WO2009118134A1 - Schaltungsanordnung zum zünden von hid-gasentladungslampen - Google Patents

Schaltungsanordnung zum zünden von hid-gasentladungslampen Download PDF

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WO2009118134A1
WO2009118134A1 PCT/EP2009/002078 EP2009002078W WO2009118134A1 WO 2009118134 A1 WO2009118134 A1 WO 2009118134A1 EP 2009002078 W EP2009002078 W EP 2009002078W WO 2009118134 A1 WO2009118134 A1 WO 2009118134A1
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frequency
switches
circuit
gas discharge
bridge
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PCT/EP2009/002078
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Martin Huber
Michael Zimmermann
Eduardo Pereira
Frank Horn
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Tridonicatco Schweiz Ag
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    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
    • H05B41/2882—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter
    • H05B41/2883—Load circuits; Control thereof the control resulting from an action on the static converter the controlled element being a DC/AC converter in the final stage, e.g. by harmonic mode starting
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the present invention relates to a circuit arrangement for operating, in particular for igniting gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps, which is used in electronic ballasts for corresponding gas discharge lamps.
  • High-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps, among other things, in that they require higher ignition voltages and their color temperature changes with the respectively supplied lamp power.
  • the latter feature has the consequence that high-pressure gas discharge lamps are difficult or not dimmable. Rather, to maintain the color temperature of the high-pressure gas discharge lamp, the energy supplied to the respective lamp must be kept constant by a corresponding regulation.
  • An electronic ballast for high-pressure gas discharge lamps must therefore on the one hand generate a high ignition voltage and on the other hand offer the possibility of keeping the power supplied to the lamp constant.
  • Known electronic ballasts for high pressure gas discharge lamps are based on a full bridge circuit comprising four controllable electronic switches. This principle will be explained below with reference to FIG. 4, wherein the circuit shown in Fig. 4, for example, from WO-A-86/04752 is known.
  • this known circuit for driving a gas discharge lamp EL in particular a high-pressure gas discharge lamp
  • a full bridge with four controllable switches Sl - S4 which are formed according to the aforementioned document in particular by bipolar transistors.
  • a series resonant circuit consisting of a coil Ll and a capacitor Cl is connected, wherein the gas discharge lamp EL to be controlled is arranged parallel to the capacitor Cl.
  • the full bridge is fed with a DC voltage Uo.
  • Free-wheeling diodes are connected in parallel with the switches or transistors S 1 -S 4, but they are not shown in FIG. 4 for the sake of simplicity.
  • the switch S1 is alternately switched on and off with a high clock frequency.
  • a direct current flows via the switch S1, the coil or inductor L1, the gas discharge lamp EL and the switch S4, which is always closed during this operating phase.
  • the gas discharge lamp EL flickers less during its operation and a higher light output is possible.
  • deposits can accumulate in the electrode region of the gas discharge lamp EL, which are caused by the constant flow of electrons in the same direction.
  • the gas discharge lamp EL is repeatedly reversed low-frequency. This happens because during a second phase of operation now the switches or transistors Sl and S4 are permanently opened and the switch S3 is permanently closed. Further, during this second phase of operation, the switch S2 is alternately turned on and off at high frequency, so that in principle the same operating mode as during the first operating phase described above, but during the second phase of operation, the current flow through the gas discharge lamp EL is reversed.
  • the full bridge shown in FIG. 4 is operated in principle with the DC voltage Uo, but with the low-frequency polarity reversal between the bridge diagonals S1 -S4 or S2-S3, ie by the low-frequency switching between the two previously described first and second operating phases, the gas discharge lamp EL and the inductor Ll supplied to a low-frequency alternating current whose frequency corresponds to the Umpolfrequenz.
  • the switch Sl or the switch S2 high frequency alternately turned on and off.
  • the size ratio between the clock frequency at which switches S1 and S2 are turned on and off alternately, and the much lower switching pole frequency should be as large as possible, and may be, for example, 1000: 1.
  • the throttle used to limit the lamp current can therefore be made smaller than in the case when it would be flowed through by a low-frequency current.
  • Ignition of the gas discharge lamp EL shown in Fig. 4 is carried out by means of the series resonant circuit formed by the inductor Ll and the capacitor Cl, wherein for ignition, an operation of the gas discharge lamp EL is required at a frequency which is close to the resonance frequency of the series resonant circuit. If this is the case, a voltage overshoot occurs at the gas discharge lamp EL, which leads to the ignition of the gas discharge lamp.
  • a control device is used according to this document, which is coupled on the output side via a capacitance with the full bridge such that the full bridge is arranged parallel to the capacitance.
  • the control device also serves to supply power to the full bridge and regulates in particular the power supplied to the gas discharge lamp. For this purpose, the voltage applied to the output terminals of the control device and the instantaneously flowing current are measured, the corresponding values are multiplied and the actual value formed is fed to the control device as the actual value of the lamp power.
  • the aforementioned control circuit is connected to the control device and provides the setpoint of the output power of the control device, wherein the control circuit, in particular during the above-described first phase of operation (start-up phase) raises the setpoint, so that the control device of the full bridge can supply a higher output power.
  • the ignition of the gas discharge lamp can be effected by an ignition device which is coupled to the arranged in the bridge arm inductance Ll.
  • the gas discharge lamp may be ignited by using the capacitance Cl connected in parallel with the gas discharge lamp EL shown in FIG. 4 and forming a series resonant circuit together with the inductance Ll.
  • the high-frequency clocked switch is in each case switched on again when the current IL2 flowing in the bridge branch has a lower reversal point, i. has reached a minimum value.
  • the present invention relates in particular to the ignition of high-pressure gas discharge lamps by means of resonance ignition, that is, the excitation of a resonant circuit which is coupled to the lamp, with a frequency which is in the range of the resonant frequency or a multiple thereof (harmonic) of the resonant circuit.
  • resonance ignition that is, the excitation of a resonant circuit which is coupled to the lamp, with a frequency which is in the range of the resonant frequency or a multiple thereof (harmonic) of the resonant circuit.
  • a starting frequency above the resonant frequency (or multiple thereof) is started and then the frequency of the voltage supplying the lamp is continuously lowered in the direction of the resonant frequency until the lamp can be detected.
  • the resulting resonance peak is at peak values, for example in the range of 2 kV, which leads to a high load of the components used, in particular because usually the dielectric strength at typical resonance frequencies in the range of, for example 15OkHz is even lower.
  • the invention addresses this point and proposes a technique to reduce the withstand voltage requirements of such resonant ignition.
  • a first aspect of the invention relates to a method for igniting a gas discharge lamp which is connected in a resonant circuit in the bridge branch of a full bridge circuit, the full bridge circuit having between two and four switches (two switches connected in series can be replaced by capacitors, for example), wherein for ignition two series-connected switches (S3, S4) are clocked complementary high frequency. During ignition, the two switches connected in series are triggered in the form of mutually time-separated RF pulse packets.
  • periods of RF pulse packets may alternate with periods during which the switches are operated at a lower frequency until, in one of the periods of lower switching frequency, an ignition of the lamp is detected, for example, from the lamp current.
  • the frequency of the high frequency clocking of the switches can be lowered from RF pulse packet to RF pulse packet.
  • the frequency is constant within an RF pulse packet.
  • It may optionally be selectively switched between an ignition mode with the RF pulse packets and a continuous resonance excitation with decreasing frequency in the direction of the resonance frequency or a harmonic thereof.
  • the invention also relates to an integrated control circuit, in particular an ASIC, which is designed for carrying out such a method.
  • the present invention relates to a circuit arrangement for igniting a gas discharge lamp, comprising a supplied with DC voltage full bridge circuit, in the bridge branch, a resonant circuit is connected and the gas discharge lamp is interconnected. Furthermore, a control unit (1) is provided, which in the ignition mode clocks two series-connected switches (S3, S4) of the full-bridge circuit in a complementary high-frequency manner. In this case, the control circuit is designed to control the two series-connected switches in the form of mutually time-separated RF pulse packets when ignited.
  • the controller may be configured to drive the switches of the full bridge circuit such that periods of RF pulse packets alternate with periods during which the lower frequency switches be operated until the control unit is detected in one of the periods of lower switching frequency ignition of the lamp.
  • the control circuit may lower the frequency of the high frequency clocking of the switches during the RF pulse packets from RF pulse packet to RF pulse packet.
  • ballast for high-pressure gas discharge lamps comprising a circuit arrangement of the above kind.
  • FIG. 1 shows a circuit diagram of a circuit arrangement known from EP1114571B1, as can also be used in the invention
  • FIG. 2a shows a first diagram illustrating time-dependent voltage and current characteristics in the circuit arrangement shown in FIG. 1, FIG.
  • FIG. 2b shows a second diagram which shows the time-dependent current profile and switching states in the circuit arrangement illustrated in FIG.
  • FIG. 3 shows an electronic ballast from EP1114571B1, in which the in Fig. 1 shown
  • FIG. 6 shows the voltage curve occurring in the resonant circuit in the pulse packet control according to the invention in accordance with FIG. 5, FIG.
  • Fig. 7 shows an alternative circuit arrangement, as it can also be used in the invention.
  • Fig. 8 shows a further alternative circuit arrangement, as it can also be used in the invention.
  • the circuit arrangement shown in Fig. 1 comprises controllable switches Sl - S4, which are connected to form a full bridge.
  • full bridge or “full bridge” according to the present invention includes circuits comprising between two and four switches. Two switches connected in series can, for example, by capacitors be replaced, so that as a minimum requirement only two series-connected switches remain, which are clocked high-frequency.
  • a DC voltage Uo is applied, which comes from a suitable DC voltage source of the corresponding electronic ballast, in which the circuit arrangement is used.
  • This voltage Uo is often referred to as bus voltage.
  • freewheeling diodes (“body diodes”) are connected in parallel with the switches S 1 -S 4, wherein only the free-wheeling diode D 1 connected in parallel to the switch S 1 is illustrated for simplicity 1 is a gas discharge lamp EL, in particular a high-pressure gas discharge lamp, which is particularly suitable for the operation of metal halide high-pressure gas discharge lamps, which are particularly high in the embodiment shown in FIG
  • high-pressure gas discharge lamps differ from low-pressure gas discharge lamps in particular in that they require higher ignition voltages and a higher pressure occurs in their smaller lamp body Luminance, however, wherein the color temperature of the respective high-pressure gas discharge lamp changes with the supplied power.
  • Electronic ballasts for high-pressure gas discharge lamps should therefore, on the one hand, provide high ignition voltages and, on the other hand, make it possible to keep the power supplied constant.
  • a series resonant circuit which comprises an inductance L 1 and a capacitance C 1, wherein the capacitance C 1 acts on a tapping point of the inductance L 1 and is connected in parallel with the switch S 4 via a further controllable switch S 5 .
  • a smoothing or filtering circuit is provided which has a further inductance L2 and a further capacitance C2, these components being connected as shown in FIG.
