EP1813135A1 - Schaltungsanordnung zum betrieb einer hochdruckentladungslampe - Google Patents

Schaltungsanordnung zum betrieb einer hochdruckentladungslampe

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Publication number
EP1813135A1
EP1813135A1 EP05817229A EP05817229A EP1813135A1 EP 1813135 A1 EP1813135 A1 EP 1813135A1 EP 05817229 A EP05817229 A EP 05817229A EP 05817229 A EP05817229 A EP 05817229A EP 1813135 A1 EP1813135 A1 EP 1813135A1
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
circuit arrangement
arrangement according
voltage
discharge lamp
pressure discharge
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
EP05817229A
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Bernhard Siessegger
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH filed Critical Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Publication of EP1813135A1 publication Critical patent/EP1813135A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/288—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps without preheating electrodes, e.g. for high-intensity discharge lamps, high-pressure mercury or sodium lamps or low-pressure sodium lamps
    • H05B41/2881—Load circuits; Control thereof
    • Y—GENERAL TAGGING OF NEW TECHNOLOGICAL DEVELOPMENTS; GENERAL TAGGING OF CROSS-SECTIONAL TECHNOLOGIES SPANNING OVER SEVERAL SECTIONS OF THE IPC; TECHNICAL SUBJECTS COVERED BY FORMER USPC CROSS-REFERENCE ART COLLECTIONS [XRACs] AND DIGESTS
    • Y02—TECHNOLOGIES OR APPLICATIONS FOR MITIGATION OR ADAPTATION AGAINST CLIMATE CHANGE
    • Y02B—CLIMATE CHANGE MITIGATION TECHNOLOGIES RELATED TO BUILDINGS, e.g. HOUSING, HOUSE APPLIANCES OR RELATED END-USER APPLICATIONS
    • Y02B20/00—Energy efficient lighting technologies, e.g. halogen lamps or gas discharge lamps

Definitions

  • the invention relates to a circuit arrangement according to the preamble of patent claim 1.
  • Such a circuit arrangement is disclosed, for example, in EP-A 0 868 833.
  • This document describes a circuit arrangement for operating a high-pressure discharge lamp with a voltage converter designed as an inverter, a load circuit fed by the inverter, which is provided with connections for a high-pressure discharge lamp and with a throttle for limiting the lamp current, and a pulse ignition device for Igniting the gas discharge in the high pressure discharge lamp has.
  • the circuit arrangement further has a transformer for electrical isolation of the inverter from the load circuit and the pulse ignition device.
  • the circuit arrangement according to the invention for operating a high-pressure discharge lamp has a voltage converter, a load circuit fed by the voltage converter, which is provided with connections for a high-pressure discharge lamp and with a throttle for limiting the current through the high-pressure discharge lamp, and a pulse ignition device for igniting the gas discharge in the High- on discharge lamp, wherein the throttle is formed as a secondary winding of the Zündtrans ⁇ formator of the pulse ignition device.
  • the circuit arrangement according to the invention is suitable for the operation of high-pressure discharge lamps which do not have a separate auxiliary starting electrode.
  • a transformer for Anpassimg the input voltage of the voltage converter to the voltage required in the load circuit and for galvanic isolation between the voltage converter and the load circuit is provided.
  • the transformer has two secondary windings, wherein a first secondary winding forcertainsversor ⁇ supply of the load circuit and the second secondary winding, optionally together with the first secondary winding, for power supply of the Impulszündvorrich- tion, in addition to a galvanic isolation between the voltage and voltage allow the pulse ignition device.
  • the aforementioned transformer not only serves for galvanic isolation, but also allows the output voltage of the voltage converter to be transformed to a higher value.
  • an autotransformer can also be used instead of the aforementioned transformer if a galvanic separation between the voltage converter and Load circuit or pulse igniter is not required.
  • a voltage-limiting, bidirectional component for example a bidirectional transilluminator, which is also referred to as a suppressor diode or TVS diode, is advantageously connected in parallel with this secondary winding.
  • the load circuit advantageously has at least one capacitor connected in series with the choke, the capacitance of which is dimensioned such that it causes a partial compensation of the inductance of the choke during lamp operation, after the ignition phase of the high-pressure discharge lamp has ended to reduce the power dissipation in the circuit. If a relatively small secondary inductance of the pulse transformer can be ensured, then a partial compensation can be omitted. A certain amount of the secondary inductance of the pulse transformer should be present to stabilize the discharge in any case, unless the stabilization is accomplished by the transformer for matching the input voltage of the voltage converter to those in the load circuit, which would have to have a correspondingly large secondary leakage inductance for this purpose. A stabilization of the discharge involving both components is also possible.
