EP1561280A2 - Dispositif radiofrequence du type a frequence intermediare nulle ou quasi-nulle minimisant la modulation frequentielle parasite appliqueee a un oscillateur local integre - Google Patents

Dispositif radiofrequence du type a frequence intermediare nulle ou quasi-nulle minimisant la modulation frequentielle parasite appliqueee a un oscillateur local integre

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Publication number
EP1561280A2
EP1561280A2 EP03808753A EP03808753A EP1561280A2 EP 1561280 A2 EP1561280 A2 EP 1561280A2 EP 03808753 A EP03808753 A EP 03808753A EP 03808753 A EP03808753 A EP 03808753A EP 1561280 A2 EP1561280 A2 EP 1561280A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
frequency
oscillator
main
loop
auxiliary
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP03808753A
Other languages
German (de)
English (en)
Inventor
Philippe Cathelin
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
STMicroelectronics SA
Original Assignee
STMicroelectronics SA
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by STMicroelectronics SA filed Critical STMicroelectronics SA
Publication of EP1561280A2 publication Critical patent/EP1561280A2/fr
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/06—Receivers
    • H04B1/16—Circuits
    • H04B1/30—Circuits for homodyne or synchrodyne receivers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
    • H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
    • H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/16—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop
    • H03L7/22—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop
    • H03L7/23—Indirect frequency synthesis, i.e. generating a desired one of a number of predetermined frequencies using a frequency- or phase-locked loop using more than one loop with pulse counters or frequency dividers

Definitions

  • Radiofrequency device of the zero or quasi-zero intermediate frequency type minimizing the parasitic frequency modulation applied to an integrated local oscillator.
  • the invention relates to frequency synthesis and more particularly that implemented in radio frequency devices, receivers or transmitters, of the zero or almost zero intermediate frequency type.
  • the invention advantageously applies, but is not limited to, wireless communication systems, and more particularly to cellular mobile telephones.
  • a terminal of a wireless communication system such as for example a cellular mobile telephone
  • direct conversion, or transposition at zero intermediate frequency is an alternative to a superheterodyne architecture, and is particularly well suited to allow very architectural solutions. strongly integrated for this terminal.
  • a direct conversion receiver or a receiver with zero intermediate frequency (zero-IF receiver) converts the useful signal band directly around the zero frequency (baseband) instead of converting it to an intermediate frequency of the order a few hundred MHz.
  • a direct conversion transmitter converts the base band of the wanted signal directly around the radio frequency carrier frequency.
  • zero-IF radio frequency devices present a difficulty in differentiating the useful signal if continuous spurious signals are present at the input. Also, in certain cases, it is then preferable to use radiofrequency devices with quasi-zero intermediate frequency (low IF), that is to say of which the intermediate frequency is not strictly zero, but low and in practice less than a MHz.
  • low IF quasi-zero intermediate frequency
  • a frequency local oscillator, or transposition frequency close to the radiofrequency frequency for either carrying out a frequency transposition towards the radiofrequency domain of the signal to be transmitted (in the case of a transmitter), or carrying out a frequency transposition downwards , of the received signal (in the case of a receiver).
  • a frequency synthesizer is generally used working at a frequency multiple of the transposition frequency. And, the transposition signal is then generated at the output of a “suitable frequency” divider.
  • the frequency synthesizer is generally obtained with a voltage controlled oscillator (VCO) and a phase locked loop (PLL: “Phase Locked Loop”).
  • spurious signals due to imperfections in the transmission or reception chain, spurious signals (harmonics or products of mixing useful signals) will exist and will be injected through spurious paths (magnetic coupling, capacitive coupling, .. .) in the voltage controlled oscillator. This then results in a parasitic frequency modulation applied to the voltage controlled oscillator.
  • This mechanism is known to those skilled in the art under the Anglo-Saxon name of NCO PULLI ⁇ G.
  • the output of the charge pump of the phase locked loop is a sine wave having the frequency ⁇ f. If ⁇ f is greater than the cutoff frequency of the phase locked loop, the voltage control of the oscillator will not be affected. On the other hand, if ⁇ f is small, that is to say less than the cut-off frequency of the phase locked loop, the voltage control of the oscillator will act to reduce the amplitude of the modulation of the oscillator.
  • the phase locked loop will correct the disturbance.
