EP1635620A1 - Elektronisches Vorschaltgerät mit Pumpschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden - Google Patents

Elektronisches Vorschaltgerät mit Pumpschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden Download PDF

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EP1635620A1
EP1635620A1 EP05017529A EP05017529A EP1635620A1 EP 1635620 A1 EP1635620 A1 EP 1635620A1 EP 05017529 A EP05017529 A EP 05017529A EP 05017529 A EP05017529 A EP 05017529A EP 1635620 A1 EP1635620 A1 EP 1635620A1
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EP
European Patent Office
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ballast
preheating
lamp
frequency
converter
Prior art date
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EP05017529A
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Bernd Rudolph
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Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
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    • Y10S315/00—Electric lamp and discharge devices: systems
    • Y10S315/07—Starting and control circuits for gas discharge lamp using transistors

Definitions

  • the present invention relates to an electronic ballast designed for the operation of lamps with preheatable electrodes.
  • Such lamps and ballasts have long been known.
  • a so-called PTC element (a resistor with a pronounced positive temperature coefficient) is used to set a preheating time when restarting such a lamp.
  • the PTC element heats up during preheating by a current and terminates the preheating process by increasing its electrical resistance.
  • the control of the converter in particular the one or more switching transistors used therein, on the one hand can be effected by a feedback, wherein one speaks of a so-called self-excited converter.
  • the ballasts are designed for operation on an AC power supply.
  • a rectifier is used to generate a DC link voltage, with which a converter is supplied, the again generates a higher frequency compared to the power supply power to operate the lamp.
  • ballasts An important feature of such ballasts is the type of power extraction from the AC power grid. If the rectifier charges a DC link storage capacitor, it will without further action to jerky charging operations of the intermediate circuit storage capacitor when the instantaneous mains voltage is above the capacitor voltage. This generates mains harmonics and causes a poor power factor.
  • the topology of a pump circuit includes that the mains rectifier is coupled to the DC bus storage capacitor via at least one electronic pump switch. This creates a pump node between the mains rectifier and the electronic pump switch. This is coupled via a pump network to the converter output.
  • the pump network may include components that may be associated with a matching network for coupling the lamp to the converter output.
  • the principle of the pump circuit is to take energy from the rectified mains voltage during the half-period of the converter frequency via the pump node and buffer it in the pump network. In the subsequent half-period, the cached energy is supplied via the electronic pump switch to the DC link storage capacitor.
  • the rectified supply voltage is therefore taken in time with the converter frequency energy.
  • the electronic ballast includes filter circuits which suppress spectral components of the mains current in the range of the converter frequency and above.
  • the pump circuit or circuits may be designed so that the mains current harmonics comply with the mentioned regulations or other requirements.
  • the invention is based on the technical problem of specifying an electronic ballast with a pump circuit which is improved with regard to the preheating of lamp electrodes.
  • the main problem is that the energy dissipation by the PTC element fails as part of the heating process.
  • the energy pumped by the pump circuit must therefore be dissipated elsewhere during preheating. It has been observed that the pumping action of the pump circuit i. a. can pump more energy than is needed for preheating the electrodes. This can lead to an overload of components, in particular of the DC link storage capacitor, by increasing the voltage to impermissible values.
  • the invention thus provides that a much higher converter frequency is used during the preheating compared to the idle resonance frequency.
  • the lowering of the effective pumping action with the frequency is related to the fact that the resonance behavior of the resonant circuit containing the lamp has a frequency dependence that overcompensates the frequency dependence of the capacitive pumping and inductive pumping Has.
  • the effective pump power decreases in capacitive pump circuits approximately proportional to the reciprocal of the frequency square and in inductive pump circuits approximately inversely proportional to the frequency.
  • the frequency used during preheating may be greater than 1.3 times the no-load resonant frequency with frequencies over 1.4 times, 1.5 times, 1.6 times, 1.7 times, 1.8 times greater than or equal to about one-fold, about 1.9 times, or about 2 times, so that the pumping action is significantly reduced over operation.
  • the idle resonance frequency is the usually designated resonant frequency of the lamp circuit without a connected lamp, which results in the well-known manner essentially from the lamp inductor inductance and the capacitance of the resonant capacitor.
  • the invention provides a Vorbytransformator, with a sufficient for preheating current can be generated. Due to the throttling action of the lamp inductor, there is otherwise the risk that the current becomes too small at the preferred relatively high preheat frequencies and thus can not achieve a sufficient preheating effect with regard to the current (not the energy).
  • the increase of the preheating frequency according to the invention therefore initially precludes the generation of sufficiently large preheating currents. However, this problem can be solved by the mentioned preheating transformer.
  • Vortextransformator provides a potential separation to the electrodes, which is also beneficial in many cases.
  • a lamp current or lamp power control is provided in the ballast according to the invention, which changes the converter frequency in the lamp end operation so that a certain target value is maintained. This is ultimately done by approximating or removing the transducer frequency from the resonant frequency of the lamp resonant circuit containing the lamp.
  • a preferred embodiment of the invention provides a voltage regulation circuit which serves to adjust the ignition voltage of the lamp resonant circuit via the frequency of the converter of the ballast.
  • This voltage regulation circuit is advantageous because a relatively accurate frequency adjustment is required for an ignition via a resonance excitation due to the quality of the lamp resonant circuit.
  • the control circuit can now adapt the frequency to the resonance behavior of the lamp resonant circuit or "follow-up" and in particular work by limiting the ignition voltage by changing the frequency.
  • the aforementioned lamp current control circuit can be combined with the voltage regulation circuit insofar as both access the same control input for controlling the operating frequency of the converter. It can preferably be provided that the circuit as a current or power control circuit (ie continuous operation control circuit) works as soon as appreciable lamp currents flow, so the lamp has ignited, and in the other case, the voltage control "has priority".
  • the mentioned combination of continuous operation circuit and voltage regulation circuit may further be adapted to apply the lamp voltage, a potential derived therefrom or another variable correlated therewith to an input of the control amplifier or switching transistor of the continuous operation control circuit.
  • the lamp voltage a potential derived therefrom or another variable correlated therewith
  • it may also suffice to use only a temporal portion of the lamp voltage or the correlating quantity. This has the purpose of deactivating the continuous operation control circuit during preheating and starting until the lamp has been ignited and has reached its burning voltage.
  • the preheating and ignition processes can proceed undisturbed and the continuous operation control circuit is used only in continuous operation.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment.
  • Two connections KL1-1 and KL1-2 are marked on the left, to which a mains voltage is to be connected.
  • a filter of two capacitors C1 and C2 and two coupled coils labeled F11 connect the mains voltage terminals to a full-bridge rectifier of the diodes D1-D4.
  • a Pumping circuit has two pump branches, to which diodes D5 - D8 are to be expected, via which the rectified supply voltage is applied to an intermediate circuit storage capacitor C6, which is shown in the figure on the far right.
  • the DC link capacitor C6 feeds the converter constructed here as a half bridge of two switching transistors V1 and V2.
  • the half-bridge transistors V1 and V2 generate by corresponding antiphase clocking at its center tap an alternating potential that oscillates between the two potentials of the rectifier output.