  • the voltage converter is advantageously designed as a one-transistor converter for the purpose of further simplification of the circuit arrangement. This is to be understood in the sense of a single high-frequency connected transit gate.
  • the circuit is characterized by very low switching losses, since the selection of the switching frequency and the duty cycle of the driving of the switching transistor is such that it is switched on or off only in the de-energized state (zero-voltage switching, ZVS).
  • the voltage converter of the circuit arrangement according to the invention preferably comprises at least one switching means switching in periodically recurring time intervals, and means for changing the switching frequency of the at least one switching means after ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp in order to easily control the power of the high-pressure discharge lamp to allow after ignition of the gas discharge.
  • the means for changing the switching frequency of the at least one switching means are preferably designed such that immediately after ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp a sudden change in the Weg ⁇ frequency of the at least one switching means takes place and then, while the run-up or start-up phase of the high-pressure discharge lamp is a continuous or quasi-continuous change in the switching frequency. Due to the sudden change in the switching frequency, the ignition device is deactivated and quasi-continuous by the continuous or in the case of a digital control device.
  • a change in the switching frequency of the at least one switching means of the voltage converter makes it possible to regulate the power of the high-pressure discharge lamp.
  • the switching frequency can be adjusted so that the high-pressure discharge lamp is operated with an excessive power compared to its rated power in order to shorten the duration of the start-up phase.
  • the switching frequency can be changed continuously or quasi-continuously until, during stationary operation of the high-pressure discharge lamp, a final value for the switching frequency is reached in order to operate the high-pressure discharge lamp with a power zvi which substantially corresponds to its rated power.
  • Figure 1 is a schematic circuit diagram of the circuit arrangement according to the first embodiment
  • Figure 2 is a schematic circuit diagram of the circuit arrangement according to the second embodiment
  • FIG. 3 is a detailed circuit diagram of the circuit arrangement according to the first embodiment
  • Figure 4 is a schematic circuit diagram of the circuit arrangement according to the third embodiment
  • Figure 5 is a schematic circuit diagram of the circuit arrangement according to the undo th embodiment
  • FIG. 6 is a schematic circuit diagram of the circuit arrangement according to the fifth embodiment
  • the first embodiment of the invention Heidelbergungs ⁇ arrangement is shown schematically.
  • This circuit arrangement includes a Ein ⁇ transistor voltage converter which is connected to a DC voltage source UO and of the primary winding LIa of a transformer Tl and a semicon terschalter S with antiparallel connected diode D and a parallel to the switch S switched capacitor Cl is formed, and a Load circuit which is coupled via the Trans ⁇ formator Tl to the voltage converter, and a Impulszündvorrich- device IZ, T2 for igniting the gas discharge in the high pressure discharge lamp La.
  • the secondary winding LIb of the transformer Tl, the inductor L2b, the capacitor C2 and the high-pressure discharge lamp La or connections for the high-pressure discharge lamp La are arranged.
  • the inductor L2b is also designed as a secondary winding of the ignition transformer T2 of the pulse ignition source.
  • FIG. 2 second embodiment of the invention differs from the first embodiment only in that an autotransformer Tl 'is used in place of the transformer Tl. For this reason, the same reference numerals are used in Figures 1 and 2 for identical components.
  • the load circuit and the voltage input of the pulse ignition device IZ, T2 are fed by the primary LIa 'and the secondary winding section LIb' of the autotransformer Tl '.
  • FIG. 3 shows details of the first exemplary embodiment as well as details of the pulse ignition device IZ, T2 and of the semiconductor switch S and Q illustrated in FIGS. 1 and 2 as a block diagram.
  • the semiconductor switch S is shown in Figure 3 as a field effect transistor Q with integrated body diode and parasitic capacitance.
  • the pulse ignition device IZ, T2 is supplied with the help of the two secondary windings LIb, LIc of the transformer Tl from the one-transistor voltage converter with energy.
  • the ignition capacitor C3 is charged via the rectifier diode D3 and the resistor R to the breakdown voltage of the spark gap FS.
  • the ignition capacitor C3 discharges via the spark gap FS and the primary winding L2a of the ignition transformer. formators T2.
  • high voltage pulses are generated in the secondary winding L2b of the ignition transformer T2, which lead to the ignition of the gas discharge in the high-pressure discharge lamp La.
  • a bidirectional one is parallel to the first secondary winding LIb or to the winding sections LIa', LIb ' Suppressor diode D2 switched.
  • the field-effect transistor Q of the voltage converter is operated by means of its drive device ST with a switching frequency of approximately 220 kHz.
  • the required breakdown voltage of the spark gap FS can build up on the ignition capacitor C3 on account of the dimensioning of the components indicated in the table.
