EP1601237A2 - Vorschaltgerät für Entladungslampe mit Dauerbetriebs-Regelschaltung - Google Patents

Vorschaltgerät für Entladungslampe mit Dauerbetriebs-Regelschaltung Download PDF

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EP1601237A2
EP1601237A2 EP05010155A EP05010155A EP1601237A2 EP 1601237 A2 EP1601237 A2 EP 1601237A2 EP 05010155 A EP05010155 A EP 05010155A EP 05010155 A EP05010155 A EP 05010155A EP 1601237 A2 EP1601237 A2 EP 1601237A2
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EP
European Patent Office
Prior art keywords
lamp
control circuit
ballast
preheating
preheat
Prior art date
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Withdrawn
Application number
EP05010155A
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English (en)
French (fr)
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EP1601237A3 (de
Inventor
Bernd Rudolph
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Osram GmbH
Original Assignee
Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
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Publication date
Application filed by Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH filed Critical Patent Treuhand Gesellschaft fuer Elektrische Gluehlampen mbH
Publication of EP1601237A2 publication Critical patent/EP1601237A2/de
Publication of EP1601237A3 publication Critical patent/EP1601237A3/de
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    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05B—ELECTRIC HEATING; ELECTRIC LIGHT SOURCES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR; CIRCUIT ARRANGEMENTS FOR ELECTRIC LIGHT SOURCES, IN GENERAL
    • H05B41/00—Circuit arrangements or apparatus for igniting or operating discharge lamps
    • H05B41/14—Circuit arrangements
    • H05B41/26—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc
    • H05B41/28—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters
    • H05B41/295—Circuit arrangements in which the lamp is fed by power derived from dc by means of a converter, e.g. by high-voltage dc using static converters with semiconductor devices and specially adapted for lamps with preheating electrodes, e.g. for fluorescent lamps
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    • H05B41/298—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions
    • H05B41/2988—Arrangements for protecting lamps or circuits against abnormal operating conditions for protecting the lamp against abnormal operating conditions

Definitions

  • the present invention relates to a ballast for discharge lamps, specifically, such discharge lamps, the preheatable electrodes exhibit
  • ballasts are known per se. Often they have half-bridge inverter circuits on. However, the invention also relates on other ballasts. Basically generates an inverter circuit from a rectified AC power supply or a DC power supply a power supply for the lamp, the has a higher frequency than the mains frequency. In many cases it is included a control circuit for controlling the lamp current or the lamp power provided in Lampendauer Anlagen, hereinafter referred to as continuous operation control circuit referred to as. This continuous operation control circuit influences the operating frequency at which the inverter uses the Lamp supplies, and regulates about the lamp current or the lamp power. This is done by approximating or removing the operating frequency resonant frequencies of the lamp resonant circuits containing the lamp.
  • the lamp Before the lamp can be operated, it must go through a relatively high Voltage to be ignited. Again, this is in many cases a resonant stimulus the lamp resonant circuit use.
  • the electrodes For discharge lamps with preheatable electrodes, the electrodes are first for a preheated certain time before the actual ignition voltage applied becomes.
  • the preheating time is determined by a preheating time, in the In the most general sense, a physical process takes place that is a temporal one Delay defined, and must run back after the preheat time, to run again at a later turn on the lamp again to be able to.
  • the preheating timer has the function of a switch. The Details of the realization of such a preheating timer and the physical Operations are not relevant to the principle of the invention, therefore the above general formulations are chosen.
  • the ignition of the lamp takes place in such cases, regardless of the continuous operation control circuit after expiration of the mentioned physical process.
  • the ignition voltage must be achieved in some way, for example, by a resonance excitation in the lamp resonant circuit. It would disturb the influence of the continuous operation control circuit.
  • the invention has the technical problem as a basis, an improved Ballast and an improved method of operation of discharge lamps specify with preheatable electrodes with a continuous operation control circuit.
  • ballast for at least one Discharge lamp with preheatable electrodes, which has ballast a continuous operation control circuit for controlling the lamp current or the lamp power in Lampendauer peaceful yoga over the operating frequency the lamp, a preheating timer defining a preheating time for the electrodes, which is adapted to the preheating by a with a temporal Define delays running physical process and this Process afterwards with a time lag, wherein the ballast is adapted to the lamp then independently from the continuous operation control circuit to ignite when the physical Operation of the preheating timer has expired, characterized that the ballast is further adapted to the continuous operation control circuit then put out of action for lamp standby, if the preheater after a service interruption of the lamp due an unfinished return of its physical process can not define a complete new preheat process, so that the lamp then ignited independently of the continuous operation control circuit can be.
  • the invention is further directed to a corresponding method of operation.
  • the starting point of the invention is that Problems arise with the time delays of the preheating timer can.
  • the preheating time defining physical run Operations also with a certain time delay again back.
  • PTC resistors typically several tens of seconds to a few Minutes and is thus much slower than the typical cooling time of the electrodes of about a few 100 ms.
  • the discharge lamp So after a relatively short time turned on again so is the PTC resistor not sufficiently cooled or, more generally, the physical Operation of preheating timer has not sufficiently run back. In such cases, malfunctions may occur due to the apparent sequence of preheating the continuous operation control circuit in Function comes or stays. This disturbs or prevents a rule Re-ignition of the lamp.
  • the invention proposes, in the event of not yet sufficient returned physical process in the preheat timer, the continuous operation control circuit to turn off to re-ignition regardless of the continuous operation control circuit.
  • this is done by the lamp voltage, one of them derived potential or another variable correlating therewith to one Input of a control amplifier or switching transistor of the continuous operation control circuit is created.
  • a control amplifier or switching transistor of the continuous operation control circuit is created.
  • it can be enough, just one temporal portion of the continuous operation control circuit or the correlating Size to use. Reference is made to the embodiments.
  • a PTC resistor is a common and is the preferred preheat timer here. In principle, but also come Other Vorchingzeitglieder into consideration, in particular on timers, such as RC elements, switches to be controlled.
  • the invention further provides that in series with the PTC resistor, preferably a threshold device such as a so-called TISP or SIDAC, ie a threshold value component, that does not conduct electricity below a certain voltage threshold.
  • a threshold device such as a so-called TISP or SIDAC, ie a threshold value component, that does not conduct electricity below a certain voltage threshold.
  • I. d. R. must be a lamp current measurement for the continuous operation control circuit be provided, either because the lamp current regulated itself or from the lamp current, the lamp power is determined.
  • the invention proposes here various preferred variants. For one thing, the Lamp current to a serial one of the lamp electrodes with one of the Supply branches of the ballast connecting coupling capacitor measured become.
  • the term "coupling capacitor” are commonly used Capacitors referred to in series with the lamp or lamps switched and prevent steady state DC current through the lamp (s).
  • a branch provided in which only during a half-wave is measured and thus during the other half wave no energy is consumed.
  • This is one Current measuring resistor in series with one of the diodes. It is based on the embodiments directed.
  • a differential current transformer is preferred here. with a correction of the total lamp current to the preheating or through the electrodes and, for example, the PTC resistor also occur during continuous operation flowing stream can.
  • the lamp current only the actually by the discharge in the current flowing through the lamp.
  • a further preferred embodiment of the invention provides a voltage regulation circuit , which serves the ignition voltage of the lamp resonant circuit on the frequency of the half-bridge or another converter of the Ballast.