  • a resistor Rl is also connected, which serves as a measuring resistor (shunt) for the lamp current in periods during which the high-frequency clocked switch of the respective activated bridge diagonal is turned on.
  • the aforementioned series resonant circuit with the inductance L 1 and the capacitance C 1 serves, in combination with the further capacitance C 2, in particular for igniting the gas discharge lamp EL.
  • the series resonant circuit is excited to resonance, i. one of the resonance frequency corresponding frequency (or a multiple thereof) of the lamp supplied.
  • the excitation of the resonant circuit is effected by alternately switching the switches S3 and S4 or additionally or alternatively the switch Sl and S2.
  • two series-connected switches of the full-bridge circuit are clocked at high-frequency complementary ignition.
  • switches S1 and S2 are opened by means of a suitable control circuit and the switch S5, which is in series with the capacity Cl, closed.
  • the other two switches, for example, the switches S3 and S4, the full bridge are alternately opened and closed, this being done at a relatively high frequency (about 150 kHz).
  • the switching frequency is slowly lowered in the direction of the resonance frequency (or a multiple, that is, a harmonic of the resonance frequency) of the series resonant circuit formed by the inductance Ll and the capacitance Cl.
  • the ignition voltage of the gas discharge lamp EL is usually reached before reaching the resonance frequency.
  • the switching frequency for the switches S3 and S4 is maintained at this frequency until the lamp EL is lit.
  • the voltage dropping at the right half of L1 is, due to the autotransformer L1 implemented autotransformer principle, for example, in the ratio 1: 2 up to the left half, which is coupled to the gas discharge lamp EL, transformed, wherein the voltage occurring at the left half of the inductance Ll forms the actual ignition voltage for the gas discharge lamp EL, which is applied to the lamp via the capacitor C2.
  • the voltage dropping at the tapping point of the inductance L 1 is measured, which is proportional to the Zünd, Lamp voltage is because after the ignition of the lamp EL this dampening acts on the series resonant circuit.
  • the switch S5 is opened for the subsequent normal operation.
  • the switch S5 for the operability of the circuit arrangement according to the invention is not essential. Rather, the switch S5 could remain closed even after the ignition of the gas discharge lamp EL or basically be replaced by a corresponding bridging. With the help of the switch S5, which is opened after the ignition of the gas discharge lamp EL, however, a cleaner operation of the gas discharge lamp EL is possible. Furthermore, it should be noted that the ignition coil Ll is designed in particular such that it operates in the following explained in more detail normal operation in the saturation and thus does not affect the rest of the circuit.
  • the excitation of the resonant circuit is mainly due to the alternating switching of the switches S3 and S4.
  • the switches Sl and S2 can be kept open during the ignition or can be activated in addition to the switches S3 and S4.
  • a bridge diagonal is activated in each case, that is to say either the switches S 1 and S 4 or the switches S 2 and S 3.
  • the full bridge is reversed with a relatively low frequency, which may be in particular in the range 80-400 Hz, while the switch Sl or S2 of each activated bridge diagonal also high frequency, for example, with a frequency of about 90 kHz, alternately on and is turned off.
  • This high frequency switching on and off of the switch Sl or S2 is carried out by means of a high-frequency pulse width modulated control signal of a corresponding control circuit which is screened by means of the components consisting of the elements L2 and C2 filter or smoothing circuit, so that at the gas discharge lamp EL only the linear average of the current flowing over the bridge branch branch current iL2 is applied.
  • the power supplied to the full bridge can be kept constant, which - as has been mentioned in particular for the Operation of high-pressure gas discharge lamps is important.
  • the low-frequency component of the gas discharge lamp El supplied current is generated by switching or reversing the polarity of the two bridge diagonals, ie by switching from Sl and S4 to S2 and S3.
  • the lamp EL low frequency is generated by switching or reversing the polarity of the two bridge diagonals, ie by switching from Sl and S4 to S2 and S3.
  • the lamp EL low frequency to the supply voltage Uo or grounded, so that applied to the terminals of the lamp EL essentially only the low-frequency component.
  • the controllable switch S1 or S2 of the respectively activated bridge diagonal is always closed when the branch current i L2 flowing across the inductance L2 has reached its minimum.
  • minimum is meant the lower reversal point of the current iL2, although this minimum may well be in the slightly negative current value range.
  • this current is interrupted iL2, where - like has already been mentioned - the switch S2 in particular high frequency and regardless of the switching state of the switch S3 is alternately opened and closed.
  • the opening of the switch S2 has the consequence that the current iL2, while initially on the freewheeling diode Dl of the open switch Sl in the same direction continues to flow, but decreases continuously and can finally reach a negative value.
  • the reaching of this lower reversal point of the current il2 is monitored and the switch S2 closed again after detecting this lower reversal point, so that the current rises again. That is, that high-frequency switching of the switch S2 occurs whenever the lower reversal point of the current iL2 has been reached.
  • the opening of the switch S2 can be chosen arbitrarily in principle, wherein the time of opening of the switch is particularly crucial for the power supply of the gas discharge lamp EL, so that by appropriate adjustment of the opening time, the power supplied to the lamp can be controlled or kept constant.
  • the time or the maximum value of the branch current iL2 be used.
  • a voltage is applied to it, which in the present case is approximately 400 volts.
  • this voltage collapses, i. It drops very rapidly from 400 volts to 0 volts.
  • the special feature of a field effect transistor is that the current already begins to flow upon activation of the corresponding field effect transistor, before the corresponding voltage has fallen to 0 volts. In this short period of time between the increase of the current flowing to the field effect transistor and the reaching of the voltage 0 volts is determined by the
  • the current flowing through the inductor L2 current iL2 flows through the freewheeling diode of Dl when the switch Sl is open and the switch S2 is still open. If the switch S2 is closed and the switch S1 opened, it takes a certain period of time until the electrons could be eliminated from the barrier layer of the freewheeling diode Dl. During this time, the field effect transistor Sl is practically in a conductive state.
  • the field effect transistor S2 during a relatively short period of time until clearing of the barrier layer of the freewheeling diode Dl, the field effect transistor Sl is assigned to the full operating voltage Uo, which is about 400 volts, is applied, which may also lead to the above-described overloading and possibly even destruction of the field effect transistor S2. Due to the previously proposed procedure, namely the switching on of the switch S2 whenever the current iL2 flowing through the inductance L2 has reached a minimum, the effect previously described with reference to the clearing-out time of the switch or field-effect transistor S1 is almost irrelevant, so that for the switches Sl-S4 field effect transistors can be used, which have relatively long Aus Hurm profession for the associated freewheeling diodes.
  • the instantaneous value of the current iL2 and the time at which it reaches its reversal point be known.
  • the instantaneous value of the current iL2 can be determined, for example, by measuring the voltage drop across the resistor Rl.
  • the lower reversal point of the current iL2 is preferably determined by a voltage tapped off transformer-wise at the coil L2.
  • a winding or coil (not shown in FIG. 1) can be transformer-coupled to the coil L2, which leads to a differentiation of the current iL2 flowing through the coil L2 and thus permits a statement about the reversal point of the current iL2.
  • the lower reversal point can also be indirectly detected by other feedback signals, for example the center point voltage at the connection point of the switches S1 and S2. It is only important that the time of the lower minimum of the bridge branch current is detectable. By contrast, quantative statements on this current are not required for determining the switch-on time of the high-frequency clocked switch.
  • the switch S3 is permanently closed, and the switches Sl and S4 are permanently open. Furthermore, the switch S2 is alternately turned on and off at high frequency during this period Tl. From Fig. 2 it is particularly apparent that the switch S2 is always closed when the current flowing through the coil L2 current il2 has reached its lower reversal point, ie its minimum value, so that there is the pulse-like course of the voltage u. The slope of the edges of the current iL2 is determined by the inductance of the coil L2.
  • the current average value of the current iL2 can be changed and thus the power supplied to the lamp EL and its color temperature can be controlled.
  • the high-frequency characteristic of the current iL2 is smoothed by the components L2 and C2, so that the smoothed curve shown in FIG. 2 results for the voltage uEL applied to the gas discharge lamp EL.
  • the switches S2 and S3 are permanently opened, and the switch S4 is switched on permanently.
  • the switch S1 is now switched on and off in a high-frequency manner, so that the course of the voltages Uj and uEL as well as of the current iL2 shown in FIG. 2 results.
  • this Umpolfrequenz in particular in the range 80-400 Hz may be, while the high-frequency clock frequency of the switch S2 (during the period TA and of the switch Sl (during the period T2) may be in the range around 90 kHz.
  • the control circuit which controls the switches S 1 -S 4, advantageously designed such that they the current peaks of the current iL2 before and after the Switching between the operating phases TA and T2 reduced.
  • This diagram shows the current waveform iL2 and the state of the second and third switches 2, 3 during the time period T.
  • the other two switches are open in this period T ,.
  • both switches are closed and the current iL2 increases continuously.
  • the second switch S2 is opened and il2 decreases slowly.
  • the third switch S3 will now also be opened in a third phase x3 from a predetermined time after the opening of the second switch S2. The current now flows through the two freewheeling diodes of the first and fourth switches and now decreases more than during the second phase x2.
  • the low-frequency switching between the two bridge diagonals is analogous to the previous embodiment, wherein also here advantageously the current peaks of the current iL2 before and after the switching between the operating phases Tl, and T2 can be reduced. It is a known feature of high pressure gas discharge lamps that they have a relatively poorly controllable and unstable behavior until complete heating. The complete warming occurs about after 1-2 minutes. During warm-up, the voltage across the lamp may be lower than during normal operation. If the ballast were operated in the warm-up phase as in the normal operation described above, the reduced lamp voltage would result in a current ixi flowing through the inductance L2 with a correspondingly small slope diL2 / dt, so that the reversal point of iL2 might not be reliable can be detected.
  • the UmsehaltZeit Vietnamese winding for detecting the reversal point of the current iL2 is provided, a higher voltage is generated, so that a reliable detection or monitoring of the current iL2 is possible.
  • the change from the warm-up phase to the normal mode takes place after reaching the Operating temperature of the lamp, for example, after exceeding a threshold (about 45V) by the lamp voltage, preferably still waits until the actual switching a certain period of time.
  • FIG. 3 shows the use of the circuit arrangement shown in FIG. 1 according to the present invention in an electronic ballast for operating gas discharge lamps, in particular high-pressure gas discharge lamps.
  • the electronic ballast on a radio-interference filter with a balancing transformer L4, L5 and capacitors C3 and C4, which are connected to a current-carrying conductor L, a NuIHeiter and a ground conductor of a supply voltage network.
  • the radio noise filter is connected to a 5 rectifier comprising diodes D5 - D8.
  • this rectifier Connected to this rectifier is a circuit which acts as a boost converter and resistors R2-R6, capacitors C5 and C6, a diode D9, a transformer L6, L7, a field-effect transistor S6 and an integrated control circuit 4 supplied by a supply voltage VCC - eg ASIC or ⁇ C - which in particular drives the field effect transistor S ⁇ , which serves as a switch, by means of a pulse width modulated signal as a function of the voltage picked up at the resistor R3.
