EP1433295B1

EP1433295B1 - Verfahren zur überprüfung des vorhandenseins einer signalkomponente und vorrichtung zur durchführung des verfahrens

Info

Publication number: EP1433295B1
Application number: EP01971593A
Authority: EP
Inventors: Hans-Ueli Roeck
Original assignee: Phonak AG
Current assignee: Sonova Holding AG
Priority date: 2001-10-05
Filing date: 2001-10-05
Publication date: 2011-09-28
Anticipated expiration: 2021-10-05
Also published as: AU2001291588A1; EP1433295A2; WO2001095578A2; CA2427845A1; WO2001095578A3; CA2427845C

Abstract

Zur Überprüfung des Vorhandenseins einer Signalkomponente (s) in einem Eingangssignal (x) ist ein Verfahren und eine Vorrichtung angegeben. Das Verfahren besteht darin, dass aus dem Eingangssignal (x) ein Mass (fest) für die Frequenz des Eingangssignals (x) erzeugt wird, dass Varianz des Masses (fest) für die Frequenz des Eingangssignals (x) ermittelt wird, dass die ermittelte Varianz (v) mit einem vorgegebenen Schwellwert (LT) verglichen wird und dass das Vorhandensein der Signalkomponente (s) bestätigt wird, wenn die Varianz (v) in einem vorgegebenen Bereich in bezug zum vorgegebenen Schwellwert (LT) liegt. Das Vorhandensein einer Signalkomponente (s) in einem Eingangssignal (x) kann schnell und mit wenigen Schritten auf einfache Weise bestimmt werden. Damit eignet sich das erfindungsgemässe Verfahren und die Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens besonders für den Einsatz bei mobilen Geräten, wie zum Beispiel bei Hörgeräten.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1, eine Anwendung des Verfahrens sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens.
Die Detektion einer schmalbandigen Signalkomponente, wie einem sinusförmigen Signal, in einem Rauschsignal ist ein oft zu lösendes Problem, zu dessen Lösung verschiedene bekannte Methoden zur Verfügung stehen. So kann mit Hilfe einer Korrelationsberechnung, mit Hilfe von auf Parametrisierung basierenden Methoden, gefolgt von einer Spitzendetektion (peak picking), oder mit einer Vielzahl von Nulldurchgangszählern das Problem gelöst werden.
Alle diese bekannten Methoden weisen jedoch den Nachteil auf, dass wegen den komplexen zum Einsatz kommenden Algorithmen eine grosse Rechenleistung erforderlich ist. Dies ist insbesondere dann der Fall, wenn Sprachsignale verarbeitet werden sollen. Mögliche Anwendungsgebiete sind Telekommunikationsprodukte, Audioprodukte oder Hörgeräte, wobei im folgenden unter dem Begriff "Hörgerät" sowohl sogenannte Hörhilfen, welche zur Korrektur eines geschädigten Hörvermögens einer Person eingesetzt werden, als auch alle anderen akustischen Kommunikationssysteme, wie zum Beispiel Funkgeräte, zu verstehen sind.
Der vorliegenden Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren anzugeben, das den vorstehend genannten Nachteil nicht aufweist.
Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 aufgeführten Merkmale gelöst. Vorteilhafte Ausgestaltungen des erfindungsgemässen Verfahrens, Anwendungen des Verfahrens sowie eine Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens sind in weiteren Ansprüchen angegeben.
Das erfindungsgemässe Verfahren zeichnet sich durch eine Reihe von äusserst einfachen Verfahrensschritten aus, zu deren Ausführung eine geringe Rechenleistung erforderlich ist. Somit eignet sich das erfindungsgemässe Verfahren insbesondere zur Anwendung in Systemen mit eingeschränkter Energieversorgung, beispielsweise bei netzunabhängigen, portablen Geräten, oder für Systeme, bei denen das Vorhandensein einer Signalkomponente sehr rasch bestimmt werden muss.