  • This voltage regulation circuit is advantageous because at an ignition via a resonant excitation as a result of the required Quality of the lamp resonant circuit a relatively accurate frequency setting is required.
  • the control circuit can now change the frequency to the resonance behavior adapt the lamp resonant circuit or "nachfahren" and in particular via a limitation of the ignition voltage by frequency change work.
  • the aforementioned continuous operation control circuit may be connected to the voltage regulation circuit be combined so far, as both on the same control input for controlling the operating frequency of the converter.
  • the circuit as current or Power control circuit ie continuous operation control circuit
  • the circuit as current or Power control circuit works, as soon as appreciable lamp currents flow, the lamp has ignited, and in the other case, the voltage control has priority.
  • the already mentioned Consideration of the preheating current or PTC resistance current in the lamp current measurement is important here. It is, however possible, a realistic lamp current measurement without differential transformer perform, for example, by the current control by a voltage measurement via the PTC resistor (or via a measuring resistor parallel or serial to the PTC resistor) during the preheat phase is blocked.
  • ballasts are designed to be a plurality To operate lamps. If these are connected in series, they result in the above, no significant additions, such as corresponding embodiment shows. If they are connected in parallel, is It makes particular sense, the corresponding lamp voltages or so correlating quantities in the sense of an exclusive-or link to the Input of the control amplifier or switching transistor in the continuous operation control circuit to lay.
  • FIG. 1 shows a first exemplary embodiment.
  • KL1-1 and KL1-2 are marked on which a mains voltage is connected shall be.
  • a filter of two capacitors C1 and C2 and two with F11 designated coupled coils connects the mains voltage terminals with a full-bridge rectifier from the diodes D1 - D4.
  • the rectified supply voltage is about to two pump branches to computing diodes D5-D8 to an intermediate circuit storage capacitor C6 placed in the figure on the far right.
  • the rectifier is thereby via an electronic Pump switch with the main energy storage, the DC link capacitor C6, coupled.
  • the between the diodes D5 and D7 on the one hand and D6 and D8, on the other hand, are pumping via a pump network coupled to the output of an inverter explained in more detail.
  • the inverter frequency is over the Pump node energy taken from the mains voltage and in one Pump network cached.
  • the cached energy via the electronic pump switch, here the diodes D8 and D7, the intermediate circuit storage capacitor C6 fed. This is in time with the inverter frequency energy from the Taken from the net.
  • the mentioned filter elements suppress the corresponding ones Spectral components, so that ultimately a quasi-sinusoidal power consumption he follows.
  • the DC link capacitor C6 feeds this as a half bridge of two Switching transistors V1 and V2 constructed converter.
  • the half-bridge transistors V1 and V2 generate by corresponding antiphase clocking their center tap an alternating potential that between the two potentials of the rectifier output oscillates.
  • This alternating potential is over a lamp inductor LD1 and, in this case, a series circuit two discharge lamps LA1 and LA2 and one in the following even closer explained differential transformer TR2 via two coupling capacitors C15, C16 connected to the utility berths.
  • FIG. 1 shows that not only a current through the discharge plasma in FIG can flow the lamps LA1 and LA2, but also a Vortexstrom through the upper electrode of the upper lamp LA1 and a winding of a Heating transformer TR1 and a PTC resistor R1 and the lower electrode the lower lamp LA2 can flow.
  • the preheating current for the upper Electrode of the lower lamp LA2 and the lower electrode of the upper Lamp LA1 is generated via the heating transformer TR1.
  • the differential current transformer TR2 in its lowest in Figure 1 Winding ultimately the difference of the total lamp current through the uppermost winding of the differential transformer TR2 and the preheating current determined by the mean winding. In the case of only a single discharge lamp would the heating transformer TR1 with its circuit eliminated by the internal electrodes.
  • the preheating results during the preheating u. a. by the value of the PTC resistor R1.
  • the value of R1 initially so small that a given by the lamp data current is reached.
  • the value of R1 increases, so that finally a negligible compared to the actual discharge current Heating current flows.
  • the described arrangement for preheating causes during the preheating phase a strong attenuation of a lamp resonant circuit described below and thus a reduction in the natural frequency significantly below the resonant frequency of the undamped lamp resonant circuit. While the preheat phase is operated with an inverter frequency, the below the resonant frequency of the undamped lamp resonant circuit thus ensuring high heating currents and a short preheating phase.
  • the lamp resonant circuit has, in addition to the already mentioned lamp inductor LD1 resonant capacitors C5 and C9.
  • the determination of the resonance frequency results from an effective capacity of C9 or the series connection from C5 and C9.
  • the lamp resonant circuit after the preheat phase due the attenuation decreasing due to the high resistance of R1 and the correspondingly increased quality near its resonance frequency stimulated, a high ignition voltage is produced across the lamps LA1 and LA2, to ignite the discharge lamps using the preheated electrodes leads.
  • the lamp resonant circuit acts as a matching network, that the output impedance of the inverter in a to Operation of the discharge lamps transforms appropriate impedance.
  • the lamp resonant circuit also acts as a pump network. Is this Potential at the already mentioned pump node lower than the current one Mains voltage, the pumping network draws energy from the grid. in the reversed case, the absorbed energy to the DC link capacitor C6 delivered. Another pumping action goes from the condenser C8 off.
  • the capacitor C8 continues to act as a so-called trapezoidal capacitor for switching discharge of the half-bridge transistors V1 and V2.
  • the Pump network for the second pump branch consists of a series circuit a pumping inductor L1 and a pumping capacitor C10.
  • the half-bridge transistors V1 and V2 which are designed as MOSFET, be at their gates through an integrated circuit, for example of the type International Rectifier IR2153.
  • This control circuit also contains a highside driver to control the "high-level" Half-bridge transistor V1.
  • the diode D9 and the capacitor C4 provided.
  • the control circuit contains only one oscillator whose frequency over the connections 2 and 3 (RT and CT) can be set. This frequency corresponds to the operating frequency of the half-bridge.
  • a frequency-determining resistor R12 is connected between the connections 2 and 3, a frequency-determining resistor R12 is connected.
  • the Half-bridge frequency can be adjusted and thus forms a manipulated variable for a control loop.
  • the base terminal of the bipolar transistor T3 is continued from controlled on the right in Figure 1 circuit parts.
  • the bipolar transistor and the control circuit and associated circuitry thus form a regulator.
  • control circuit and the associated circuitry can also by any voltage or current controlled oscillator circuit can be realized, the drive via driver circuits accomplish of converter transistors.
  • the controller detects the lamp current as a controlled variable, and more specifically, the discharge current. This one will be at the lowest winding of the already mentioned differential transformer TR2 detected.
  • a full-bridge rectifier GL1 rectifies and conducts the current him over a low-impedance measuring resistor R21 to the reference potential. Via a low pass of the resistors R22 and R32 and the capacitor C21, which is used for averaging, becomes the voltage drop at R21 in the input of a non-inverting measuring amplifier in the form of a Operational amplifier U2-A given. This is in a known manner the resistors R23-R25 connected and outputs its output signal the diode D23 to the already described controller input (manipulated variable node).
  • the current control loop is closed, previously as a continuous-operation control circuit was designated.
  • the diode D23 decouples the output of the measuring amplifier U2-A from the voltage divider D24, C20, R20, D16, R11 when the potential at the connection point LD1-D21 is high enough.
