EP0930801A2 - Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback - Google Patents

Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback Download PDF

Info

Publication number
EP0930801A2
EP0930801A2 EP98811273A EP98811273A EP0930801A2 EP 0930801 A2 EP0930801 A2 EP 0930801A2 EP 98811273 A EP98811273 A EP 98811273A EP 98811273 A EP98811273 A EP 98811273A EP 0930801 A2 EP0930801 A2 EP 0930801A2
Authority
EP
European Patent Office
Prior art keywords
filter
decorrelation
input signal
echo
cross
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
EP98811273A
Other languages
German (de)
French (fr)
Other versions
EP0930801A3 (en
EP0930801B1 (en
Inventor
Remo Leber
Arthur Schaub
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Bernafon AG
Original Assignee
Bernafon AG
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Bernafon AG filed Critical Bernafon AG
Publication of EP0930801A2 publication Critical patent/EP0930801A2/en
Publication of EP0930801A3 publication Critical patent/EP0930801A3/en
Application granted granted Critical
Publication of EP0930801B1 publication Critical patent/EP0930801B1/en
Anticipated expiration legal-status Critical
Expired - Lifetime legal-status Critical Current

Links

Images

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/45—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback
    • H04R25/453—Prevention of acoustic reaction, i.e. acoustic oscillatory feedback electronically
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04R—LOUDSPEAKERS, MICROPHONES, GRAMOPHONE PICK-UPS OR LIKE ACOUSTIC ELECTROMECHANICAL TRANSDUCERS; DEAF-AID SETS; PUBLIC ADDRESS SYSTEMS
    • H04R25/00—Deaf-aid sets, i.e. electro-acoustic or electro-mechanical hearing aids; Electric tinnitus maskers providing an auditory perception
    • H04R25/50—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics
    • H04R25/505—Customised settings for obtaining desired overall acoustical characteristics using digital signal processing

