EP1333707A1 - Elektronisches Vorschaltgerät für Gasentladungslampe - Google Patents

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EP1333707A1
EP1333707A1 EP03000735A EP03000735A EP1333707A1 EP 1333707 A1 EP1333707 A1 EP 1333707A1 EP 03000735 A EP03000735 A EP 03000735A EP 03000735 A EP03000735 A EP 03000735A EP 1333707 A1 EP1333707 A1 EP 1333707A1
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EP
European Patent Office
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switch
switches
electronic ballast
control circuit
inverter
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EP03000735A
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English (en)
French (fr)
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Inventor
Nebosja Jelaca
Thomas Dünser
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Tridonicatco GmbH and Co KG
Original Assignee
Tridonicatco GmbH and Co KG
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Publication date
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Application filed by Tridonicatco GmbH and Co KG filed Critical Tridonicatco GmbH and Co KG
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    • H05B41/2981—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions
    • H05B41/2986—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the circuit against abnormal operating conditions against internal abnormal circuit conditions

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast for at least one Gas discharge lamp according to the preamble of claim 1 and a method to operate such a device.
  • the invention is concerned with the Operations during the ignition of the gas discharge lamp.
  • the entrance of a typical electronic ballast forms a connection to the power supply network connected high-frequency filter, which with a rectifier circuit connected is.
  • the rectified by the rectifier circuit Supply voltage is a smoothing circuit to generate a DC link voltage supplied, one fed with the DC link voltage
  • the inverter generates a high-frequency AC voltage, which is applied to the Load circuit with the gas discharge lamp connected to it is applied.
  • the Operating with the high frequency AC voltage has a reduction in Electrode losses and an increase in light output result. There is also the possibility to light the lamps in a controlled and gentle manner.
  • the present invention is therefore based on the object of being reliable Ignition of the lamp with an inductance reduced in volume bring about.
  • the ignition current or the ignition voltage should be in one remain acceptable range to exclude damage to the ballast can.
  • the object is further achieved by a method according to the invention.
  • the premature opening of the switch means that the current switching period of the two switches of the inverter is shortened, which is equivalent to one higher instantaneous frequency. This allows a suitable choice of Reference values of operation in the non-linear area of the choke can be mastered.
  • the switch is subsequently switched on again regularly, i.e. in the subsequent switching periods the previously set switch-on time for the two Switch or its operating frequency is maintained over a longer period Period of controlled operation in the limit area of the choke of the load circuit and ultimately enables the lamp to be ignited safely.
  • the control circuit for monitoring the load circuit current preferably detects the via a resistor arranged at the base of the half bridge of the inverter falling voltage and compares it with a reference voltage. The The current is then monitored during the switch-on phase of the lower one Half bridge switch.
  • the switches are preferably MOS field effect transistors, whose gates by means of the control circuit pulse width modulated signals can be controlled.
  • that can Ballast have an additional safety circuit, which in the case of late opening of the switch and thus uncontrollable voltage peaks Inverters completely shut down for a temporary period. For this the control circuit also monitors the lamp voltage and compares it this with a further predetermined limit value.
  • the essential components of the present invention are in the circuit diagram in Fig. 1 shown.
  • the further elements of the Ballast - for example, the rectifier and the smoothing circuit - are already well known and will therefore not be explained in more detail below.
  • the inverter is formed by a half bridge made up of two series-connected electronic switches Q1 and Q2. These switches Q1, Q2 can be formed, for example, by two MOS field effect transistors.
  • the base of the half-bridge is connected to ground via a shunt resistor R1, while the DC voltage U BUS is present at the input of the half-bridge, which can be generated, for example, by shaping the mains voltage using a combination of radio interference suppressor and rectifier.
  • any other DC voltage source can also be present on the half bridge.
  • the Gas discharge lamp LA which is preferably a fluorescent lamp acts, contained load circuit connected.
  • This consists of one Series resonance circuit, which consists of a choke L1 and a resonance capacitor C1 composed.
  • a series circuit consisting of a coupling capacitor C2 and the gas discharge lamp LA connected in such a way that they are parallel to the Resonance capacitor C1 is.
  • the two switches Q1, Q2 of the inverter are activated by a Control circuit 1, the control signals to the gates of the two field effect transistors Q1 and Q2 transmitted.
  • a clock pattern for the two switches Q1, Q2 is shown in Fig. 2a.