  • VCC - eg ASIC or ⁇ C - which in particular drives the field effect transistor S ⁇ , which serves as a switch, by means of a pulse width modulated signal as a function of the voltage picked up at the resistor R3.
  • the electronic ballast shown in Fig. 3 comprises the circuit arrangement shown in Fig. 1, wherein the corresponding components are provided with identical reference numerals, so that a repetition of the description of these components can be dispensed with.
  • the previously mentioned winding L3 is shown, which is transformer-coupled to the in-bridge branch of the full bridge inductance L2 and for detecting the reversal point of the current iL2 (see Fig.
  • the central control circuit 1 which is fed by a supply voltage VDD and on the one hand with the aid of the coil L3 detects the reversal point of the current iL2 and with the aid of the tapped off at the resistor Rl voltage, the instantaneous level of the current iL2. Furthermore, this control circuit 1, which can be designed in particular as a user-specific integrated circuit Application Specific Integrated Circuit (ASIC), monitors the voltage applied at the tap point of the coil Ll of the series resonant circuit, with the aid of which the ignition of the gas discharge lamp EL can be detected.
  • ASIC Application Specific Integrated Circuit
  • the outputs of the control circuit 1 are coupled to bridge drivers 2, 3 which each serve to drive the field-effect transistors S1 and S2 or S3 and S4.
  • the ignition does not become continuous Resonance mode (with slowly downwardly shifting frequency) is used, but as shown in Fig. 5, the switches S3, S4 and also complementarily the switches Sl, S2 high-frequency complementary in the form of pulse packets (for example, 10 periods with a fixed frequency) operated, follow the phases in which the switch Sl is operated low frequency.
  • these phases of the low-frequency clocking of the switch Sl for example, an ignition can be detected via the lamp current detection. If no ignition is detected in this period of low frequency timing of the switch Sl, followed by a new pulse packet, but this time with reduced frequency.
  • an initialization of the circuit can be performed before a new pulse packet is started. This initialization corresponds to a reset of the circuit. In this case, the two switches S2 and S4 are activated and thus the two midpoints of the half bridges S1, S2 and S3, S4 pulled to a low potential. In this way, a potential defined starting situation for the next attempt at ignition by creating a new pulse packet can be created.
  • This sequence of high-frequency pulse packets and low-frequency clocking takes place until an ignition of the lamp can be detected with gradually lower, fixed frequency of the RF pulse packets.
  • the invention thus provides a pulsed resonance ignition.
  • This pulsed resonance ignition results in a voltage frequency spectrum which continues to show a voltage peak in the region of the resonance frequency, which, however, is lower by a factor of 10, for example.
  • Reason for that is through the pulsed Resonance ignition a voltage waveform as shown in Figure 6 shows.
  • FIG. 6 shows on a time axis the self-adjusting ignition voltage with different capacitive loads, which therefore correspond to different line lengths of the supply cable.
  • the frequency is slowly lowered in the direction of the resonance frequency (or a multiple thereof). Accordingly, the resonance peak at the beginning of each pulse packet gradually falls higher until the ignition of the lamp can be detected.
  • control circuit 1 which the switch S1-S4 also in
  • Switching can be triggered, for example, by a command arriving via a bus line and a bus interface of the operating device.
  • the pulse packets and their time interval are selected such that the ignition voltage decays before the next following RF pulse train is excited.
  • the switches S 1 -S 4 are excited in such a way that the switches S 1 and S 4 are simultaneously clocked, and the switches S 2 and S 3 are complementarily clocked.
  • the half bridge S1, S2 can be kept open. In this case, only the series-connected switches S3, S4 are then switched to complementary high-frequency.
  • the inductance L2 is driven to saturation at the end of a pulse packet. Accordingly, the coil L2 can be made less expensive and smaller in comparison with the prior art.
  • the advantage of resonant ignition is maintained so that capacitive loads caused, for example, by long leads can be overcome (see FIG. 6). These capacitive loads, caused for example by long leads, however, pose a problem in a superposition ignition.
  • the switch S5 is omitted and so to speak, permanently bridged.
  • the capacitor Cl of the series resonant circuit consisting of the autotransformer Ll and just this capacitor Cl is connected at one end to ground.
  • an additional capacitor CN is provided which, on the one hand, communicates with the connection point between the inductance L 1 and the capacitance C 1 of the
  • the additional capacitance CN may also be connected between a connection point between the inductance Ll and the capacitance Cl of the series resonant circuit and a connection point of the third and fourth switches S3 and S4.
  • This additional capacity CN ' which may therefore be provided alternatively or additionally to the additional capacity CN already explained, is thus connected in parallel with the right branch of the autotransformer Ll in FIG.
  • the already explained additional capacity CN is connected in parallel with the gas discharge lamp EL and the left branch of the auto-transformer Ll by transforming the ignition voltage.

Abstract

Zum Zünden einer Gasentladungslampe, die in einem Resonanzkreis im Brückenzweig einer Vollbrückenschaltung verschaltet ist, werden wenigstens zwei in Serie geschaltete Schalter (S3, S4) einer Halbbrücke der Vollbrückenschaltung komplementär hochfrequent getaktet. Dabei werden zum Zünden die beiden in Serie geschalteten Schalter in Form von voneinander zeitlich getrennten HF- Impulspaketen angesteuert werden.

Description

Schaltungsanordnung zum Zünden von HID-Gasentladungslampen
Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betreiben, insbesondere zum Zünden von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck- Gasentladungslampen, welche in elektronischen Vorschaltgeräten für entsprechende Gasentladungslampen zum Einsatz kommt.
Hochdruck-Gasentladungslampen unterscheiden sich von Niederdruck-Gasentladungslampen unter anderem dadurch, dass sie höhere Zündspannungen benötigen und sich ihre Farbtemperatur mit der jeweils zugeführten Lampenleistung ändert. Die letztgenannte Eigenschaft hat zur Folge, daß Hochdruck-Gasentladungslampen nur schwer oder nicht dimmbar sind. Vielmehr muß zur Erhaltung der Farbtemperatur der Hochdruck-Gasentladungslampe die der jeweiligen Lampe zugeführte Energie durch eine entsprechende Regelung konstant gehalten werden. Ein elektronisches Vorschaltgerät für Hochdruck- Gasentladungslampen muß demnach zum einen eine hohe Zündspannung erzeugen und zum anderen die Möglichkeit bieten, die der Lampe zugeführte Leistung konstant zu halten.
Bekannte elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck- Gasentladungslampen basieren auf einer Vollbrückenschaltung, die vier steuerbare elektronische Schalter umfaßt. Dieses Prinzip soll nachfolgend anhand Fig. 4 erläutert werden, wobei die in Fig. 4 gezeigte Schaltung beispielsweise aus der WO-A-86/04752 bekannt ist. Wie bereits erwähnt worden ist, umfaßt diese bekannte Schaltung zum Ansteuern einer Gasentladungslampe EL, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, eine Vollbrücke mit vier steuerbaren Schaltern Sl - S4, die gemäß der zuvor genannten Druckschrift insbesondere durch Bipolartransistoren gebildet sind. In dem Brückenzweig dieser Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis bestehend aus einer Spule Ll und einem Kondensator Cl geschaltet, wobei die anzusteuernde Gasentladungslampe EL parallel zu dem Kondensator Cl angeordnet ist. Die Vollbrücke wird mit einer Gleichspannung Uo gespeist. Zu den Schaltern bzw. Transistoren Sl - S4 sind Freilaufdioden parallel geschaltet, die jedoch der Einfachheit halber in Fig. 4 nicht dargestellt sind. Zum Betreiben der Gasentladungslampe EL wird in der WO-A- 86/04752 vorgeschlagen, während einer ersten Betriebsphase den Schalter S4 zu schließen und die Schalter S2 und S3 zu öffnen. Des weiteren wird während dieser ersten Betriebsphase der Schalter Sl mit einer hohen Taktfrequenz abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Während der Einschaltdauer des Schalters Sl fließt ein Gleichstrom über den Schalter Sl, die Spule bzw. Drossel Ll, die Gasentladungslampe EL und den während dieser Betriebsphase stets geschlossenen Schalter S4. Durch Öffnen des Transistors Sl wird der Stromfluß unterbrochen und die in der Spule Ll durch den Stromfluß zuvor aufgebaute magnetische Energie in elektrische Energie umgesetzt, die eine Gegenspannung liefert, welche bis zum nächsten Einschaltzeitpunkt des Schalters Sl den Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL in gleicher Richtung aufrecht erhält, wobei die in der Spule Ll gespeicherte Energie abgebaut wird. Durch erneutes Einschalten des Schalters Sl wird erneut der zuvor beschriebene Stromkreis geschlossen, so daß sich der oben erwähnte Vorgang wiederholt. Während dieser ersten Betriebsphase, in der die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet und der Schalter S4 dauerhaft geschlossen ist und der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd geöffnet und geschlossen wird, wird die Gasentladungslampe EL stets in gleicher Richtung vom Strom durchflössen. Dies führt dazu, daß die Gasentladungslampe EL während ihres Betriebs weniger flackert und eine höhere Lichtausbeute möglich ist. Beim dauerhaften Betrieb mit der Gleichspannung Uo können sich jedoch im Elektrodenbereich der Gasentladungslampe EL Ablagerungen ansammeln, welche durch den stets in gleiche Richtung strömenden Elektronenfluß verursacht werden. Um diese Ablagerungen zu vermeiden, wird die Gasentladungslampe EL wiederholt niederfrequent umgepolt. Dies geschieht dadurch, daß während einer zweiten Betriebsphase nunmehr die Schalter bzw. Transistoren Sl und S4 dauerhaft geöffnet und der Schalter S3 dauerhaft geschlossen wird. Des weiteren wird während dieser zweiten Betriebsphase der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich im Prinzip dieselbe Betriebsweise wie während der zuvor beschriebenen ersten Betriebsphase einstellt, wobei jedoch während der zweiten Betriebsphase der Stromfluß durch die Gasentladungslampe EL umgekehrt ist.
Zusammenfassend kann demnach festgestellt werden, daß die in Fig. 4 gezeigt Vollbrücke im Prinzip mit der Gleichspannung Uo betrieben wird, wobei jedoch durch das niederfrequente Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl -S4 bzw. S2 - S3 , d.h. durch das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden zuvor beschriebenen ersten und zweiten Betriebsphasen, der Gasentladungslampe EL und der Drossel Ll ein niederfrequenter Wechselstrom zugeführt wird, dessen Frequenz der Umpolfrequenz entspricht. Während der beiden Betriebsphasen wird entweder der Schalter Sl oder der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet. Das Größenverhältnis zwischen der Taktfrequenz, mit der die Schalter Sl bzw. S2 abwechselnd ein- und ausgeschaltet werden, und der deutlich niedrigeren Umpolfrequenz sollte möglichst groß gewählt werden, und kann beispielsweise 1000:1 betragen. Je größer dieses Verhältnis ist, umso kleiner kann die Drossel bzw. Spule Ll dimensioniert werden. Aufgrund des hochfrequenten Umschaltens der Schalter Sl bzw. S2 wird ein entsprechend hochfrequenter Strom erzeugt, der durch die Drossel Ll fließt. Die zur Begrenzung des Lampenstroms dienende Drossel kann daher kleiner dimensioniert werden als im Fall, wenn sie von einem niederfrequenten Strom durchflössen werden würde.