Definitions

  • the present invention relates to a circuit and a method for adaptive Suppressing acoustic feedback according to the generic terms of independent claims. It is used, for example, in digital hearing aids Commitment.
  • a loudspeaker or handset and an intermediate electronic signal processing part may an acoustic feedback between loudspeaker or handset on the one hand and Microphone come on the other hand.
  • the acoustic feedback caused unwanted distortion and in extreme cases leads to unstable behavior of the Systems, for example an uncomfortable whistle. Because the unstable operation is not is acceptable, the signal amplification of the signal processing part often has to be lower be set as effectively desired.
  • the suppression of acoustic feedback in digital hearing aids can basically be approached with different approaches.
  • the best Results are currently achieved using the adaptive filtering method.
  • an acoustic input signal is recorded and integrated into a digital electrical signal converted. This will be an echo estimate deducted.
  • the echo-compensated signal comes with a necessary hearing correction transformed into a digital output signal, into an analog electrical signal converted and emitted as an acoustic output signal.
  • the acoustic On its way back to the microphone, the signal becomes corresponding to one Feedback characteristic deformed and one from outside acoustic signal superimposed on a new acoustic input signal.
  • For Calculation of the echo estimate will be the fixed ones included in the system Replicated delays and the unknown feedback characteristic modeled.
  • a first approach involves the use of an artificial noise signal.
  • a such a system is known, for example, from European patent applications EP-415 677, EP-634 084 and EP-671 114 from GN Danavox AS are known.
  • the common The property of such systems is the use of an artificial one Noise signal for decorrelation of the signals.
  • the noise signal is either only if necessary, switched on instead of the output signal or ongoing to Output signal added.
  • the disadvantage of these systems is the effort required for the control of the noise signal power in such a way that the noise is as possible remains inaudible and still has a sufficiently good speed of convergence can be achieved.
  • a third approach involves the use of adaptive decorrelation filters.
  • Such a system has been described, for example, in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis '', Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4; 1-4, 1992.
  • the one with this approach feasible systems differ in the different arrangement and Realization of the decorrelation filter.
  • the disadvantage of the published system is in the use of relatively slow transversal filter decorrelators due to their structure, the changing statistical is not particularly fast Can adjust properties of their input signals.
  • the coefficients of the two decorrelation filters are generally by decorrelation of the to Loudspeaker or receiver output signal determined. So that should Convergence speed can be made frequency independent. A special weighting of those that are particularly critical for the feedback behavior Frequencies with high gains in the signal processing path are not available.
  • the present invention belongs to the group of systems with adaptive Decorrelation filters. It takes advantage of the knowledge that cross-link filter structures are particularly suitable for fast decorrelation. Such Cross-link filter structures are known from speech signal processing and are used there for linear prediction. Algorithms for decorrelation of a signal using a cross-link filter are known and can be found in the specialist literature are taken, for example, from S. Thomas Alexander, "Adaptive Signal Processing ", Springer-Verlag New York, 1986.
  • the present invention models and follows the feedback path Adaptive changes in time using optimized tracking.
  • the Feedback signal components are continuously removed from the input signal.
  • the signal amplification permissible for stable operation thus becomes essential elevated. This enables the use of higher reinforcements (e.g. heavy ones Hearing damage) or a more pleasant open care (e.g. with light Hearing loss).
  • the circuit according to the invention comes with an acoustic system at least one microphone for generating an electrical input signal, at least one speaker or handset and one in between electronic signal processing part for use. It contains a filter for Modeling of a feedback characteristic, an update unit for Calculation of current coefficients for the filter, a subtractor for Calculation of an echo-compensated input signal by subtracting one echo estimate from a digital input signal provided by the filter Delay element for calculating a delayed output signal and two adaptive cross-link decorrelation filters.
  • a first cross-link decorrelation filter is for decorrelation of the echo-compensated input signal arranged
  • a second cross-link decorrelation filter is for decorrelation of the delayed output signal by means of the first cross-member decorrelation filter originating coefficients arranged.
  • the two cross-link decorrelation filters are used to calculate their cross-link coefficients adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal configured.
  • the first decorrelation filter a cross-link decorrelator, extracted from the echo-compensated signal the noise-like components contained therein.
  • a cross-section filter with the the delayed coefficient from the cross-link decorrelator Output signal converted into a transformed signal.
  • the special thing about this arrangement is the exchange of the cross-link decorrelator and the Cross-link filter compared to the usual arrangement, in which not that echo-compensated signal, but decorrelated the delayed output signal becomes.
  • the circuit according to the invention has the great advantage that the Preservation of existing spectral maxima in the transformed signal stay. These maxima mostly correspond to those for the feedback most critical frequencies, and these should be used when updating the Filter coefficients with the correspondingly large weighting be taken into account.