  • the switching frequency of the transistor Q is switched to the value of 750 kHz and then, corresponding to the evaporation of the filling components in the discharge vessel of the lamp La, increased to 820 kHz.
  • the switching frequency is selected such that the high-pressure discharge lamp La is operated at its nominal power of 35 watts. Because of the then conductive discharge path of the high-pressure discharge lamp La, after termination of the ignition phase of the pulse ignition device there will be no further. High voltage pulses generated.
  • the secondary winding L2b of the ignition transformer T2 which is arranged in the load circuit and flows through the lamp current, serves as a choke limiting the lamp current after termination of the ignition phase, that is, for stabilizing the discharge.
  • FIG. 4 schematically shows a circuit arrangement according to the third embodiment of the invention. This embodiment differs from the first exemplary embodiment only in that the circuit arrangement according to the third exemplary embodiment omits the capacitor C2 and the secondary winding L2b of the ignition transformer has 20 turns and an inductance of 32 ⁇ iH. In all other details, the third exemplary embodiment corresponds to the first exemplary embodiment depicted in FIGS. 1 and 3. Therefore, the same reference numerals have been used for identical parts.
  • FIG. 5 schematically shows a circuit arrangement according to the fourth exemplary embodiment of the invention.
  • This embodiment differs from the third embodiment only in that the capacitor Cl is replaced by the two capacitors CIa and CIb, wherein the capacitor CIa is connected in parallel to the switching path of the switching transistor S and its body diode D and the capacitor CIb parallel to the secondary winding LIb of the transformer Tl is connected.
  • the bidirectional suppressor diode D2 is omitted in this exemplary embodiment because, in addition to its function, the capacitor CIb together with CIa additionally acts as a voltage-limiting component and ensures that the voltage generated by the ignition transformer is applied to the lamp.
  • kl, kla, klb denote the capacitances of the capacitors Cl, CIa, CIb and nla, nlb the number of turns of the primary LIa or secondary winding LIb of the transformer Tl.
  • the capacitor Cl or CIa can also be connected in parallel to the primary winding LIa of the transformer Tl, instead of in parallel to the switching transistor S.
  • the capacitance Cl can be adapted to different load conditions or to guarantee the circuit function in the case of a restricted frequency response. be changed in their value.
  • this is done in stages, being used as a switch MOSFET transistors.
  • MOSFET transistors allow a bidirectional current flow in the on state and the body diode present in the off state is no obstacle in this application, since due to the presence of the diode D in the circuit no negative voltage on Cl can occur, consequently the variation of Cl used switch must have no scrub ratiosperrfahtechnik.
  • An embodiment is shown in FIG. 6.
  • CIa 'and CIb' can be dimensioned so that after the ignition of the lamp instead of the frequency change, as described in the first embodiment, a drive of the MOSFET Q2 by means of the control circuit ST to the capacitor CIb ' to activate or deactivate, and in contrast to the above, no switching of the Weg ⁇ frequency occurs.
  • Q2 can be controlled directly by an output of a microcontroller, without the need for a correspondingly fast gate drive as in the case of Q1.
  • CIa ' can be dispensed with entirely and its function can be perceived exclusively by the parasitic capacitance of the MOSFET Q1.
  • the switching or variation of Cl as well as the choice of Cl should be such that the switch S or Q always, ie both during ignition and in the subsequent operation, switching in the de-energized state of the switch (zero-voltage switching , ZVS) takes place.
  • the circuit arrangement shown schematically in Figure 6 according to the fifth embodiment of the invention differs from the firstticians ⁇ example only in that the capacitor Cl is replaced by the two capacitors CIa 'and CIb', wherein the capacitor CIa 'parallel to the switching path of the switching transistor Ql and its body diode is connected and the series circuit consisting of the capacitor CIb 'and a second switching transistor Q2 is connected in parallel with the capacitor CIa'. Therefore, the same speedsze ⁇ chen were used in Figures 3 and 6 for identical components.
  • the high-pressure discharge lamp La is a mercury-free halogen-metal vapor high-pressure gas discharge lamp with a nominal output of 35 W in steady state operation and a nominal lamp voltage of 45V for use in a motor vehicle headlight.
  • Ignition transformer L2a, L2b has, apart from a small air gap, a magnetic circuit closed in a soft magnetic material (eg ferrite).

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung einen Spannungswandler, einen vom Spannungswandler gespeisten Lastkreis, der mit Anschlüssen für die Hochdruckentladungslampe (La) und mit einer Drossel (L2b) zur Begrenzung des Stroms durch die Hochdruckentladungslampe (La) versehen ist, und eine Impulszündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe (La) aufweist, wobei die Drossel (L2b) als Sekundärwicklung des Zündtransformators (T2) der Impulszündvorrichtung ausgebildet ist.