In Weiterführung der Erfindung wird vorgeschlagen, das erfindungsgemässe Verfahren zur Detektion und Elimination von Signalrückkopplungen zu verwenden.
Signalrückkopplung ist ein bekanntes Problem bei Hörgeräten, bei mobilen Telefonen und anderen Telekommunikationsprodukten. Eine Reihe von Lösungen wurde durch die Telekommunikationsbranche erarbeitet. So wurde bereits vorgeschlagen, die Signale im Signalrückkopplungspfad durch entsprechende Einstellung der Dämpfung in der Übertragungsfunktion im Rückkopplungspfad zu dämpfen. Des weiteren wurde die Anwendung von Auto- und/oder Kreuzkorrelations-Schemen vorgesehen, bei denen die Korrelation des Eingangssignals und des Ausgangssignals entweder im Zeitbereich oder im Frequenzbereich berechnet werden. Das Resultat der Berechnungen wird zur Einstellung der Übertragungsfunktion im Signalrückkopplungspfad unter Verwendung von LMS-(Least Mean Square)-Algorithmen verwendet (feedback canceler). Alternativ wird das Resultat der Berechnungen zur Einstellung der Übertragungsfunktion im Vorwärtspfad verwendet, wobei die Kreisverstärkung (loop gain) an kritischen Frequenzen reduziert wird.
Für weiterführende Angaben zu den bekannten Verfahren wird stellvertretend auf die folgenden Druckschriften verwiesen: US-5 680 467 , EP-0 656 737 , WO 99/26453 , WO 99/51059 , DE-197 48 079 .
Die bekannten Verfahren werden zwar meist erfolgreich eingesetzt, allerdings zeichnen sich alle dadurch aus, dass wiederum eine hohe Rechenleistung erforderlich ist, um brauchbare Resultat erhalten zu können. Gerade bei der Anwendung von bekannten Algorithmen in Hörgeräten führt dies zu einem erhöhten Energieverbrauch, womit die Betriebsdauer bis zum nächsten Aufladen oder Ersetzen der Batterien herabgesetzt ist, was grundsätzlich unerwünscht ist.
Falls die Kreisverstärkung einen Wert grösser als Eins in einem bestimmen Frequenzband erreicht und danebenliegende Frequenzen einige dB darunter liegen, wenn die Verstärkung im Vorwärtspfad erhöht wird, dann eignet sich erfindungsgemäss ein Bandsperrfilter zur Reduktion von Signalrückkopplungen. Im Falle, dass verschiedene kritische Frequenzen zu weit auseinanderliegen, können nach einer weiteren Ausführungsform der Erfindung mehrere Bandsperrfilter eingesetzt werden.
Damit die Bandsperrfilter auf die kritische Frequenz, d.h. die Rückkopplungsfrequenz, eingestellt werden können, ist diese zuerst zu detektieren. Erfindungsgemäss erfolgt dies durch Berechnung der Varianz des Masses für die Frequenz des Eingangssignals, wobei Signalrückkopplung detektiert wird, falls die Varianz unter einen vorgegebenen Schwellwert absinkt.
Die Erfindung wird nachfolgend anhand von Zeichnungen beispielsweise näher erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1: ein Amplitudenspektrum eines Eingangssignals mit einer überlagerten, schmalbandigen Signalkomponente,
Fig. 2: ein Blockschaltdiagramm einer Schaltungsanordnung zur Überprüfung des Vorhandenseins der Signalkomponente im Eingangssignal,
Fig. 3: ein Blockschaltdiagramm einer Schaltungsanordnung zur Detektion und Elimination einer Signalrückkopplungskomponente und
Fig. 4: eine weitere, spezifischere Ausführungsform einer Schaltungsanordnung gemäss Fig. 3.