Das Zünden der in Fig. 4 gezeigten Gasentladungslampe EL erfolgt mit Hilfe des durch die Drossel Ll und den Kondensator Cl gebildeten Serienresonanzkreises, wobei zum Zünden ein Betrieb der Gasentladungslampe EL mit einer Frequenz erforderlich ist, die in der Nähe der Resonanzfrequenz des Serienresonanzkreises liegt. Ist dies der Fall, tritt an der Gasentladungslampe EL eine Spannungsüberhöhung auf, die zum Zünden der Gasentladungslampe führt.
Aus der EP-A2-0740492 ist eine Schaltungsanordnung zum Zünden und Betreiben einer Gasentladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Gasentladungslampe, bekannt. Zum Zünden bzw. Betreiben der Gasentladungslampe wird in dieser Druckschrift vorgeschlagen, mit Hilfe einer entsprechenden Steuerschaltung die in den Brückendiagonalen angeordneten Schalter Sl, S4 bzw. S2 , S3 der Vollbrücke während einer ersten Betriebsphase komplementär mit einer relativ hohen Frequenz zu steuern, bis die Gasentladungslampe zündet. Anschließend schaltet die Steuerschaltung in eine zweite Betriebsphase (Nominalbetriebsphase) um, in der die Steuerschaltung die Schalter S1-S4 der Vollbrückenanordnung komplementär mit einer relativ niedrigen Frequenz ansteuert. Zudem wird gemäß dieser Druckschrift eine Regeleinrichtung verwendet, die ausgangsseitig über eine Kapazität mit der Vollbrücke derart gekoppelt ist, daß die Vollbrücke parallel zu der Kapazität angeordnet ist. Die Regeleinrichtung dient zudem zur Spannungsversorgung der Vollbrücke und regelt insbesondere die der Gasentladungslampe zugeführte Leistung. Zu diesem Zweck wird die an den Ausgangsklemmen der Regeleinrichtung anliegende Spannung sowie der augenblicklich fließende Strom gemessen, die entsprechenden Werte werden multipliziert und der gebildete Istwert als Istwert der Lampenleistung der Regeleinrichtung zugeführt. Die zuvor erwähnte Steuerschaltung ist mit der Regeleinrichtung verbunden und gibt den Sollwert der Ausgangsleistung der Regeleinrichtung vor, wobei die Steuerschaltung insbesondere während der oben beschriebenen ersten Betriebsphase (Anlaufbetriebsphase) den Sollwert anhebt, damit die Regeleinrichtung der Vollbrücke eine höhere Ausgangsleistung zuführen kann. Die Zündung der Gasentladungslampe kann durch eine Zündvorrichtung erfolgen, die mit der im Brückenzweig angeordneten Induktivität Ll gekoppelt ist. Alternativ kann die Gasentladungslampe durch Verwendung der in Fig. 4 gezeigten und der Gasentladungslampe EL parallel geschalteten Kapazität Cl gezündet werden, die zusammen mit der Induktivität Ll einen Serienresonanzkreis bildet. Aus der DE 199 16 879 Al ist eine Schaltungsanordnung zum Betreiben von Hochdruck-Gasentladungslampen (HID-Lampen) bekannt, wie sie aus den Figuren 1-3 der vorliegenden Anmeldung bekannt ist. Dabei werden die Schalter Sl, S2 , S3 und S4 (siehe Fig. 1) jeweils so getaktet, dass abwechselnd eine der Brückendiagonalen Sl, S4 bzw. S3 , S2 aktiviert ist. Dabei besteht jede Brückendiagonale aus einem hochfrequent getakteten und einem niederfrequent getakteten Schalter.
Der hochfrequent getaktete Schalter wird dabei jeweils wieder eingeschaltet, wenn der in dem Brückenzweig fließende Strom IL2 einen unteren Umkehrpunkt, d.h. einen minimalen Wert, erreicht hat.
Weiterhin ist es aus der DE 199 16 878 Al bekannt, dass der niederfrequent getaktete Schalter einer aktivierten Brückendiagonale zusätzlich zu einem geöffneten hochfrequent getakteten Schalter geöffnet wird, falls der Brückenzweigstrom nach einer vorgegebenen Zeitdauer noch nicht seinen Minimalwert erreicht hat.
Die vorliegende Erfindung bezieht sich insbesondere auf das Zünden von Hochdruck-Gasentladungslampen mittels Resonanzzündung, also der Anregung eines Resonanzkreises, der mit der Lampe gekoppelt ist, mit einer Frequenz, die im Bereich der Resonanzfrequenz oder eines Vielfachen davon (harmonische) des Resonanzkreises ist. Beim Stand der Technik wird wie gesagt mit einer Startfrequenz oberhalb der Resonanzfrequenz (oder des Vielfachen davon) begonnen und dann kontinuierlich die Frequenz der die Lampe versorgenden Spannung in Richtung der Resonanzfrequenz erniedrigt, bis das Zünden der Lampe detektiert werden kann. Dabei besteht der Nachteil, dass die sich ergebende Resonanzüberhöhung zu Spitzenwerten beispielsweise im Bereich von 2KV liegt, was zu einer hohen Belastung der verwendeten Bauteile führt, insbesondere da üblicherweise die Spannungsfestigkeit bei typischen Resonanzfrequenzen im Bereich von beispielsweise 15OkHz noch niedriger ist.
Die Erfindung setzt an diesem Punkt an und schlägt eine Technik vor, um die Spannungsfestigkeitsanorderungen einer derartigen Resonanzzündung zu verringern.
Diese Aufgabe wird gelöst durch die Merkmale der unabhängigen Ansprüche. Die abhängigen Ansprüche bilden den zentralen Gedanken der Erfindung in besonders vorteilhafter Weise weiter.
Ein erster Aspekt der Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zum Zünden einer Gasentladungslampe, die in einem Resonanzkreis im Brückenzweig einer Vollbrückenschaltung verschaltet ist, wobei die Vollbrückenschaltung zwischen zwei und vier Schalter aufweist (zwei in Serie geschaltete Schalter können bspw. durch Kondensatoren ersetzt werden) , wobei zum Zünden zwei in Serie geschaltete Schalter (S3, S4) komplementär hochfrequent getaktet werden. Dabei werden beim Zünden die beiden in Serie geschalteten Schalter in Form von voneinander zeitlich getrennten HF- Impulspaketen angesteuert werden.
Beim Zünden können sich Perioden mit HF-Impulspaketen mit Perioden abwechseln, während der die Schalter mit niedrigerer Frequenz betrieben werden, bis in einer der Perioden mit niedrigerer Schalterfrequenz eine Zündung der Lampe bspw. anhand des Lampenstroms erfasst wird. Die Frequenz der hochfrequenten Taktung der Schalter kann von HF-Impulspaket zu HF-Impulspaket abgesenkt wird.
Die Frequenz ist dagegen innerhalb eines HF-Impulspaketes konstant .
Es kann ggf. selektiv zwischen einem Zündbetrieb mit den HF-Impulspaketen und einer kontinuierlichen Resonanzanregung mit fallender Frequenz in Richtung der Resonanzfrequenz oder einer Harmonischen davon umgeschaltet werden.
Die Erfindung bezieht sich auch auf eine Integrierte Steuerschaltung, insbesondere einen ASIC, der zur Durchführung eines derartigen Verfahrens ausgelegt ist.
Weiterhin bezieht sich die vorliegende Erfindung auf eine Schaltungsanordnung zum Zünden einer Gasentladungslampe, aufweisend eine mit DC-Spannung versorgte Vollbrückenschaltung, in deren Brückenzweig ein Resonanzkreis geschaltet ist und die Gasentladungslampe verschaltbar ist. Weiterhin ist vorgesehen eine Steuereinheit (1), die im Zündbetrieb zwei in Serie geschaltete Schalter (S3, S4) der Vollbrückenschaltung komplementär hochfrequent taktet. Dabei ist die Steuerschaltung dazu ausgelegt, beim Zünden die beiden in Serie geschalteten Schalter in Form von voneinander zeitlich getrennten HF-Impulspaketen anzusteuern.
Die Steuereinheit kann dazu ausgelegt sein, die Schalter der Vollbrückenschaltung derart anzusteuern, dass sich Perioden mit HF-Impulspaketen mit Perioden abwechseln, während der die Schalter mit niedrigerer Frequenz betrieben werden, bis die Steuereinheit in einer der Perioden mit niedrigerer Schalterfrequenz eine Zündung der Lampe erfasst wird.
Die Steuerschaltung kann die Frequenz der hochfrequenten Taktung der Schalter während der HF- Impulspakete von HF- Impulspaket zu HF-Impulspaket absenken.
Schliesslich ist auch vorgesehen ein Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen, aufweisend eine Schaltungsanordnung der oben gebannten Art.
Die vorliegende Erfindung wird nachfolgend anhand bevorzugter Ausführungsbeispiele unter Bezugnahme auf die beigefügte Zeichnung näher beschrieben.
Fig. 1 zeigt ein Schaltbild einer aus der EP1114571B1 bekannten Schaltungsanordnung, wie sie auch bei der Erfindung Verwendung finden kann,
Fig. 2a zeigt ein erstes Diagramm, welches zeitabhängige Spannungs- und Stromverläufe in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung darstellt,
Fig. 2b zeigt ein zweites Diagramm, welches den zeitabhängigen Stromverlauf und Schaltzustände in der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung entsprechend einer
Weiterbildung darstellt,
Fig. 3 zeigt ein aus der EP1114571B1 elektronisches Vorschaltgerät , bei dem die in Fig. 1 gezeigte
Schaltungsanordnung eingesetzt ist und das auch bei der Erfindung Verwendung finden kann,
Fig. 4 zeigt eine Schaltungsanordnung gemäß dem bekannten Stand der Technik WO-A-86/04752 ,
Fig. 5 zeigt eine erfindungsgemässe Ansteuerung der Schalter der Vollbrückenschaltung beim Zündbetrieb,
Fig. 6 zeigt den sich im Resonanzkreis einstellenden Spannungsverlauf bei der erfindungsgemässen Impulspaket-Ansteuerung der Schalter gemäss Figur 5,
Fig. 7 zeigt ein alternative Schaltungsanordnung, wie sie auch bei der Erfindung Verwendung finden kann, und
Fig. 8 zeigt ein weitere alternative Schaltungsanordnung, wie sie auch bei der Erfindung Verwendung finden kann.
Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung umfaßt steuerbare Schalter Sl - S4, die zu einer Vollbrücke verschaltet sind.