Description

Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe
Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung gemäß dem Oberbegriff des Patent¬ anspruchs 1.
I. Stand der Technik
Eine derartige Schaltungsanordnung ist beispielsweise in der EP-A 0 868 833 offen¬ bart. Diese Schrift beschreibt eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hoch- druckentladungslampe mit einem als Wechselrichter ausgebildeten Spannungswand¬ ler, einen von dem Wechselrichter gespeisten Lastkreis, der mit Anschlüssen für eine Hochdruckentladungslampe und mit einer Drossel zur Begrenzung des Lampen¬ stroms versehen ist, und eine Impulszündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe aufweist. Die Schaltungsanordnung besitzt ferner einen Transformator zur galvanischen Trennung des Wechselrichters von dem Last¬ kreis und der Impulszündvorrichtung.
II. Darstellung der Erfindung
Es ist Aufgabe der Erfindung, eine vereinfachte Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe bereitzustellen.
Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch die Merkmale des Patentanspruchs 1 gelöst. Besonders vorteilhafte Ausführungen der Erfindung sind in den abhängigen Patentansprüchen beschrieben.
Die erfmdungsgeniäße Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentla¬ dungslampe weist einen Spannungswandler, einen vom Spannungswandler gespeis¬ ten Lastkreis, der mit Anschlüssen für eine Hochdruckentladungslampe und mit einer Drossel zur Begrenzung des Stroms durch die Hochdruckentladungslampe versehen ist, sowie eine Impulszündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hoch- druckentladungslampe auf, wobei die Drossel als Sekundärwicklung des Zündtrans¬ formators der Impulszündvorrichtung ausgebildet ist. Dadurch vereinfacht sich der Aufbau der Schaltungsanordnung im Vergleich zum Stand der Technik, da die Dros¬ sel zwei Funktionen übernimmt und ein Halbleiterschalter zum Deaktivieren der Im- pulszündvorrichtung nicht erforderlich ist. Außerdem ist die erfindungsgemäße Schaltungsanordnung zum Betrieb von Hochdruckentladungslampen geeignet, die keine separate Zündhilfselektrode besitzen.
Gemäß dem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung ist ein Transformator zur Anpassimg der Eingangsspannung des Spannungswandlers an die im Lastkreis erforderliche Spannung und zur galvanischen Trennung zwischen dem Spannungs¬ wandler und dem Lastkreis vorgesehen. Vorzugsweise weist der Transformator zwei Sekundärwicklungen auf, wobei eine erste Sekundärwicklung zur Spannungsversor¬ gung des Lastkreises und die zweite Sekundärwicklung, gegebenenfalls zusammen mit der ersten Sekundärwicklung, zur Spannungsversorgung der Impulszündvorrich- tung dient, um zusätzlich auch eine galvanische Trennung zwischen dem Span¬ nungswandler und der Impulszündvorrichtung zu ermöglichen. Der vorgenannte Transformator dient nicht nur zur galvanischen Trennung, sondern erlaubt ferner, die Ausgangsspannung des Spannungswandlers auf einen höheren Wert zu transformie¬ ren. Alternativ kann anstelle des vorgenannten Transformator auch ein Spartransfor- mator verwendet werden, wenn eine galvanische Trennung zwischen Spannungs¬ wandler und Lastkreis bzw. Impulszündvorrichtung nicht erforderlich ist.
Um eine Spannungsüberlastung der im Lastkreis angeordneten Sekundärwicklung des Transformators zu verhindern, ist vorteilhafter Weise parallel zu dieser Sekun¬ därwicklung ein spannungsbegrenzendes, bidirektionales Bauelement, beispielsweise eine bidirektionale Transildiode, die auch als Suppressor-Diode oder TVS-Diode bezeichnet wird, geschaltet.
Der Lastkreis weist vorteilhafter Weise mindestens einen in Serie zu der Drossel geschalteten Kondensator auf,, dessen Kapazität derart dimensioniert ist, dass er wäh¬ rend des Lampenbetriebs, nach Beendigung der Zündphase der Hochdruckentla- dungslampe, eine partielle Kompensation der Induktivität der Drossel bewirkt, um die Verlustleistung in der Schaltung zu reduzieren. Falls eine verhältnismäßig kleine Sekundärinduktivität des Impulstransformators gewährleistet werden kann, so kann eine partielle Kompensation entfallen. Eine gewisse Größe der Sekundärinduktivität des Impulstransformators sollte zur Stabilisierung der Entladung in jedem Fall vor- handen sein, sofern die Stabilisierung nicht durch den Transformator zur Anpassung der Eingangsspannung des Spannungswandlers an die im Lastkreis bewerkstelligt wird, der hierzu eine entsprechend große sekundäre Streuinduktivität aufweisen müsste. Eine Stabilisierung der Entladung unter Einbeziehung beider Bauelemente ist ebenfalls möglich.