  • This alternating potential is connected via a lamp inductor LD1 and, in the present case, a series connection of two discharge lamps LA1 and LA2 and a measuring transformer TR1 explained in more detail below via two coupling capacitors C15, C16 to the supply branches.
  • FIG. 1 shows that not only a current through the discharge plasma in the lamps LA1 and LA2, but also a preheating current through the upper electrode of the upper lamp LA1, the lower electrode of the lower lamp LA2, the two interconnected electrodes of the lamp LA1 and the lamp LA2 and a respective secondary winding of a heating transformer TR2 can flow.
  • a pump circuit with two pump branches is used here, which prepares a comparatively small circuit complexity.
  • the rectifier is coupled via an electronic pump switch D6 / D8 or D5 / D7 to the main energy store, the DC link storage capacitor C6.
  • the pump nodes lying between the diodes D5 and D7, on the one hand, and D6 and D8, on the other hand, are coupled via a pump network to the output of a converter or inverter, which is explained in more detail below.
  • the cached energy is supplied via the electronic pump switch, here the diodes D8 and D7, the intermediate circuit storage capacitor C6. This energy is taken from the grid in time with the inverter frequency.
  • the filter elements mentioned suppressed largely higher spectral components, so that ultimately a quasi-sinusoidal power consumption takes place.
  • the lamp resonant circuit has in addition to the already mentioned lamp inductor LD1 resonant capacitors C5 and C9.
  • the lamp resonant circuit is the first to the voltage overshoot by a resonant near excitation. After ignition, the lamp resonant circuit acts as a matching network to the second, which transforms the output impedance of the inverter into an impedance suitable for operation of the discharge lamps.
  • the lamp resonant circuit also acts as a pump network. If the potential at the already mentioned pump node is lower than the instantaneous mains voltage, then the pump network draws energy from the network. In the opposite case, the absorbed energy is delivered to the DC link capacitor C6. Another pumping action starts from the capacitor C8.
  • the capacitor C8 acts as a so-called. Trapezoidal capacitor for switching discharge of the half-bridge transistors V1 and V2.
  • the pump network for the second pump branch consists of a series connection of a pumping inductor L1 and a pumping capacitor C10.
  • the half-bridge transistors V1 and V2 which are designed as a MOSFET, are driven at their gates by an integrated driver circuit, for example of the type International Rectifier IR2153.
  • This IC also includes a highside driver for driving the "high" half-bridge transistor V1.
  • the diode D9 and the capacitor C4 are provided.
  • the IC includes an oscillator whose frequency can be adjusted via terminals 2 and 3 (RT and CT).
  • the frequency according to RT and CT corresponds to the lowest operating frequency of the half-bridge.
  • a frequency-determining resistor R12 is connected between the terminals 2 and 3.
  • a frequency-determining capacitor C12 is connected between the terminal 3 and serving as a reference potential lower supply branch.
  • a diode D15 is connected to charge and discharge C12.
  • the half-bridge frequency can be adjusted and thus forms a control variable for a control loop.
  • the base terminal of the bipolar transistor T3 is driven by circuit elements drawn further to the right in FIG. The bipolar transistor and the IC and the associated circuitry thus form a regulator.
  • the functions of the IC and the associated circuitry can also be realized by any voltage or current controlled oscillator circuit, which drive via driver circuits, the control of converter transistors.
  • the described inverter is controlled by a sequence controller AS, which is shown in Figure 1 below.
  • the controller detects the lamp current as a controlled variable, specifically, the discharge current. This is detected via a measuring transformer TR1. Another known and applicable Lamp current measurement could take place via one of the two coupling capacitors C15, C16 or a portion of it detected on a measuring resistor.
  • a full-bridge rectifier GL rectifies the current and feeds it via a low-impedance measuring resistor R21 D to the reference potential. Via a low pass of the resistor R21 and the capacitor C21, which is used for averaging, the voltage drop is applied to R21 D in the input of a non-inverting measuring amplifier in the form of an operational amplifier U2-A.
  • the diode D23 decouples the output of the measuring amplifier U2-A from the voltage divider D24, C20, R20, D16, R11, when the potential at the connection point LD1 - D24 is high enough.
  • the circuit arrangement is designed such that, without a discharge current, the potential at the anode of the diode D23 assumes a value defined by the output VCO of the sequence controller AS via a diode D11, ie the sequence controller AS determines the starting frequency.
  • the sequence controller AS therefore provides via the output VCO a frequency value which is above twice the idling resonance frequency.
  • the inverter is thus operated at a predetermined preheating frequency and the primary winding A of the preheating TR2 acted upon accordingly. Consequently, corresponding preheating currents flow in the secondary windings B, C and D.
  • the capacitor C3 serves to set an average potential between the potentials at the DC link storage capacitor C6 as a reference potential for the right terminal of the primary winding A.
  • the sequence controller AS After a pre-heating time predetermined by the sequence controller AS, the sequence controller AS changes into the ignition mode within approximately 1 ms and generates it Resonance increase in the lamp resonant circuit, the necessary ignition voltage.
  • the preheating can be switched off after preheating easy. This prevents any further energy dissipation in the preheating circuits and unnecessary heat input into the lamps LR1 and LR2 by the electrodes.
  • this protective circuit Since the subsequent to the preheating ignition phase for the half-bridge switch V1 and V2 and the lamp resonant circuit (LD1, C5, C9) is a high load, a protection circuit to avoid too high ignition voltages is provided here. At the same time, however, this protective circuit also forms a voltage regulation circuit for setting the ignition voltage to a suitable value.
  • a metal oxide varistor or a Zener diode could also be used here. So it's about a threshold switch.
  • the threshold value switch located here in the high-voltage range can also be omitted and a corresponding threshold value circuit can be provided in the low-voltage range, that is to say in the region of the evaluation. This is not shown here, but it is clear to the person skilled in the art.
  • the lamp voltage is given above a certain threshold value between two diodes D16.
  • the anode of the left diode represents a second regulator input.
  • the value of resistor R20 influences the magnitude of the effect of the below-described engagement on the control loop.
  • the tapped via the suppressor diode D24 lamp voltage forms a measure of the fluctuating in the lamp resonant circuit reactive energy and the ignition voltage. If this voltage exceeds the threshold value of the suppressor diode D24, the half-bridge frequency is increased and thus the reduces the reactive energy oscillating in the resonant circuit and on the other hand the
  • a typical value for the threshold of the suppressor diode D24 is z. B. 250 V.
  • the voltage control circuit then controls above this voltage.
  • the continuous operation control circuit can be disabled when a Zünd needle takes place. This is of interest in order to prevent disturbances during ignition.
  • the lamp current control, ie continuous operation control circuit operates with a time constant in the order of 1 ms.
  • FIG. 2 shows a second exemplary embodiment for which the explanations for the first exemplary embodiment largely apply. There are the same reference numerals for identical or corresponding parts.
  • the lamp inductor LD1 and the preheating transformer TR2 from FIG. 1 are contracted.
  • the lamp inductor LD1 thus corresponds to the primary winding A of the Vorholictransformators. Its function remains otherwise unchanged, however, it is not switched off, so it lacks the switch V3 and the corresponding control output PH of Figure 1.
  • the preheating could namely only be switched off on the secondary side, which because of involved and the corresponding effects on the necessary driver circuits would be costly.