In Fig. 1 ist ein Amplitudenspektrum, d.h. die Amplitude eines Eingangssignals x in Funktion der Frequenz f, dargestellt. In einem Frequenzband B, welches durch die untere und obere Frequenz f_BP1 bzw. f_BP2 begrenzt ist, ist eine schmalbandige Signalkomponente s mit einer Mittenfrequenz f_krit erkennbar. Die Amplitude an der Frequenz f_krit liegt um einige dB höher als der Rest des Eingangssignals x im Frequenzband B. In einer ersten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, das Vorhandensein der Signalkomponente s zu detektieren. Eine hierzu verwendbare Schaltungsanordnung ist schematisch in Fig. 2 dargestellt. In einer zweiten Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, eine detektierte Signalkomponente s, welche beispielsweise als Folge einer Signalrückkopplung entstanden ist, aus dem Eingangssignal x zu eliminieren, zumindest aber in einem gewünschten Mindestmass zu dämpfen. Hierzu verwendbare Schaltungsanordnungen sind schematisch in den Fig. 3 und 4 dargestellt.
Gemäss Fig. 2 sind eine Reihe von Funktionseinheiten hintereinander geschaltet, beginnend mit einem Bandpassfilter 1, einer Estimatoreinheit 2, einer Varianzeinheit 3 und einer Komparatoreinheit 4. Das Eingangssignal x, das entweder aus einem Nutzsignal e oder aus einem Nutzsignal e mit überlagerter Signalkomponente s besteht, wird dem Bandpassfilter 1 zugeführt, dessen Grenzfrequenzen gemäss Fig. 1 an den oberen und unteren Frequenzen f_BP1 und f_BP2 liegen, wobei angenommen wird, dass die Signalkomponente s, falls vorhanden; innerhalb des Frequenzbandes B (Fig. 1) liegt. Das bandbegrenzte Eingangssignal, d.h. das Ausgangssignal des Bandpassfilters 1, wird der Estimatoreinheit 2 beaufschlagt, in der ein Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x ermittelt wird.
Unter dem Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x ist grundsätzlich irgend eine frequenzabhängige Funktion gemeint.
Es wird vorgeschlagen, dass als erste Funktion y₁ der Erwartungswert der Amplitude eines Tiefpassfilters verwendet wird. In zeitdiskreter Form kann eine solche Funktion wie folgt angegeben werden: $y_{1} (n) = E \{|x (n) + x (n - 1)|\}$

resp. in der z-Ebene $Y_{1} (z) = E \{|1 + z^{- 1}| \cdot |X (z)|\},$

wobei vorzugsweise eine Normalisierung mit dem Pegel des Eingangssignals x vorgenommen wird, damit der Pegel selbst nicht in das Mass f_est für die Frequenz einfliesst. Aus dem letztgenannten Grund werden zwei Funktionen benötigt, von denen zumindest eine von der Frequenz abhängig ist.
Als zweite Funktion y₂ wird ein entsprechender Hochpassfilter, oder noch einfacher, lediglich der Erwartungswert der Amplitude des Eingangssignals x, gewählt: $y_{2} = E \{|x (n)|\}$
Indem nun die Funktion y₁ durch die Funktion y₂ dividiert wird, erhält man ein Amplituden-unabhängiges gewünschtes Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x, nämlich: $f_{est} (n) = \frac{E \{|x (n) + x (n - 1)|\}}{E \{|x (n)|\}} = \sqrt{2 \cdot (1 + \cos ω)},$

wobei ω die Kreisfrequenz ist.
Die Bestimmung des Erwartungswertes kann auch durch einen Mittelwertbildner erster Ordnung angenähert werden, der durch die folgende Formel beschrieben werden kann: $y (n) = |x (n)| + β \cdot (y (n - 1) - |x (n)|),$