Generell ist indessen festzuhalten, dass unter dem Begriff „Vollbrücke" oder „Vollbrückenschaltung" gemäss der vorliegenden Erfindung Schaltungen umfasst sind, die zwischen zwei und vier Schalter aufweisen. Zwei in Serie geschaltete Schalter können bspw. durch Kondensatoren ersetzt werden, so dass als Mindestanforderung nur zwei in Serie geschaltete Schalter verbleiben, die hochfrequent getaktet werden.
An die Vollbrücke ist eine Gleichspannung Uo angelegt, die von einer geeigneten Gleichspannungsquelle des entsprechenden elektronischen Vorschaltgeräts, in dem die Schaltungsanordnung verwendet wird, stammt. Diese Spannung Uo wir oft auch als Busspannung bezeichnet . Zu den Schaltern Sl - S4 sind jeweils Freilaufdioden („Bodydioden" ) parallel geschaltet, wobei der Einfachheit halber in Fig. 1 lediglich die dem Schalter Sl parallel geschaltete Freilaufdiode Dl dargestellt ist. Als Schalter Sl - S4 werden vorzugsweise Feldeffekttransistoren verwendet, die die Freilaufdioden bereits enthalten. In dem Brückenzweig der in Fig. 1 gezeigten Vollbrücke ist eine anzusteuernde Gasentladungslampe EL, insbesondere eine Hochdruck-Gasentladungslampe, angeordnet. Die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung ist insbesondere für den Betrieb von Metallhalogen-Hochdruck-Gasentladungslampen geeignet, die besonders hohe Zündspannungen benötigen. Wie bereits eingangs erwähnt worden ist, unterscheiden sich Hochdruck-Gasentladungslampen von Niederdruck- Gasentladungslampen insbesondere dadurch, daß sie höhere Zündspannungen benötigen und in ihrem kleineren Lampenkörper ein höherer Druck auftritt. Desweiteren weisen Hochdruck-Gasentladungslampen eine höhere Leuchtdichte auf, wobei sich jedoch die Farbtemperatur der jeweiligen Hochdruck-Gasentladungslampe mit der zugeführten Leistung ändert.
Elektronische Vorschaltgeräte für Hochdruck- Gasentladungslampen sollten daher einerseits hohe Zündspannungen bereitstellen und andererseits eine Konstanthaltung der zugeführten Leistung ermöglichen. Mit dem Brückenzweig der in Fig. 1 dargestellten Vollbrücke ist ein Serienresonanzkreis gekoppelt, der eine Induktivität Ll und eine Kapazität Cl umfaßt, wobei die Kapazität Cl an einen Anzapfungspunkt der Induktivität Ll angreift und über einen weiteren steuerbaren Schalter S5 parallel zu dem Schalter S4 geschaltet ist. Darüber hinaus ist eine Glättungs- oder Filterschaltung vorgesehen, die eine weitere Induktivität L2 und eine weitere Kapazität C2 aufweist, wobei diese Bauelemente wie in Fig. 1 gezeigt verschaltet sind. An die Vollbrücke ist zudem ein Widerstand Rl angeschlossen, der als Meßwiderstand (Shunt) für den Lampenstrom in Perioden dient, während denen der hochfrequent getaktete Schalter der jeweils aktivierten Brückendiagonale eingeschaltet ist.
Der zuvor erwähnte Serienresonanzkreis mit der Induktivität Ll und der Kapazität Cl dient in Kombination mit der weiteren Kapazität C2 insbesondere zum Zünden der Gasentladungslampe EL. Zu diesem Zweck wird der Serienresonanzkreis in Resonanz angeregt, d.h. eine der Resonanzfrequenz entsprechende Frequenz (oder ein Vielfaches davon) der Lampe zugeführt. Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt durch abwechselndes Schalten der Schalter S3 und S4 oder zusätzlich oder alternativ der Schalter Sl und S2. Es werden also vorzugsweise zwei in Serie geschaltete Schalter der Vollbrückenschaltung beim Zünden komplementär hochfrequent getaktet.
Dies soll nachfolgend näher erläutert werden. Zum Zünden der Gasentladungslampe EL werden zwei unmittelbar in Serie geschaltete Schalter, beispielsweise die Schalter Sl und S2, mit Hilfe einer geeigneten Steuerschaltung geöffnet und der Schalter S5, der sich in Serie mit der Kapazität Cl befindet, geschlossen. Die anderen beiden Schalter, beispielsweise die Schalter S3 und S4, der Vollbrücke werden abwechselnd geöffnet und geschlossen, wobei dies mit einer relativ hohen Frequenz (ca. 150 kHz) erfolgt. Die Schaltfrequenz wird langsam in Richtung auf die Resonanzfrequenz (oder eines Vielfachen, also einer Harmonischen der Resonanzfrequenz) des durch die Induktivität Ll und die Kapazität Cl gebildeten Serienresonanzkreises abgesenkt. Die Zündspannung der Gasentladungslampe EL wird in der Regel bereits vor Erreichen der Resonanzfrequenz erreicht. In diesem Fall wird die Schaltfrequenz für die Schalter S3 und S4 auf dieser Frequenz gehalten bis die Lampe EL zündet. Die an der rechten Hälfte von Ll abfallende Spannung wird aufgrund des durch die Induktivität Ll realisierten Spartransformatorprinzips beispielsweise im Verhältnis 1:2 auf die linke Hälfte, die mit der Gasentladungslampe EL gekoppelt ist, hochtransformiert, wobei die an der linken Hälfte der Induktivität Ll auftretende Spannung die tatsächliche Zündspannung für die Gasentladungslampe EL bildet, die über die Kapazität C2 an die Lampe angelegt wird. Um das Zünden der Gasentladungslampe EL zu erfassen, wird die an dem Anzapfungspunkt der Induktivität Ll abfallende Spannung gemessen, welche proportional zur Zündbzw. Lampenspannung ist, da nach dem Zünden der Lampe EL diese dämpfend auf den Serienresonanzkreis einwirkt. Nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL wird der Schalter S5 für den nachfolgenden Normalbetrieb geöffnet.
Ergänzend ist zu bemerken, daß der Schalter S5 für die Funktionsfähigkeit der erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung nicht unbedingt erforderlich ist. Vielmehr könnte der Schalter S5 auch nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geschlossen bleiben oder grundsätzlich durch eine entsprechende Überbrückung ersetzt sein. Mit Hilfe des Schalters S5, der nach erfolgter Zündung der Gasentladungslampe EL geöffnet wird, ist jedoch ein saubererer Betrieb der Gasentladungslampe EL möglich. Des weiteren ist zu bemerken, daß die Zündspule Ll insbesondere derart ausgelegt ist, daß sie im nachfolgend noch näher erläuterten Normalbetrieb in der Sättigung arbeitet und somit den Rest der Schaltung nicht beeinflußt. Dies kann beispielsweise dadurch erreicht werden, daß als Zündspule Ll eine Spule mit einem Eisenkern verwendet wird, der im Normalbetrieb in der Sättigung betrieben wird, so daß die Spule Ll nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL im Normalbetrieb lediglich eine vernachlässigbare Induktivität bildet. Im Normalbetrieb ist somit lediglich die ebenfalls im Brückenzweig vorgesehene Induktivität L2 strombegrenzend wirksam.
Die Anregung des Resonanzkreises erfolgt vor allem durch das abwechselnde Schalten der Schalter S3 und S4. Die Schalter Sl und S2 können während der Zündung offen gehalten werden oder aber auch komplementär zu den Schaltern S3 und S4 aktiviert werden. Im Fall der komplementären Ansteuerung wird jeweils eine Brückendiagonale aktiviert, also entweder die Schalter Sl und S4 oder aber die Schalter S2 und S3.
Nachfolgend soll der nach dem Zünden der Gasentladungslampe EL initiierte Normalbetrieb näher erläutert werden, wobei während des Normalbetriebs die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung bzw. Vollbrücke in einem sog. Discontinuous-Modus betrieben wird. Prinzipiell wird die in Fig. 1 gezeigte Vollbrücke mit den steuerbaren Schaltern S1-S4 auf an sich bekannte Art und Weise während des Normalbetriebs betrieben, d.h. die beiden Brückendiagonalen mit den Schaltern Sl und S4 bzw. S2 und S3 werden abwechselnd aktiviert und deaktiviert und somit die entsprechenden Schalter der beiden Brückendiagonalen abwechselnd bzw. komplementär zueinander ein- und ausgeschaltet, wobei zudem bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird, während entsprechend bei Aktivierung der Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 der steuerbare Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. D.h. die Vollbrücke wird mit einer relativ niedrigen Frequenz, die insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, umgepolt, während der Schalter Sl oder S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale zudem hochfrequent, beispielsweise mit einer Frequenz von ca. 90 kHz, abwechselnd ein- und ausgeschaltet wird. Dieses hochfrequente Ein- und Ausschalten der Schalter Sl oder S2 erfolgt mit Hilfe eines hochfrequenten pulsweitenmodulierten Steuersignals einer entsprechenden Steuerschaltung, welches mit Hilfe der aus den Bauelementen L2 und C2 bestehenden Filter- oder Glättungsschaltung gesiebt wird, so daß an der Gasentladungslampe EL lediglich der lineare Mittelwert des über den Brückenzweig fließenden Zweigstroms iL2 anliegt. Mit Hilfe des pulsweitenmodulierten Steuersignals kann die der Vollbrücke zugeführte Leistung konstant gehalten werden, was - wie eingangs erwähnt worden ist insbesondere für den Betrieb von Hochdruck- Gasentladungslampen wichtig ist. Der niederfrequente Anteil des der Gasentladungslampe El zugeführten Stroms wird durch Umschalten bzw. Umpolen der beiden Brückendiagonalen, d.h. durch Umschalten von Sl und S4 auf S2 und S3 , erzeugt. Über den rechten Brückenzweig mit den Schaltern S3 und S4 wird in diesem Fall die Lampe EL niederfrequent auf die VersorgungsSpannung Uo oder auf Masse gelegt, so daß an den Anschlußklemmen der Lampe EL im wesentlichen lediglich der niederfrequente Anteil anliegt.
Gemäß dem zuvor erwähnten niederfrequenten Discontinuous- Modus wird der steuerbare Schalter Sl bzw. S2 der jeweils aktivierten Brückendiagonale immer dann geschlossen, wenn der über die Induktivität L2 fließende Zweigstrom iL2 sein Minimum erreicht hat. Mit "Minimum" wird dabei der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 verstanden, wobei dieses Minimum durchaus auch im leicht negativen Stromwertbereich liegen kann.