  • a switching period begins when the upper switch Q1 of the half-bridge is switched on or closed for a specific switch-on time t on , the term “closing” when using field-effect transistors means that these are switched through.
  • the switch Q1 is opened again or the transistor is blocked and the switch Q2 is alternately closed.
  • a predetermined delay time t d is waited between the opening of the switch Q1 and the subsequent closing of the switch Q2 in order to avoid a simultaneous closing of the two switches Q1, Q2 and thus a short circuit of the inverter in any case.
  • the second switch Q2 is also closed for the switch-on time t on and then opened again. After waiting again for the delay time t d , the upper switch Q1 is closed again, thus ending a complete switching period.
  • T p 2 ⁇ ( t on + t d )
  • the electrodes of the Lamp LA preheated which is done by having a AC voltage is applied at a frequency that is significantly above that Resonance frequency of the load circuit is.
  • the resulting tension is then too low to cause the LA lamp to ignite.
  • the ignition of the lamp LA is initiated, which is done by gradually increasing the switch-on time t on for the two switches Q1, Q2 of the inverter and accordingly reducing the operating frequency of the inverter.
  • the frequency then approaches ever closer to the resonance frequency of the load circuit until the resulting voltage is so great that it causes the gas discharge lamp LA to ignite.
  • a high current can occur in the load circuit before the lamp LA is ignited, which has the consequence that the inductor L1 no longer acts linearly and consequently high current and voltage peaks occur.
  • the control circuit 1 monitors the level of the current supplied to the load circuit during the switch-on phase of the lower switch Q2. For this purpose, it detects the voltage drop across the shunt resistor R1 and feeds it to a comparator 2, which compares it with a reference voltage V ref1 .
  • This voltage V ref1 is selected such that the maximum current is sufficient on the one hand to ensure reliable ignition and on the other hand excessive current loads are avoided, in particular if the choke is operated in saturation.
  • the reaction of the control circuit 1 to a state in which the voltage drop across the resistor R1 exceeds the reference value V ref1, that is to say the current supplied to the load circuit exceeds the maximum current of the inductor L1, is shown in FIG. 2b.
  • the first half of the switching period corresponds to the timing diagram shown in FIG. 2a for the uncontrolled case, since in the present example the monitoring described below only takes place during the switch-on phase of the lower switch Q2.
  • the upper switch Q1 is thus closed for the switch-on time t on currently set by the control circuit 1, and then the lower switch Q2 is closed after opening the switch Q1 and waiting for the delay time t d .
  • the voltage U R1 dropping across the shunt resistor R1 rises continuously, as shown in the upper area of FIG. 2. This is monitored by the control circuit 1. As soon as the measurement voltage U R1 exceeds the reference voltage V ref1 , a pulse P occurs at the output of the comparator 2, which causes the control circuit 1 to switch off the switch Q2 after a system-related response time t r . The switch-on time t ' on of the lower switch Q2 is thus reduced compared to the switch-on time t on of the upper switch Q1. After waiting for the delay time t d , the first switch Q1 then becomes normal again, that is, it is switched on and off again for the previously defined switch-on time t on .
  • the first two steps 100 and 101 of the method consist in that the upper switch Q1 is switched on and is switched off again normally after the switch-on time has elapsed.
  • the lower switch Q2 is switched on in step 103.
  • the switch-on time of the switch Q2 it is continuously checked whether the reference voltage V ref1 has been reached (step 104). If this is not the case, then an internal count value R of the control circuit 1 is increased by (step 105) and the switch Q2 is regularly switched off (step 106).
  • Increasing the count value R in step 105 results in an increase in the switch-on time t on for the two switches Q1 and Q2. This is because the switch-on time is derived from the count value R, for example by an internal counter of the control circuit 1 counting up to the value R.
  • t on R ⁇ T cl
  • T cl corresponds to the duration of the base clock of an internal timer of the control circuit 1.
  • step 107 the switch Q2 is immediately switched off (step 107) and the delay time is waited for in step 108 before the switch Q1 is switched on again. In this case, the count R and thus the on-time for the two switches Q1 and Q2 are no longer increased, which, as explained above, has the result that controlled operation of the throttle is realized.
  • the Count R does not have to be increased with every pass. For example, a Increase the count R only every third or fifth pass depending on how fast the frequency of the inverter during the Ignition operation should be reduced.