wobei $β = e^{- \frac{T}{τ}}$

und wobei T das Abtastintervall und τ eine Zeitkonstante mit einem ungefähren Wert von 20 ms entspricht.
Ob nun eine Signalkomponente s im Eingangssignal x vorhanden ist, kann dadurch ermittelt werden, dass die Varianz v des Masses f_est für die Frequenz ermittelt wird. Hierzu ist die Varianzeinheit 3 gemäss Fig. 2 vorgesehen. Liegt die Varianz v unter einem vorgegebenen Schwellwert LT, kann davon ausgegangen werden, dass eine schmalbandige, frequenzstabile Signalkomponente s in der Bandbreite B (Fig. 1) vorhanden ist. Voraussetzung der vorstehenden Ausführungen ist, dass die Signalkomponente s, sofern vorhanden, eine gewisse Stabilität aufweist und dass das Nutzsignal e in diesem Sinne instabil ist. Angaben zur Berechnung der Varianz können beispielsweise dem Standardwerk von Athanasios Papoulis mit dem Titel "Probability, Random Variables, and Stochastic Processes" (McGraw-Hill, 1984, S. 108 ff.) entnommen werden.
Der erwähnte Vergleich zwischen berechneter Varianz v und vorgegebenem Schwellwert LT erfolgt in der Komparatoreinheit 4, deren Ausgangssignal entweder eine Null oder eine Eins ist, abhängig davon, ob die Varianz v grösser als der Schwellwert LT ist oder umgekehrt.
Das anhand von Fig. 2 beschriebene erfindungsgemässe Verfahren eignet sich insbesondere zur Detektion eines Tastendruckes bei einem Telekommunikationsendgerät mit Tontastenwahl. Bekanntlich wird bei einem solchen Endgerät jede der zwölf Tasten mit jeweils zwei von insgesamt sieben sinusförmigen Signalen codiert, wobei die Frequenzen der Signale bekannt sind. Die Detektion eines Tastendruckes ist daher beschränkt auf die Überprüfung des Vorhandenseins von Signalen mit vorgegebenen Frequenzen. Je nach den zwei detektierten Frequenzen kann auf die gedrückte Taste geschlossen werden, wobei die Schaltungsanordnung gemäss Fig. 2 zum Einsatz kommt, und zwar für jedes mögliche Signal einmal. Das Bandpassfilter ist dabei so eingestellt, dass lediglich ein Signal das Bandpassfilter passieren kann. Selbstverständlich besteht auch die Möglichkeit, dass eine Filterbank, bestehend aus sieben Bandpassfiltern, zur Selektion der einzelnen möglichen Signale bereitgestellt wird, und dass die nachfolgende Weiterverarbeitung der Signale in der Estimatoreinheit 2, der Varianzeinheit 3 und in der Komparatoreinheit 4 im Zeitmultiplexverfahren vorgenommen wird.
In Fig. 3 ist ein Blockdiagramm einer weiteren Ausführungsvariante dargestellt, die auf der in Fig. 2 gezeigten aufbaut. So entspricht das oberhalb der strichlinierten Linie gezeigte Blockschaltdiagramm exakt demjenigen gemäss Fig. 2. Zusätzlich ist nun, unterhalb der strichlinierten Linie in Fig. 3, eine Filtereinheit 6, eine Koeffizientenberechnungseinheit 5 und eine Schalteinheit 7 vorgesehen.
Das dem Bandpassfilter 1 beaufschlagte Eingangssignal x wird zusätzlich der Filtereinheit 6 und einem von zwei Schalterkontakt S2 der Schalteinheit 7 zugeführt. Das Ausgangssignal der Filtereinheit 6 ist mit dem weiteren Schalterkontakt S1 verbunden. Ferner wird das Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x der Koeffizientenberechnungseinheit 5 zugeführt, in der die Koeffizienten des in der Filtereinheit 6 implementierten Filters in noch zu erläuternder Weise berechnet werden. Die berechneten Koeffizienten werden in der Folge der Filtereinheit 6 übergeben. Die Bestimmung des Masses f_est für die Frequenz kann in einer der anhand von Fig. 2 erläuterten Weise erfolgen.
Schliesslich wird in der Schalteinheit 7 aufgrund eines in der Komparatoreinheit 4 erzeugten Steuersignals entweder das Eingangssignal x direkt oder das Ausgangssignal der Filtereinheit 6 auf den Ausgang z geschaltet. Mit anderen Worten wird das Eingangssignal x entweder in der Filtereinheit 6 gefiltert oder das Eingangssignal x wird ohne Verarbeitung an den Ausgang z gegeben. Diese Umschaltung lässt sich bevorzugterweise auch "weich", d.h. mit einem weichen Übergang bewerkstelligen.
Damit lässt sich das erfindungsgemässe Verfahren bzw. die erfindungsgemässe Vorrichtung vorzüglich zur Detektion und Elimination eines Rückkopplungssignals verwenden, und zwar sowohl bei Telekommunikationsprodukten als auch bei Hörgeräten, wobei die für die Berechnungen zur Verfügung zu stellende Rechnerleistung äusserst klein ist, so dass, insbesondere beim Einsatz in Hörgeräten, der Energieverbrauch aufgrund des zusätzlichen Rechenaufwandes in engen Grenzen gehalten werden kann.
Soll durch die Filtereinheit 6 die Signalkomponente s unterdrückt, zumindest aber gedämpft werden, so wird die Filtereinheit 6 als Bandsperrfilter realisiert, wobei der Sperrbereich des Filters mittig in bezug auf die Frequenz f_krit zu legen ist (Fig. 1). Als Bandsperrfilter eignet sich dabei besonders eine Realisierung nach der folgenden Formel: $H (z) = 1 + b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot z^{- 2}$