Zur Betrachtung des Stromverlaufs soll nachfolgend davon ausgegangen werden, daß zunächst die Brückendiagonale mit 30 den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, während die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 deaktiviert ist. D.h. die Schalter S2 und S3 sind geschlossen, während die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Zum Zeitpunkt des Schließens der Schalter S2 und S3 beginnt durch die Induktivität L2 ein Strom iL2 zu fließen, der gemäß einer Exponentialfunktion ansteigt, wobei im hier interessierenden Bereich ein quasi-linearer Anstieg des Stroms A2 zu erkennen ist, so daß nachfolgend der Einfachheit halber von einem linearen Anstieg bzw. Abfall des Stroms Ü2 gesprochen wird. Durch Öffnen des Schalters S2 wird dieser Strom iL2 unterbrochen, wobei - wie bereits erwähnt worden ist - der Schalter S2 insbesondere hochfrequent und unabhängig vom Schaltzustand des Schalters S3 abwechselnd geöffnet und geschlossen wird. Das Öffnen des Schalters S2 hat zur Folge, daß der Strom iL2 zwar vorerst über die Freilaufdiode Dl des geöffneten Schalters Sl in die gleiche Richtung weiter fließt, aber kontinuierlich abnimmt und sogar schließlich einen negativen Wert erreichen kann.
Dies ist insbesondere solange der Fall bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt worden sind. Das Erreichen dieses unteren Umkehrpunktes des Strom il2 wird überwacht und der Schalter S2 nach Erkennen dieses unteren Umkehrpunktes wieder geschlossen, so daß der Strom wieder ansteigt. D.h. daß hochfrequente Einschalten des Schalters S2 erfolgt immer dann, wenn der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 erreicht worden ist. Das Öffnen des Schalters S2 kann im Prinzip beliebig gewählt werden, wobei der Zeitpunkt des Öffnens des Schalters insbesondere entscheidend für die Leistungszufuhr der Gasentladungslampe EL ist, so daß durch geeignetes Einstellen des Öffnungszeitpunkts die der Lampe zugeführte Leistung geregelt bzw. konstant gehalten werden kann. Als Schaltkriterium kann hierfür beispielsweise die Zeit oder der Maximalwert des Zweigstroms iL2 herangezogen werden. Durch die Maßnahme, daß der jeweils hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltete Schalter Sl bzw. S2 jeweils im unteren Umkehrpunkt des Stroms iL2 , d.h. in der Nähe des Stromwerts Null, wieder eingeschaltet wird, wird der jeweilige Feldeffekttransistor Sl bzw. S2 geschont, d.h. vor Zerstörung geschützt, und es können Feldeffekttransistoren als Schalter Sl bzw. S2 verwendet werden, die verhältnismäßig lange Ausräumzeiten für die entsprechende Freilaufdiode aufweisen. Dies soll nachfolgend näher erläutert werden.
Bevor der Schalter S2 geschlossen wird, liegt über ihm eine Spannung an, die im vorliegenden Fall ca. 400 Volt beträgt. Wird der Schalter S2 geschlossen, bricht diese Spannung zusammen, d.h. sie fällt sehr rasch von 400 Volt auf 0 Volt ab. Die besondere Eigenschaft eines Feldeffekttransistors ist es jedoch, daß der Strom bei Aktivierung des entsprechenden Feldeffekttransistors bereits zu fließen beginnt, ehe die entsprechende Spannung auf 0 Volt abgefallen ist. In diesem kurzen Zeitabschnitt zwischen Anstieg des für den Feldeffekttransistor fließenden Stroms und dem Erreichen der Spannung 0 Volt wird durch das
Produkt des Stroms und der Spannung eine dem jeweiligen Feldeffekttransistor zugeführte Leistung gebildet, die den Feldeffekttransistor zerstören kann. Daher ist es vorteilhaft, den Feldeffekttransistor bei einem geringstmöglichen Stromfluß, insbesondere in der Nähe des Stromwerts Null, zu schalten.
Des weiteren ist zu beachten, daß der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2 über die Freilaufdiode von Dl fließt, wenn der Schalter Sl offen ist und auch der Schalter S2 noch offen ist. Wird der Schalter S2 geschlossen und der Schalter Sl geöffnet, dauert es eine bestimmte Zeitspanne, bis die Elektronen aus der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl ausgeräumt werden konnten. Während dieser Zeit ist der Feldeffekttransistor Sl praktisch in einem leitenden Zustand. Das bedeutet, daß der Feldeffekttransistor S2 während einer relativ kurzen Zeitspanne bis zum Ausräumen der Sperrschicht der Freilaufdiode Dl, die dem Feldeffekttransistor Sl zugeordnet ist, an der vollen Betriebsspannung Uo, die ca. 400 Volt beträgt, anliegt, wodurch es ebenfalls zu der zuvor beschriebenen Überbelastung und ggf. sogar Zerstörung des Feldeffekttransistors S2 kommen kann. Aufgrund der zuvor vorgeschlagenen Vorgehensweise, nämlich dem Einschalten des Schalters S2 immer dann, wenn der über die Induktivität L2 fließende Strom iL2sein Minimum erreicht hat, ist der zuvor anhand der Ausräumzeit des Schalters bzw. Feldeffekttransistors Sl beschriebene Effekt nahezu unbeachtlich, so daß für die Schalter Sl- S4 auch Feldeffekttransistoren verwendet werden können, die relativ lange Ausräumzeiten für die damit verbundenen Freilaufdioden aufweisen. Es gibt zwar bereits Schaltelemente mit sehr kurzen Ausräumzeiten, wie z. B. den sog. IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), wobei diese Bauelemente jedoch sehr teuer sind. Mit Hilfe der vorliegenden Erfindung kann somit auf die Verwendung derartig teurer Bauelemente verzichtet werden.
Für die zuvor beschriebene Vorgehensweise ist erforderlich, daß der augenblickliche Wert des Stroms iL2 sowie der Zeitpunkt des Erreichens seines Umkehrpunkts bekannt ist. Der augenblickliche Wert des Stroms iL2 kann beispielsweise durch Messen der an dem Widerstand Rl abfallenden Spannung bestimmt werden. Der untere Umkehrpunkt des Stroms iL2 wird vorzugsweise durch eine transformatorisch an der Spule L2 abgegriffene Spannung bestimmt. Zu diesem Zweck kann eine (in Fig. 1 nicht dargestellte) Wicklung oder Spule transformatorisch mit der Spule L2 gekoppelt werden, die zu einer Differenzierung des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 führt und somit eine Aussage über den Umkehrpunkt des Stroms iL2 zuläßt . Der untere Umkehrpunkt kann auch durch andere Rückführsignale, bspw. der MittenpunktSpannung am Verbindungspunkt der Schalter Sl und S2 indirekt erfasst werden. Von Bedeutung ist allein, dass der Zeitpunkt des unteren Minimums des Brückenzweigstroms erfassbar ist. Quantative Aussagen zu diesem Strom sind dagegen für die Bestimmung des Einschaltzeitpunkts des hochfrequent getakteten Schalters nicht erforderlich.
Der Normalbetrieb der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung soll nachfolgend anhand des in Fig. 2 dargestellten Diagramms erläutert werden, wobei in Fig. 2 zeitabhängig der Verlauf der am Knotenpunkt zwischen den Schaltern Sl und S2 anliegenden Spannung, der Lampenspannung uEL und des über die Spule L2 fließenden Stroms iL2 dargestellt ist. Insbesondere ist in Fig. 2 der Fall dargestellt, daß während einer ersten Zeitspanne Tl der in Fig. 1 gezeigten Schaltungsanordnung die Brückendiagonale mit den Schaltern S2 und S3 aktiviert ist, wohingegen während einer anschließenden Zeitspanne T2 die Brückendiagonale mit den Schaltern Sl und S4 aktiviert ist.
D.h. während der Zeitspanne Tl ist der Schalter S3 dauerhaft geschlossen, und die Schalter Sl und S4 sind dauerhaft geöffnet. Des weiteren wird während dieser Zeitspanne Tl der Schalter S2 hochfrequent abwechselnd ein-und ausgeschaltet. Aus Fig. 2 ist insbesondere ersichtlich, daß der Schalter S2 stets geschlossen wird, wenn der über die Spule L2 fließende Strom il2 seinen unteren Umkehrpunkt, d.h. seinen minimalen Wert, erreicht hat, so daß sich der impulsartige Verlauf der Spannung u, ergibt. Die Steilheit der Flanken des Stroms iL2 ist durch die Induktivität der Spule L2 bestimmt. Durch Verändern des Spitzenwert des Stroms il2, d.h. des Zeitpunkts des Öffnens des Schalters S2, kann der Strommittelwert des Stroms iL2 verändert und somit die der Lampe EL zugeführte Leistung und deren Farbtemperatur geregelt bzw. konstant gehalten werden. Der hochfrequente Verlauf des Stroms iL2 wird durch die Bauelemente L2 und C2 geglättet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte geglättete Verlauf der an die Gasentladungslampe EL angelegten Spannung uEL ergibt.
Nach Ablauf der Zeitspanne T, werden die Schalter S2 und S3 dauerhaft geöffnet, und der Schalter S4 wird dauerhaft eingeschaltet. Analog zum Schalter S2 während der Zeitspanne Tl wird nunmehr der Schalter Sl hochfrequent abwechselnd ein- und ausgeschaltet, so daß sich der in Fig. 2 gezeigte Verlauf der Spannungen Uj und uEL sowie des Stroms iL2 ergibt. Wie bereits erwähnt worden ist, wird mit Hilfe einer Steuerschaltung wiederholt zwischen den Betriebsphasen während der Zeitspannen Tl und T2 umgeschaltet, wobei diese Umpolfrequenz insbesondere im Bereich 80 - 400 Hz liegen kann, während die hochfrequente Taktfrequenz des Schalters S2 (während der Zeitspanne TA bzw. des Schalters Sl (während der Zeitspanne T2) im Bereich um 90 kHz liegen kann.
Durch das niederfrequente Umschalten bzw. Umpolen zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 - S3 entsteht zwangsläufig ein Brummen, welches aufgrund seiner niedrigen Frequenz an sich relativ leise und nicht störend ist. Durch die steilen Flanken am UmsehaltZeitpunkt zwischen den Zeitspannen Tl und T2 entstehen jedoch Oberwellen, die sich störend auswirken. Aus diesem Grunde ist die Steuerschaltung, welche die Schalter Sl - S4 ansteuert, vorteilhafter Weise derart auszugestalten, daß sie die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen TA und T2 reduziert. Dies kann beispielsweise durch eine spezielle Software oder durch eine spezielle Anpassung der Hardware der Steuerschaltung 5 geschehen, die die letzten Stromspitzen während der Zeitspanne Tl sowie die ersten Stromspitzen während der Zeitspanne T2 reduziert, um auf diese Weise die Flanken beim Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl und T2 abzuflachen. In diesem Fall ergibt sich der in Fig. 2 gestrichelt dargestellte Verlauf des Stroms il2 bzw. der Lampenspannung uEL. Aus dieser gestrichelten Darstellung ist ersichtlich, daß vor und nach dem Umschaltzeitpunkt die Stromspitzen geringfügig gegenüber dem ursprünglichen Verlauf reduziert sind und somit ein etwas weicherer Übergang der Lampenspannung uEL erzielt wird.