  • FIG. 4 An extended variant of the circuit according to the invention is therefore shown in FIG. 4, in which the lamp voltage is additionally monitored.
  • the voltage drop across the lamp LA is fed here to a further comparator 3, which compares it with a further reference value V ref2 . If the lamp voltage exceeds this second reference value V ref2 , the control circuit 1 switches the inverter off completely for a short period of time in order to avoid damage to the entire circuit arrangement.

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Abstract

Ein elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Gasentladungslampe, vorzugsweise für eine Leuchtstofflampe (LA), weist einen mit einer Gleichspannungsquelle (UBUS) verbundenen Wechselrichter sowie einen an den Wechselrichter angeschlossenen Lastkreis auf, der die Lampe (LA) und einen Serienresonanzkreis enthält. Der Wechselrichter wird durch zwei in einer Halbbrückenanordnung angeordnete Schalter (Q1, Q2) gebildet, die von einer Steuerschaltung (1) während einer Zündphase derart alternierend angesteuert werden, dass ihre Einschaltzeit (ton) schrittweise erhöht wird. Um das Auftreten von überhöhten Strom- und Spannungsspitzen zu vermeiden, überwacht die Steuerschaltung (1) während der Einschaltzeit eines der beiden Schalter (Q1, Q2) die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes und öffnet für den Fall, dass der Strom einen vorgegebenen Referenzwert überschreitet, diesen Schalter (Q1, Q2) vorzeitig und schaltet ihn später wieder regulär ein. <IMAGE>

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Gasentladungslampe gemäß dem Oberbegriff des Anspruches 1 sowie ein Verfahren zum Betrieb eines solchen Geräts. Insbesondere befasst sich die Erfindung mit den Vorgängen während des Zündens der Gasentladungslampe.
Die Verwendung elektronischer Vorschaltgeräte zum Betreiben von Gasentladungslampen führt im Vergleich zur Verwendung von konventionellen Vorschaltgeräten aufgrund von niedrigeren Verlusten sowie einem verbesserten Lampenwirkungsgrad zu deutlichen Energieeinsparungen. Den Eingang eines typischen elektronischen Vorschaltgerätes bildet ein an das Spannungsversorgungsnetz angeschlossenes Hochfrequenzfilter, welches mit einer Gleichrichterschaltung verbunden ist. Die von der Gleichrichterschaltung gleichgerichtete Versorgungsspannung wird einer Glättungsschaltung zum Erzeugen einer Zwischenkreisspannung zugeführt, ein mit der Zwischenkreisspannung gespeister Wechselrichter erzeugt schließlich eine hochfrequente Wechselspannung, welche an den Lastkreis mit der daran angeschlossenen Gasentladungslampe angelegt wird. Das Betreiben mit der hochfrequenten Wechselspannung hat eine Verringerung der Elektrodenverluste sowie eine Steigerung der Lichtausbeute zur Folge. Ferner besteht die Möglichkeit, die Lampen kontrolliert und schonend zu zünden.
Zum Zünden der Gasentladungslampe werden üblicher Weise zunächst deren Elektroden bei einer erhöhten Frequenz des Wechselrichters vorgeheizt. Am Ende dieser Vorheizperiode wird dann die von dem Wechselrichter erzeugte Frequenz abgesenkt, so dass sie sich der Resonanzfrequenz des Lastkreises, die in erster Linie durch einen in dem Lastkreis angeordneten Serienresonanzkreis bestimmt wird, annähert und in Folge davon die an der Lampe anliegende Spannung steigt. Zu einem bestimmten Zeitpunkt während des Absenkens der Frequenz erfolgt schließlich die Zündung der Gasentladungslampe, was zur Folge hat, dass deren Widerstand stark absinkt. Ein als Folge davon auftretender überhöhter Stromfluss wird jedoch dadurch vermieden, dass die Induktivität des Serienresonanzkreises als Drossel ausgebildet ist und dementsprechend strombegrenzend wirkt.
Wenn durch die Drossel des Lastkreises ein starker Strom fließt, so hat dies ab einem gewissen Stromwert zur Folge, dass die Drossel nicht mehr linear wirkt. Dies ist jedenfalls dann der Fall, wenn es sich nicht nur um eine reine Spule, sondern um eine Spule mit einem zusätzlichen ferromagnetischen Kern handelt. Befindet sich die Drossel außerhalb ihres Linearitätsbereichs, so bedeutet dies, dass sich ihr induktiver Widerstand reduziert, was wiederum zur Folge haben kann, dass verhältnismäßig starke Strom- und Spannungsspitzen auftreten, die möglicherweise eine Beschädigung oder gar Zerstörung des Vorschaltgerätes zur Folge haben.