  • the disturbance will be low, due to the 1 / ⁇ f effect.
  • the disturbance will be high. Also, a natural solution would be to make a phase locked loop having a high cutoff frequency.
  • the reference frequency provides the spacing between the channels.
  • the reference frequency is in practice equal to 400 kHz for an oscillator delivering a frequency of 3.6 GHz.
  • the division performed in the loop is not an integer division, one can then choose a higher reference frequency. However, the use of a fractional divider is detrimental to the noise level.
  • a loop cutoff frequency of the order of 40 to 50 kHz is chosen at most, which is largely insufficient to avoid the parasitic modulation problems mentioned above.
  • the invention aims to provide a more satisfactory solution to the problems of parasitic frequency modulation applied to the oscillator, and more particularly when this oscillator and the mixer are integrated on the same chip.
  • the invention therefore proposes a radiofrequency device of the zero or quasi-zero intermediate frequency type, intended to receive or transmit a radiofrequency signal whose reception or emission frequency belongs to a frequency range subdivided into frequency channels.
  • the radiofrequency device which can therefore be a radiofrequency receiver or a radiofrequency transmitter, comprises on the same electronic chip of the frequency transposition means connected to a local so-called main oscillator.
  • the main oscillator is incorporated within a main phase-locked loop whose reference frequency is supplied by an auxiliary voltage-controlled oscillator, itself incorporated in an auxiliary phase-locked loop whose frequency reference is less than the frequency of the auxiliary oscillator.
  • the reference frequency of the main loop that is to say the frequency of the auxiliary oscillator, is lower than the output frequency of the main oscillator. It is also greater than ten times the frequency spacing of the channels reduced to the output frequency of the main oscillator. In addition, this reference frequency of the main loop is distant from an integer multiple of the reception or emission frequency of at least the cutoff frequency of the main loop.
  • the invention provides a phase-locked dual loop frequency synthesizer.
  • a first oscillator in this case the auxiliary oscillator, makes it possible to obtain all the characteristics desired for the transposition signal (channel selection, stability, phase noise, etc.).
  • This oscillator is controlled by the auxiliary loop.
  • this auxiliary oscillator oscillates at a frequency which does not correspond to any harmonic or product of mixture of useful signals, it will not be disturbed.
  • a second oscillator in this case the main oscillator, oscillating for example at twice the transposition frequency, will be controlled by the main loop taking as a reference the output frequency of the auxiliary oscillator.
  • the loop filter can have a relatively wide bandwidth, of the order of a few tens of MHz, with the following advantages:
  • the reference frequency of the auxiliary loop is less than or equal, preferably equal, to the frequency spacing of the channels reduced to the reference frequency of the main loop. Furthermore, according to one embodiment of the invention, the reference frequency of the main loop is greater than one twentieth of the output frequency of the main oscillator.
  • the frequency range to which the transmission or reception frequency belongs is around 900 MHz or 1800 MHz
  • the reference frequency of the main loop can be taken equal to 450 MHz, while the reference frequency of the auxiliary loop can be equal to 50 kHz.
  • the output frequency of the main oscillator can then be equal to 3.6 GHz.
  • the electronic chip which already includes the frequency transposition means as well as the main local oscillator, can also include the two phase locked loops.
  • the device can be entirely produced on the electronic chip.
  • the invention also provides a component of a wireless communication system, for example a cellular mobile telephone, incorporating a radiofrequency device, as defined above.
  • FIG. 1 schematically illustrates a cellular mobile telephone incorporating in its transmission chain a frequency synthesizer according to the invention
  • - Figure 2 schematically illustrates a cellular mobile telephone incorporating in its reception chain a frequency synthesizer according to the invention
  • FIG. 3 illustrates in more detail, but still schematically, an embodiment of a synthesizer according to the invention.
  • the reference TP designates a cellular mobile telephone intended in this example to operate according to the DCS standard. It is recalled here that in the DCS standard, the frequency of emission of the radiofrequency signal or the frequency of reception, belongs to a frequency range between 1808 MHz and 1880 MHz, this frequency range being subdivided into frequency channels spaced by 200 kHz .
  • a voltage controlled oscillator which will hereinafter be referred to as "main oscillator”, has the reference
  • NCOP and delivers an SSP output signal at an output frequency here equal to 3.6 GHz.