Der Spannungs wandler ist zwecks weiterer Vereinfachung der Schaltungsanordnung vorteilhafter Weise als Ein-Transistor- Wandler ausgebildet. Dies ist im Sinne eines einzigen hochfrequent geschalteten Transitstors zu verstehen. Die Schaltung zeichnet sich durch sehr geringe Schaltverluste aus, da durch die Wahl der Schaltfrequenz sowie des Tastverhältnisses die der Ansteuerung des Schalt-Transistors so erfolgt, dass dieser nur im spannungslosen Zustand ein- bzw. ausgeschaltet wird (zero- voltage switching, ZVS).
Vorzugsweise umfasst der Spannungswandler der erfindungsgemäßen Schaltungsan¬ ordnung mindestens ein, in periodisch wiederkehrenden Zeitabständen schaltendes Schaltmittel, und Mittel zur Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schaltmittels nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungs¬ lampe, um auf einfache Weise eine Leistungsregelung der Hochdruckentladungslam- pe nach erfolgter Zündung der Gasentladung zu ermöglichen. Insbesondere sind die Mittel zur Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schaltmittels vor¬ zugsweise derart ausgebildet sind, dass unmittelbar nach erfolgter Zündung der Gas- entladung in der Hochdruckentladungslampe eine sprunghafte Änderung der Schalt¬ frequenz des mindestens einen Schaltmittels erfolgt und anschließend, während der Hochlauf- oder Anlaufphase der Hochdruckentladungslampe eine kontinuierliche oder quasi-kontinuierliche Änderung der Schaltfrequenz erfolgt. Durch die sprung¬ hafte Änderung der Schaltfrequenz wird die Zündvorrichtung deaktiviert und durch die kontinuierliche bzw. im Fall einer digitalen Steuervorrichtung quasi-kontinuier- - A -
liche Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schaltmittels des Span¬ nungswandlers wird eine Leistungsregelung der Hochdruckentladungslampe ermög¬ licht. Während des Hochlaufens bzw. Anlaufs der Hochdruckentladungslampe, d.h. während die Bestandteile des Entladungsmediums verdampfen, kann daher die Schaltfrequenz so eingestellt werden, dass die Hochdruckentladungslampe mit einer im Vergleich zu ihrer Nennleistung überhöhten Leistung betrieben wird, um die Zeitdauer der Anlaufphase zu verkürzen. Anschließend kann die Schaltfrequenz kon¬ tinuierlich oder quasi-kontinuierlich verändert werden bis im stationären Betrieb der Hochdruckentladungslampe ein Endwert für die Schaltfrequenz erreicht ist, um die Hochdruckentladungslampe mit einer Leistung zvi betreiben, die im Wesentlichen ihrer Nennleistung entspricht.
III. Beschreibung des bevorzugten Ausführungsbeispiels
Nachstehend wird die Erfindung anhand eines bevorzugten Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigen:
Figur 1 Eine schematische Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des ers¬ ten Ausführungsbeispiels
Figur 2 Eine schematische Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des zweiten Ausführungsbeispiels
Figur 3 Eine detaillierte Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des ersten Ausführungsbeispiels
Figur 4 Eine schematische Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des drit¬ ten Ausführungsbeispiels
Figur 5 Eine schematische Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des vier¬ ten Ausführungsbeispiels
Figur 6 Eine schematische Schaltskizze der Schaltungsanordnung gemäß des fünf¬ ten Ausführungsbeispiels In der Figur 1 ist das erste Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Schaltungs¬ anordnung schematisch dargestellt. Diese Schaltungsanordnung beinhaltet einen Ein¬ Transistor-Spannungswandler, der an eine Gleichspannungsquelle UO angeschlossen ist und von der Primärwicklung LIa eines Transformators Tl sowie einem Halblei- terschalter S mit antiparallel geschalteter Diode D und einem parallel zum Schalter S geschalteten Kondensator Cl gebildet wird, und einen Lastkreis, der über den Trans¬ formator Tl an den Spannungswandler gekoppelt ist, sowie eine Impulszündvorrich- tung IZ, T2 zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe La. In dem Lastkreis sind die Sekundärwicklung LIb des Transformators Tl, die Drossel L2b, der Kondensator C2 und die Hochdruckentladungslampe La bzw. Anschlüsse für die Hochdruckentladungslampe La angeordnet. Die Drossel L2b ist außerdem als Sekundärwicklung des Zündtransformators T2 der Impulszündquelle ausgebildet.