  • the individual preheating circuits each contain a capacitor C7, C11 and C13.
  • capacitors C7, C11 and C13 have the advantage of direct current isolation for a coil breakage detection not shown here despite parallel to the electrodes secondary windings B, C and D. Incidentally, this latter function can also be realized in the embodiment of Figure 1, in which case diodes could be used instead of the capacitors.
  • the first embodiment has the advantage of completely switching off the preheating circuits and is therefore particularly suitable for particularly efficiency-optimized lamps which are sensitive to heat input in terms of their efficiency.
  • the second embodiment of Figure 2 is because in fact only three capacitors (which are incidentally anyway optional) and three Additional windings on the lamp reactor are necessary, particularly simple and inexpensive.
  • FIG. 3 shows, with the hatched area (channel 3), the lamp current which is actually oscillating at the operating frequency in continuous operation.
  • the lamp current has an effective value of about 335 mA at nominal conditions of 230 V supply voltage at 50 Hz.
  • Channel C ie the black solid line, shows the fluctuating between a minimum value of about 47.3 kHz and a maximum value of about 61.5 kHz operating frequency. The fluctuations are due to the lamp current control over the operating frequency. The remaining fluctuations of the lamp current are u. a. conditioned by the time constant of the regulation.
  • the no-load resonance frequency (determined by LD1 and C9) is 42.6 kHz and the ignition frequency (at an open-circuit voltage of 700 V) is about 48 kHz.
  • FIG. 4 shows, with the hatched channel B, the profile of the intermediate circuit voltage U C6 in the vicinity of an ignition process.
  • the preheat frequency here is 98.5 kHz, that is more than twice the idle resonance frequency.

Abstract

Die Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für Entladungslampen LA1, LA2 mit vorheizbaren Elektroden, mit einer Pumpschaltung D5/D7, D6/D8 zur Verbesserung des Leistungsfaktors. Dabei wird mit einer gegenüber dem Dauerbetrieb erhöhten Wandlerfrequenz und mit Hilfe eines Vorheiztransformators TR2 vorgeheizt.
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Description

    Technisches Gebiet
  • Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät, das für den Betrieb von Lampen mit vorheizbaren Elektroden ausgelegt ist.
    • Stand der Technik
  • Solche Lampen und Vorschaltgeräte sind an sich seit langem bekannt. In einer Gruppe von Geräten wird ein sog. PTC-Element (ein Widerstand mit ausgeprägtem positiven Temperaturkoeffizienten) zur Festlegung einer Vorheizzeit beim Neustart einer solchen Lampe eingesetzt. Das PTC-Element erwärmt sich während des Vorheizens durch einen Strom und beendet den Vorheizvorgang durch Erhöhung seines elektrischen Widerstandes.
  • Die Steuerung der Wandler, insbesondere des oder der darin verwendeten Schalttransistoren, kann einerseits durch eine Rückkopplung erfolgen, wobei man von einem sog. selbsterregten Wandler spricht. Andererseits ist es auch bekannt, Wandler extern durch eine Ablaufsteuerung zu steuern und dabei insbesondere Einfluss auf die Betriebsfrequenz des Wandlers zu nehmen, beispielsweise zur Lampenstromregelung im Dauerbetrieb.
  • In der Regel sind die Vorschaltgeräte zum Betrieb an einem Wechselspannungs-Versorgungsnetz ausgelegt. Ein Gleichrichter dient zur Erzeugung einer Zwischenkreis-Gleichspannung, mit der ein Wandler versorgt wird, der wiederum eine gegenüber der Netzfrequenz höherfrequente Versorgungsleistung zum Betrieb der Lampe erzeugt.
  • Eine wichtige Eigenschaft solcher Vorschaltgeräte ist die Art der Leistungsentnahme aus dem Wechselspannungs-Versorgungsnetz. Wenn der Gleichrichter einen Zwischenkreis-Speicherkondensator lädt, so kommt es ohne weitere Maßnahmen zu stoßartigen Ladungsvorgängen des Zwischenkreisspeicherkondensator, wenn die momentane Netzspannung über der Kondensatorspannung liegt. Damit werden Netzstromoberschwingungen erzeugt und ein schlechter Leistungsfaktor verursacht.
  • Es gibt verschiedene Möglichkeiten zur Verbesserung des Leistungsfaktors, d. h. zur Reduktion von Netzstromoberschwingungen. Zum Teil sind die entsprechenden Eigenschaften von elektronischen Vorschaltgeräten auch durch Vorschriften geregelt, z. B. die IEC1000-3-2. Neben eigenen Wandlern zum Aufladen des Zwischenkreis-Speicherkondensators (oder allgemeiner Hauptenergiespeichers) aus der gleichgerichteten Netzspannung kommen auch sog. Pumpschaltungen in Betracht. Letztere benötigen einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand.
  • Die Topologie einer Pumpschaltung beinhaltet, dass der Netzgleichrichter über mindestens einen elektronischen Pumpschalter mit dem ZwischenkreisSpeicherkondensator gekoppelt ist. Dadurch entsteht zwischen dem Netzgleichrichter und dem elektronischen Pumpschalter ein Pumpknoten. Dieser ist über ein Pumpnetzwerk mit dem Wandlerausgang gekoppelt. Das Pumpnetzwerk kann Bauteile enthalten, die zugleich einem Anpassnetzwerk zur Ankopplung der Lampe an den Wandlerausgang zugeordnet werden können. Das Prinzip der Pumpschaltung besteht darin, während einer Halbperiode der Wandlerfrequenz über den Pumpknoten Energie aus der gleichgerichteten Netzspannung zu entnehmen und im Pumpnetzwerk zwischenzuspeichern. In der darauffolgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den elektronischen Pumpschalter dem Zwischenkreis-Speicherkondensator zugeführt.
  • Der gleichgerichteten Versorgungsspannung wird demnach im Takt der Wandlerfrequenz Energie entnommen. Allgemein enthält das elektronische Vorschaltgerät Filterschaltungen, die Spektralanteile des Netzstroms im Bereich der Wandlerfrequenz und darüber unterdrücken. Der oder die Pumpschaltungen können so ausgelegt sein, dass die Netzstromoberschwingungen die erwähnten Vorschriften oder andere Anforderungen einhalten.
  • Im Übrigen wird, was Pumpschaltungen angeht, auf den Stand der Technik, und zwar insbesondere die Anmeldungen DE 103 03 276.2 und DE 103 03 277.0 derselben Anmelderin und dortigen Zitate verwiesen.
    • Darstellung der Erfindung
  • Der Erfindung liegt das technische Problem zugrunde, ein im Hinblick auf die Vorheizung von Lampenelektroden verbessertes elektronisches Vorschaltgerät mit einer Pumpschaltung anzugeben.
  • Die Erfindung richtet sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für eine Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist:
    • einen Wechselspannungsversorgungsanschluss,
    • einen an dem Versorgungsanschluss angeschlossenen Gleichrichter,
    • einen Wandler zur Erzeugung einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe aus der durch den Gleichrichter gleichgerichteten Versorgungsleistung des Versorgungsanschlusses,
    • einer Pumpschaltung zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss,

    dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät einen Vorheiztransformator enthält, der dazu ausgelegt ist, während einer Vorheizphase vor einer Zündung der Lampe die sekundärseitig an ihm angeschlossenen vorheizbaren Elektroden mit einer Vorheizleistung zu versorgen, wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, während des Vorheizens den Wandler mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des Vorschaltgeräts erhöhten Frequenz zu betreiben, um die Primärseite des Vorheiztransformators zu versorgen,
    sowie auf ein entsprechendes Verfahren zum Betreiben einer Lampe.
  • Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben und werden im Folgenden näher erläutert. Die Offenbarung bezieht sich dabei stets sowohl auf die Verfahrenskategorie als auch auf die Vorrichtungskategorie der Erfindung. Der Erfinder ist von der Grundüberlegung ausgegangen, dass eine Pumpschaltung nach wie vor eine attraktive weil einfache und wirkungsvolle Möglichkeit zur Leistungsfaktorkorrektur darstellt.
  • Er hat ferner eine Lösung gesucht, bei der anstelle eines PTC-Elements eine Ablaufsteuerung für die Definition der Vorheizphase verwendet wird. Dabei ergibt sich als Hauptproblem, dass die Energiedissipation durch das PTC-Element im Rahmen des Erwärmungsvorgangs ausfällt. Die durch die Pumpschaltung gepumpte Energie muss also während des Vorheizens anderweitig dissipiert werden. Es ist beobachtet worden, dass die Pumpwirkung der Pumpschaltung i. a. mehr Energie pumpen kann, als für die Vorheizung der Elektroden benötigt wird. Dabei kann es zu einer Überlastung von Bauteilen, insbesondere des Zwischenkreis-Speicherkondensators, durch Anstieg der Spannung auf unzulässige Werte kommen.
  • Dies kann allerdings dadurch verhindert werden, dass die Pumpwirkung der Pumpschaltung reduziert wird, und zwar in besonders einfacher und effizienter Weise durch eine Frequenzerhöhung. Die Erfindung sieht also vor, dass während des Vorheizens im Vergleich zu der Leerlaufresonanzfrequenz eine deutlich höhere Wandlerfrequenz verwendet wird.
  • Die Absenkung der effektiven Pumpwirkung mit der Frequenz hängt, vereinfacht ausgedrückt, damit zusammen, dass das Resonanzverhalten des die Lampe enthaltenden Resonanzkreises eine die Frequenzabhängigkeit des kapazitiven Pumpens und induktiven Pumpens überkompensierende Frequenzabhängigkeit hat. Näherungsweise sinkt die effektive Pumpleistung bei kapazitiven Pumpschaltungen etwa proportional zum Kehrwert des Frequenzquadrats und bei induktiven Pumpschaltungen etwa umgekehrt proportional zur Frequenz.
  • Insbesondere kann die während des Vorheizens verwendete Frequenz über dem 1,3-fachen der Leerlaufresonanzfrequenz liegen, wobei Frequenzen über dem 1,4-fachen, 1,5-fachen, 1,6-fachen, 1,7-fachen, 1,8-fachen, 1,9-fachen oder etwa bei oder über dem 2-fachen zunehmend bevorzugt sind, damit die Pumpwirkung gegenüber dem Betrieb signifikant reduziert ist. Die Leerlaufresonanzfrequenz ist dabei die üblicherweise so bezeichnete Resonanzfrequenz des Lampenkreises ohne angeschlossene Lampe, die sich in der allgemein bekannten Weise im Wesentlichen aus der Lampendrosselinduktivität und der Kapazität des Resonanzkondensators ergibt.
  • Schließlich sieht die Erfindung einen Vorheiztransformator vor, mit dem ein für das Vorheizen ausreichend großer Strom erzeugt werden kann. Durch die Drosselwirkung der Lampendrossel besteht ansonsten die Gefahr, dass der Strom bei den bevorzugten relativ hohen Vorheizfrequenzen zu klein wird und sich damit im Hinblick auf den Strom (nicht die Energie) keine ausreichende Vorheizwirkung erzielen lässt. Die erfindungsgemäße Erhöhung der Vorheizfrequenz läuft also zunächst der Erzeugung ausreichend großer Vorheizströme entgegen. Dieses Problem lässt sich jedoch durch den erwähnten Vorheiztransformator beheben.
  • Insgesamt kann damit erreicht werden, dass beim Vorheizen mit einem elektronischen Vorschaltgerät mit einer Pumpschaltung und ohne PTC-Element eine so hohe Wandlerfrequenz verwendet wird, dass die von dem Wandler erzeugte Vorheizenergie höchstens bei der maximal zulässigen Vorheizenergie der jeweiligen Lampenelektroden liegt. Solche Vorheizenergien lassen sich beispielsweise entsprechend der energiegesteuerten Vorheizung nach IEC81 bzw. IEC901 jeder Lampenelektrode zuordnen.
  • Ferner bietet der Vorheiztransformator eine Potentialtrennung zu den Elektroden, was in vielen Fällen ebenfalls von Vorteil ist.
  • Vermieden werden können vor allem die Nachteile der häufig verwendeten PTC-Elemente, die nach relativ kurzen Netzpausen beispielsweise noch heiß und hochohmig sind, so dass dann keine ausreichende Vorheizung der Lampenelektroden und somit ein schädlicher Kaltstart erfolgt. Ferner zeigen PTC-Elemente Verluste, die zum einen den Wirkungsgrad des Vorschaltgeräts verschlechtern und zum anderen zu einer häufig unerwünschten zusätzlichen Erwärmung mit entsprechend größeren Problemen bezüglich der Abwärme und der Dauerhaftigkeit der Bauteile und Lötstellen führen. Ferner kommt es bei moderneren Lampen (beispielsweise T5-Bautyp) vor allem bei Reihenschaltungen zu erheblichen Spannungsbelastungen, die mit PTC-Elementen ebenfalls nicht mehr ohne weiteres realisierbar sind. Schließlich erübrigt sich die Abschaltung der Pumpschaltung während des Vorheizens und damit die Notwendigkeit entsprechend ausgelegter Schalter und insbesondere von spannungsfesten Treiberschaltungen ("High Side Driver").
  • Andererseits ist es im Rahmen dieser Erfindung bevorzugt, einen Schalter zum Abschalten des Vorheiztransformators vorzusehen. Damit kann nach dem Vorheizen jede weitere, auch noch so geringe Energieentnahme durch den Vorheizkreis vermieden werden. Dies ist vor allem dann wesentlich, wenn Lampen betrieben werden sollen, bei denen besonders kritische Anforderungen bezüglich der Lampentemperatur bestehen und damit jedweder zusätzlicher Wärmeeintrag, etwa durch einen kleinen Restheizstrom während des Dauerbetriebs, unterbunden werden soll ("Cut Off"). Wenn dies nicht so entscheidend ist oder eine andere Möglichkeit zum Unterbinden von Restheizströmen im Dauerbetrieb existiert, ist es bevorzugt, die ohnehin vorhandene Lampendrossel als Primärwicklung des Vorheiztransformators zu verwenden, also die Lampendrossel mit einigen zusätzlichen Wicklungen zu versehen, die mit sehr geringem Kostenaufwand möglich sind. Eine Möglichkeit, Restheizströme im Dauerbetrieb wenigstens zu verringern, besteht beispielsweise darin, in den Vorheizkreis, also auf der Sekundärseite des Vorheiztransformators, einen Kondensator zu schalten. Bei den erfindungsgemäß erhöhten Vorheizfrequenzen hat dieser eine relativ niedrige Impedanz und stört damit nicht sehr; seine Impedanz erhöht sich jedoch im Normalbetrieb durch die Frequenzabsenkung. Ein solcher Kondensator hat auch andere Vorteile, nämlich die Gleichstromsperrung. Dies kann beispielsweise in Zusammenhang mit einer im Rahmen dieser Erfindung nicht im einzelnen diskutierten Wendelbrucherkennung, bei der die Gleichstromleitfähigkeit der Lampenelektroden verwendet wird, von Bedeutung sein. Hier können die parallel liegenden Sekundärwicklungen in den Vorheizkreisen stören, würden aber durch den Kondensator gleichstrommäßig abgetrennt.