  • This main oscillator NCOP is followed by a frequency divider by two, referenced DV, delivering a transposition signal ST at the frequency of 1.8 GHz.
  • a complex mixer MX (that is to say processing the two channels I and Q in phase quadrature) receives, on the one hand, the transposition signal ST and, on the other hand, a useful signal in baseband SUBB issued by the PBB baseband processor of the TP telephone.
  • the signal is modulated around the frequency of 1.8 MHz and is then transmitted by the A ⁇ T antenna of the telephone after passing through a PPA preamplification stage followed by a PA power amplification stage.
  • the signal received by the antenna A ⁇ T is amplified in a low noise amplifier L ⁇ A .
  • the signal is then transposed into baseband in the mixer MX using the frequency transposition signal ST, also from an NCOP oscillator.
  • the useful signal in baseband SUBB is then delivered after amplification and analog digital conversion to the processor in baseband PBB of the telephone TP.
  • the architecture described here for the transmission or reception chain of the TP telephone is an architecture known as "zero IF", that is to say at zero intermediate frequency.
  • the invention also applies to radio frequency receivers or radio frequency transmitters of the quasi-zero intermediate frequency type, that is to say for example less than 1 MHz.
  • the frequency transposition stage (or mixer) and the main NCOP oscillator are located on the same PC electronic chip. Due to imperfections in the transmission or reception chain, spurious signals (frequency harmonics or mixing products of useful signals) will appear and will be injected through spurious paths into the main oscillator with consequent frequency modulation parasite applied to this main oscillator, and known to those skilled in the art under the Anglo-Saxon name of "VCO PULLI ⁇ G".
  • the invention aims to provide a solution to this problem, which is particularly critical when the main oscillator NCOP and the mixer MX are located on the same PC chip. Also, the invention proposes a frequency synthesizer with two phase locked loops PLL1 and PLL2, as shown in FIG. 3.
  • the main NCOP oscillator is incorporated within a so-called "main" phase locked loop, and referenced PLL2.
  • This phase locked loop comprises, in a conventional manner, an edge detector PFD2 followed by a charge pump CP2 and a loop filter FB2.
  • the loop filter output controls the VCOP oscillator in voltage.
  • the VCOP oscillator output provides the SSP signal, and the output signal is otherwise divided by an integer k2 in an integer divider DN2 before being compared to an SRFP reference signal in the edge detector PFD2.
  • the reference signal SRFP is delivered by a voltage controlled oscillator NCOA, itself incorporated in an auxiliary phase locked loop referenced PLL1.
  • NCOA voltage controlled oscillator
  • the architecture of this PLL1 loop is similar to that of the PLL2 loop, except that the entire division is performed this time within a divider DV1 using an integer kl.
  • the reference signal SRFA of the loop PLL1 is delivered by an external generator, for example a quartz.
  • the frequency of the SRFP signal must be high to have a sufficiently wide bandwidth of the PLL2 loop, typically greater than 1 MHz, and this so that the PLL2 loop greatly reduces the effect of PULLI ⁇ G at which the VCOP oscillator is subject.
  • the frequency of the SRFP signal must be located in an unpolluted area, that is to say distant from an integer multiple of the reception or transmission frequency, at least the cutoff frequency of the main loop.
  • the frequency spacing of the channels being 200 kHz for a reception transmit frequency around 1.8 GHz (corresponding to a frequency spacing of 400 kHz for a SSP signal frequency equal to 3.6 GHz, or at a spacing of
  • the reference frequency of the auxiliary loop is equal to the frequency spacing of the channels, reduced to the reference frequency of the main loop.
  • the VCOA oscillator oscillates at a frequency which is situated in an unpolluted zone, that is to say which does not correspond to any harmonic or product of mixture of useful signals, it will not be disturbed.
  • the main NCOP oscillator is subject to PULLI ⁇ G.
  • the effect will be greatly reduced by the loop gain of the PLL2 loop.