wobei $b_{1} = - 2 \cdot r \cdot \cos ω$

und $b_{2} = r^{2}$

ist. Das Bandsperrfilter gemäss der vorstehenden Formel weist eine einzige Nullstelle auf, deren Entfernung vom Ursprung dem Radius r entspricht. Es wird vorgeschlagen, den Radius r zu fixieren, beispielsweise auf einen Wert 0.98, womit lediglich cos ω bestimmt werden muss, um den Koeffizienten b₁ bestimmen zu können. Dieser Wert lässt sich erfindungsgemäss aus dem Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x herleiten, indem man die vorstehend genannte Gleichung für das Mass f_est nach cos ω auflöst. Daraus wird die folgende Gleichung erhalten: $b_{1} = - 2 \cdot r \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$
In einer weiteren Ausführungsform der Erfindung ist vorgesehen, das Bandsperrfilter nach folgender, allgemeinerer Formel zu bestimmen: $H (z) = \frac{1 + b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot z^{- 2}}{1 + a_{1} \cdot z^{- 1} + a_{2} \cdot z^{- 2}},$

wobei $a_{1} = - 2 \cdot r_{P} \cdot \cos ω,$
$b_{1} = - 2 \cdot r_{z} \cdot \cos ω,$

und $a_{2} = r_{P}^{2}$
$b_{2} = r_{Z}^{2} .$
In analoger Weise werden wiederum die vorstehend genannten Gleichungen für das Mass f_est nach cosω aufgelöst. Daraus werden nun zwei Gleichungen wie folgt erhalten: $a_{1} = - 2 \cdot r_{P} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$