  • Eine weitere Möglichkeit, die jedoch im Rahmen dieser Erfindung aus verschiedenen Gründen weniger bevorzugt ist, besteht darin, insbesondere im Vorheizkreis selbst eine Resonanz bei der Vorheizfrequenz auszunutzen. Es können jedoch Probleme durch Anregung der Resonanz durch Oberschwingungen im Dauerbetrieb auftreten, wobei auch zu beachten ist, dass die von dem Wandler im Dauerbetrieb erzeugten Spannungsverläufe regelmäßig nicht sinusförmig und damit oberwellenreich sind.
  • Vorzugsweise ist bei dem erfindungsgemäßen Vorschaltgerät eine Lampenstrom- oder Lampenleistungsregelung vorgesehen, die im Lampendauerbetrieb die Wandlerfrequenz so verändert, dass ein bestimmter Sollwert eingehalten wird. Dies erfolgt letztlich über eine Annäherung oder Entfernung der Wandlerfrequenz von der Resonanzfrequenz des die Lampe enthaltenden Lampenresonanzkreises.
  • Ferner sieht eine bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung eine Spannungsregelschaltung vor, die dazu dient, die Zündspannung des Lampenresonanzkreises über die Frequenz des Wandlers des Vorschaltgeräts einzustellen. Diese Spannungsregelschaltung ist von Vorteil, weil bei einer Zündung über eine Resonanzanregung infolge der Güte des Lampenresonanzkreises eine relativ genaue Frequenzeinstellung erforderlich ist. Die Regelschaltung kann nun die Frequenz dem Resonanzverhalten des Lampenresonanzkreises anpassen bzw. "nachfahren" und dabei insbesondere über eine Begrenzung der Zündspannung durch Frequenzveränderung arbeiten.
  • Die zuvor erwähnte Lampenstrom- bzw. Leistungsregelschaltung kann mit der Spannungsregelschaltung insoweit kombiniert werden, als beide auf den selben Steuereingang für die Steuerung der Betriebsfrequenz des Wandlers zugreifen. Dabei kann vorzugsweise vorgesehen sein, dass die Schaltung als Strom- bzw. Leistungsregelschaltung (also Dauerbetriebs-Regelschaltung) funktioniert, sobald nennenswerte Lampenströme fließen, die Lampe also gezündet hat, und im anderen Fall die Spannungsregelung "Vorrang hat".
  • Die erwähnte Kombination von Dauerbetriebsschaltung und Spannungsregelschaltung kann ferner dazu ausgelegt sein, die Lampenspannung, ein davon abgeleitetes Potential oder eine andere damit korrelierende Größe an einen Eingang des Regelverstärkers oder Schalttransistors der Dauerbetriebsregelschaltung anzulegen. Es kann natürlich auch genügen, lediglich einen zeitlichen Anteil der Lampenspannung oder der korrelierenden Größe zu verwenden. Dies hat den Sinn, die Dauerbetriebsregelschaltung während des Vorheizens und Startens zu deaktivieren, bis die Lampe durchgezündet und ihre Brennspannung erreicht hat. Damit können die Vorheiz- und Zündvorgänge ungestört ablaufen und wird die Dauerbetriebsregelschaltung lediglich im Dauerbetrieb eingesetzt.
  • Ferner ist bevorzugt, nach dem eigentlichen Vorheizvorgang, also nach Erreichen der notwendigen Temperatur der Lampenelektroden, relativ schnell zur Zündung vorzuschreiten. Wenn nämlich der dann anstehende Frequenzabfall bei der Vorheizfrequenz beginnend zu langsam erfolgt, kann es selbst in dieser Übergangsphase zu der eingangs erwähnten Überlastung von Bauelementen durch die zu große Pumpwirkung der Pumpschaltung kommen. Bewährt haben sich hier Übergangszeiten von höchstens 10 ms, vorzugsweise unter 8, 6, 4, 2 bzw. 1 ms. Konventionellerweise werden hier eher Zeitspannen in der Größenordnung von 100 ms verwendet.
  • Im Folgenden wird die Erfindung anhand von Ausführungsbeispielen näher erläutert, wobei die einzelnen Merkmale, wie bereits erwähnt, sowohl für die Vorrichtungskategorie als auch die Verfahrenskategorie Bedeutung haben und im Übrigen auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein können.
    • Kurze Beschreibung der Zeichnung(en)
    • Figur 1 a-b
    zeigt ein Schaltdiagramm eines ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist das Schaltdiagramm auf die Figuren 1 a und 1b aufgeteilt. Im folgenden werden Bezugnahmen auf die Figur 1 als Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 1 a oder 1 b verstanden.
    Figur 2a-b
    zeigt ein Schaltdiagramm eines zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiels. Aus Platzgünden ist das Schaltdiagramm auf die Figuren 2a und 2b aufgeteilt. Im folgenden werden Bezugnahmen auf die Figur 2 als Bezugnahme auf die jewilige Teilfigur 2a oder 2b verstanden.
    Figur 3
    zeigt tatsächliche Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.
    Figur 4
    zeigt tatsächliche Messkurven zur quantitativen Veranschaulichung des zweiten Ausführungsbeispiels.
    Bevorzugte Ausführung der Erfindung
  • Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel. Links sind zwei Anschlüsse KL1-1 und KL1-2 eingezeichnet, an denen eine Netzspannung angeschlossen werden soll. Ein Filter aus zwei Kondensatoren C1 und C2 und zwei mit F11 bezeichneten gekoppelten Spulen verbindet die Netzspannungsanschlüsse mit einem Vollbrückengleichrichter aus den Dioden D1 - D4. Eine Pumpschaltung weist zwei Pumpzweige auf, zu denen Dioden D5 - D8 zu rechnen sind, über die die gleichgerichtete Versorgungsspannung an einen Zwischenkreisspeicherkondensator C6 gelegt wird, der in der Figur ganz rechts eingezeichnet ist.
  • Der Zwischenkreiskondensator C6 speist den hier als Halbbrücke aus zwei Schalttransistoren V1 und V2 aufgebauten Wandler. Die Halbbrückentransistoren V1 und V2 erzeugen durch entsprechend gegenphasige Taktung an ihrem Mittenabgriff ein Wechselpotential, dass zwischen den beiden Potentialen des Gleichrichterausgangs oszilliert. Dieses Wechselpotential wird über eine Lampendrossel LD1 und, im vorliegenden Fall, eine Serienschaltung zweier Entladungslampen LA1 und LA2 und einen im Folgenden noch näher erläuterten Messtransformator TR1 über zwei Koppelkondensatoren C15, C16 an die Versorgungsäste angeschlossen.