Landscapes

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  • Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
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Abstract

Le dispositif comporte sur une même puce électronique des moyens de transposition de fréquence MX connectés à un oscillateur local principal VCOP. L' oscillateur principal VCOP est incorporé au sein d'une boucle principale à verrouillage de phase PLL2 dont la fréquence de référence est fournie par un oscillateur auxiliaire VCOA commando en tension, lui-même incorporé dans une boucle auxiliaire à verrouillage de phase PLL1 dont la fréquence de référence est inférieure à la fréquence de l'oscillateur auxiliaire. La fréquence de référence SRFP de la boucle principale est inférieure à la fréquence de sortie de l'oscillateur principal, supérieure à 10 fois 1'espacement fréquentiel des canaux ramené à la fréequence de sortie de l'oscillateur principal, et éloignée d'un multiple entier de la fréquence de réception ou d'omission d'au moins la fréquence de coupure de la boucle principale.

Description

Dispositif radiofréquence du type à fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle minimisant la modulation fréquentielle parasite appliquée à un oscillateur local intégré.
L'invention concerne la synthèse de fréquence et plus particulièrement celle mise en œuvre dans les dispositifs radiofréquences, récepteurs ou émetteurs, du type à fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle.
L'invention s' applique avantageusement, mais non limitativement, aux systèmes de communication sans fil, et plus particulièrement aux téléphones mobiles cellulaires.
Dans un terminal d'un système de communication sans fil, comme par exemple un téléphone mobile cellulaire, la conversion directe, ou transposition à fréquence intermédiaire nulle, est une alternative à une architecture superhétérodyne, et est particulièrement bien adaptée pour permettre des solutions architecturales très fortement intégrées pour ce terminal.
Un récepteur à conversion directe, ou bien un récepteur à fréquence intermédiaire nulle (récepteur zéro-IF) convertit la bande du signal utile directement autour de la fréquence nulle (bande de base) au lieu de la convertir à une fréquence intermédiaire de l' ordre de quelques centaines de MHz.
Un émetteur à conversion directe convertit la bande de base du signal utile directement autour de la fréquence porteuse radiofréquence.
Ceci étant, les dispositifs radiofréquences zéro-IF présentent une difficulté dans la différentiation du signal utile si des signaux parasites continus sont présents en entrée. Aussi, dans certains cas, on préfère alors utiliser des dispositifs radiofréquences à fréquence intermédiaire quasi-nulle (low IF), c'est-à-dire dont la fréquence intermédiaire n'est pas strictement nulle, mais basse et en pratique inférieure à un MHz.
Quoi qu' il en soit, pour générer une fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle, il est nécessaire de disposer d'une fréquence d' oscillateur local, ou fréquence de transposition, proche de la fréquence radiofréquence pour, soit effectuer une transposition de fréquence vers le domaine radiofréquence du signal à transmettre (dans le cas d' un émetteur) , soit effectuer une transposition de fréquence vers le bas, du signal reçu (dans le cas d'un récepteur).
Pour générer ce signal de transposition, on utilise généralement un synthétiseur de fréquence travaillant à une fréquence multiple de la fréquence de transposition. Et, le signal de transposition est alors généré en sortie d'un diviseur de «fréquence approprié. Le synthétiseur de fréquence est généralement obtenu avec un oscillateur commandé en tension (VCO) et une boucle à verrouillage de phase (PLL : «Phase Locked Loop»).
En raison des imperfections dans la chaîne d' émission ou de réception, des signaux parasites (des harmoniques ou bien des produits de mélange de signaux utiles) vont exister et vont être injectés à travers des chemins parasites (couplage magnétique, couplage capacitif, ...) dans l' oscillateur commandé en tension. Il en résulte alors une modulation fréquentielle parasite appliquée à l' oscillateur commandé en tension. Ce mécanisme est connu par l'homme du métier sous la dénomination anglo-saxonne de NCO PULLIΝG.
Plus précisément, lorsqu'on applique à un oscillateur commandé en tension et fonctionnant à une fréquence de sortie donnée, un signal parasite à une fréquence décalée de Δf par rapport à la fréquence de sortie de l' oscillateur local, cet oscillateur va être modulé en fréquence avec une fréquence égale à Δf et une amplitude proportionnelle à 1/Δf. Et, dans les dispositifs à fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle, Δf est petit, ce qui conduit à une amplitude élevée.
Et, il va en résulter une modulation perturbatrice en sortie du dispositif de transposition de fréquence ou mélangeur, ce qui va alors conduire à un décodage moins facile des informations, et par conséquent à un taux d'erreur plus important. Les effets de ces perturbations parasites sont modifiés du fait de l' appartenance de l' oscillateur local à une boucle à verrouillage de phase.