Das in Figur 2 abgebildete zweite Ausführungsbeispiel der Erfindung unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel nur dadurch, dass ein Spartransformator Tl ' anstelle des Transformators Tl verwendet wird. Aus diesem Grund werden in den Figuren 1 und 2 für identische Bauteile dieselben Bezugszeichen verwendet. Der Lastkreis und der Spannungseingang der Impulszündvorrichtung IZ, T2 werden von dem Primär- LIa' und dem Sekundärwicklungsabschnitt LIb' des Spartransforma¬ tors Tl' gespeist.
In der Figur 3 sind Details des ersten Ausführungsbeispiels sowie Einzelheiten der in den Figuren 1 und 2 als Blockschaltbild abgebildeten Impulszündvorrichtung IZ, T2 und des Halbleiterschalters S bzw. Q dargestellt. Der Halbleiterschalter S ist in Figur 3 als Feldeffekttransistor Q mit integrierter Body-Diode und parasitärer Kapazität dargestellt. Die Impulszündvorrichtung IZ, T2 wird mit Hilfe der beiden Sekundär- Wicklungen LIb, LIc des Transformators Tl von dem Ein-Transistor- Spannungswandler mit Energie versorgt. Während der Zündphase der Hochdruckent¬ ladungslampe La wird der Zündkondensator C3 über die Gleichrichterdiode D3 und den Widerstand R auf die Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS aufgeladen. Beim Erreichen der vorgenannten Durchbruchsspannung entlädt sich der Zündkon- densator C3 über die Funkenstrecke FS und die Primärwicklung L2a des Zündtrans- formators T2. Dadurch werden in der Sekundärwicklung L2b des Zündtransforma¬ tors T2 Hochspannungsimpulse generiert, die zur Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe La führen. Um eine Spannungsüberlastung der in den Lastkreis geschalteten ersten Sekundärwicklung LIb des Transformators Tl bzw. der Wicklungsabschnitte LIa', LIb' des Spartransformators Tl ' zu vermeiden, ist paral¬ lel zur ersten Sekundärwicklung LIb bzw. zu den Wicklungsabschnitten LIa', LIb' eine bidirektionale Suppressor-Diode D2 geschaltet. Zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe La wird der Feldeffekttransistor Q des Span¬ nungswandlers mittels seiner Ansteuerungsvorrichtung ST mit einer Schaltfrequenz von ca. 220 kHz betrieben. Dadurch kann sich aufgrund der in der Tabelle angegebe¬ nen Dimensionierung der Bauteile an dem Zündkondensator C3 die erforderliche Durchbruchsspannung der Funkenstrecke FS aufbauen. Nach Beendigung der Zünd¬ phase wird die Schaltfrequenz des Transistors Q auf den Wert von 750 kHz umge¬ schaltet und anschließend, korrespondierend zum Verdampfen der Füllungsbestand- teile in dem Entladungsgefäß der Lampe La, bis auf 820 kHz erhöht. Während des Hochlaufs der Lampe wird dieser eine Leistung deutlich größer als der Nennleistung zugeführt, um einen schnellen Hochlauf, d.h. ein schnelles Verdampfen der Fül¬ lungsbestandteile zu gewährleisten. Im stationären Betrieb ist die Schaltfrequenz derart gewählt, dass die Hochdruckentladungslampe La mit ihrer Nennleistung von 35 Watt betrieben wird. Aufgrund der dann leitfähigen Entladungsstrecke der Hoch¬ druckentladungslampe La werden nach Beendigung der Zündphase von der Impuls¬ zündvorrichtung keine weiteren. Hochspannungsimpulse generiert. Die in dem Last¬ kreis angeordnete, vom Lampenstrom durchflossene Sekundärwicklung L2b des Zündtransformators T2 dient nach Beendigung der Zündphase als den Lampenstrom begrenzende Drossel, das heißt, zur Stabilisierung der Entladung. Die Kapazität des in Serie zu der Sekundärwicklung bzw. Drossel L2b geschalteten Kondensators C2 ist derart dimensioniert, dass sie die Induktivität der Drossel L2b teilweise kompen¬ siert, um den Spannungsabfall an der Drossel L2b auf das für die Stabilisierung der Entladung notwendige Maß zu begrenzen und dadurch die Verlustleistung in der Schaltung zu reduzieren. In Figur 4 ist schematisch eine Schaltungsanordnung gemäß dem dritten Ausfuh¬ rungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Dieses Ausftihrungsbeispiel unterscheidet sich von dem ersten Ausfuhrungsbeispiel nur dadurch, dass bei der Schaltungsanord¬ nung gemäß dem dritten Ausfuhrungsbeispiel auf den Kondensator C2 verzichtet wurde und die Sekundärwicklung L2b des Zündtransformators 20 Windungen und eine Induktivität von 32 μiH besitzt. In allen anderen Details stimmt das dritte Aus¬ führungsbeispiel mit dem in den Figuren 1 und 3 abgebildeten ersten Ausfuhrungs¬ beispiel überein. Daher wurden für identische Teile auch dieselben Bezugszeichen verwendet.
