Ausgangshelligkeit der Gasentladungslampe zu variieren.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Modulationsschritt des Weiteren den Schritt der Einführung einer Verzögerung zwischen dem Strom und der Spannung enthält, um den Leistungsfaktor auf mindestens 0,9 oder besser einzustellen.
Verfahren nach Anspruch 16, bei dem der Schritt der Spannungsmodulation eine Impulsbreitenmodulation aufweist.