Plus précisément, en ce qui concerne la boucle à verrouillage de phase, lorsque l' oscillateur est modulé avec une fréquence Δf, la sortie de la pompe de charge de la boucle à verrouillage de phase est une onde sinusoïdale ayant la fréquence Δf. Si Δf est plus grand que la fréquence de coupure de la boucle à verrouillage de phase, la commande en tension de l' oscillateur ne sera pas affectée. Par contre, si Δf est petit, c'est-à-dire inférieur à la fréquence de coupure de la boucle à verrouillage de phase, la commande en tension de l' oscillateur va agir pour réduire l' amplitude de la modulation de l'oscillateur.
Par ailleurs, puisque l' oscillateur est connecté à la boucle à verrouillage de phase, il se produit une combinaison de deux effets.
Ainsi, à basse fréquence, la boucle à verrouillage de phase va corriger la perturbation. A haute fréquence, la perturbation sera faible, due à l' effet 1/Δf. Par contre, au voisinage de la fréquence de coupure de la boucle à verrouillage de phase, la perturbation sera élevée. Aussi, une solution naturelle consisterait à réaliser une boucle à verrouillage de phase ayant une fréquence de coupure élevée.
Cependant, la réalisation d'une fréquence de coupure élevée va à rencontre de la stabilité de la boucle. En effet, il est généralement requis, pour des raisons de stabilité, que cette fréquence de coupure soit inférieure au dixième de la fréquence de référence de la boucle.
Or, lorsque la boucle effectue une division entière de fréquence, la fréquence de référence fournit l'espacement entre les canaux. Ainsi, pour une application DCS dans laquelle les canaux sont espacés tous les 200 kHz dans la plage 1808 MHz- 1880 MHz, la fréquence de référence est en pratique égale à 400 kHz pour un oscillateur délivrant une fréquence de 3,6 GHz.
Si la division effectuée dans la boucle n' est pas une division entière, on peut alors choisir une fréquence de référence plus élevée. Cependant, l'utilisation d'un diviseur fractionnaire est pénalisant au niveau du bruit.
Pour toutes ces considérations, dans une application DCS, on choisira une fréquence de coupure de boucle de l' ordre de 40 à 50 kHZ au maximum, ce qui est largement insuffisant pour éviter les problèmes de modulation parasite évoqués ci-avant.
D' autres solutions peuvent être envisagées pour remédier à ces problèmes de modulation parasite.
On peut utiliser des fréquences intermédiaires de transposition élevées, de l' ordre de plusieurs MHz. Cependant, ceci conduit à une augmentation de la consommation de courant du récepteur ou de l' émetteur.
On peut utiliser aussi un oscillateur délivrant une fréquence de sortie qui soit un multiple élevé de la fréquence de transposition requise. Mais, ceci va encore avoir un impact sur la consommation de courant et va nécessiter l' utilisation d'une technologie particulièrement complexe.
Enfin, on peut tenter d' améliorer l' isolation de l' oscillateur.
Mais, ceci est particulièrement délicat à faire sur une puce, en particulier lorsque la puce incorpore également les moyens de transposition de fréquence (ou mélangeurs).
L'invention vise à apporter une solution plus satisfaisante aux problèmes de la modulation fréquentielle parasite appliquée à l' oscillateur, et tout particulièrement lorsque cet oscillateur et le mélangeur sont intégrés sur la même puce.
L'invention propose donc un dispositif radiofréquence du type à fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle, destiné à recevoir ou à émettre un signal radiofréquence dont la fréquence de réception ou d'émission appartient à une plage de fréquence subdivisée en canaux fréquentiels.
Selon une caractéristique générale de l'invention, le dispositif radiofréquence, pouvant être par conséquent un récepteur radiofréquence ou un émetteur radiofréquence, comporte sur une même puce électronique des moyens de transposition de fréquence connectés à un oscillateur local dit principal.
Par ailleurs, l' oscillateur principal est incorporé au sein d' une boucle principale à verrouillage de phase dont la fréquence de référence est fournie par un oscillateur auxiliaire commandé en tension, lui-même incorporé dans une boucle auxiliaire à verrouillage de phase dont la fréquence de référence est inférieure à la fréquence de l' oscillateur auxiliaire.