  • the inventive method for adaptive suppression of the Acoustic feedback becomes electrical with at least one microphone Input signal generated with a filter a feedback characteristic modeled with an update unit current coefficients for the Filter calculated, with a subtractor is an echo-compensated Input signal by subtracting an echo estimate from the filter calculated with a digital input signal, and with a delay element a delayed output signal is calculated.
  • a first cross-link decorrelation filter the echo-compensated input signal is decorrelated, and with the delayed output signal becomes a second cross-member decorrelation filter by means of coefficients originating from the first cross-link decorrelation filter decorrelated.
  • the cross-link coefficients of the two cross-link decorrelation filters using adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal calculated.
  • the present invention differs significantly from all of them so far published systems for the suppression of acoustic feedback.
  • the present invention allows maximum Convergence speeds with minimal distortion as the update the filter coefficients mainly take place there in terms of time and frequency, where the big gains in hearing correction occur.
  • FIG. 1 A generally known system for adaptive suppression of acoustic feedback is shown in FIG. 1 .
  • An acoustic input signal a in (t) is picked up by a microphone 1 and initially converted into an electrical signal d (t).
  • a subsequent AD converter 2 determines a digital input signal d n therefrom.
  • An echo estimate y n is subtracted from this in a subtractor 3.
  • the echo-compensated signal e n is transformed into a digital output signal u n with a correction 4 that can be adapted to the respective application, for example an individual hearing correction for a hearing impaired person.
  • the DA converter 5 carries out a conversion into an electrical signal u (t), which is emitted via a loudspeaker or receiver 6 as an acoustic output signal a out (t).
  • the acoustic output signal a out (t) is deformed into a signal y (t) in accordance with a feedback characteristic 7 characterized by an impulse response h (t) and is superimposed on an acoustic signal s (t) incident from the outside (8 ).
  • the remaining components in the system are a delay element 9, a filter 10 and an update unit 11.
  • the delay element 9 simulates the fixed delays contained in the system, which results in a delayed signal x n .
  • the filter 10 models the unknown feedback characteristic.
  • the current coefficients w n for the filter are continuously calculated in the update unit 11.
  • a variant of the LMS algorithm Least Mean Square
  • the generally known system is sufficient because of the not negligible Autocorrelation function of real acoustic signals s (t) not to be realistic Environment a low-distortion transmission with satisfactory at the same time To achieve convergence behavior.
  • the system can be improved if the Update unit works with decorrelated signals.
  • FIG. 2 shows a system which uses an artificial noise signal to decorrelate the signals.
  • a system is known, for example, from European patent applications EP-415 677, EP-634 084 and EP-671 114 from GN Danavox AS.
  • the artificial noise signal is generated in a noise generator 17 and added to the digital output signal u n via a power control unit 18 (FIG. 19).
  • the artificial noise signal is also fed to the update unit 11 via a delay element 20.
  • the noise signal is either switched on only when required instead of the output signal u n or is continuously added to the output signal u n .
  • FIG. 3 shows a system which uses fixed orthogonal transformations for the decorrelation of the signals.
  • a system from Phonak AG was published, for example, as a European patent application EP-585 976.
  • the echo-compensated signal e n and the output signal u n are transformed into the frequency range via transformation units 21 and 22, and the echo estimate y n is recovered via an inverse transformation 23.
  • the filtering and updating of the coefficients is not carried out directly in the time domain in these systems.
  • FIG. 4 shows a system which uses adaptive decorrelation filters 12, 13 for the decorrelation of the signals.
  • adaptive decorrelation filters 12, 13 for the decorrelation of the signals.
  • Such a system has been described, for example, in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis", Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4; 1-4, 1992.
  • the echo-compensated signal e n and the delayed output signal x n are decorrelated by the adaptive decorrelation filters 12, 13.
  • the coefficients a n of the two decorrelation filters 12, 13 are calculated in block 13 by means of decorrelation of the delayed output signal x n .
  • FIG. 5 An exemplary embodiment of a system according to the invention is shown in FIG. 5 .
  • the system according to the invention uses adaptive cross-link decorrelation filters, namely a cross-link decorrelator 12 and a cross-link filter 13 running in parallel therewith.
  • the cross-link filter structures known from speech signal processing have proven to be particularly suitable for fast decorrelation . They are used there for linear prediction. Algorithms for the decorrelation of a signal using a cross-link filter are known.
  • the cross-correlator member 12 extracted from the echo-canceled signal e noise-like component given by e n M n therein.
  • the special feature of this arrangement is the interchanging of the two adaptive decorrelation filters 12 and 13 compared to the usual procedure, in which the delayed signal x n is decorrelated rather than the echo-compensated signal e n .
  • the arrangement according to the invention has the great advantage that the spectral maxima present in the hearing correction 4 are retained in the transformed signal x M n . These maxima mostly correspond to the most critical frequencies for the feedback, and these should be taken into account with the correspondingly large weighting when updating the filter coefficients w n .