Um die oben beschriebenen Probleme zu vermeiden, werden bislang überwiegend Drosseln verwendet, die groß genug sind, um unter regulären Bedingungen nicht in einen nicht-linearen Zustand zu geraten. Derartige Drosseln sind allerdings aufgrund ihres größeren Volumens auch verhältnismäßig teuer. Ferner sind dadurch den Möglichkeiten, die Abmessungen des Vorschaltgeräts insgesamt zu reduzieren, Grenzen gesetzt.
Um Beschädigungen des elektronischen Vorschaltgerätes zu vermeiden, ist ferner auch bekannt, für den Fall, dass eine Sättigung bzw. Nicht-Linearität der Drossel festgestellt wird, den Wechselrichter schnellstmöglich abzuschalten. Die Abschaltung erfolgt dann so schnell, dass dies für die Gewährleistung einer sicheren Zündung der Lampe nicht ausreichend ist. Der oben beschriebene Ablauf zum Zünden der Lampe muss dann wiederholt werden.
Der vorliegenden Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, eine zuverlässige Zündung der Lampe mit einer in ihrem Volumen reduzierten Induktivität herbeizuführen. Dabei soll der Zündstrom bzw. die Zündspannung in einem akzeptablen Bereich bleiben, um Beschädigungen des Vorschaltgerätes ausschließen zu können.
Diese Aufgabe wird durch ein erfindungsgemäßes elektronisches Vorschaltgerät, das die Merkmale des Anspruches 1 aufweist, gelöst. Dieses zeichnet sich dadurch aus, dass eine in dem Vorschaltgerät vorgesehene Steuerschaltung, welche die Einschaltzeiten der Schalter des Wechselrichters während der Zündphase schrittweise erhöht und damit die Betriebsfrequenz senkt, während der Einschaltzeit eines der beiden Schalter die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes überwacht und für den Fall, dass der Strom einen vorgegebenen Referenzwert überschreitet, den Schalter vorzeitig öffnet und dann regulär wieder einschaltet.
Die Aufgabe wird weiterhin durch ein erfindungsgemässes Verfahren gelöst.
Das vorzeitige Öffnen des Schalters hat zur Folge, dass die aktuelle Schaltperiode der beiden Schalter des Wechselrichters verkürzt wird, was gleichbedeutend mit einer höheren Augenblicksfrequenz ist. Hierdurch kann bei einer geeigneten Wahl des Referenzwertes der Betrieb im nicht-linearen Bereich der Drossel beherrscht werden.
Da allerdings der Schalter nachfolgend wieder regulär eingeschaltet, d.h. in den darauffolgenden Schaltperioden die zuvor eingestellte Einschaltzeit für die beiden Schalter bzw. deren Betriebsfrequenz beibehalten wird, wird über eine längeren Zeitraum hinweg ein kontrollierter Betrieb im Grenzbereich der Drossel des Lastkreises und damit letztendlich ein sicheres Zünden der Lampe ermöglicht.
Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.
So erfasst die Steuerschaltung zur Überwachung des Lastkreisstromes vorzugsweise die über einen am Fußpunkt der Halbbrücke des Wechselrichters angeordneten Widerstand abfallende Spannung und vergleicht diese mit einer Referenzspannung. Die Überwachung des Stromes erfolgt dann während der Einschaltphase des unteren Schalters der Halbbrücke. Darüber hinaus ist nach dem Ausschalten eines der beiden Schalter und dem darauffolgenden Einschalten des anderen Schalter eine vorgegebene Verzögerungszeit vorgesehen, um einen Kurzschluss des Wechselrichters auszuschließen. Bei den Schaltern handelt es sich vorzugsweise um MOS-Feldeffekttransistoren, deren Gates von der Steuerschaltung mittels pulsweitenmodulierter Signale angesteuert werden. Darüber hinaus kann das Vorschaltgerät eine zusätzliche Sicherheitsschaltung aufweisen, die für den Fall des zu späten Öffnens des Schalters und somit unkontrollierbarer Spannungsspitzen den Wechselrichter für einen vorübergehenden Zeitraum vollständig stilllegt. Hierzu überwacht die Steuerschaltung zusätzlich auch die Lampenspannung und vergleicht diese mit einem weiteren vorgegebenen Grenzwert.