  • the circuit arrangement is designed so that without Discharge current the potential at the anode of diode D23 the starting value accepts. This is below a minimum value that defines the work area of the transistor T3 and thus the controller limited. potential fluctuations thus have no effect on the half-bridge frequency, as long as the potential remains below the minimum value.
  • the control loop is not closed.
  • the starting value causes a half-bridge frequency, that of the starting frequency equivalent. Via C12 and R12, a relatively low frequency is selected, which ensures high heating currents and short preheating phases.
  • This protection circuit forms simultaneously but also a voltage regulation circuit for setting the ignition voltage to a suitable value. This is done by a varistor D24 on the lamp side Connection of lamp inductor LD1. Instead of a metal oxide varistor could also be a suppressor diode or zener diode used here. So it's about a threshold. Via a series connection with a capacitor C20 and a resistor R20 becomes the lamp voltage given at a certain threshold between two diodes D16. The anode of the left diode represents a second regulator input Value of the resistor R20 influences the strength of the effect of the below described intervention on the control loop.
  • the tapped via the varistor D24 lamp voltage forms a measure of the reactive energy oscillating in the lamp resonant circuit and for the ignition voltage. If this voltage exceeds the threshold value of the varistor D24, so the half-bridge frequency is increased and thus in the resonant circuit oscillating reactive energy reduces and on the other hand the lamp voltage reduced.
  • a typical value for the threshold value of the varistor D24 is z. B. 250 V
  • the voltage regulation circuit then regulates above this voltage.
  • the continuous operation control circuit according to the invention out of operation be set if the already described situation of a new Ignition test without cooled PTC resistor R1 occurs.
  • the control amplifier U2-A is the continuous operation control circuit blocked, so that the already described voltage regulation circuit in Function remains. This sets a suitable ignition voltage, so that the Ignite the lamp despite a lack of regular preheat operation can. Such an ignition process is exhausting for the electrodes but ultimately for the functioning of the lamp.
  • D24 represents a bidirectional one Zener diode (or suppressor diode or a varistor) is and serves as a threshold value component for decoupling in various operating states.
  • FIG. 2 shows a second embodiment and differs from FIG the first embodiment of Figure 1 as follows.
  • TR2 As a device for lamp current measurement of the differential current transformer is used TR2, which here, however, in deviation to Figure 1, only the lamp current the lamp LA1 measures. In lamp operation so acts the lamp current the lamp LA1 as a controlled variable, wherein the separate resonant circuit the lamp LA2 runs on the regulated for the lamp LA1 frequency. It but would also be conceivable, the regulated lamp current from shares of (in this case) to form two lamp currents.
  • the voltage divider circuit of D24, C20 and R20 in Figure 1 correspond here the separate voltage divider circuits on the one hand C22, R2, R9, D51 and on the other hand C20, R17, R20, D50 on the each greater potential dominates, via the diodes D5 and D13 for blocking the continuous operation control circuit and via the diodes D70 and D101 with the resistor R7 for the voltage regulation circuit. It is a matter of an exclusive OR link.
  • Figure 3 shows a third embodiment, which differs from the first embodiment differs from Figure 1 as follows. Again, reference numerals omitted.
  • the lamp current is connected in series to the coupling capacitor C16 via a Measuring resistor R21 measured (and that with the factor C16 / (C15 + C16) multiplied load circuit current) and a resistor R22 to the Base of the operational amplifier U2-A replacing bipolar transistor T4 (impedance converter) given.
  • This bipolar transistor functions here as Control amplifier of the continuous operation control circuit.
  • the diodes D7 provide ensure that only the positive half-wave is taken into account in the lamp current measurement is to gain a suitable potential for the variable gain amplifier.
  • the lamp electrodes of the single lamp LA1 are directly without Pre-heating transformer via the TISP / SIDAC D17 and the PTC resistor R3 preheated.
  • To the regulation of the preheating and igniting the Lamp LA1 flowing load circuit current to suppress and the voltage regulation over C20, D24, R20, D16 will be the one in these operating modes exploited large voltage drop across the PTC resistor R3, to inject a negative current via C17 and D8 and thus the bipolar transistor T4 lock.
  • the RC element R22 / C21 forms analogous to Figure 1, the arithmetic mean the voltage proportional to the lamp current via R21, which exceeds the Emitter follower T4 is given to the VCO input (base T3).
  • the diode D16 limits the negative voltage at the base of T4 to its forward voltage, the series connection D10 / D11 passes the positive current half-wave by D17 against the reference potential (ground), without the positive voltage at the base of T4 in the burning operation of the lamp limit.

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  • Circuit Arrangements For Discharge Lamps (AREA)

Abstract

Die Erfindung betrifft ein neues Vorschaltgerät für eine Entladungslampe, bei dem eine Dauerbetriebs-Regelschaltung dann außer Funktion gesetzt wird, wenn ein eine Vorheizzeit definierender physikalischer Vorgang eines Vorheizzeitgliedes noch nicht ausreichend zurückgelaufen ist, wenn die Lampe wieder neu gestartet werden soll.

Description

Technisches Gebiet
Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf ein Vorschaltgerät für Entladungslampen, und zwar konkret solche Entladungslampen, die vorheizbare Elektroden aufweisen
Stand der Technik
Solche Vorschaltgeräte sind an sich bekannt. Häufig weisen sie Halbbrücken-Wechselrichterschaltungen auf. Die Erfindung bezieht sich jedoch auch auf andere Vorschaltgeräte. Grundsätzlich erzeugt eine Wechselrichterschaltung aus einer gleichgerichteten Wechselspannungsversorgung oder einer Gleichspannungsversorgung eine Versorgungsleistung für die Lampe, die eine höhere Frequenz als die Netzfrequenz aufweist. In vielen Fällen ist dabei eine Regelschaltung zur Regelung des Lampenstromes oder der Lampenleistung im Lampendauerbetrieb vorgesehen, die im Folgenden als Dauerbetriebs-Regelschaltung bezeichnet wird. Diese Dauerbetriebs-Regelschaltung beeinflusst die Betriebsfrequenz, mit der der Wechselrichter die Lampe versorgt, und regelt darüber den Lampenstrom oder die Lampenleistung. Dies erfolgt über eine Annäherung oder Entfernung der Betriebsfrequenz von Resonanzfrequenzen von die Lampe enthaltenden Lampenresonanzkreisen.
Bevor die Lampe betrieben werden kann, muss sie durch eine relativ hohe Spannung gezündet werden. Auch hierzu findet in vielen Fällen eine Resonanzanregung des Lampenresonanzkreises Verwendung. Bei Entladungslampen mit vorheizbaren Elektroden werden die Elektroden zunächst für eine bestimmte Zeit vorgeheizt, bevor die eigentliche Zündspannung angelegt wird. Die Vorheizzeit wird dabei durch ein Vorheizzeitglied bestimmt, in dem im allgemeinsten Sinn ein physikalischer Vorgang abläuft, der eine zeitliche Verzögerung definiert, und nach Ablauf der Vorheizzeit zurücklaufen muss, um bei einem erneuten späteren Einschalten der Lampe wieder neu ablaufen zu können. Das Vorheizzeitglied hat dabei die Funktion eines Schalters. Die Details der Realisierung eines solchen Vorheizzeitgliedes und des physikalischen Vorgangs sind für das Prinzip der Erfindung nicht relevant, weswegen die vorstehenden allgemeinen Formulierungen gewählt werden.