  • the order of the two cross slide decorrelation filters 12, 13 is determined from a compromise between the desired degree of decorrelation and the computational effort involved.
  • This upper limit of the second cross-link coefficient means that pure sine tones are not completely decorrelated. This in turn has the great advantage that the whistling tones that occur during unstable operation are compensated for much more quickly.
  • the system according to the invention contains a control unit 14.
  • the control unit 14 continuously compares the power of the input signal d n with the power of the echo-compensated signal e n .
  • the ratio of the two powers determines which forgetting factor ⁇ n is used in the update unit 11. If the power of the echo-compensated signal is greater than the power of the input signal, this is almost always an indication that the echo estimate y n and thus the coefficients w n of the filter 10 are too large in terms of amount.
  • ⁇ n 1 is set.
  • the described control of the forgetting factor ⁇ n provides an improved convergence behavior with rapid changes in the feedback path. An internal feedback generated temporarily by the system is recognized immediately and quickly adapted to the external feedback path.
  • the update unit 11 contains a standardization unit 15 and a speed control unit 16.
  • the arrangement of the blocks described below can be seen from FIG. 8, which represents a more precise description of the update unit 11.
  • the normalization unit 15 enables the NLMS (Normalized Least Mean Square) algorithm to be used. It calculates the power of the signal e M n .
  • the special thing about this arrangement is that the standardization is done with respect to e M n and not with x M n as usual. The rate of convergence thus becomes dependent on the ratio of the powers of x M n and e M n . This ratio is essentially given by the amplification contained in the hearing correction 4.
  • the gain in the hearing correction is generally not constant over time in the non-linear case (e.g. compression method).
  • the convergence behavior of the adaptive filter 10 modeling the feedback characteristic 7 therefore depends on the temporal behavior of the hearing correction 4, ie on the temporal course of its amplification and frequency response.
  • the coefficients w n are rapidly adapted and in times of small amplification with non-critical feedback behavior, a correspondingly slower adaptation takes place.
  • the update takes place mainly in the times when it is actually necessary. This procedure combines rapid convergence in the critical case with almost distortion-free processing in the uncritical case.
  • the speed control unit 16 supplies a step size factor ⁇ n for the NLMS algorithm.
  • the speed control unit 16 supplies values for ⁇ n starting with the standard value ⁇ max and gradually decreasing within the first seconds after starting up to the final value ⁇ min . After starting, this procedure allows the filter coefficients w n to converge very quickly from zero to their target values. The resulting initial signal distortion is less serious than the otherwise much longer feedback whistle.
  • the updating unit 11 can be designed so that each discrete Time only a certain small, cyclically changing part of the (N + 1) Filter coefficients is updated. This reduces the computing effort required considerably. The system does not have to be slowed down, than it has to be to prevent audible distortion anyway.
  • the acoustic transmission path is modeled by means of the feedback characteristic 7 and an adder 8.
  • the operator * is to be understood as a convolution operator and h ( ⁇ ) stands for the impulse response of the feedback.
  • the signal coming in from outside is denoted by s (t).
  • the delay element 9 is shown in Figure 6 and the following relationships apply.
  • the delay length L must be matched to the sum of the delays of the acoustic and electrical transducers.
  • Filter 10 is shown in Figure 7 and the following relationships apply. Underlined sizes mean the similar elements combined into vectors.
  • the factor r allows a range to be selected so that the filter coefficients can always be kept in the range -1 ⁇ w kn ⁇ 1 regardless of the hearing correction 4.
  • the filter order N must be matched to the length of the impulse response h ( ⁇ ).
  • the update unit 11 is shown in FIG. 8 , and the following relationships apply.
  • the formula is given in vector notation and in element notation.
  • the updating unit 11 in turn contains the normalization unit 15 and the speed control unit 16.
  • the normalization unit 15 is shown in FIG. 9 , and the following relationships apply.
  • the coefficients g and h determine the length of the time interval over which the power of e M n is averaged.
  • the speed control unit 16 is shown in Figure 10 and the following relationships apply.
  • the step size factor ⁇ n is gradually reduced from ⁇ max by a factor of 0.5 to ⁇ min .
  • the optimal values for ⁇ max and ß min depend on the individual hearing correction (4).
  • the variable c n is used as a counter variable.
  • Cross-link decorrelator 12 is shown in Figure 11 and the following relationships apply.
  • the quantities d i n and n i n must also be determined at each level for the tracking of the coefficients k in .
  • the filter order M results from a compromise between the desired degree of decorrelation and the required computing effort.
  • the cross-link filter 13 is shown in Figure 12 and the following relationships apply.
  • the control unit 14 is shown in FIG. 13 and the following relationships apply.
  • the forgetting factor ⁇ n results from the ratio of the two powers n d n and n e n . There is a hysteresis in the middle area.
  • the preferred embodiment can easily be on a commercial Signal processor programmed or implemented in an integrated circuit become. To do this, all variables must be appropriately quantized and the operations based on the existing architectural blocks are optimized. A special Attention is paid to the treatment of square sizes (services) and the division operations. Depending on the target system, there are optimized ones Procedures. But in and of themselves these are not the subject of present invention.