Im folgenden soll die Erfindung anhand der beiliegenden Zeichnung näher erläutert werden. Es zeigen:
Fig. 1
ein erstes Ausführungsbeispiel einer Schaltungsanordnung für das erfindungsgemäße Vorschaltgerät;
Fig. 2a
ein Taktschema der beiden Schalter des Wechselrichters für den Fall, dass die erfindungsgemässe Regelung inaktiv, d.h. ein Referenzwert noch nicht überschritten ist;
Fig. 2b
ein Taktschema der beiden Schalter, für den Fall, dass die erfindungsgemässe Regelung aktiv, d.h. der Referenzwert bereits überschritten ist;
Fig. 3
ein Flussdiagramm des erfindungsgemäßen Verfahrens; und
Fig. 4
eine Erweiterung der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung.
Die wesentlichen Bestandteile der vorliegenden Erfindung sind in dem Schaltbild in Fig. 1 dargestellt. Die vor dem Wechselrichter angeordneten weiteren Elemente des Vorschaltgerätes - beispielsweise der Gleichrichter und die Glättungsschaltung - sind bereits hinlänglich bekannt und sollen daher im folgenden nicht näher erläutert werden.
Der Wechselrichter wird durch eine Halbbrücke aus zwei in Serie geschalteten elektronischen Schaltern Q1 und Q2 gebildet. Diese Schalter Q1, Q2 können beispielsweise durch zwei MOS-Feldeffekttransistoren gebildet werden. Der Fußpunkt der Halbbrücke ist über einen Shunt-Widerstand R1 mit Masse verbunden, während an dem Eingang der Halbbrücke die Gleichspannung UBUS anliegt, die beispielsweise durch die Formung der Netzspannung durch eine Kombination aus Funkentstörer und Gleichrichter erzeugt werden kann. Alternativ hierzu kann allerdings auch eine beliebige andere Gleichspannungsquelle an der Halbbrücke anliegen.
An den gemeinsamen Knotenpunkt der beiden Schalter Q1 und Q2 ist der die Gasentladungslampe LA, bei der es sich vorzugsweise um eine Leuchtstofflampe handelt, enthaltene Lastkreis angeschlossen. Dieser besteht zunächst aus einem Serienresonanzkreis, der sich aus einer Drossel L1 und einem Resonanzkondensator C1 zusammensetzt. An den Verbindungspunkt zwischen der Drossel L1 und dem Resonanzkondensator C1 ist ferner eine Serienschaltung aus einem Koppelkondensator C2 und der Gasentladungslampe LA derart angeschlossen, dass sie parallel zu dem Resonanzkondensator C1 liegt.
Das Ansteuern der beiden Schalter Q1, Q2 des Wechselrichters erfolgt durch eine Steuerschaltung 1, die Steuersignale an die Gates der beiden Feldeffekttransistoren Q1 und Q2 übermittelt. Ein bei der Ansteuerung üblicherweise auftretendes Taktschema für die beiden Schalter Q1, Q2 ist in Fig. 2a dargestellt.
Gemäß dieser Darstellung beginnt eine Schaltperiode mit einem Einschalten bzw. Schließen des oberen Schalters Q1 der Halbbrücke für eine bestimmte Einschaltzeit ton, wobei unter dem Begriff "Schließen" bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren zu verstehen ist, dass diese durchgeschaltet werden. Am Ende dieser Einschaltzeit ton wird der Schalter Q1 wieder geöffnet bzw. der Transistor gesperrt und alternierend der Schalter Q2 geschlossen. Zwischen dem Öffnen des Schalters Q1 und dem darauffolgenden Schließen des Schalters Q2 wird eine vorgegebene Verzögerungszeit td abgewartet, um ein gleichzeitiges Schließen der beiden Schalter Q1, Q2 und damit einen Kurzschluss des Wechselrichters in jedem Fall zu vermeiden. Auch der zweite Schalter Q2 wird für die Einschaltzeit ton geschlossen und danach wieder geöffnet. Nach einem weiteren Abwarten der Verzögerungszeit td wird wiederum der obere Schalter Q1 geschlossen, womit eine vollständige Schaltperiode beendet wird.