Die Zündung der Lampe erfolgt in solchen Fällen unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung nach Ablauf des genannten physikalischen Vorgangs. Hierzu muss in irgendeiner Weise die Zündspannung erreicht werden, etwa durch eine Resonanzanregung im Lampenresonanzkreis. Dabei würde der Einfluss der Dauerbetriebs-Regelschaltung stören.
Darstellung der Erfindung
Die Erfindung hat das technische Problem als Grundlage, ein verbessertes Vorschaltgerät und ein verbessertes Betriebsverfahren für Entladungslampen mit vorheizbaren Elektroden mit einer Dauerbetriebs-Regelschaltung anzugeben.
Sie bezieht sich auf ein elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Entladungslampe mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist eine Dauerbetriebs-Regelschaltung zur Regelung des Lampenstromes oder der Lampenleistung im Lampendauerbetrieb über die Betriebsfrequenz der Lampe, ein eine Vorheizzeit für die Elektroden definierendes Vorheizzeitglied, das dazu ausgelegt ist, die Vorheizzeit durch einen mit einer zeitlichen Verzögerung ablaufenden physikalischen Vorgang zu definieren und diesen Vorgang danach mit einer zeitlichen Verzögerung zurücklaufen zu lassen, wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, die Lampe dann unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung zu zünden, wenn der physikalische Vorgang des Vorheizzeitgliedes abgelaufen ist, dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät ferner dazu ausgelegt ist, die Dauerbetriebs-Regelschaltung für den Lampendauerbetrieb dann außer Funktion zu setzen, wenn das Vorheizglied nach einer Betriebsunterbrechung der Lampe wegen eines noch nicht abgeschlossenen Rücklaufs seines physikalischen Vorgangs keinen vollständigen neuen Vorheizvorgang definieren kann, so dass die Lampe dann unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung gezündet werden kann.
Die Erfindung richtet sich ferner auf ein entsprechendes Betriebsverfahren.
Bevorzugte Ausgestaltungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen angegeben.
Der Erfinder hat als Ausgangsbasis der Erfindung festgestellt, dass sich aus den zeitlichen Verzögerungen des Vorheizzeitgliedes Probleme ergeben können. In aller Regel laufen die die Vorheizzeit definierenden physikalischen Vorgänge auch mit einer bestimmten zeitlichen Verzögerung wieder zurück.
Dies gilt beispielsweise für den hier auch bevorzugten Fall eines während der Vorheizzeit durch ohmsche Verlustwärme erwärmten PTC-Widerstandes als Vorheizzeitglied, wobei der PTC-Widerstand dabei seinen elektrischen Widerstandswert infolge zunehmender Temperatur erhöht. Ein wichtiger und hier bevorzugter Mechanismus ist dabei eine mit steigendem PTC-Widerstandswert abnehmende Dämpfung des Lampenresonanzkreises und Zündung infolge einer Resonanzanregung darin. Wenn nun der PTC-Widerstand erwärmt ist, so kühlt er danach nur langsam wieder ab. Es ist zudem sogar mit einer dauernden Erwärmung des PTC-Widerstandes während des Lampendauerbetriebes zu rechnen, weil beständig kleine Ströme durch ihn fließen. Der Abkühlprozess beginnt also erst nach dem Ausschalten der Lampe. Er nimmt bei den für elektronische Vorschaltgeräte verwendeten PTC-Widerständen typischerweise einige zehn Sekunden bis einige Minuten in Anspruch und ist damit deutlich langsamer als die typische Abkühlzeit der Elektroden von ca. einigen 100 ms. Wird die Entladungslampe also nach relativ kurzer Zeit wieder eingeschaltet, so ist der PTC-Widerstand nicht wieder ausreichend abgekühlt oder, allgemeiner ausgedrückt, der physikalische Vorgang des Vorheizzeitgliedes nicht ausreichend zurückgelaufen. In solchen Fällen kann es zu Funktionsstörungen kommen, indem wegen des scheinbaren Ablaufs der Vorheizzeit die Dauerbetriebs-Regelschaltung in Funktion kommt bzw. bleibt. Diese stört oder verhindert im Regelfall eine Neuzündung der Lampe.
Die obige Darstellung würde sinngemäß auch für den Fall zutreffen, dass der physikalische Vorgang des Vorheizzeitgliedes während des Lampendauerbetriebes bereits zurückläuft, nach längerem Betrieb also zurückgelaufen ist. Dann sind nämlich trotzdem Situationen möglich, in denen die Lampe nur kurz eingeschaltet wird, sofort wieder ausgeschaltet wird und daraufhin relativ schnell wieder eingeschaltet wird. Beispielsweise kann dies bei der Neuinstallation einer Lampe, Leuchte oder Beleuchtungsanlage geschehen, bei der die Funktionsfähigkeit "wiederholt geprüft" werden soll. Die Bedienungspersonen kennen in solchen Fällen den Hintergrund des Fehlschlagens eines Neustarts i. d. R. nicht und halten die Lampe oder Leuchte für defekt.
Daher schlägt die Erfindung vor, für den Fall eines noch nicht ausreichend zurückgelaufenen physikalischen Vorgangs im Vorheizzeitglied die Dauerbetriebs-Regelschaltung außer Funktion zu setzen, um eine erneute Zündung unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung zu ermöglichen.
Vorzugsweise geschieht dies dadurch, dass die Lampenspannung, ein davon abgeleitetes Potential oder eine andere damit korrelierende Größe an einen Eingang eines Regelverstärkers oder Schalttransistors der Dauerbetriebs-Regelschaltung angelegt wird. Es kann natürlich auch genügen, lediglich einen zeitlichen Anteil der Dauerbetriebs-Regelschaltung oder der korrelierenden Größe zu verwenden. Es wird auf die Ausführungsbeispiele verwiesen.
Oben stehend wurde bereits festgestellt, dass ein PTC-Widerstand ein häufiges und hier bevorzugtes Vorheizzeitglied ist. Im Prinzip kommen aber auch andere Vorheizzeitglieder in Betracht, insbesondere über Zeitglieder, etwa RC-Glieder, anzusteuernde Schalter.
Für den Fall eines PTC-Widerstandes sieht die Erfindung weiterhin vor, dass seriell zu dem PTC-Widerstand vorzugsweise ein Schwellenwertbauelement liegt, etwa ein sog. TISP oder SIDAC, also ein Schwellenwertbauelement, das unterhalb einer bestimmten Spannungsschwelle keinen Strom leitet. Daraus ergibt sich die bereits eingangs diskutierte Möglichkeit, dass der PTC-Widerstand, der im Regelfall parallel zur Lampe liegt, im Dauerbetrieb keinen Strom führt, sondern nur in den Vorheiz- und Zündphasen, während denen höheren Spannungen anliegen.
I. d. R. muss für die Dauerbetriebs-Regelschaltung eine Lampenstrommessung vorgesehen werden, entweder weil der Lampenstrom selbst geregelt oder aus dem Lampenstrom die Lampenleistung ermittelt wird. Die Erfindung schlägt hier verschiedene bevorzugte Varianten vor. Zum einen kann der Lampenstrom seriell zu einem eine der Lampenelektroden mit einem der Versorgungsäste des Vorschaltgeräts verbindenden Koppelkondensator gemessen werden. Mit dem Begriff "Koppelkondensator" werden gemeinhin Kondensatoren bezeichnet, die in Serie zur Lampe bzw. den Lampen geschaltet sind und einen stationären Gleichstrom durch die Lampe/n verhindern.