Landscapes

  • Health & Medical Sciences (AREA)
  • General Health & Medical Sciences (AREA)
  • Neurosurgery (AREA)
  • Otolaryngology (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Acoustics & Sound (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Filters That Use Time-Delay Elements (AREA)
  • Circuit For Audible Band Transducer (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)

Abstract

Two de-correlating filters (12,13) are formed as lattice-type filters. The first filter is used to decorrelate an echo-compensated input signal (en), while the second filter decorrelates the delayed output signal using coefficients originating from the first filter. The two filters are configured for calculation of their lattice coefficients using adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal. A method of adaptively suppressing acoustic feedback is also claimed.

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft eine Schaltung und ein Verfahren zur adaptiven Unterdruckung einer akustischen Rückkopplung gemäss den Oberbegriffen der unabhängigen Patentansprüche. Sie kommt bspw. in digitalen Hörgeräten zum Einsatz.The present invention relates to a circuit and a method for adaptive Suppressing acoustic feedback according to the generic terms of independent claims. It is used, for example, in digital hearing aids Commitment.

In akustischen Systemen mit einem Mikrophon, einem Lautsprecher bzw. Hörer und einem dazwischenliegenden elektronischen Signalverarbeitungsteil kann es zu einer akustischen Rückkopplung zwischen Lautsprecher bzw. Hörer einerseits und Mikrophon andererseits kommen. Die akustische Rückkopplung verursacht unerwünschte Verzerrungen und führt im Extremfall zu instabilem Verhalten des Systems, bspw. einem unangenehmen Pfeifen. Da der instabile Betrieb nicht akzeptabel ist, muss die Signalverstärkung des Signalverarbeitungsteils oft kleiner als effektiv gewünscht eingestellt werden.In acoustic systems with a microphone, a loudspeaker or handset and an intermediate electronic signal processing part may an acoustic feedback between loudspeaker or handset on the one hand and Microphone come on the other hand. The acoustic feedback caused unwanted distortion and in extreme cases leads to unstable behavior of the Systems, for example an uncomfortable whistle. Because the unstable operation is not is acceptable, the signal amplification of the signal processing part often has to be lower be set as effectively desired.

Die Unterdrückung der akustischen Rückkopplung in digitalen Hörgeräten kann grundsätzlich mit unterschiedlichen Ansätzen angegangen werden. Die besten Ergebnisse werden zur Zeit mit der Methode der adaptiven Filterung erzielt. The suppression of acoustic feedback in digital hearing aids can basically be approached with different approaches. The best Results are currently achieved using the adaptive filtering method.

Verschiedene Systeme mit adaptiver Filterung sind bekannt. Grundsätzlich wird in solchen Systemen ein akustisches Eingangssignal aufgenommen und in ein digitales elektrisches Signal umgewandelt. Davon wird eine Echoschätzung abgezogen. Das echokompensierte Signal wird mit einer notwendigen Hörkorrektur in ein digitales Ausgangssignal transformiert, in ein analoges elektrisches Signal umgewandelt und als akustisches Ausgangssignal abgestrahlt. Das akustische Signal wird auf seinem Weg zurück zum Mikrophon entsprechend einer Rückkopplungscharakteristik verformt und einem von aussen einfallenden akustischen Signal zu einem neuen akustischen Eingangssignal überlagert. Zur Berechnung der Echoschätzung werden die fixen, im System enthaltenen Verzögerungen nachgebildet und die unbekannte Rückkopplungscharakteristik modelliert.Various systems with adaptive filtering are known. Basically, in such systems, an acoustic input signal is recorded and integrated into a digital electrical signal converted. This will be an echo estimate deducted. The echo-compensated signal comes with a necessary hearing correction transformed into a digital output signal, into an analog electrical signal converted and emitted as an acoustic output signal. The acoustic On its way back to the microphone, the signal becomes corresponding to one Feedback characteristic deformed and one from outside acoustic signal superimposed on a new acoustic input signal. For Calculation of the echo estimate will be the fixed ones included in the system Replicated delays and the unknown feedback characteristic modeled.