  • Figur 1 zeigt, dass nicht nur ein Strom durch das Entladungsplasma in den Lampen LA1 und LA2, sondern auch ein Vorheizstrom durch die obere Elektrode der oberen Lampe LA1, die untere Elektrode der unteren Lampe LA2, die beiden zusammengeschalteten Elektroden der Lampe LA1 und der Lampe LA2 und eine jeweilige Sekundärwicklung eines Heiztransformators TR2 fließen kann.
  • Zur Einhaltung einschlägiger Vorschriften bzgl. Netzstromoberschwingungen, beispielsweise IEC 1000-3-2, wird hier eine Pumpschaltung mit zwei Pumpzweigen verwendet, die einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand bereitet. Im Prinzip wird der Gleichrichter dabei über einen elektronischen Pumpschalter D6/D8 bzw. D5/D7 mit dem Hauptenergiespeicher, dem Zwischenkreis-Speicherkondensator C6, gekoppelt. Die zwischen den Dioden D5 und D7 einerseits und D6 und D8 andererseits liegenden Pumpknoten sind über ein Pumpnetzwerk mit dem Ausgang eines noch näher erläuterten Wandlers bzw. Wechselrichters gekoppelt. Dadurch wird während einer Halbperiode der Wechselrichterfrequenz über die Pumpknoten Energie aus der Netzspannung entnommen und in einem Pumpnetzwerk zwischengespeichert. In der darauf folgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den elektronischen Pumpschalter, hier die Dioden D8 und D7, dem Zwischenkreisspeicherkondensator C6 zugeführt. Damit wird im Takt der Wechselrichterfrequenz Energie aus dem Netz entnommen. Die erwähnten Filterelemente unterdrücken weitgehend höhere Spektralanteile, so dass letztlich eine quasi sinusförmige Netzstromaufnahme erfolgt.
  • Die Einzelheiten der Pumpschaltung sind für die vorliegende Erfindung nicht von Belang. Hier wird auf den Stand der Technik und insbesondere die Anmeldungen DE 103 03 276.2 und DE 103 03 277.0 derselben Anmelderin verwiesen. Wesentlich ist, dass die Pumpzweige mit jeder Periode des Wechselrichters Energie in die Schaltung pumpen, jedoch nicht zurückführen können.
  • Der Lampenresonanzkreis weist neben der bereits erwähnten Lampendrossel LD1 Resonanzkondensatoren C5 und C9 auf.
  • Der Lampenresonanzkreis dient zum ersten zur Spannungsüberhöhung durch eine resonanznahe Anregung. Nach der Zündung wirkt der Lampenresonanzkreis zum zweiten als Anpassnetzwerk, das die Ausgangsimpedanz des Wechselrichters in eine zum Betrieb der Entladungslampen passende Impedanz transformiert.
  • Im Übrigen wirkt der Lampenresonanzkreis auch als Pumpnetzwerk. Ist das Potential an den bereits erwähnten Pumpknoten niedriger als die momentane Netzspannung, so bezieht das Pumpnetzwerk Energie aus dem Netz. Im umgekehrten Fall wird die aufgenommene Energie an den Zwischenkreiskondensator C6 abgegeben. Eine weitere Pumpwirkung geht von dem Kondensator C8 aus. Der Kondensator C8 wirkt als sog. Trapezkondensator zur Schaltentlastung der Halbbrückentransistoren V1 und V2. Das Pumpnetzwerk für den zweiten Pumpzweig besteht aus einer Serienschaltung einer Pumpdrossel L1 und eines Pumpkondensators C10.
  • Die Halbbrückentransistoren V1 und V2, die als MOSFET ausgeführt sind, werden an ihren Gates durch einen integrierten Treiberschaltkreis, beispielsweise vom Typ International Rectifier IR2153, angesteuert. Dieser IC enthält auch einen Highside Treiber zur Ansteuerung des "hochliegenden" Halbbrückentransistors V1. In diesem Zusammenhang sind die Diode D9 und der Kondensator C4 vorgesehen.
  • Außer den Treiberschaltungen für die Halbbrückentransistoren V1 und V2 enthält der lC einen Oszillator, dessen Frequenz über die Anschlüsse 2 und 3 (RT und CT) eingestellt werden kann. Die Frequenz gemäß RT und CT entspricht der niedrigsten Betriebsfrequenz der Halbbrücke. Zwischen die Anschlüsse 2 und 3 ist ein frequenzbestimmender Widerstand R12 geschaltet. Zwischen den Anschluss 3 und den als Bezugspotential dienenden unteren Versorgungsast ist ein frequenzbestimmender Kondensator C12 und seriell dazu die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors T3 geschaltet. Parallel zu der Emitter-Kollektor-Strecke ist eine Diode D15 geschaltet, um C12 laden und entladen zu können. Durch eine Spannung zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors T3 und dem Bezugspotential kann die Halbbrückenfrequenz eingestellt werden und bildet somit eine Stellgröße für einen Regelkreis. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T3 wird von weiter rechts in Figur 1 eingezeichneten Schaltungsteilen angesteuert. Der Bipolartransistor und der lC sowie die dazugehörige Beschaltung bilden somit einen Regler.
  • Die Funktionen des IC und der zugehörigen Beschaltung können auch durch eine beliebige spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung realisiert werden, die über Treiberschaltungen die Ansteuerung von Wandlertransistoren bewerkstelligen. Im Übrigen wird der beschriebene Wechselrichter von einer Ablaufsteuerung AS gesteuert, die in Figur 1 unten eingezeichnet ist.
  • Im Ausführungsbeispiel erfasst der Regler als Regelgröße den Lampenstrom, und zwar genauer gesagt den Entladungsstrom. Dieser wird über einen Messtransformator TR1 erfasst. Eine weitere bekannte und auch anwendbare Lampenstrommessung könnte über einen der beiden Koppelkondensatoren C15, C16 bzw. einen auf einem Messwiderstand erfassten Anteil daraus erfolgen. Ein Vollbrückengleichrichter GL richtet den Strom gleich und führt ihn über einen niederohmigen Messwiderstand R21 D auf das Bezugspotential. Über einen Tiefpass aus dem Widerstand R21 und dem Kondensator C21, der zur Mittelwertbildung dient, wird der Spannungsabfall an R21 D in den Eingang eines nicht-invertierenden Messverstärkers in Form eines Operationsverstärkers U2-A gegeben. Dieser ist in bekannter Weise durch die Widerstände R23 - R25 beschaltet und gibt sein Ausgangssignal über die Diode D23 an den bereits beschriebenen Reglereingang (Stellgrößenknoten). Damit ist der Stromregelkreis geschlossen, der zuvor als Dauerbetriebsregelschaltung bezeichnet wurde. Die Diode D23 entkoppelt dabei den Ausgang des Messverstärkers U2-A vom Spannungsteiler D24, C20, R20, D16, R11, wenn das Potential am Verbindungspunkt LD1 - D24 hoch genug ist. Erfindungsgemäß ist die Schaltungsanordnung dabei so ausgelegt, dass ohne Entladungsstrom das Potential an der Anode der Diode D23 einen durch den Ausgang VCO der Ablaufsteuerung AS über eine Diode D11 definierten Wert annimmt, die Ablaufsteuerung AS also die Startfrequenz bestimmt.