Dabei wird vorzugsweise mit zumindest einem Diodenpaar eine Verzweigung vorgesehen, in der nur während einer Halbwelle gemessen wird und damit während der anderen Halbwelle keine Energie verbraucht wird. Dazu liegt ein Strom-Messwiderstand in Serie zu einer der Dioden. Es wird auf die Ausführungsbeispiele verwiesen.
Eine ebenfalls günstige, jedoch etwas aufwändigere Lösung liegt in einem Messtransformator. Bevorzugt ist hier insbesondere ein Differenzstromtransformator, mit dem eine Korrektur des Gesamtlampenstromes um den Vorheizstrom bzw. den durch die Elektroden und beispielsweise den PTC-Widerstand auch während des Dauerbetriebs fließenden Stromes erfolgen kann. Damit wird als Lampenstrom nur der tatsächlich durch die Entladung in der Lampe fließende Strom berücksichtigt.
Eine weitere bevorzugte Ausgestaltung der Erfindung sieht eine Spannungsregelschaltung vor, die dazu dient, die Zündspannung des Lampenresonanzkreises über die Frequenz der Halbbrücke bzw. eines anderen Wandlers des Vorschaltgeräts einzustellen. Diese Spannungsregelschaltung ist von Vorteil, weil bei einer Zündung über eine Resonanzanregung infolge der erforderlichen Güte des Lampenresonanzkreises eine relativ genaue Frequenzeinstellung erforderlich ist. Die Regelschaltung kann nun die Frequenz dem Resonanzverhalten des Lampenresonanzkreises anpassen bzw. "nachfahren" und dabei insbesondere über eine Begrenzung der Zündspannung durch Frequenzveränderung arbeiten.
Die zuvor erwähnte Dauerbetriebs-Regelschaltung kann mit der Spannungsregelschaltung insoweit kombiniert werden, als beide auf denselben Steuereingang für die Steuerung der Betriebsfrequenz des Wandlers zugreifen. Dabei kann vorzugsweise vorgesehen sein, dass die Schaltung als Strom- bzw. Leistungsregelschaltung (also Dauerbetriebs-Regelschaltung) funktioniert, sobald nennenswerte Lampenströme fließen, die Lampe also gezündet hat, und im anderen Fall die Spannungsregelung "Vorrang hat". Die bereits erwähnte Berücksichtigung des Vorheizstromes bzw. PTC-Widerstandstromes bei der Lampenstrommessung ist hierbei von Bedeutung. Es ist jedoch auch möglich, eine realistische Lampenstrommessung ohne Differenzstromtransformator auszuführen, etwa indem die Stromregelung durch eine Spannungsmessung über den PTC-Widerstand (oder auch über einen Messwiderstand parallel oder seriell zu dem PTC-Widerstand) während der Vorheizphase blockiert wird.
In manchen Fällen sind Vorschaltgeräte dazu ausgelegt, eine Mehrzahl Lampen zu betreiben. Werden diese seriell verschaltet, ergeben sich zu den oben stehenden Ausführungen keine wesentlichen Ergänzungen, wie das entsprechende Ausführungsbeispiel zeigt. Werden sie parallel verschaltet, ist es insbesondere sinnvoll, die entsprechenden Lampenspannungen bzw. damit korrelierende Größen im Sinne einer Exklusiv-Oder-Verknüpfung an den Eingang des Regelverstärkers oder Schalttransistors in der Dauerbetriebs-Regelschaltung zu legen.
Kurze Beschreibung der Zeichnungen
Im Folgenden wird die Erfindung anhand dreier Ausführungsbeispiele näher erläutert. Die dabei offenbarten Einzelmerkmale können auch in anderen Kombinationen erfindungswesentlich sein. Die vorstehende und die folgende Beschreibung beziehen sich auf die Vorrichtungskategorie und die Verfahrenskategorie der Erfindung, ohne dass dies im Einzelnen noch explizit erwähnt wird.
Figur 1
zeigt ein Schaltdiagramm zu einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.
Figur 2
zeigt ein Schaltdiagramm zu einem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.
Figur 3
zeigt ein Schaltdiagramm zu einem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel.
Bevorzugte Ausführung der Erfindung
Figur 1 zeigt ein erstes Ausführungsbeispiel. Links sind zwei Anschlüsse KL1-1 und KL1-2 eingezeichnet, an denen eine Netzspannung angeschlossen werden soll. Ein Filter aus zwei Kondensatoren C1 und C2 und zwei mit F11 bezeichneten gekoppelten Spulen verbindet die Netzspannungsanschlüsse mit einem Vollbrückengleichrichter aus den Dioden D1 - D4. Die gleichgerichtete Versorgungsspannung wird über zu zwei Pumpzweigen zu rechnende Dioden D5-D8 an einen Zwischenkreisspeicherkondensator C6 gelegt, der in der Figur ganz rechts eingezeichnet ist.
Zur Einhaltung einschlägiger Vorschriften bzgl. Netzstromoberschwingungen, beispielsweise IEC 1000-3-2, werden auch sog. Pumpschaltungen verwendet, die einen vergleichsweise geringen schaltungstechnischen Aufwand bereiten. Im Prinzip wird der Gleichrichter dabei über einen elektronischen Pumpschalter mit dem Hauptenergiespeicher, dem Zwischenkreiskondensator C6, gekoppelt. Die zwischen den Dioden D5 und D7 einerseits und D6 und D8 andererseits liegenden Pumpknoten sind über ein Pumpnetzwerk mit dem Ausgang eines noch näher erläuterten Wechselrichters gekoppelt. Dadurch wird während einer Halbperiode der Wechselrichterfrequenz über die Pumpknoten Energie aus der Netzspannung entnommen und in einem Pumpnetzwerk zwischengespeichert. In der darauf folgenden Halbperiode wird die zwischengespeicherte Energie über den elektronischen Pumpschalter, hier die Dioden D8 und D7, dem Zwischenkreisspeicherkondensator C6 zugeführt. Damit wird im Takt der Wechselrichterfrequenz Energie aus dem Netz entnommen. Die erwähnten Filterelemente unterdrücken die entsprechenden Spektralanteile, so dass letztlich eine quasi sinusförmige Netzstromaufnahme erfolgt.
Die Einzelheiten der Pumpschaltung sind für die vorliegende Erfindung nicht von Belang. Hier wird auf den Stand der Technik und insbesondere die Anmeldungen DE 103 03 276.2 und DE 103 03 277.0 derselben Anmelderin verwiesen.
Der Zwischenkreiskondensator C6 speist den hier als Halbbrücke aus zwei Schalttransistoren V1 und V2 aufgebauten Wandler. Die Halbbrückentransistoren V1 und V2 erzeugen durch entsprechend gegenphasige Taktung an ihrem Mittenabgriff ein Wechselpotential, dass zwischen den beiden Potentialen des Gleichrichterausgangs oszilliert. Dieses Wechselpotential wird über eine Lampendrossel LD1 und, im vorliegenden Fall, eine Serienschaltung zweier Entladungslampen LA1 und LA2 und einen im Folgenden noch näher erläuterten Differenzstromtransformator TR2 über zwei Koppelkondensatoren C15, C16 an die Versorgurigsäste angeschlossen.