Par ailleurs, la fréquence de référence de la boucle principale, c'est-à-dire la fréquence de l' oscillateur auxiliaire, est inférieure à la fréquence de sortie de l'oscillateur principal. Elle est par ailleurs supérieure à dix fois l'espacement fréquentiel des canaux ramenée à la fréquence de sortie de l' oscillateur principal. En outre, cette fréquence de référence de la boucle principale est éloignée d'un multiple entier de la fréquence de réception ou d'émission d' au moins la fréquence de coupure de la boucle principale.
En d'autres termes, l'invention propose un synthétiseur de fréquence à double boucle à verrouillage de phase.
Un premier oscillateur, en l'espèce l' oscillateur auxiliaire, permet l' obtention de toutes les caractéristiques désirées pour le signal de transposition (sélection de canal, stabilité, bruit de phase, ...). Cet oscillateur est contrôlé par la boucle auxiliaire. Comme cet oscillateur auxiliaire oscille à une fréquence qui ne correspond à aucun harmonique ni produit de mélange de signaux utiles, il ne sera pas perturbé.
Un second oscillateur, en l' espèce l' oscillateur principal, oscillant par exemple à deux fois la fréquence de transposition, sera contrôlé par la boucle principale en prenant comme référence la fréquence de sortie de l' oscillateur auxiliaire. Comme la fréquence de référence de la boucle principale est relativement élevée, le filtre de boucle peut avoir une bande passante relativement large, de l' ordre de quelques dizaines de MHz, avec les avantages suivants :
- toutes les perturbations seront réduites par le gain de boucle, - le bruit de phase de l'oscillateur principal sera directement donné par le bruit de l' oscillateur auxiliaire. Par conséquent, il n' est pas nécessaire de prévoir un oscillateur de haute performance, un simple oscillateur en anneau pouvant être suffisant.
Lorsque la boucle auxiliaire est destinée à être utilisée avec un diviseur entier, la fréquence de référence de la boucle auxiliaire est inférieure ou égale, de préférence égale, à l'espacement fréquentiel des canaux ramené à la fréquence de référence de la boucle principale. Par ailleurs, selon un mode de réalisation de l'invention, la fréquence de référence de la boucle principale est supérieure au vingtième de la fréquence de sortie de l' oscillateur principal.
Ainsi, dans un mode de réalisation dans lequel la plage de fréquences à laquelle appartient la fréquence d'émission ou de réception, se situe aux alentours de 900 MHz ou de 1800 MHz
(correspondant à la norme GSM ou DCS), la fréquence de référence de la boucle principale peut être prise égale à 450 MHz, tandis que la fréquence de référence de la boucle auxiliaire peut être égale à 50 kHz. La fréquence de sortie de l' oscillateur principal peut alors être égale à 3,6 GHz.
La puce électronique, qui comporte déjà les moyens de transposition de fréquence ainsi que l' oscillateur local principal, peut comporter également les deux boucles à verrouillage de phase.
Par ailleurs, le dispositif peut être intégralement réalisé sur la puce électronique.
L' invention propose également un composant d' un système de communication sans fil, par exemple un téléphone mobile cellulaire, incorporant un dispositif radiofréquence, tel que défini ci-avant.
D' autres avantages et caractéristiques de l'invention apparaîtront à l'examen de la description détaillée d'un mode de réalisation, nullement limitatif, et des dessins annexés, sur lesquels :
- la figure 1 illustre schématiquement un téléphone mobile cellulaire incorporant dans sa chaîne d'émission un synthétiseur de fréquence selon l'invention ; - la figure 2 illustre schématiquement un téléphone mobile cellulaire incorporant dans sa chaîne de réception un synthétiseur de fréquence selon l'invention ; et la figure 3 illustre plus en détail, mais toujours schématiquement, un mode de réalisation d'un synthétiseur selon l'invention.
Sur la figure 1 , la référence TP désigne un téléphone mobile cellulaire destiné dans cet exemple à fonctionner selon la norme DCS . On rappelle ici que dans la norme DCS, la fréquence d'émission du signal radiofréquence ou la fréquence de réception, appartient à une plage de fréquence comprise entre 1808 MHz et 1880 MHz, cette plage de fréquence étant subdivisée en canaux fréquentiels espacés de 200 kHz.