  • Die Ablaufsteuerung AS gibt über den Ausgang VCO also einen Frequenzwert vor, der über der doppelten Leerlaufresonanzfrequenz liegt.
  • Der Wechselrichter wird also mit einer vorgegebenen Vorheizfrequenz betrieben und die Primärwicklung A des Vorheiztransformators TR2 entsprechend beaufschlagt. Folglich fließen in den Sekundärwicklungen B, C und D entsprechende Vorheizströme.
  • Der Kondensator C3 dient dabei zur Einstellung eines Mittelwertpotentials zwischen den Potentialen an dem Zwischenkreis-Speicherkondensator C6 als Bezugspotential für den rechten Anschluss der Primärwicklung A.
  • Nach einer durch die Ablaufsteuerung AS vorgegebenen Vorheizzeit geht die Ablaufsteuerung AS innerhalb von ca. 1 ms in den Zündmodus über und erzeugt durch Resonanzüberhöhung im Lampenresonanzkreis die notwendige Zündspannung. Durch den über den Ausgang PH der Ablaufsteuerung AS steuerbaren Schalter V3, der in Serie zu der-Primärwicklung A des Vorheiztransformators TR2 liegt, lassen sich die Vorheizkreise nach dem Vorheizen einfach abschalten. Damit ist jede weitere Energiedissipation in den Vorheizkreisen und ein unnötiger Wärmeeintrag in die Lampen LR1 und LR2 durch die Elektroden unterbunden.
  • Da die sich an die Vorheizung anschließende Zündphase für die Halbbrückenschalter V1 und V2 und den Lampenresonanzkreis (LD1, C5, C9) eine hohe Belastung darstellt, ist hier eine Schutzschaltung zur Vermeidung zu hoher Zündspannungen vorgesehen. Diese Schutzschaltung bildet gleichzeitig aber auch eine Spannungsregelschaltung zur Einstellung der Zündspannung auf einen geeigneten Wert. Dazu dient eine Suppressordiode D24 am lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel LD1. Statt einer Suppressordiode könnte hier auch ein Metalloxidvaristor oder eine Zenerdiode verwendet werden. Es geht also um einen Schwellenwertschalter. Der hier im Hochspannungsbereich liegende Schwellenwertschalter kann im Übrigen auch weggelassen werden und eine entsprechende Schwellenwertschaltung im Niedervoltbereich, also im Bereich der Auswertung, vorgesehen sein. Dies ist hier nicht gezeichnet, dem Fachmann aber ohne weiteres klar.
  • Über eine Serienschaltung mit einem Kondensator C20 und einen Widerstand R20 wird die Lampenspannung ab einem bestimmten Schwellenwert zwischen zwei Dioden D16 gegeben. Die Anode der linken Diode stellt einen zweiten Reglereingang dar. Der Wert des Widerstands R20 beeinflusst die Stärke der Wirkung des im Folgenden geschilderten Eingriffs auf den Regelkreis.
  • Die über die Suppressordiode D24 abgegriffene Lampenspannung bildet ein Maß für die im Lampenresonanzkreis schwingende Blindenergie und für die Zündspannung. Überschreitet diese Spannung den Schwellenwert der Suppressordiode D24, so wird die Halbbrückenfrequenz erhöht und damit die im Resonanzkreis schwingende Blindenergie reduziert und andererseits die
  • Lampenspannung verringert.
  • Ein typischer Wert für den Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegt bei z. B. 250 V. Die Spannungsregelschaltung regelt dann oberhalb dieser Spannung.
  • Nach der Zündung fließt ein Lampenstrom, der das Potential an der Anode der Diode D23 auf einen Wert hebt, der im Arbeitsbereich des Bipolartransistors T3 liegt und damit den Regelkreis der Dauerbetriebs-Regelschaltung (für den Lampenstrom) schließt.
  • Andererseits wird im Falle einer über dem Schwellenwert der Suppressordiode D24 liegenden Lampenspannung über die rechte Diode D16, die einen Abgriff zwischen den Widerständen R22 und R32 am positiven Eingang des Regelverstärkers U2-A ansteuert, das Potential an diesem Eingang angehoben. Damit kann die Dauerbetriebs-Regelschaltung außer Funktion gesetzt werden, wenn ein Zündversuch erfolgt. Dies ist von Interesse, um keine Störungen während des Zündens zuzulassen. Beispielsweise arbeitet in dem geschilderten Ausführungsbeispiel die Lampenstromregelung, also Dauerbetriebs-Regelschaltung, mit einer Zeitkonstanten in der Größenordung von 1 ms. Mit dieser Einstellung werden einerseits die deutlich schnelleren Wandlerfrequenzen ausreichend gefiltert, andererseits ist die Regelung damit noch etwa eine Größenordnung schneller als die durch die gleichgerichtete Netzspannung unvermeidliche 100-Hz-Modulation der Zwischenkreisspannung an dem Speicherkondensator C6. Unter schlechten Bedingungen, insbesondere bei älteren Lampen, kann jedoch ein 1 ms überschreitender Zündburst nötig sein, um eine sichere Zündung zu erreichen. Dann ist also eine Ausschaltung der Stromregelung vorteilhaft.
  • Durch das Anlegen eines (negativen) Anteils der hohen Lampenspannung über die Bauteile D24, C20, R20, D16 an den nicht invertierenden Eingang des Regelverstärkers U2-A wird dabei die Dauerbetriebs-Regelschaltung blockiert, so dass die bereits beschriebene Spannungsregelschaltung in Funktion bleibt.
  • Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel, für das weitgehend die Erläuterungen zum ersten Ausführungsbeispiel gelten. Es sind für identische oder entsprechende Teile die gleichen Bezugszeichen eingetragen.
  • Die Unterschiede sind wie folgt: Zur Vereinfachung sind hier die Lampendrossel LD1 und der Vorheiztransformator TR2 aus Figur 1 zusammengezogen. Der Lampendrossel LD1 entspricht also die Primärwicklung A des Vorheiztransformators. Dessen Funktion bleibt im Übrigen unverändert, jedoch ist er nicht mehr abschaltbar, es fehlt also der Schalter V3 und der entsprechende Steuerausgang PH aus Figur 1. Infolge der Vereinheitlichung der Primärwicklung und der Lampendrossel könnten die Vorheizkreise nämlich nur noch sekundärseitig abgeschaltet werden, was wegen der beteiligten Potenziale und der entsprechenden Auswirkungen auf die notwendigen Treiberschaltungen aufwendig wäre. Stattdessen enthalten die einzelnen Vorheizkreise jeweils einen Kondensator C7, C11 bzw. C13. Dieser hat die bereits früher geschilderte Funktion, im Dauerbetrieb eine höhere Impedanz als während des Vorheizens zu bilden. Ferner haben die Kondensatoren C7, C11 und C13 für eine hier nicht gezeichnete Wendelbrucherkennung über die Gleichstromleitfähigkeit den Vorteil der Gleichstromtrennung trotz parallel zu den Elektroden liegender Sekundärwicklungen B, C und D. Übrigens lässt sich diese letztgenannte Funktion auch bei dem Ausführungsbeispiel aus Figur 1 realisieren, wobei dann statt der Kondensatoren auch Dioden verwendet werden könnten.