Bei der eben beschriebenen Steuerung läuft nach dem Öffnen des hochfrequent geschalteten Schalters der Strom weiter über die Freilaufdiode und nimmt dabei relativ langsam ab, wenn der zweite Schalter der gerade aktivierten Brückendiagonalen weiterhin geschlossen bleibt. Dies führt zu einem kleineren Stromspitzenwert und dementsprechend auch zu einer kleineren Verlustleistung. Allerdings kann es vorkommen, daß zu einem Zeitpunkt, zu dem die Elektronen aus den Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt worden sind und somit der untere Umkehrpunkt des Stromes iL2 erreicht worden ist, dieser noch nicht ausreichend abgefallen ist und somit die Schalter beim Schließen immer noch einer hohen Belastung ausgesetzt sind. Um diese Belastungen auszuschließen, können in einer Weiterbildung die Schalter entsprechend dem Diagramm in Fig. 2b gesteuert werden . Dieses Diagramm zeigt den Stromverlauf iL2 und den Zustand des zweiten und des dritten Schalters 2, 3 während der Zeitspanne T. Die beiden anderen Schalter sind in diesem Zeitraum T, geöffnet. Während einer ersten Phase x sind beide Schalter geschlossen und der Strom iL2 steigt kontinuierlich an. Wie bei der eben beschriebenen Steuerung ist während einer zweiten Phase x2 , deren Beginn durch das Erreichen eines Maximalwerts von iL2 oder durch eine vorgegebene Dauer von x bestimmt sein kann, der zweite Schalter S2 geöffnet und il2 nimmt langsam ab. Zusätzlich wird nun allerdings ab einem vorgegebenen Zeitpunkt nach dem Öffnen des zweiten Schalters S2 in einer dritten Phase x3 auch der dritte Schalter S3 geöffnet. Der Strom fließt nun über die beiden Freilaufdioden des ersten und des vierten Schalters und nimmt nun stärker ab als während der zweiten Phase x2. Damit kann sichergestellt werden, daß iL2 auch tatsächlich einen negativen Wert erreicht, bevor die Sperrschichten der Freilaufdioden ausgeräumt sind. Erreicht iL2 den unteren Umkehrpunkt, werden beide Schalter wieder geschlossen und die Steuerung befindet sich wieder im Zustand der ersten Phase xl . Das Öffnen des dritten Schalters S3 - also die dritte Phase x3 - entfällt allerdings, wenn der Strom iL2 vorher schon auf Null abgesunken ist, da in diesem Fall keine hohen Belastungen beim Öffnen Schalter auftreten. Stattdessen wird sofort mit der ersten Phase x, fortgefahren und der zweite Schalter S2 wieder geöffnet. Das niederfrequente Umschalten zwischen den beiden Brückendiagonalen erfolgt analog zu dem vorherigen Ausführungsbeispiel, wobei auch hier vorteilhaft die Stromspitzen des Stroms iL2 vor und nach dem Umschalten zwischen den Betriebsphasen Tl, und T2 reduziert werden können. Es ist eine bekannte Eigenschaft von Hochdruck- Gasentladungslampen, daß diese bis zur vollständigen Erwärmung ein relativ schlecht kontrollierbares und instabiles Verhalten aufweisen. Die vollständige Erwärmung tritt dabei etwa nach 1-2 Minuten ein. In der Aufwärmphase kann die Spannung über der Lampe geringer als im Normalbetrieb sein. Würde man in der Aufwärmphase das Vorschaltgerät wie im zuvor beschriebenen Normalbetrieb betreiben, so würde die verringerte Lampenspannung zur Folge haben, daß ein Strom ixi mit entsprechend geringer Steilheit diL2/dt über die Induktivität L2 fließt, so daß ggf. der Umkehrpunkt von iL2 nicht zuverlässig detektiert werden kann. Daher ist es vorteilhaft, während der Aufwärmphase, d.h. nach dem Zünden und vor dem eigentlichen Normalbetrieb, auch die Schalter S3 und S4 analog zu den Schaltern Sl und S2 hochfrequent zu takten, wobei niederfrequent zwischen den Brückendiagonalen Sl - S4 und S2 S3 umgeschaltet wird, d.h. es wird niederfrequent zwischen zwei Zuständen umgeschaltet, wobei in dem ersten Zustand die Schalter Sl und S4 hochfrequent getaktet und die Schalter S2 und S3 geöffnet sind, während im zweiten Zustand die Schalter S2 und S3 hochfrequent getaktet und die Schalter Sl und S4 geöffnet sind. Durch diese Maßnahme wird erreicht, daß auch über die Freilaufdioden der Schalter S4 und Sl ein Strom über die Spule L2 fließt, wodurch in der transformatorisch mit dieser Spule L2 gekoppelten und in Fig. 1 nicht gezeigten Wicklung, die zur Erfassung des Umkehrpunkts des Stromes iL2 vorgesehen ist, eine höhere Spannung erzeugt wird, so daß eine sichere Erfassung oder Überwachung des Stroms iL2 möglich ist. Insbesondere kann der UmsehaltZeitpunkt exakt überwacht werden. Der Wechsel von der Aufwärmphase in den Normalbetrieb erfolgt nach Erreichen der Betriebstemperatur der Lampe beispielsweise nach Überschreiten einer Schwelle (ca. 45V) durch die Lampenspannung, wobei bevorzugt bis zum tatsächlichen Umschalten noch eine bestimmte Zeitspanne zugewartet wird.
Fig. 3 zeigt den Einsatz der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung gemäß der vorliegenden Erfindung in einem elektronischen Vorschaltgerät zum Betreiben von Gasentladungslampen, insbesondere von Hochdruck- Gasentladungslampen.
Eingangsseitig weist das elektronische Vorschaltgerät ein Funk-Entstörfilter mit einem Symmetriertransformator L4, L5 sowie Kondensatoren C3 und C4 auf, die an einen stromführenden Leiter L, einen NuIHeiter und einen Erdleiter eines Versorgungsspannungsnetzes angeschlossen sind. Mit dem Funk-Entstörfilter ist ein 5 Gleichrichter verbunden, der Dioden D5 - D8 umfaßt. An diesen Gleichrichter schließt sich eine Schaltung an, die als Hochsetzsteller fungiert und Widerstände R2 - R6, Kondensatoren C5 und C6, eine Diode D9 einen Transformator L6, L7 , einen Feldeffekttransistor S6 sowie eine von einer VersorgungsSpannung VCC versorgte integrierte Steuerschaltung 4 - bspw. ein ASIC oder μC - aufweist, welche insbesondere den Feldeffekttransistor Sβ, der als ein Schalter dient, mit Hilfe eines pulsweitenmodulierten Signals abhängig von der am Widerstand R3 abgegriffenen Spannung ansteuert. Auf diese Weise wird erreicht, daß die Zeiten, in denen der Transistor S6 leitend ist, während einer Netzhalbwelle so gesteuert werden, daß die Hüllkurve des aufgenommenen Stroms im wesentlichen sinusförmig ist. Diese AusgangsSpannung wird mit Hilfe der Diode D9 gleichgerichtet und mit Hilfe des Kondensators C6 gesiebt, so daß die bereits anhand Fig. 1 erläuterte Versorgungsgleichspannung Uo für die zum Betreiben der Gasentladungslampe EL vorgesehene Schaltungsanordnung bereitgestellt wird. Ausgangsseitig umfaßt das in Fig. 3 gezeigte elektronische Vorschaltgerät die in Fig. 1 gezeigte Schaltungsanordnung, wobei die sich entsprechenden Bauteile mit identischen Bezugszeichen versehen sind, so daß auf eine Wiederholung der Beschreibung dieser Bauteile verzichtet werden kann. Ergänzend ist jedoch zu bemerken, daß in Fig. 3 auch die bereits zuvor erwähnte Wicklung L3 dargestellt ist, die mit der im Brückenzweig der Vollbrücke befindlichen Induktivität L2 transformatorisch gekoppelt ist und zur Detektierung des Umkehrpunkts des Stroms iL2(vergl. Fig. 1) dient. Desweiteren ist in Fig. 3 die zentrale Steuerschaltung 1 dargestellt, welche von einer Versorgungsspannung VDD gespeist wird und einerseits mit Hilfe der Spule L3 den Umkehrpunkt des Stroms iL2 sowie mit Hilfe der am Widerstand Rl abgegriffenen Spannung die augenblickliche Höhe der Stroms iL2 erfaßt. Des weiteren überwacht diese Steuerschaltung 1, die insbesondere als anwenderspezifische integrierte Schaltung Application Specific Integrated Circuit, ASIC) ausgestaltet sein kann, die am Anzapfungspunkt der Spule Ll des Serienresonanzkreises anliegende Spannung, mit deren Hilfe das Zünden der Gasentladungslampe EL erfaßt werden kann. Die Ausgänge der Steuerschaltung 1 sind mit Brückentreibern 2, 3 gekoppelt, die jeweils zur Ansteuerung der Feldeffekttransistoren Sl und S2 bzw. S3 und S4 dienen. Der ebenfalls als Schalter dienende Feldeffekttransistor S5, welcher in Serie mit der Resonanzkreiskapazität Cl geschaltet ist, wird direkt von der Steuerschaltung 1 angesteuert.
Gemäß der Erfindung wird zum Zünden kein kontinuierlicher Resonanzbetrieb (mit sich langsam nach unten verschiebender Frequenz) verwendet, vielmehr werden wie in Fig. 5 ersichtlich, die Schalter S3, S4 bzw. auch komplementär die Schalter Sl, S2 hochfrequent komplementär in Form von Impulspaketen (von beispielsweise 10 Perioden mit fixer Frequenz) betrieben, auf die Phasen folgen, bei denen der Schalter Sl niederfrequent betrieben wird. In diesen Phasen der niederfrequenten Taktung des Schalters Sl kann beispielsweise über die Lampenstromerfassung eine Zündung erkannt werden. Falls keine Zündung in diesem Zeitraum der niederfrequenten Taktung des Schalters Sl erfasst wird, folgt ein neues Impulspaket, diesmal allerdings mit verringerter Frequenz.
Bevor ein neues Impulspaket gestartet wird, kann eine Initialisierung der Schaltung durchgeführt werden. Diese Initialisierung entspricht einem Rücksetzen der Schaltung. Dabei werden die beiden Schalter S2 und S4 aktiviert und somit die beiden Mittelpunkte der Halbbrücken Sl, S2 bzw. S3 , S4 auf ein niedriges Potential gezogen. Auf diese Weise kann eine potentialmässig definierte Ausgangssituation für den nächsten Zündversuch durch Anlegen eines erneuten Impulspaketes geschaffen werden.
Diese Abfolge aus hochfrequenten Impulspaketen und niederfrequenter Taktung erfolgt solange, bis mit nach und nach niedriger fester Frequenz der HF-Impulspakete eine Zündung der Lampe erfasst werden kann. Die Erfindung sieht also eine gepulste Resonanzzündung vor. Der Vorteil dabei ist, dass sich bei dieser gepulsten Resonanzzündung ein Spannungsfrequenzspektrum ergibt, das im Bereich der Resonanzfrequenz weiterhin einen Spannungspeak zeigt, der allerdings beispielsweise um einen Faktor 10 niedriger liegt. Grund dafür ist, dass sich durch die gepulste Resonanzzündung ein Spannungsverlauf wie in Figur 6 ersichtlich ergibt. Figur 6 zeigt auf einer Zeitachse die sich einstellende Zündspannung mit unterschiedlichen kapazitiven Lasten, die also unterschiedlichen Leitungslängen der Zuleitungskabel entsprechen.