In Figur 5 ist schematisch eine Schaltungsanordnung gemäß dem vierten Ausfüh¬ rungsbeispiel der Erfindung dargestellt. Dieses Ausführungsbeispiel unterscheidet sich von dem dritten Ausführungsbeispiel nur dadurch, dass der Kondensator Cl durch die beiden Kondensatoren CIa und CIb ersetzt ist, wobei der Kondensator CIa parallel zur Schaltstrecke des Schalttransistors S und seiner Body-Diode D geschaltet ist und der Kondensator CIb parallel zur Sekundärwicklung LIb des Transformators Tl geschaltet ist. Die bidirektionale Suppressor-Diode D2 entfällt bei diesem Aus¬ führungsbeispiel, weil der Kondensator CIb neben seiner Funktion zusammen mit CIa zusätzlich als spannungsbegrenzendes Bauelement wirkt und das Anliegen der vom Zündtransformator erzeugten Spannung an der Lampe sicherstellt. Für die Ka- pazitäten der Kondensatoren CIa, CIb und Cl ist folgende Bedingung erfüllt:
wobei kl, kla, klb die Kapazitäten der Kondensatoren Cl, CIa, CIb und nla, nlb die Windungszahlen der Primär- LIa bzw. Sekundärwicklung LIb des Transforma¬ tors Tl bezeichnen.
Der Kondensator Cl bzw. CIa kann auch parallel zur Primärwicklung LIa des Transformators Tl geschaltet sein, anstatt parallel zum Schalttransistor S.
Die Kapazität Cl kann zur Anpassung an unterschiedliche Lastverhältnisse bzw. zur Gewährleistung der Schaltungsfunktion im Fall eines eingeschränkten Frequenzbe- reichs in ihrem Wert verändert werden. Vorteilhafterweise erfolgt dies in Stufen, wobei als Schalter MOSFET-Transistoren eingesetzt werden. MOSFET-Transistoren ermöglichen einen bidirektionalen Stromfluss im eingeschalteten Zustand und die im ausgeschalteten Zustand vorhandene Body-Diode stellt in dieser Anwendung kein Hindernis dar, da wegen der in der Schaltung vorhandenen Diode D keine negative Spannung über Cl auftreten kann, folglich die zur Variation von Cl eingesetzten Schalter keine Rückwärtssperrfahigkeit aufweisen müssen. Eine Ausführung zeigt Figur 6. Dabei kann beispielsweise CIa' und CIb' so dimensioniert werden, dass nach der Zündung der Lampe anstelle der Frequenzumschaltung, wie beim ersten Ausführungsbeispiel beschrieben, eine Ansteuerung des MOSFETs Q2 mittels der Steuerschaltung ST erfolgt, um den Kondensator CIb' zu aktivieren bzw. deaktivie¬ ren, und im Gegensatz zu den obigen Ausführungen keine Umschaltung der Schalt¬ frequenz erfolgt. Die Ansteuerung von Q2 kann beispielsweise direkt durch einen Ausgang eines Mikrocontrollers erfolgen, ohne dass eine entsprechend schnelle Ga- te- Ansteuerschaltung wie im Fall von Ql nötig wäre. Im Extremfall kann CIa' gänz¬ lich entfallen und deren Funktion ausschließlich von der parasitären Kapazität des MOSFETs Ql wahrgenommen werden. Die Umschaltung bzw. Variation von Cl so wie die Wahl von Cl sollte dabei so erfolgen, dass der Schalter S bzw. Q immer, d.h. sowohl während der Zündung als auch im nachfolgenden Betrieb, das Schalten im spannungslosen Zustand des Schalters (zero-voltage switching, ZVS) erfolgt.
Die in Figur 6 schematisch dargestellte Schaltungsanordnung gemäß dem fünften Ausführungsbeispiel der Erfindung unterscheidet sich von dem ersten Ausführungs¬ beispiel nur dadurch, dass der Kondensator Cl durch die beiden Kondensatoren CIa' und CIb' ersetzt ist, wobei der Kondensator CIa' parallel zur Schaltstrecke des Schalttransistors Ql und seiner Body-Diode geschaltet ist und die Serienschaltung bestehend aus dem Kondensator CIb' und einem zweiten Schalttransistor Q2 parallel zum Kondensator CIa' geschaltet ist. Daher wurden in den Figuren 3 und 6 für iden¬ tische Bauteile dieselben Bezugszeϊchen verwendet.