Solche allgemein bekannten Systeme mit adaptiver Filterung genügen nun leider nicht, um in realistischer Umgebung eine verzerrungsarme Übertragung bei gleichzeitig befriedigendem Konvergenzvernalten zu erzielen. Die Schwierigkeiten rühren daher, dass reale Signale wie Sprache oder Musik eine nicht zu vemachlässigende Autokorrelationsfunktion besitzen. Das adaptive Filter interpretiert die Autokorrelation des Signals gewissermassen als Rückkopplungseffekt und eine teilweise Auslöschung des gewünschten Signals ist die Folge. Am extremsten tritt dieser Effekt bei rein periodischen Signalen (z. B. bei Alarmtönen) auf. Das System kann verbessert werden, wenn die Rückkopplungscharakteristik unter Verwendung von dekorrelierten Signalen modelliert wird. Es existieren unterschiedliche Ansätze dazu, die im folgenden erläutert werden.Unfortunately, such well-known systems with adaptive filtering are now sufficient not to contribute to a low-distortion transmission in a realistic environment to achieve satisfactory convergence aging at the same time. Difficulties stem from the fact that real signals like speech or music are not one have neglectful autocorrelation function. The adaptive filter interprets the autocorrelation of the signal to a certain extent as Feedback effect and a partial cancellation of the desired signal is the consequence. This effect is most extreme with purely periodic signals (e.g. Alarm tones). The system can be improved if the Feedback characteristic using decorrelated signals is modeled. There are different approaches to this, as follows are explained.

Ein erster Ansatz beinhaltet die Verwendung eines künstlichen Rauschsignals. Ein solches System ist bspw. aus den europäischen Patentanmeldungen EP-415 677, EP-634 084 und EP-671 114 der Firma GN Danavox AS bekannt. Die gemeinsame Eigenschaft derartiger Systeme ist die Verwendung eines künstlichen Rauschsignals zur Dekorrelation der Signale. Das Rauschsignal wird entweder nur bei Bedarf anstelle des Ausgangssignals zugeschaltet oder laufend zum Ausgangssignal addiert. Der Nachteil dieser Systeme ist der notwendige Aufwand für die Steuerung der Rauschsignalleistung derart, dass das Rauschen möglichst unhörbar bleibt und trotzdem eine genügend gute Konvergenzgeschwindigkeit erreicht werden kann.A first approach involves the use of an artificial noise signal. A such a system is known, for example, from European patent applications EP-415 677, EP-634 084 and EP-671 114 from GN Danavox AS are known. The common The property of such systems is the use of an artificial one Noise signal for decorrelation of the signals. The noise signal is either only if necessary, switched on instead of the output signal or ongoing to Output signal added. The disadvantage of these systems is the effort required for the control of the noise signal power in such a way that the noise is as possible remains inaudible and still has a sufficiently good speed of convergence can be achieved.

Ein zweiter Ansatz beinhaltet die Verwendung von fixen orthogonalen Transformationen. Ein solches System der Firma Phonak AG wurde bspw. als europäische Patentanmeldung EP-585 976 veröffentlicht. Die gemeinsame Eigenschaft derartiger Systeme ist die Verwendung von fixen orthogonalen Transformationen zur Dekorrelation der Signale. Die Filterung und Aufdatierung der Koeffizienten erfolgt bei diesen Systemen nicht direkt im Zeitbereich. Der Nachteil dieser Systeme ist neben dem im Allgemeinen grösseren Rechenaufwand die durch die blockweise Verarbeitung bedingte zusätzliche Verzögerung im Signalverarbeitungspfad.A second approach involves the use of fixed orthogonal ones Transformations. Such a system from Phonak AG was, for example, as European patent application EP-585 976 published. The common Such systems are characterized by the use of fixed orthogonal ones Transformations for decorrelation of the signals. The filtering and updating in these systems the coefficient is not directly in the time domain. Of the A disadvantage of these systems is, in addition to the generally greater computing effort the additional delay due to block processing Signal processing path.