Un oscillateur commandé en tension, que l'on désignera par la suite sous le vocable « d' oscillateur principal », porte la référence
NCOP et délivre un signal de sortie SSP à une fréquence de sortie égale ici à 3,6 GHz. Cet oscillateur principal NCOP est suivi d'un diviseur de fréquence par deux, référencé DV, délivrant un signal de transposition ST à la fréquence de 1 ,8 GHz. Un mélangeur complexe MX (c 'est-à-dire traitant les deux voies I et Q en quadrature de phase) reçoit, d'une part, le signal de transposition ST et, d' autre part, un signal utile en bande de base SUBB délivré par le processeur en bande de base PBB du téléphone TP. A la sortie du mélangeur, le signal est modulé autour de la fréquence de 1, 8 MHz et est ensuite transmis par l' antenne AΝT du téléphone après passage dans un étage de préamplification PPA suivi d' un étage d' amplification de puissance PA.
Dans la chaîne de réception du téléphone TP, telle qu' illustrée sur la figure 2, et connectée à la chaîne d'émission par un duplexeur non représenté ici, le signal reçu par l' antenne AΝT est amplifié dans un amplificateur à faible bruit LΝA. Puis, le signal est ensuite transposé en bande de base dans le mélangeur MX en utilisant le signal de transposition de fréquence ST, également issu d' un oscillateur NCOP. Le signal utile en bande de base SUBB est ensuite délivré après amplification et conversion analogique numérique au processeur en bande de base PBB du téléphone TP.
L'homme du métier aura donc noté que l' architecture décrite ici pour la chaîne d' émission ou de réception du téléphone TP est une architecture dite « zéro IF », c' est-à-dire à fréquence intermédiaire nulle.
Ceci étant, l'invention s' applique également à des récepteurs radiofréquences ou des émetteurs radiofréquences du type à fréquence intermédiaire quasi-nulle, c'est-à-dire par exemple inférieure à 1 MHz.
Dans les solutions à forte intégration, actuellement préconisées, l' étage de transposition de fréquence (ou mélangeur) et l' oscillateur principal NCOP sont situés sur une même puce électronique PC. En raison des imperfections de la chaîne d' émission ou de réception, des signaux parasites (harmoniques de fréquence ou produits de mélange de signaux utiles) vont apparaître et seront injectés à travers des chemins parasites dans l' oscillateur principal avec pour conséquence une modulation fréquentielle parasite appliquée à cet oscillateur principal, et connue par l' homme du métier sous la dénomination anglo-saxonne de « VCO PULLIΝG » .
L'invention vise à apporter une solution à ce problème, tout particulièrement critique lorsque l'oscillateur principal NCOP et le mélangeur MX sont situés sur la même puce PC. Aussi, l' invention propose-t-elle un synthétiseur de fréquence à deux boucles à verrouillage de phase PLL1 et PLL2, tel que représenté sur la figure 3.
Plus précisément, l' oscillateur principal NCOP est incorporé au sein d' une boucle à verrouillage de phase dite « principale », et référencée PLL2. Cette boucle à verrouillage de phase comporte, de façon classique, un détecteur de fronts PFD2 suivi d'une pompe de charge CP2 et d' un filtre de boucle FB2. La sortie du filtre de boucle commande l' oscillateur VCOP en tension. La sortie de l' oscillateur VCOP fournit le signal SSP, et le signal de sortie est par ailleurs divisé par un entier k2 dans un diviseur entier DN2 avant d' être comparé à un signal de référence SRFP dans le détecteur de front PFD2.
Le signal de référence SRFP est délivré par un oscillateur commandé en tension NCOA, lui-même incorporé dans une boucle à verrouillage de phase auxiliaire référencée PLLl . L' architecture de cette boucle PLLl est analogue à celle de la boucle PLL2, à la différence près que la division entière s' effectue cette fois-ci au sein d'un diviseur DV1 en utilisant un entier kl . Par ailleurs, le signal de référence SRFA de la boucle PLLl est délivré par un générateur externe, par exemple un quartz.
D'une façon générale, la fréquence du signal SRFP doit être grande pour avoir une bande passante de la boucle PLL2 suffisamment large, typiquement supérieure à 1 MHz, et ce de façon à ce que la boucle PLL2 réduise fortement l'effet de PULLIΝG auquel l'oscillateur VCOP est sujet.