Figur 1 zeigt, dass dabei nicht nur ein Strom durch das Entladungsplasma in den Lampen LA1 und LA2 fließen kann, sondern auch ein Vorheizstrom durch die obere Elektrode der oberen Lampe LA1 und eine Wicklung eines Heiztransformators TR1 sowie einen PTC-Widerstand R1 und die untere Elektrode der unteren Lampe LA2 fließen kann. Der Vorheizstrom für die obere Elektrode der unteren Lampe LA2 und die untere Elektrode der oberen Lampe LA1 wird über den Heiztransformator TR1 erzeugt. Man erkennt in Figur 1, dass der Differenzstromtransformator TR2 in seiner in Figur 1 untersten Wicklung letztlich die Differenz des Gesamtlampenstroms durch die oberste Wicklung des Differenzstromtransformators TR2 und des Vorheizstromes durch die mittlere Wicklung ermittelt. Im Falle nur einer einzigen Entladungslampe würde der Heiztransformator TR1 mit seinem Stromkreis durch die inneren Elektroden entfallen.
Der Vorheizstrom ergibt sich während der Vorheizphase u. a. durch den Wert des PTC-Widerstandes R1. Während der Vorheizphase ist der Wert von R1 zunächst so gering, dass ein durch die Lampendaten vorgegebener Strom erreicht wird. Nach der Vorheizphase erhöht sich der Wert von R1, so dass schließlich ein im Vergleich zu dem eigentlichen Entladungsstrom vernachlässigbarer Heizstrom fließt.
Die beschriebene Anordnung zum Vorheizen bewirkt während der Vorheizphase eine starke Dämpfung eines im Folgenden beschriebenen Lampenresonanzkreises und damit eine Verringerung der Eigenfrequenz deutlich unter die Resonanzfrequenz des unbedämpften Lampenresonanzkreises. Während der Vorheizphase wird mit einer Wechselrichterfrequenz gearbeitet, die unter der Resonanzfrequenz des unbedämpften Lampenresonanzkreises liegt und somit für hohe Heizströme und eine kurze Vorheizphase sorgt.
Der Lampenresonanzkreis weist neben der bereits erwähnten Lampendrossel LD1 Resonanzkondensatoren C5 und C9 auf. Die Festlegung der Resonanzfrequenz ergibt sich durch eine effektive Kapazität aus C9 bzw. der Serienschaltung aus C5 und C9.
Wird der beschriebene Lampenresonanzkreis nach der Vorheizphase infolge der durch den hohen Widerstandswert von R1 nachlassenden Dämpfung und der entsprechend vergrößerten Güte in der Nähe seiner Resonanzfrequenz angeregt, so entsteht über den Lampen LA1 und LA2 eine hohe Zündspannung, die zur Zündung der Entladungslampen mit Hilfe der vorgeheizten Elektroden führt. Nach der Zündung wirkt der Lampenresonanzkreis als Anpassnetzwerk, das die Ausgangsimpedanz des Wechselrichters in eine zum Betrieb der Entladungslampen passende Impedanz transformiert.
Im Übrigen wirkt der Lampenresonanzkreis auch als Pumpnetzwerk. Ist das Potential an dem bereits erwähnten Pumpknoten niedriger als die momentane Netzspannung, so bezieht das Pumpnetzwerk Energie aus dem Netz. Im umgekehrten Fall wird die aufgenommene Energie an den Zwischenkreiskondensator C6 abgegeben. Eine weitere Pumpwirkung geht von dem Kondensator C8 aus. Der Kondensator C8 wirkt weiterhin als sog. Trapezkondensator zur Schaltentlastung der Halbbrückentransistoren V1 und V2. Das Pumpnetzwerk für den zweiten Pumpzweig besteht aus einer Serienschaltung einer Pumpdrossel L1 und eines Pumpkondensators C10.
Die Halbbrückentransistoren V1 und V2, die als MOSFET ausgeführt sind, werden an ihren Gates durch einen integrierten Schaltkreis, beispielsweise vom Typ International Rectifier IR2153, angesteuert. Diese Steuerschaltung enthält auch einen Highside Treiber zur Ansteuerung des "hochliegenden" Halbbrückentransistors V1. In diesem Zusammenhang sind die Diode D9 und der Kondensator C4 vorgesehen.
Außer den Treiberschaltungen für die Halbbrückentransistoren V1 und V2 enthält die Steuerschaltung lediglich einen Oszillator, dessen Frequenz über die Anschlüsse 2 und 3 (RT und CT) eingestellt werden kann. Diese Frequenz entspricht der Betriebsfrequenz der Halbbrücke. Zwischen die Anschlüsse 2 und 3 ist ein frequenzbestimmender Widerstand R12 geschaltet. Zwischen den Anschluss 3 und den als Bezugspotential dienenden unteren Versorgungsast ist ein frequenzbestimmender Kondensator C12 und seriell dazu die Emitter-Kollektor-Strecke eines Bipolartransistors T3 geschaltet. Parallel zu der Emitter-Kollektor-Strecke ist eine Diode D15 geschaltet, um C12 laden und entladen zu können. Durch eine Spannung zwischen dem Basisanschluss des Bipolartransistors T3 und dem Bezugspotential kann die Halbbrückenfrequenz eingestellt werden und bildet somit eine Stellgröße für einen Regelkreis. Der Basisanschluss des Bipolartransistors T3 wird von weiter rechts in Figur 1 eingezeichneten Schaltungsteilen angesteuert. Der Bipolartransistor und die Steuerschaltung sowie die dazugehörige Beschaltung bilden somit einen Regler.
Die Funktionen der Steuerschaltung und der zugehörigen Beschaltung können auch durch eine beliebige spannungs- oder stromgesteuerte Oszillatorschaltung realisiert werden, die über Treiberschaltungen die Ansteuerung von Wandlertransistoren bewerkstelligen.
Im Ausführungsbeispiel erfasst der Regler als Regelgröße den Lampenstrom, und zwar genauer gesagt den Entladungsstrom. Dieser wird an der untersten Wicklung des bereits erwähnten Differenzstromtransformators TR2 erfasst. Ein Vollbrückengleichrichter GL1 richtet den Strom gleich und führt ihn über einen niederohmigen Messwiderstand R21 auf das Bezugspotential. Über einen Tiefpass aus den Widerständen R22 und R32 und dem Kondensator C21, der zur Mittelwertbildung dient, wird der Spannungsabfall an R21 in den Eingang eines nicht-invertierenden Messverstärkers in Form eines Operationsverstärkers U2-A gegeben. Dieser ist in bekannter Weise durch die Widerstände R23-R25 beschaltet und gibt sein Ausgangssignal über die Diode D23 an den bereits beschriebenen Reglereingang (Stellgrößenknoten). Damit ist der Stromregelkreis geschlossen, der zuvor als Dauerbetriebs-regelschaltung bezeichnet wurde. Die Diode D23 entkoppelt dabei den Ausgang des Messverstärkers U2-A vom Spannungsteiler D24, C20, R20, D16, R11, wenn das Potential am Verbindungspunkt LD1-D21 hoch genug ist. Erfindungsgemäß ist die Schaltungsanordnung dabei so ausgelegt, dass ohne Entladungsstrom das Potential an der Anode der Diode D23 den Startwert annimmt. Dieser liegt unterhalb eines Minimalwerts, der den Arbeitsbereich des Transistors T3 und damit des Reglers begrenzt. Potentialschwankungen haben somit keinen Einfluss auf die Halbbrückenfrequenz, solange das Potential unter dem Minimalwert bleibt. Der Regelkreis ist damit nicht geschlossen. Der Startwert bewirkt eine Halbbrückenfrequenz, die der Startfrequenz entspricht. Über C12 und R12 ist dabei eine relativ niedrige Frequenz gewählt, die hohe Heizströme und kurze Vorheizphasen gewährleistet.