und $b_{1} = - 2 \cdot r_{Z} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$
Die vorstehenden Gleichungen beschreiben somit einen Algorithmus zur Schätzung einer schmalbandigen Signalkomponente s und gleichzeitiger Eruierung von Koeffizienten für einen Bandsperrfilter zur Unterdrückung der Signalkomponente s.
In Fig. 4 ist eine spezifische Ausführungsvariante der schematischen Darstellung der Erfindung gemäss dem Blockschaltdiagramm von Fig. 3 dargestellt. Die in Fig. 3 bezeichneten Verarbeitungseinheiten sind in Fig. 4 durch strichlinierte Umrahmungen identifiziert und mit dem gleichen Hinweiszeichen versehen wie in Fig. 3.
In der Estimatoreinheit 2 ist das Blockschaltdiagramm entsprechend den Gleichungen, die in der Beschreibung im Zusammenhang mit der Fig. 2 erläutert worden sind, dargestellt. Neben den sich direkt aus den angegebenen Gleichungen ergebenden Einheiten, die hier nicht weiter erläutert werden, sind zusätzlich zwei Dezimationseinheiten 10 und 11 vorgesehen, welche sich vor einer Quotienteneinheit 12 befindet und welche die Datenrate reduzieren, um den an und für sich bereits reduzierten Rechenaufwand weiter zu reduzieren. Verfahren zur Datenratenreduktion sind allgemein bekannt und können beispielsweise dem Standardwerk von R. E. Crochiere et. al. mit dem Titel "Multirate Digital Signal Processing" (Prentice-Hall Signal Processing Series, Prentice-Hall, Inc., Englewood Cliffs, New Jersey, 1983) entnommen werden. Ausreichende Antialiasingfilter werden dabei vor der eigentlichen Dezimation impliziert.
Ohne Dezimationseinheiten 10 und 11 ergibt sich am Ausgang der Estimatoreinheit 2 das Mass f_est für die Frequenz des Eingangssignals x wie bereits anhand Fig. 2 erläutert: $f_{est} (n) = \frac{E \{|x (n) + x (n - 1)|\}}{E \{|x (n)|\}} .$
Unter Berücksichtigung der vorstehenden Ausführungen, insbesondere derjenigen im Zusammenhang mit den Blockschaltbildern in Fig. 2 und 3, wird ein Wahrscheinlichkeitsmass fb_prob für Rückkopplung anhand des Eingangssignals x nach folgender Gleichung in der Varianzeinheit 3 resp. in der Komparatoreinheit 4 bestimmt: ${fb}_{prob} = \max [1 - k \cdot E \{|\overline{E} \{f_{est}\} - f_{est}|\}, 0]$

wobei k der Sensitivitätsparameter ist, durch dessen Grösse der Eingriffpunkt des Steuermechanismus bestimmt wird. Gemäss Fig. 4 ist fb_prob noch nicht das Ausgangssignal der Komparatoreinheit 4, denn es erfolgt in einer Interpolationseinheit 13 noch eine Datenratentransformation entsprechend der Datenratenreduktion in den Dezimationseinheiten 10 und 11, nun jedoch in umgekehrter Richtung: In der Interpolationseinheit 13 wird der Datenstrom der ursprünglichen Datenrate des Eingangssignal x wiederum angepasst.
In vorstehender Gleichung für fb_prob wird der Erwartungswert E{...} wiederum in einer einfachsten Ausführungsform des erfindungsgemässen Verfahrens als Mittelwertbildner mit einer kurzen Zeitkonstante für die Signalfolge hin zu grösseren Signalwerten, jedoch mit einer langen Zeitkonstante für die Signalfolge hin zu kleineren Signalwerten, ausgestattet (fast attack - slow release). Ein entsprechender Mittelwertbildner 14 befindet sich auch am Ausgang der Komparatoreinheit 4. Damit wird das Steuerverhalten des geschlossenen Regelkreises weiter verbessert.
Demgegenüber entspricht der Erwartungswert E {...} einem symetrischen Mittelwertbildner, d.h. "attack"- und "release"-Zeiten sind gleich gross.
In der Filtereinheit 6 ist ein Bandsperrfilter gemäss folgender Gleichung realisiert: $H (z) = 1 + {fb}_{prob} \cdot (b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot {fb}_{prob} \cdot z^{- 2}),$

wobei die Koeffizienten b₁ und b₂ wie folgt bestimmbar sind und entsprechend in der Koeffizientenberechnungseinheit 5 bestimmt werden: $b_{1} = - 2 \cdot r \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$