Die Gesamtzeit Tp einer Periode beträgt somit: Tp = 2·(ton + td )
Die Frequenz des Wechselrichters berechnet sich dementsprechend zu: f = 1/Tp = 12· ton + td
Während einer Startphase des Vorschaltgerätes werden zunächst die Elektroden der Lampe LA vorgeheizt, was dadurch erfolgt, dass an den Lastkreis eine Wechselspannung mit einer Frequenz angelegt wird, die deutlich oberhalb der Resonanzfrequenz des Lastkreises liegt. Die sich dadurch ergebende Spannung ist dann zu niedrig, um eine Zündung der Lampe LA hervorrufen zu können.
Am Ende der Vorheizzeit wird die Zündung der Lampe LA eingeleitet, was dadurch erfolgt, dass die Einschaltzeit ton für die beiden Schalter Q1, Q2 des Wechselrichters schrittweise erhöht und dementsprechend die Betriebsfrequenz des Wechselrichters reduziert wird. Die Frequenz nähert sich dann immer näher an die Resonanzfrequenz des Lastkreises an, bis die sich dabei ergebende Spannung derart groß ist, dass sie eine Zündung der Gasentladungslampe LA bewirkt. Wie bereits eingangs erläutert wurde, kann allerdings bereits vor dem Zünden der Lampe LA ein hoher Strom in dem Lastkreis auftreten, der zur Folge hat, dass die Drossel L1 nicht mehr linear wirkt und demzufolge hohe Strom- und Spannungsspitzen auftreten.
Um diesen nicht-linearen Bereich ausnutzen zu können, überwacht die Steuerschaltung 1 während der Einschaltphase des unteren Schalters Q2 die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes. Hierzu erfasst sie die über den Shunt-Widerstand R1 abfallende Spannung und führt sie einem Komparator 2 zu, der sie mit einer Referenzspannung Vref1 vergleicht. Diese Spannung Vref1 ist derart gewählt, dass der Maximalstrom einerseits ausreicht, um eine sichere Zündung zu gewährleisten, und andererseits zu hohe Strombelastungen vermieden werden, insbesondere wenn die Drossel in Sättigung betrieben wird.
Die Reaktion der Steuerschaltung 1 auf einen Zustand, in dem die über den Widerstand R1 abfallende Spannung den Referenzwert Vref1 also der dem Lastkreis zugeführte Strom den Maximalstrom der Drossel L1 überschreitet, ist in Fig. 2b dargestellt. Die erste Hälfte der Schaltperiode entspricht dabei dem in Fig. 2a dargestellten Taktschema für den ungeregelten Fall, da im vorliegenden Beispiel die nachfolgend beschriebene Überwachung nur während der Einschaltphase des unteren Schalters Q2 stattfindet. Zunächst wird somit der obere Schalter Q1 für die von der Steuerschaltung 1 aktuell eingestellte Einschaltzeit ton geschlossen und anschließend nach dem Öffnen des Schalters Q1 und Abwarten der Verzögerungszeit td der untere Schalter Q2 geschlossen.
Nach dem Öffnen des ersten Schalters Q1 steigt die an dem Shunt-Widerstand R1 abfallende Spannung UR1 kontinuierlich an, wie im oberen Bereich von Fig. 2 dargestellt ist. Dies wird von der Steuerschaltung 1 überwacht. Sobald die Messspannung UR1 die Referenzspannung Vref1 übersteigt, tritt am Ausgang des Komparators 2 ein Impuls P auf, der dazu führt, dass die Steuerschaltung 1 den Schalter Q2 nach einer systembedingten Reaktionszeit tr abschaltet. Die Einschaltzeit t'on des unteren Schalters Q2 wird damit gegenüber der Einschaltzeit ton des oberen Schalters Q1 reduziert. Nach dem Abwarten der Verzögerungszeit td wird dann wiederum der erste Schalter Q1 normal, d.h. für die zuvor festgelegte Einschaltzeit ton ein- und wieder ausgeschaltet.