Da die sich an die Vorheizung anschließende Zündphase für die Halbbrückenschalter V1 und V2 und den Lampenresonanzkreis (LD1, C5, C9) eine hohe Belastung darstellt, ist hier eine Schutzschaltung zur Vermeidung zu hoher Zündspannungen vorgesehen. Diese Schutzschaltung bildet gleichzeitig aber auch eine Spannungsregelschaltung zur Einstellung der Zündspannung auf einen geeigneten Wert. Dazu dient ein Varistor D24 am lampenseitigen Anschluss der Lampendrossel LD1. Statt eines Metalloxidvaristors könnte hier auch eine Suppressordiode oder Zenerdiode verwendet werden. Es geht also um einen Schwellwertschalter. Über eine Serienschaltung mit einem Kondensator C20 und einen Widerstand R20 wird die Lampenspannung ab einem bestimmten Schwellwert zwischen zwei Dioden D16 gegeben. Die Anode der linken Diode stellt einen zweiten Reglereingang dar. Der Wert des Widerstands R20 beeinflusst die Stärke der Wirkung des im Folgenden geschilderten Eingriffs auf den Regelkreis.
Die über den Varistor D24 abgegriffene Lampenspannung bildet ein Maß für die im Lampenresonanzkreis schwingende Blindenergie und für die Zündspannung. Überschreitet diese Spannung den Schwellwert des Varistors D24, so wird die Halbbrückenfrequenz erhöht und damit die im Resonanzkreis schwingende Blindenergie reduziert und andererseits die Lampenspannung verringert.
Ein typischer Wert für den Schwellwert des Varistors D24 liegt bei z. B. 250 V Die Spannungsregelschaltung regelt dann oberhalb dieser Spannung.
Nach der Zündung fließt ein Lampenstrom, der das Potential an der Anode der Diode D23 auf einen Wert hebt, der im Arbeitsbereich des Bipolartransistors T3 liegt und damit den Regelkreis der Dauerbetriebs-Regelschaltung (für den Lampenstrom) schließt.
Andererseits wird im Falle einer über dem Schwellwert des Varistors D24 liegenden Lampenspannung über die rechte Diode D16, die einen Abgriff zwischen den Widerständen R22 und R32 am positiven Eingang des Regelverstärkers U2-A ansteuert, das Potential an diesem Eingang angehoben. Damit kann die Dauerbetriebs-Regelschaltung erfindungsgemäß außer Funktion gesetzt werden, wenn die bereits beschriebene Situation eines neuen Zündversuchs ohne abgekühlten PTC-Widerstand R1 auftritt.
In einem solchen Fall würde sich nämlich mangels Vorheizung nur eine "anormale" Glimmentladung in den Entladungslampen LA1 und LA2 einstellen, bei der relativ hohe Lampenspannungen auftreten. Diese anormale Glimmentladung erzeugt jedoch einen nennenswerten Entladungsstrom, der über den Differenzstromtransformator TR2 gemessen wird und die Dauerbetriebs-Regelschaltung zur Funktion bringt. Diese würde jetzt jedoch auf die Halbbrückenfrequenz Einfluss nehmen und damit letztlich ein Wiederzünden der Lampe durch Entfernung von der Resonanzfrequenz stören.
Durch das Anlegen eines (negativen) Anteils der hohen Lampenspannung über die Bauteile D24, C20, R20, D16 an den nicht invertierenden Eingang des Regelverstärkers U2-A wird jedoch die Dauerbetriebs-Regelschaltung blockiert, so dass die bereits beschriebene Spannungsregelschaltung in Funktion bleibt. Diese stellt eine geeignete Zündspannung ein, so dass die Lampe trotz eines Fehlens des regulären Vorheizbetriebes wieder zünden kann. Ein solcher Zündvorgang ist zwar strapaziös für die Elektroden, sorgt jedoch letztlich für ein Funktionieren der Lampe. D24 stellt hierbei eine bidirektionale Zenerdiode (oder Supressordiode oder auch einen Varistor) dar und dient als Schwellenwertbauteil zur Entkopplung in verschiedenen Betriebszuständen.
Figur 2 zeigt ein zweites Ausführungsbeispiel und unterscheidet sich von dem ersten Ausführungsbeispiel aus Figur 1 wie folgt. Zur Vereinfachung sind Bezugszeichen zu in Figur 1 bereits bezeichneten Elemente, an deren Funktion sich nichts Wesentliches geändert hat, weggelassen.
Abweichend zu der seriellen Verschaltung der beiden Lampen LA1 und LA2 in Figur 1 sind hier die beiden Lampen LA1 und LA2 in parallelen Lastkreisen verschaltet. Daher ist kein Vorheiztransformator notwendig; vielmehr erfolgt die direkte Vorheizung der jeweiligen Lampenelektroden über den PTC-Widerstand R1 für die Lampe LA1 und den PTC-Widerstand R111 für die Lampe LA2.
Als Einrichtung zur Lampenstrommessung dient der Differenzstromtransformator TR2, der hier allerdings in Abweichung zu Figur 1 nur den Lampenstrom der Lampe LA1 misst. Im Lampenbetrieb fungiert also der Lampenstrom der Lampe LA1 als Regelgröße, wobei der separate Resonanzkreis der Lampe LA2 auf der für die Lampe LA1 geregelten Frequenz mitläuft. Es wäre aber auch denkbar, den geregelten Lampenstrom aus Anteilen aus (in diesem Fall) beiden Lampenströmen zu bilden.
Der Spannungsteilerschaltung aus D24, C20 und R20 in Figur 1 entsprechen hier die separaten Spannungsteilerschaltungen aus einerseits C22, R2, R9, D51 und andererseits C20, R17, R20, D50 über die das jeweils größere Potential dominiert, und zwar über die Dioden D5 und D13 für die Blockierung der Dauerbetriebs-Regelschaltung und über die Dioden D70 und D101 mit dem Widerstand R7 für die Spannungsregelschaltung. Es handelt sich um eine ausschließliche Oder-Verknüpfung.
An die Stelle der beiden symmetrischen Koppelkondensatoren C15 und C16 aus Figur 1 treten hier die Koppelkondensatoren C17 und C160. Im Unterschied zu Figur 1 ist hier nur jeweils ein Koppelkondensator an einen Lampenanschluss angeschlossen. Da es sich hier jedoch um eine Parallelschaltung zweier Lampen (öder allgemeiner um eine geradzahlige Parallelschaltung von Lampen) handelt, stellt auch dies eine symmetrische Lösung dar, die in Folge dessen nicht zu nachteiligen Strombelastungen des Speicherkondensators C6 (vgl. Figur 1) führt.
Figur 3 zeigt ein drittes Ausführungsbeispiel, das sich von dem ersten Ausführungsbeispiel aus Figur 1 wie folgt unterscheidet. Auch hier wurden Bezugszeichen weggelassen.
Zunächst ist hier nur eine einzige Entladungslampe LA1 vorgesehen, so dass der Heiztransformator TR1 aus Figur 1 entfallen kann.