Par ailleurs, la fréquence du signal SRFP doit se situer dans une zone non polluée, c' est-à-dire éloignée d'un multiple entier de la fréquence de réception ou d'émission, d' au moins la fréquence de coupure de la boucle principale.
Ainsi, à titre d' exemple, on pourra choisir, pour un téléphone fonctionnant selon la norme DCS , une fréquence de 450 MHz pour le signal SRFP. La fréquence de coupure de la boucle peut alors être choisie jusqu' à 1/10 de la fréquence du signal SRFP, ici 45 MHz. Ceci étant le choix sera guidé par des critères propres à l' application (bruit, consommation, ... )
Par ailleurs, l'espacement fréquentiel des canaux étant de 200 kHz pour une fréquence d'émission de réception aux alentours de 1 ,8 GHz (correspondant à un espacement fréquentiel de 400 kHz pour une fréquence du signal SSP égale à 3,6 GHz, ou bien à un espacement de
50 kHz pour la fréquence de 450 MHz du signal SRFP), on choisira une fréquence de 50 kHz pour le signal de référence SRFA. Ainsi, la fréquence de référence de la boucle auxiliaire est égale à l' espacement fréquentiel des canaux, ramenée à la fréquence de référence de la boucle principale.
Puisque l'oscillateur VCOA oscille à une fréquence qui se situe dans une zone non polluée, c'est-à-dire ne correspondant à aucun harmonique ni produit de mélange de signaux utiles, il ne sera perturbé.
Par ailleurs, l' oscillateur principal NCOP est lui sujet au PULLIΝG. Cependant, l' effet sera fortement réduit par le gain de boucle de la boucle PLL2.

Claims

REVENDICATIONS
1. Dispositif radiofréquence du type à fréquence intermédiaire nulle ou quasi-nulle, destiné à recevoir ou à émettre un signal radiofréquence dont la fréquence de réception ou d' émission appartient à une plage de fréquences subdivisée en canaux fréquentiels, caractérisé par le fait qu'il comporte sur une même puce électronique (PC), des moyens de transposition de fréquence (MX) connectés à un oscillateur local principal (VCOP), et par le fait que l' oscillateur principal (VCOP) est incorporé au sein d'une boucle principale à verrouillage de phase (PLL2) dont la fréquence de référence est fournie par un oscillateur auxiliaire (VCOA) commandé en tension, lui-même incorporé dans une boucle auxiliaire à verrouillage de phase (PLLl) dont la fréquence de référence est inférieure à la fréquence de l' oscillateur auxiliaire, par le fait que la fréquence de référence (SRFP) de la boucle principale est inférieure à la fréquence de sortie de l' oscillateur principal, supérieure à
10 fois l'espacement fréquentiel des canaux ramené à la fréquence de sortie de l'oscillateur principal, et éloignée d'un multiple entier de la fréquence de réception ou d' émission d' au moins la fréquence de coupure de la boucle principale.
2. Dispositif selon la revendication 1, caractérisé par le fait que la boucle auxiliaire (PLLl) comporte un diviseur entier (DV1) et par le fait que la fréquence de référence de la boucle auxiliaire est inférieure ou égale, de préférence égale, à l'espacement fréquentiel des canaux ramené à la fréquence de référence de la boucle principale.
3. Dispositif selon la revendication 1 ou 2, caractérisé par le fait que la fréquence de référence de la boucle principale est supérieure au vingtième de la fréquence de sortie de l' oscillateur principal.
4. Dispositif selon la revendication 1 à 3 , caractérisé par le fait que la plage de fréquences à laquelle appartient la fréquence d'émission ou de réception, se situe aux alentours de 900 MHz ou de 1800 MHz, et par le fait que la fréquence de référence de la boucle principale est égale à 450 MHz, et la fréquence de référence de la boucle auxiliaire est égale à 50 kHz.
5. Dispositif selon l'une des revendications précédentes, caractérisé par le fait que la puce électronique (PC) comporte également les deux boucles à verrouillage de phase.
6. Dispositif selon la revendication 5, caractérisé par le fait qu' il est intégralement réalisé sur ladite puce électronique.
7. Composant d' un système de communication sans fil, caractérisé par le fait qu' il incorpore un dispositif selon l'une des revendications 1 à 6.
8. Composant selon la revendication 7, caractérisé par le fait qu' il forme un téléphone mobile cellulaire.
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