Bei der oberen Darstellung wird von einer externen Last von 1OpF, entsprechend etwa einer Verkabelungslänge von 0,15m ausgegangen. Bei der mittleren Darstellung wird von einer kapazitiven externen Last von 20OpF, entsprechend etwa 2,5m Verkabelungslänge. Bei der unteren Darstellung schließlich wird von einer externen Last von 40OpF, entsprechend 5m Zuleitungslänge ausgegangen.
Wie bereits ausgeführt, wird in aufeinanderfolgenden HF- Impulspaketen die Frequenz langsam in Richtung der Resonanzfrequenz (oder eines Vielfachen davon) abgesenkt. Dementsprechend fällt die Resonanzüberhöhung zu Beginn eines jeden Impulspaketes nach und nach höher aus, bis die Zündung der Lampe erfasst werden kann.
Wie aus Figur 6 ersichtlich klingt bei der Anregung durch ein Impulspaket (im Gegensatz zur kontinuierlichen Resonanzanregung) die Zündspannung nach und nach ab, bevor wiederum der folgende HF-Impulszug angeregt wird. Durch den Spannungsverlauf wie in Figur 6 dargestellt, ergibt sich wie gesagt ein Spannungsfrequenzspektrum mit wesentlich niedrigeren Peak im Bereich der Resonanzfrequenz, da das Spektrum durch die zeitlich abklingende Zündspannung (siehe Figur 6) wesentlich breiter verteilt ist.
Da der maximale Spannungspeak (bei frequenzmäßiger Betrachtung) niedriger liegt, bestehen niedrigere Anforderungen an die Spannungsfestigkeit der Zuleitungen, des Lampensockels etc.
Gemäß der Erfindung kann vorgesehen sein, dass die Steuerschaltung 1, die den Schalter S1-S4 auch im
Zündbetrieb ansteuert, zwischen der bekannten kontinuierlichen Resonanzzündung und der oben erläuterten gepulsten Resonanzzündung umschaltbar sein kann. Diese
Umschaltung kann beispielsweise durch einen über eine Busleitung und eine Busschnittstelle des Betriebsgeräts eingehenden Befehl ausgelöst werden.
Wie aus Figur 6 ersichtlich, sind die Impulspakete und deren zeitlicher Abstand so gewählt, dass es zu einem Abklingen der Zündspannung kommt, bevor der nächstfolgende HF-Impulszug angeregt wird.
Wie aus Figur 5 ersichtlich, werden die Schalter S1-S4 derart angeregt, dass gleichzeitig die Schalter Sl und S4 und dazu komplementär die Schalter S2 und S3 getaktet werden .
Alternativ dazu kann während des Zündens auch die Halbbrücke Sl, S2 offen gehalten werden. In diesem Fall werden dann nur die in Serie geschalteten Schalter S3 , S4 komplementär hochfrequent geschaltet.
Da wie in Figur 5 und 6 gezeigt, die HF-Impulspakete von verhältnismäßig kurzer Zeitdauer sind, kann in Kauf genommen werden, dass die Induktivität L2 am Ende eines Impulspaketes in die Sättigung getrieben ist. Dementsprechend kann die Spule L2 im Vergleich zum Stand der Technik kostengünstiger und kleiner dimensioniert werden . Im Übrigen wird bei der vorliegenden Erfindung weiterhin der Vorteil der Resonanzzündung beibehalten, dass auch kapazitive Lasten, beispielsweise hervorgerufen durch lange Zuleitungen bewältigt werden können (siehe Figur 6) . Diese kapazitiven Lasten, beispielsweise hervorgerufen durch lange Zuleitungen stellen dagegen bei einer Überlagerungszündung ein Problem dar.
Weiterhin wird der Vorteil der Resonanzzündung beibehalten, dass kein zusätzlicher Schalter (im Vergleich zur Überlagerungszündung) für das Zünden vorgesehen sein muss, vielmehr werden die vier Schalter der Vollbrücke
(oder ggf. auch nur zwei aktive davon) für den Zündvorgang verwendet.
Wie durch einen Vergleich der Figuren 1 und 7 so verdeutlicht wird, ist der Schalter S5 weggelassen und sozusagen dauerhaft überbrückt. Der Kondensator Cl des Serienresonanzkreises bestehend aus dem Spartransformator Ll und eben diesem Kondensator Cl ist mit einem Ende weiterhin mit Masse verbunden.
Dafür ist ein erfindungsgemäss ein Zusatzkondensator CN vorgesehen, der einerseits mit dem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der Kapazität Cl des
Serienresonanzkreises verbunden ist. Andererseits ist der
Zusatzkondensator CN an dem Verbindungspunkt zwischen den
Schaltern Sl und S2 bzw. dem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität L2 sowie der Kapazität C2 der Glättungs- bzw.
Filterschaltung vorgesehen (die im Übrigen einen eigenen
Serienresonanzkreis bildet) .
Alternativ kann wie in Fig. 7 strichliniert dargestellt die Zusatzkapazität CN auch zwischen einem Verbindungspunkt zwischen der Induktivität Ll und der Kapazität Cl des Serienresonanzkreises und einen Verbindungspunkt des dritten und vierten Schalters S3 bzw. S4 verbunden sein. Diese Zusatzkapazität CN', die also alternativ oder zusätzlich der bereits erläuterten Zusatzkapazität CN vorgesehen sein kann, ist somit parallel zu dem in Fig. 7 rechten Zweig des Spartransformators Ll geschaltet. Die bereits erläuterte Zusatzkapazität CN ist dagegen parallel zu der Gasentladungslampe EL und dem linken Zweig des Spartransformators Ll geschaltet, indem die Zündspannung transformiert wird.
Da für die Resonanzzündung nur eine aktive Halbbrücke mit den Schaltern S3 und S4 benötigt wird, kann alternativ zu den gezeigten Schaltungen gemäß Fig. 1 und Fig. 7 auch eine Schaltung mit nur einer aktiven Halbbrücke (und somit mit aktiv angesteuerten Schaltern) und einer passiven Halbbrücke, gebildet durch zwei in Serie geschaltete Kondensatoren CSl und CS2, die die Schalter Sl und S2 ersetzen, angewendet werden. Diese Ausführung ist entweder durch Ausnutzung der integrierten Freilaufdioden der Schalter S3 und S4 möglich, alternativ können aber zwei externe Freilaufdioden parallel zu den Schaltern S3 und S4 angeordnet sein. Die beiden Kondensatoren CSl und CS2 können vorteilhafterweise die gleiche Kapazität besitzen. Eine mögliche Schaltungsvariante ist in der Fig. 8 dargestellt.

Claims

Ansprüche
1. Verfahren zum Zünden einer Gasentladungslampe, die in einem Resonanzkreis im Brückenzweig einer Vollbrückenschaltung verschaltet ist, wobei die Vollbrückenschaltung wenigstens eine aktive Halbbrücke mit zwei in Serie geschalteten Schaltern aufweist, wobei zum Zünden die wenigstens zwei in Serie geschaltete Schalter (S3, S4) komplementär hochfrequent getaktet werden, dadurch gekennzeichnet, dass beim Zünden die beiden in Serie geschalteten Schalter in Form von voneinander zeitlich getrennten HF-Impulspaketen angesteuert werden.
2. Verfahren nach Anspruch 1, wobei beim Zünden sich Perioden mit HF- Impulspaketen mit Perioden abwechseln, während der die Schalter mit niedrigerer Frequenz betrieben werden, bis in einer der Perioden mit niedrigerer
Schalterfrequenz eine Zündung der Lampe erfasst wird.
3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2 , wobei die Frequenz der hochfrequenten Taktung der
Schalter von HF-Impulspaket zu HF-Impulspaket abgesenkt wird.
4. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Frequenz innerhalb eines HF-
Impulspaketes konstant ist.
5. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, bei dem selektiv zwischen einem Zündbetrieb mit den HF-Impulspaketen und einer kontinuierlichen Resonanzanregung mit fallender Frequenz in Richtung der Resonanzfrequenz oder einer
Harmonischen davon umgeschaltet werden kann.
6. Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche, wobei die Vollbrückenschaltung zwei aktive Halbbrücken mit insgesamt vier Schaltern aufweist und beim Zünden die vier Schalter der beiden Halbbrücken getaktet werden.
7. Integrierte Steuerschaltung, insbesondere ASIC, der zur Durchführung eines Verfahrens nach einem der vorhergehenden Ansprüche ausgelegt ist.
8. Schaltungsanordnung zum Zünden einer Gasentladungslampe, aufweisend eine mit DC-Spannung versorgte
Vollbrückenschaltung, in deren Brückenzweig eine Resonanzkreis geschaltet ist und die Gasentladungslampe verschaltbar ist, wobei Vollbrückenschaltung wenigstens eine aktive Halbbrücke mit zwei in Serie geschalteten Schaltern aufweist, weiterhin aufweisend eine Steuereinheit (1), die im Zündbetrieb zwei in Serie geschaltete Schalter (S3, S4) der Vollbrückenschaltung komplementär hochfrequent taktet, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung dazu ausgelegt ist, beim Zünden die beiden in Serie geschalteten Schalter in Form von voneinander zeitlich getrennten HF- Impulspaketen anzusteuern.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, wobei die Steuereinheit dazu ausgelegt ist, die Schalter der Vollbrückenschaltung derart anzusteuern, dass sich Perioden mit HF- Impulspaketen mit Perioden abwechseln, während der die Schalter mit niedrigerer Frequenz betrieben werden, bis die Steuereinheit (1) in einer der Perioden mit niedrigerer Schalterfrequenz eine Zündung der Lampe erfasst wird.
10. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 oder 9 , wobei die Steuerschaltung die Frequenz der hochfrequenten Taktung der Schalter von HF- Impulspaket zu HF-Impulspaket absenkt.
11. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 10, wobei die Steuerschaltung (1) die Frequenz innerhalb eines HF-Impulspaketes konstant hält.
12. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis 11, bei dem die Steuereinheit umschaltbar ist zwischen einem Zündbetrieb mit den HF-Impulspaketen und einer kontinuierlichen Resonanzanregung mit fallender Frequenz in Richtung der Resonanzfrequenz oder einer Harmonischen davon.
13. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 8 bis
12, wobei die Vollbrücke durch eine Halbbrücke mit zwei Schaltern (S3, S4) und die andere Halbbrücke durch zwei Kondensatoren (CSl, CS2) gebildet wird.
14. Vorschaltgerät für Hochdruck-Gasentladungslampen, aufweisend eine Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 7 bis 13.
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