  • Das erste Ausführungsbeispiel hat den Vorteil eines vollständigen Abschaltens der Vorheizkreise und eignet sich damit insbesondere für besonders effizienzoptimierte Lampen, die hinsichtlich ihrer Effizienz empfindlich gegen Wärmeeintrag sind. Das zweite Ausführungsbeispiel aus Figur 2 ist, weil faktisch nur drei Kondensatoren (die im Übrigen ohnehin optional sind) und drei Zusatzwicklungen auf der Lampendrossel notwendig sind, besonders einfach und preisgünstig.
  • Anhand des ersten Ausführungsbeispiels (Figur 1) soll die Erfindung mit einigen quantitativen Angaben veranschaulicht werden. Bei diesem Beispiel werden zwei 36 W Stableuchtstofflampen betrieben, wobei die die Pumpwirkung bestimmenden Elemente wie folgt dimensioniert sind:
    • LD1 = 1 mH
    • L1 = 1,8 mH
    • C5 = 10 nF
    • C9 = 14 nF
    • C10 = 220 nF
    • C15 = C 16 = 100 nF
  • Figur 3 zeigt mit der schraffiert ausgefüllten Fläche (Kanal 3) den tatsächlich mit der Betriebsfrequenz oszillierenden Lampenstrom im Dauerbetrieb. Der Lampenstrom hat dabei einen Effektivwert von etwa 335 mA bei Nennbedingungen von 230 V Versorgungsspannung bei 50 Hz. Kanal C, also die schwarz durchgezogene Linie, zeigt die zwischen einem Minimalwert von etwa 47,3 kHz und einem Maximalwert von etwa 61,5 kHz schwankende Betriebsfrequenz. Die Schwankungen rühren von der Lampenstromregelung über die Betriebsfrequenz her. Die verbleibenden Schwankungen des Lampenstromes sind u. a. durch die Zeitkonstante der Regelung bedingt.
  • Die Leerlaufresonanzfrequenz (bestimmt durch LD1 und C9) liegt bei 42,6 kHz und die Zündfrequenz (bei einer Leerlaufspannung von 700 V) bei etwa 48 kHz.
  • Figur 4 zeigt mit dem schraffiert dargestellten Kanal B den Verlauf der Zwischenkreisspannung UC6 in der Umgebung eines Zündvorgangs. Die Vorheizfrequenz beträgt hier 98,5 kHz, also mehr als das Doppelte der Leerlaufresonanzfrequenz.
  • Es ist gut zu erkennen, dass die Zwischenkreisspannung UC6 erst nach der an dem in Kanal C dargestellten Lampenstrom erkennbaren Zündung in der Mitte des Diagramms den Scheitelwert der Netzspannung (ca.- 325 V) überschreitet und zuvor unterhalb dieser Amplitude bleibt. Der Lampenstrom in Kanal C der Figur 4 entspricht dem Kanal 3 in Figur 3.

Claims (8)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist:
    - einen Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2),
    - einen an dem Versorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) angeschlossenen Gleichrichter (D1-D4),
    - einen Wandler (V1, V2) zur Erzeugung einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1, LA2) aus der durch den Gleichrichter (D1-D4) gleichgerichteten Versorgungsleistung des Versorgungsanschlusses (KL1-1, KL1-2),
    - mindestens eine Pumpschaltung (D5/D7, D6/D8) zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2),

    dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät einen Vorheiztransformator (TR2) enthält, der dazu ausgelegt ist, während einer Vorheizphase vor einer Zündung der Lampe (LA1, LA2) die sekundärseitig (B, C, D) an ihm angeschlossenen vorheizbaren Elektroden mit einer Vorheizleistung zu versorgen,
    wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, während des Vorheizens den Wandler (V1, V2) mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des Vorschaltgeräts erhöhten Frequenz zu betreiben, um die Primärseite (A) des Vorheiztransformators (TR2) zu versorgen.
  2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem seriell zu dem Vorheiztransformator (TR2) ein Schalter (V3) zum Abschalten des Vorheiztransformators (TR2) vorgesehen ist.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei der die Primärwicklung (A) des Vorheiztransformators durch eine Lampendrossel (LD1) des Vorschaltgeräts gebildet ist.
  4. Vorschaltgerät nach Anspruch 2 oder 3, bei dem zwischen die Sekundärseite (B, C, D) des Vorheiztransformators und eine der vorheizbaren Elektroden ein Kondensator (C7, C11, C13) geschaltet ist.
  5. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR1, GL, R21-R25, R21D, C21, U2-A, D23, T3, C4, D9, RT, CT, R12, C12, D15) zur Regelung des Lampenstroms oder der Lampenleistung im Lampendauerbetrieb über die Betriebsfrequenz des Wandlers (V1, V2).
  6. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche mit einer Spannungsregelschaltung (D24, C20, R20, D16, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15) zum Einstellen der Zündspannung eines Lampenresonanzkreises (LD1, C5, C9) beim Zünden der Entladungslampe (LA1, LA2) über die Betriebsfrequenz des Wandlers (V1, V2).
  7. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem eine Ablaufsteuerung (AS) zur Steuerung des Betriebs des Wandlers (V1, V2) dazu ausgelegt ist, den Übergang von der Vorheizphase mit der gegenüber der Dauerbetriebsfrequenz erhöhten Wandlerfrequenz zur Zündung der Entladungslampe (LA1, LA2) in höchstens 10 ms ablaufen zu lassen.
  8. Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden mit Hilfe eines elektronischen Vorschaltgeräts mit einem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2), welches Verfahren die Schritte aufweist:
    - Gleichrichten einer an dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) anliegenden Wechselspannung,
    - Erzeugen einer höherfrequenten Versorgungsleistung für die Entladungslampe (LA1, LA2) aus der gleichgerichteten Wechselspannungsversorgungsleistung mit Hilfe eines Wandlers (V1, V2),
    wobei mindestens eine Pumpschaltung (D5/D7, D6/D8) zur Verbesserung des Leistungsfaktors des Vorschaltgeräts durch Energieentnahme aus dem Wechselspannungsversorgungsanschluss (KL1-1, KL1-2) verwendet wird,

    dadurch gekennzeichnet, dass während einer Vorheizphase vor einer Zündung der Lampe (LA1, LA2) die vorheizbaren Elektroden mit Hilfe von Sekundärwicklungen (B, C, D) eines Vorheiztransformators (TR2) mit einer Vorheizleistung versorgt werden, wobei der Wandler (V1, V2) während des Vorheizens mit einer gegenüber der Leerlaufresonanzfrequenz des Vorschaltgeräts erhöhten Frequenz betrieben wird, um die Primärseite (A) des Vorheiztransformators (TR2) zu versorgen.
EP05017529A 2004-09-13 2005-08-11 Elektronisches Vorschaltgerät mit Pumpschaltung für Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden Not-in-force EP1635620B1 (de)

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