Ferner liegt nur ein Pumpzweig vor, womit die Bauteile D6-D8, C10, L1 entfallen. Zudem liegt hier kein Differenzstromtransformator vor. Stattdessen wird der Lampenstrom seriell zu dem Koppelkondensator C16 über einen Messwiderstand R21 gemessen (und zwar der mit dem Faktor C16 / (C15 + C16) multiplizierte Lastkreisstrom) und über einen Widerstand R22 an die Basis eines den Operationsverstärker U2-A ersetzenden Bipolartransistors T4 (Impedanzwandler) gegeben. Dieser Bipolartransistor fungiert hier als Regelverstärker der Dauerbetriebs-Regelschaltung. Die Dioden D7 sorgen dafür, dass bei der Lampenstrommessung nur die positive Halbwelle berücksichtigt wird, um ein geeignetes Potential für den Regelverstärker zu gewinnen.
Die Lampenelektroden der einzigen Lampe LA1 werden hier direkt ohne Vorheiztransformator über den TISP/SIDAC D17 und den PTC-Widerstand R3 vorgeheizt. Um die Regelung des beim Vorheizen und beim Zünden der Lampe LA1 fließenden Lastkreisstroms zu unterdrücken und die Spannungsregelung über C20, D24, R20, D16 zu ermöglichen, wird der in diesen Betriebsmodi große Spannungsabfall an dem PTC-Widerstand R3 ausgenutzt, um über C17 und D8 einen negativen Strom zu injizieren und damit den Bipolartransistor T4 zu sperren.
Das RC-Glied R22/C21 bildet analog zu Figur 1 den arithmetischen Mittelwert der dem Lampenstrom proportionalen Spannung über R21, die über den Emitterfolger T4 auf den VCO-Eingang (Basis T3) gegeben wird. Die Diode D16 begrenzt die negative Spannung an der Basis von T4 auf ihre Flussspannung, die Reihenschaltung D10/D11 leitet die positive Stromhalbwelle durch D17 gegen das Bezugspotential (Masse) ab, ohne die positive Spannung an der Basis von T4 im Brennbetrieb der Lampe zu begrenzen.

Claims (11)

  1. Elektronisches Vorschaltgerät für mindestens eine Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden, welches Vorschaltgerät aufweist
    eine Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D7, T4) zur Regelung des Lampenstromes oder der Lampenleistung im Lampendauerbetrieb über die Betriebsfrequenz der Lampe,
    ein eine Vorheizzeit für die Elektroden definierendes Vorheizzeitglied (R1, R111, R3), das dazu ausgelegt ist, die Vorheizzeit durch einen mit einer zeitlichen Verzögerung ablaufenden physikalischen Vorgang zu definieren und diesen Vorgang danach mit einer zeitlichen Verzögerung zurücklaufen zu lassen,
    wobei das Vorschaltgerät dazu ausgelegt ist, die Lampe dann unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung zu zünden, wenn der physikalische Vorgang des Vorheizzeitgliedes abgelaufen ist,
    dadurch gekennzeichnet, dass das Vorschaltgerät ferner dazu ausgelegt ist, die Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D7, T4) für den Lampendauerbetrieb dann außer Funktion zu setzen, wenn das Vorheizglied (R1, R111, R3) nach einer Betriebsunterbrechung der Lampe (LA1, LA2) wegen eines noch nicht abgeschlossenen Rücklaufs seines physikalischen Vorgangs keinen vollständigen neuen Vorheizvorgang definieren kann, so dass die Lampe dann unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung gezündet werden kann.
  2. Vorschaltgerät nach Anspruch 1, bei dem das Außerfunktionsetzen der Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D7, T4) dadurch erfolgt, dass zumindest ein zeitlicher Anteil der Lampenspannung oder einer damit direkt korrelierenden Größe an einen Eingang eines Regelverstärkers (U2-A) oder Schalttransistors (T4) der Dauerbetriebs-Regelschaltung angelegt wird.
  3. Vorschaltgerät nach Anspruch 1 oder 2, bei dem das Vorheizzeitglied einen PTC-Widerstand (R1, R111, R3) enthält.
  4. Vorheizzeitglied nach Anspruch 3, bei dem seriell zu dem PTC-Widerstand (R3) ein Schwellenwert-Bauelement (D17) liegt, das unterhalb einer bestimmten Spannungsschwelle nicht leitet.
  5. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, bei dem eine Lampenstrommessung für die Dauerbetriebs-Regelschaltung (R21, 22, D7, T4, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15) seriell zu einem eine Lampenelektrode mit einem Versorgungsast verbindenden Koppelkondensator (C 16) erfolgt.
  6. Vorschaltgerät nach Anspruch 5, bei dem eine Diode (D7) dazu vorgesehen ist, bei der seriellen Lampenstrommessung nur jeweils eine Halbwelle des Lampenstromes zu berücksichtigen.
  7. Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1-4, bei dem eine Lampenstrommessung für die Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15) über einen Differenzstromtransformator (TR2) erfolgt, wobei der Differenzstromtransformator bei der Messung die Differenz zwischen dem Gesamtlampenstrom und dem Elektrodenheizstrom bildet.
  8. Vorschaltgerät nach einem der vorstehenden Ansprüche, mit einer Spannungsregelschaltung (D24, C20, R20, D16, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D50, D51, R9, R2, R17, R7, C22, D101, D70) zum Einstellen der Zündspannung eines Lampenresonanzkreises (LD1, C5, C9; LD2; L1) durch Beeinflussung der Frequenz, mit der der Lampenresonanzkreis versorgt wird:
  9. Vorschaltgerät nach Anspruch 2, auch in Verbindung mit einem der Ansprüche 3-8, das dazu ausgelegt ist, eine Mehrzahl parallel geschaltete Lampen (LA1, LA2) zu betreiben, wobei der zeitliche Anteil der Lampenspannung oder der damit direkt korrelierenden Größe der parallel geschalteten Lampen durch eine Exklusiv-Oder-Verknüpfung (D5, D13) an den Eingang des Regelverstärkers (U2-A) oder Schalttransistors angelegt wird.
  10. Verfahren zum Betreiben einer Entladungslampe (LA1, LA2) mit vorheizbaren Elektroden, bei dem
    mit einem Vorheizzeitglied (R1, R111, R3), in dem mit einer zeitlichen Verzögerung ein physikalischer Vorgang abläuft, eine Vorheizzeit zu definieren und den physikalischen Vorgang danach mit einer zeitlichen Verzögerung zurücklaufen zu lassen,
    die Elektroden während der Vorheizzeit vorzuheizen,
    die Lampe zu zünden, wenn der physikalische Vorgang des Vorheizzeitgliedes abgelaufen ist,
    im Lampendauerbetrieb den Lampenstrom oder die Lampenleistung über die Betriebesfrequenz der Lampe mit einer Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D7, T4) zu regeln,
    dadurch gekennzeichnet, dass bei dem Verfahren die Dauerbetriebs-Regelschaltung (TR2, GL1, R21-25, 32, C21, U2-A, D23, C4, D9, RT, CT, R12, C12, T3, D15; D7, T4) für den Lampendauerbetrieb außer Funktion gesetzt wird, wenn das Vorheizglied (R1, R111, R3) nach einem Ausschalten der Lampe (LA1, LA2) wegen eines noch nicht abgeschlossenen Rücklaufs seines physikalischen Vorgangs keinen neuen Vorheizvorgang definieren kann, und dann die Lampe unabhängig von der Dauerbetriebs-Regelschaltung gezündet wird.
  11. Verfahren nach Anspruch 10, bei dem ein Vorschaltgerät nach einem der Ansprüche 1-9 verwendet wird.
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