Bei der Hochdruckentladungslampe La handelt es sich um eine quecksilberfreie Ha- logen-Metalldampf-Hochdruckgasentladungslampe mit einer nominalen Leistung von 35 W im stationären Betrieb und einer nominalen Lampenspannung von 45V für den Einsatz in einem Kraftfahrzeugscheinwerfer. Der Zündtransformator L2a, L2b weist, abgesehen von einem kleinen Luftspalt, einen in einem weichmagnetischen Material (z.B. Ferrit) geschlossenen magnetischen Kreis auf.
Tabelle: Dimensionierung der Komponenten der in den Figuren 1 und 3 abgebildeten Schaltungsanordnung gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel
Cl 3,7 nF
C2 1,3 nF
C3 1O nF, 2000 V
D2 zwei P6KE520C in Reihe
D3 BY505
FS 1600 V
Q IRF740LC
R 20 kOhm
Tl EFD25, N49 mit Luftspalt
LIa 13 Windungen, 16 μH
LIb 46 Windungen
LIc 46 Windungen
L2a 1 Windung
L2b 19 Windungen, 63 μH, Ringkern mit Luftspalt (1 mm)
UO 42 V

Claims

Patentansprüche
1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Hochdruckentladungslampe, wobei die Schaltungsanordnung einen Spannungswandler, einen vom Spannungs¬ wandler gespeisten Lastkreis, der mit Anschlüssen für die Hochdruckentla¬ dungslampe (La) und mit einer Drossel (L2b) zur Begrenzung des Stroms durch die Hochdruckentladungslampe (La) versehen ist, und eine Impuls¬ zündvorrichtung zum Zünden der Gasentladung in der Hochdruckentladungs¬ lampe (La) aufweist, dadurch gekennzeichnet, dass die Drossel (L2b) als Se¬ kundärwicklung des Zündtransformators (T2) der Impulszündvorrichtung ausgebildet ist.
2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass ein Transformator (Tl) zur Anpassung der Eingangsspannung (UO) an die im Lastkreis erforderliche Spannung und zur galvanischen Trennung zwischen Spannungswandler und Lastkreis vorgesehen ist.
3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass der Transformator (Tl) zwei Sekundärwicklungen (LIb, LIc) aufweist, wobei eine erste Sekundärwicklung (LIb) zur Spannungsversorgung des Lastkreises und die zweite Sekundärwicklung (LIc), gegebenenfalls zusammen mit der ersten Sekundärwicklung (LIb), zur Spannungsversorgung der Impulszünd¬ vorrichtung dient.
4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass parallel zu der im Lastkreis angeordneten Sekundärwicklung (LIb) des Transformators (Tl) ein spannungsbegrenzendes Bauteil (D2) geschaltet ist.
5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass in Se¬ rie zur Drossel (L2b) mindestens ein Kondensator (C2) geschaltet ist, dessen Kapazität derart dimensioniert ist, dass der mindestens eine Kondensator
(C2) während des Lampenbetriebs, nach Beendigung der Zündphase, eine partielle Kompensation der Induktivität der Drossel (L2b) bewirkt.
6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Spannungswandler als Ein-Transistor-Wandler ausgebildet ist.
7. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Anpassung der Eingangsspannung (UO) an die im Lastkreis erforderliche Spannung ein als Spartransformator ausgebildeter Transformator (Tl ') vor¬ gesehen ist.
8. Schaltungsanordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, dass der Primär- (LIa') und der Sekundärwicklungsabschnitt (LIb') des Spartrans¬ formators (Tl') zur Spannungsversorgung des Lastkreises und der Impuls- Zündvorrichtung dienen.
9. Schaltungsanordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass paral¬ lel zur Serienschaltung der Wicklungsabschnitte (LIa', LIb') des Spartrans¬ formators (Tl') ein Spannungsbegrenzendes Bauteil (D2) geschaltet ist.
10. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei der Spannungswandler min- destens ein, in periodisch wiederkehrenden Zeitabständen schaltendes
Schaltmittel (S, Q, Ql) umfasst, und wobei Mittel (ST) zur Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schaltmittels (S, Q, Ql) nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe (La) vorgese¬ hen sind.
11. Schaltungsanordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, dass die Mittel (ST) zur Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schalt¬ mittels (S, Q, Ql) derart ausgebildet sind, dass unmittelbar nach erfolgter Zündung der Gasentladung in der Hochdruckentladungslampe eine sprung¬ hafte Änderung der Schaltfrequenz des mindestens einen Schaltmittels (S, Q, Ql) erfolgt und anschließend, während der Hochlauf- oder Anlaufphase der
Hochdruckentladungslampe eine kontinuierliche oder quasi-kontinuierliche Änderung der Schaltfrequenz erfolgt.
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