Durch das vorzeitige Öffnen und die sich dadurch ergebende Verkürzung der Einschaltzeit t'on für den Schalters Q2 wird somit die Gesamtdauer T ' p = 2·td + ton + t ' on der Schaltperiode reduziert und damit die Frequenz f' = 1 2·td + ton + t ' on des Wechselrichters kurzfristig erhöht. Hierdurch wird einem unkontrollierten Betrieb im Sättigungsbereich der Drossel L1 und den sich daraus ergebenden negativen Folgen für die Schaltung entgegenwirkt. Die von der Steuerschaltung 1 zuvor eingestellte Einschaltzeit ton wird allerdings für die darauffolgenden Schaltperioden beibehalten, wobei der untere Schalter Q2 wiederholt regulär ein aber ggf. in der oben beschriebenen Weise vorzeitig abgeschaltet wird. Die Schaltung wird damit nahe der Grenze zum nicht-linearen Bereich der Drossel L1 betrieben und zwar über einen längeren Zeitraum hinweg, so dass letztendlich eine sichere Zündung der Lampe LA ermöglicht wird.
Das soeben beschriebene erfindungsgemäße Schaltverhalten ist in dem Flussdiagramm in Fig. 3 zusammengefasst. Die ersten beiden Schritte 100 und 101 des Verfahrens bestehen - wie zuvor beschrieben - darin, dass der obere Schalter Q1 eingeschaltet und nach Ablauf der Einschaltzeit normal wieder ausgeschaltet wird. Nach dem Abwarten der Verzögerungszeit td im Schritt 102 wird der untere Schalter Q2 in Schritt 103 eingeschaltet. Während der Einschaltzeit des Schalters Q2 wird kontinuierlich überprüft, ob die Referenzspannung Vref1 erreicht wurde (Schritt 104). Ist dies nicht der Fall, so wird ein interner Zählwert R der Steuerschaltung 1 um erhöht (Schritt 105) und der Schalter Q2 regulär ausgeschaltet (Schritt 106).
Das Erhöhen des Zählwerts R in Schritt 105 hat ein Erhöhen der Einschaltzeit ton für die beiden Schalter Q1 und Q2 zur Folge. Dies deshalb, da die Einschaltzeit aus dem Zählwert R abgeleitet wird, indem beispielsweise ein interner Zähler der Steuerschaltung 1 bis zu dem Wert R zählt. Damit gilt: ton = R · Tcl wobei Tcl der Dauer des Basistaktes eines internen Zeitgebers der Steuerschaltung 1 entspricht.
Nach dem Ausschalten des Schalters Q2 und dem Abwarten der Verzögerungszeit td in Schritt 108 ist ein Zyklus vollständig durchlaufen und der Schalter Q1 wird erneut eingeschaltet, allerdings nun für eine etwas verlängerte Einschaltzeit.
Ergibt allerdings die Abfrage in Schritt 104, dass die Referenzspannung Vref1 erreicht wurde, so wird der Schalter Q2 sofort ausgeschaltet (Schritt 107) und vor einem erneuten Einschalten des Schalters Q1 die Verzögerungszeit in Schritt 108 abgewartet. In diesem Fall wird somit der Zählwert R und damit die Einschaltdauer für die beiden Schalter Q1 und Q2 nicht mehr erhöht, was - wie zuvor erläutert wurde - zur Folge hat, dass ein kontrollierter Betrieb der Drossel realisiert wird.
Ergänzend zu dem eben beschriebenen Programmablauf ist anzumerken, dass der Zählwert R nicht bei jedem Durchlauf angehoben werden muss. Beispielsweise kann ein Erhöhen des Zählwerts R auch lediglich bei jedem dritten oder fünften Durchlauf erfolgen, abhängig davon, wie schnell die Frequenz des Wechselrichters während des Zündbetriebs reduziert werden soll.
Das erfindungsgemäße Verfahren ermöglicht zwar eine zuverlässige Zündung der Lampe LA auch bei Verwendung einer kleineren Drossel, es kann allerdings nicht vollständig ausgeschlossen werden, dass aufgrund unvorhersehbarer Umstände vorübergehend erhöhte Spannungsspitzen in dem Lastkreis auftreten. In Fig. 4 ist daher eine erweiterte Variante der erfindungsgemäßen Schaltung dargestellt, bei der zusätzlich eine Überwachung der Lampenspannung erfolgt. Die an der Lampe LA abfallende Spannung wird hier einem weiteren Komparator 3 zugeführt, der sie mit einem weiteren Referenzwert Vref2 vergleicht. Übersteigt die Lampenspannung diesen zweiten Referenzwert Vref2, so schaltet die Steuerschaltung 1 den Wechselrichter für eine kurzen Zeitraum vollständig ab, um eine Beschädigung der gesamten Schaltungsanordnung zu vermeiden.