und $b_{2} = r^{2} .$
Der Radius r ist wiederum die Entfernung der Nullstelle zum Ursprung der z-Ebene und wird vorzugsweise fix eingestellt. Es hat sich gezeigt, dass eine Wahl von ca. 0.98 für den Radius r besonders vorteilhaft ist.
Anstelle der vorstehend angegebenen spezifischen Übertragungsfunktion für das Bandsperrfilter wird im folgenden die allgemeinere Form angegeben, die vorzugsweise zur Anwendung kommt: $H (z) = \frac{1 + {fb}_{prob} \cdot (b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot {fb}_{prob} \cdot z^{- 2})}{1 + {fb}_{prob} \cdot (a_{1} \cdot z^{- 1} + a_{2} \cdot {fb}_{prob} \cdot z^{- 2})},$

wobei $b_{1} = - 2 \cdot r_{Z} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1),$
$a_{1} = - 2 \cdot r_{P} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$
$b_{2} = r_{Z}^{2},$
$a_{2} = r_{P}^{2}$

und ${fb}_{prod} = \max [1 - k \cdot E \{|\overline{E} \{f_{est}\} - f_{est}|\}, 0]$

ist. Mit r ist eine Konstante bezeichnet, deren Wert vorzugsweise gleich 0.98 ist; k ist ein Sensitivitätsparameter zur Einstellung der Steuercharakteristik, wobei der Wert für k vorzugsweise gleich 10 beträgt.

Claims

Verfahren zur Überprüfung des Vorhandenseins einer Signalkomponente (s) in einem Eingangssignal (x), wobei das Verfahren darin besteht,
- dass aus dem Eingangssignal (x) ein Mass (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) erzeugt wird,

- dass Varianz des Masses (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) ermittelt wird,

- dass die ermittelte Varianz (v) mit einem vorgegebenen Schwellwert (LT) verglichen wird und

- dass das Vorhandensein der Signalkomponente (s) bestätigt wird, wenn die Varianz (v) in einem vorgegebenen Bereich in bezug zum vorgegebenen Schwellwert (LT) liegt.
Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorhandensein der Signalkomponente (s) bestätigt wird, wenn die Varianz (v) kleiner ist als der vorgegebene Schwellwert (LT).
Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Signalkomponente (s) im Eingangssignal (x) unterdrückt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, dass das Eingangssignal (x) vor der Erzeugung des Masses (f_est) für die Frequenz bandbegrenzt wird.
Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, dass das Mass (f_est) für die Frequenz aus einem Verhältnis von mindestens zwei Funktionen bestimmt wird, wobei mindestens eine davon frequenzabhängig ist.
Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass das Mass (f_est) für die Frequenz aus einem Verhältnis von zwei Funktionen bestimmt wird, wobei die eine Funktion einer Tiefpassfilterübertragungsfunktion und die andere Funktion dem Erwartungswert des Eingangssignals entspricht.
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung der Signalkomponente (s) im Eingangssignal (x) ein Bandsperrfilter (6) mit der folgenden Übertragungsfunktion verwendet wird: $H (z) = \frac{1 + b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot z^{- 2}}{1 + a_{1} \cdot z^{- 1} + a_{2} \cdot z^{- 2}},$

wobei $a_{1} = - 2 \cdot r_{P} \cdot \cos ω,$
$b_{1} = - 2 \cdot r_{Z} \cdot \cos ω,$
und $a_{2} = r_{P}^{2}$
$b_{2} = r_{Z}^{2} .$
Verfahren nach einem der Ansprüche 3 bis 6, dadurch gekennzeichnet, dass zur Unterdrückung der Signalkomponente (s) im Eingangssignal (x) ein Bandsperrfilter (6) mit der folgenden Übertragungsfunktion verwendet wird: $H (z) = \frac{1 + {fb}_{prob} \cdot (b_{1} \cdot z^{- 1} + b_{2} \cdot {fb}_{prob} \cdot z^{- 2})}{1 + {fb}_{prob} \cdot (a_{1} \cdot z^{- 1} + a_{2} \cdot {fb}_{prob} \cdot z^{- 2})},$