Durch die Kombination der Überwachung von Lastkreisstrom und Lampenspannung kann somit eine nochmals erhöhte Betriebssicherheit erhalten werden.

Claims (12)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Gasentladungslampe, vorzugsweise für eine Leuchtstofflampe (LA), mit einem mit einer Gleichspannungsquelle (UBUS) verbundenen Wechselrichter sowie einem an den Wechselrichter angeschlossenen Lastkreis, der die Lampe (LA) und einen Serienresonanzkreis aufweist,
    wobei der Wechselrichter durch zwei in einer Halbbrückenanordnung angeordnete Schalter (Q1, Q2) gebildet ist, die von einer Steuerschaltung (1) während einer Zündphase derart alternierend angteuerbar sind, dass ihre Einschaltzeit (ton) schrittweise erhöht wird,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) während der Einschaltzeit eines der beiden Schalter (Q1, Q2) die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes überwacht und für den Fall, dass der Strom einen vorgegebenen Referenzwert überschreitet, den Schalter (Q1, Q2) vorzeitig öffnet und dann regulär wieder einschaltet.
  2. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1,
    dadurch gekennzeichnet, dass der vorgegebene Referenzwert so eingestellt ist, dass eine in dem Serienresonanzkreis enthaltene Drossel (L1) in Sättigung betrieben ist.
  3. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) zum Überwachen des Stromes die über einen am Fußpunkt der Halbbrücke angeordneten Widerstand (R1) abfallende Spannung (UR1) erfasst und mit einer Referenzspannung (Vref1) vergleicht.
  4. Elektronisches Vorschaltgerät nach Anspruch 3,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes während der Einschaltzeit des unteren Schalters (Q2) der Halbbrücke überwacht.
  5. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1 bis 4,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) zwischen dem Ausschalten eines der beiden Schalter (Q1, Q2) und dem darauffolgenden Einschalten des anderen Schalter (Q1, Q2) eine vorgegebene Verzögerungszeit (td) abwartet.
  6. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass es sich bei den beiden Schaltern um Feldeffekttransistoren (Q1, Q2) handelt.
  7. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) die beiden Schalter (Q1, Q2) mittels Impulssignalen ansteuert.
  8. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) ferner auch die an der Lampe (LA) anliegende Spannung überwacht und für den Fall, dass diese einen vorgegebenen weiteren Referenzwert (Vref2) überschreitet, den Wechselrichter verübergehend ausschaltet.
  9. Elektronisches Vorschaltgerät nach einem der vorherigen Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) vor der Zündphase den Lastkreis in einem Vorheizbetrieb zum Heizen der Lampenelektroden ansteuert.
  10. Elektronisches Vorschaltgerät nach eine mder vorhergehenden Ansprüche,
    dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerschaltung (1) die Einschaltzeit (tON) erst erhöht, wenn die Schalter (Q1, Q2) das Taktschema mehrfach durchlaufen haben.
  11. Verfahren zum Betrieb eines elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Gasentladungslampe, vorzugsweise für eine Leuchtstofflampe (LA), mit einem mit einer Gleichspannungsquelle (UBUS) verbundenen Wechselrichter sowie einem an den Wechselrichter angeschlossenen Lastkreis, der die Lampe (LA) und einen Serienresonanzkreis aufweist,
    wobei der Wechselrichter durch zwei in einer Halbbrückenanordnung angeordnete Schalter (Q1, Q2) gebildet ist, die während einer Zündphase derart alternierend angesteuert werden, dass ihre Einschaltzeit (ton) schrittweise erhöht wird,
    dadurch gekennzeichnet, dass während der Einschaltzeit eines der beiden Schalter (Q1, Q2) die Höhe des dem Lastkreis zugeführten Stromes überwacht und für den Fall, dass der Strom einen vorgegebenen Referenzwert überschreitet, der Schalter (Q1, Q2) vorzeitig geöffnet und dann regulär wieder eingeschaltet wird.
  12. Verfahren nach Anspruch 11,
    dadurch gekennzeicnet,
    dadurch gekennzeichnet, dass eine in dem Serienresonanzkreis enthaltene Drossel (L1) durch entsprechende Wahl des Referenzwerts in Sättigung betrieben wird.
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