wobei $b_{1} = - 2 \cdot r_{Z} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1),$
$a_{1} = - 2 \cdot r_{P} \cdot (\frac{f_{est}^{2}}{2} - 1)$
$b_{2} = r_{Z}^{2},$
$a_{2} = r_{P}^{2}$

und ${fb}_{prob} = \max [1 - k \cdot E \{|\overline{E} \{f_{est}\} - f_{est}|\}, 0]$

ist
und wobei r eine Konstante ist, deren Wert vorzugsweise gleich 0.98 ist, und k ein Sensitivitätsparameter zur Einstellung der Steuercharakteristik ist, wobei der Wert für k vorzugsweise gleich 10 beträgt.
Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 3 bis 8 zur Unterdrückung von Signalrückkopplung.
Anwendung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 3 bis 8 zur Unterdrückung von Signalrückkopplung in einem Hörgerät.
Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2 zur Detektion eines Tastendruckes bei einem Telekommunikationsendgerät mit Frequenzwahl.
Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingangssignal (x) zur Bestimmung eines Masses (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) mit einer Estimatoreinheit (2) wirkverbunden ist und dass das Mass (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) einer Varianzeinheit (3) beaufschlagt ist, deren Ausgangssignal mit einer Komparatoreinheit (4) wirkverbunden ist, wobei die Komparatoreinheit (4) des weiteren mit einem vorgegebenen Schwellwert (LT) beaufschlagt ist.
Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 3 bis 8, dadurch gekennzeichnet, dass ein Eingangssignal (x) zur Bestimmung eines Masses (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) mit einer Estimatoreinheit (2) wirkverbunden ist, dass das Mass (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) einer Varianzeinheit (3) beaufschlagt ist, deren Ausgangssignal (v) mit einer Komparatoreinheit (4) wirkverbunden ist, wobei die Komparatoreinheit (4) des weiteren mit einem vorgegebenen Schwellwert (LT) beaufschlagt ist, dass das Mass (f_est) für die Frequenz des Eingangssignals (x) des weiteren einer Koeffizientenberechnungseinheit (5) zur Berechnung von Filterkoeffizienten beaufschlagt ist, die in eine Filtereinheit (6) übertragbar sind, die eingangsseitig mit dem Eingangssignal (x) und ausgangsseitig mit einem ersten Schalterkontakt (S1) einer Schalteinheit (7) verbunden ist, wobei das Eingangssignal (x) auf einen zweiten Schalterkontakt (S2) der Schalteinheit (7) geführt ist, und dass das Ausgangssignal der Komparatoreinheit (4) ein Steuersignal für die Schalteinheit (7) liefert, wobei hierdurch entweder das Eingangssignal (x) oder das Ausgangssignal der Filtereinheit (6) auf den Ausgang (z) der Schalteinheit (7) schaltbar ist.
Vorrichtung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, dass die Filtereinheit (7) ein Bandsperrfilter ist.
Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass das Bandsperrfilter Nullstellen und gegebenenfalls Polstellen aufweist, deren Positionen durch das Mass (f_est) für die Frequenz festlegbar sind.
Vorrichtung nach einem der Ansprüche 12 bis 15, dadurch gekennzeichnet, dass das Mass (f_est) für die Frequenz aus einem Verhältnis von mindestens zwei Funktionen bestimmbar ist, wobei mindestens eine davon frequenzabhängig ist.
Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass das Mass (f_est) für die Frequenz aus einem Verhältnis von zwei Funktionen bestimmbar ist, wobei die eine Funktion einer Tiefpassfilterübertragungsfunktion und die andere Funktion dem Erwartungswert des Eingangssignals entspricht.
Hörgerät nach einem der Ansprüche 13 bis 17.