Ein dritter Ansatz beinhaltet die Verwendung von adaptiven Dekorrelationsfiltern. Ein solches System wurde bspw. in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis'', Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4;1-4, 1992, beschrieben. Die mit diesem Ansatz machbaren Systeme unterscheiden sich durch die unterschiedliche Anordnung und Realisierung der Dekorrelationsfilter. Der Nachteil des publizierten Systems besteht in der Verwendung von relativ langsamen Transversalfilter-Dekorrelatoren, die sich aufgrund ihrer Struktur nicht besonders schnell den sich ändernden statistischen Eigenschaften ihrer Eingangssignale anpassen können. Die Koeffizienten der beiden Dekorrelationsfilter werden im allgemeinen durch Dekorrelation des zum Lautsprecher bzw. Hörer gelangenden Ausgangssignal ermittelt. Damit soll die Konvergenzgeschwindigkeit frequenzunabhängig gemacht werden. Eine besondere Gewichtung der für das Rückkopplungsverhalten besonders kritischen Frequenzen mit hohen Verstärkungen im Signalverarbeitungspfad ist also nicht vorhanden. A third approach involves the use of adaptive decorrelation filters. Such a system has been described, for example, in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis '', Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4; 1-4, 1992. The one with this approach feasible systems differ in the different arrangement and Realization of the decorrelation filter. The disadvantage of the published system is in the use of relatively slow transversal filter decorrelators due to their structure, the changing statistical is not particularly fast Can adjust properties of their input signals. The coefficients of the two decorrelation filters are generally by decorrelation of the to Loudspeaker or receiver output signal determined. So that should Convergence speed can be made frequency independent. A special weighting of those that are particularly critical for the feedback behavior Frequencies with high gains in the signal processing path are not available.

Es ist Aufgabe der Erfindung, eine Schaltung und ein Verfahren zur adaptiven Unterdrückung einer akustischen Rückkopplung anzugeben, welche die Nachteile der bekannten Systeme nicht aufweisen. Insbesondere soll mit möglichst geringem Aufwand ein optimales Konvergenzverhalten mit minimalen, unhörbaren Verzerrungen und ohne zusätzliche Signalverzögerung erreicht werden.It is an object of the invention to provide a circuit and a method for adaptive Suppression of acoustic feedback indicate the disadvantages of the known systems do not have. In particular, with the lowest possible Optimal convergence behavior with minimal, inaudible effort Distortion can be achieved without additional signal delay.

Die Aufgabe wird gelöst durch die Schaltung und das Verfahren, wie sie in den unabhängigen Patentansprüchen definiert sind.The problem is solved by the circuit and the method as described in the independent claims are defined.

Die vorliegende Erfindung gehört zur Gruppe von Systemen mit adaptiven Dekorrelationsfiltern. Sie macht sich die Erkenntnis zunutze, dass Kreuzglied-Filterstrukturen für die schnelle Dekorrelation besonders geeignet sind. Solche Kreuzglied-Filterstrukturen sind aus der Sprachsignalverarbeitung bekannt und werden dort für die lineare Prädiktion eingesetzt. Algorithmen für die Dekorrelation eines Signals mittels Kreuzglied-Filter sind bekannt und können der Fachliteratur entnommen werden, bspw. bei S. Thomas Alexander, "Adaptive Signal Processing", Springer-Verlag New York, 1986.The present invention belongs to the group of systems with adaptive Decorrelation filters. It takes advantage of the knowledge that cross-link filter structures are particularly suitable for fast decorrelation. Such Cross-link filter structures are known from speech signal processing and are used there for linear prediction. Algorithms for decorrelation of a signal using a cross-link filter are known and can be found in the specialist literature are taken, for example, from S. Thomas Alexander, "Adaptive Signal Processing ", Springer-Verlag New York, 1986.

Die vorliegende Erfindung modelliert den Rückkopplungspfad und folgt dessen zeitlichen Änderungen adaptiv mittels einer optimierten Nachführung. Die rückgekoppelten Signalanteile werden laufend aus dem Eingangssignal entfernt. Damit wird die für den stabilen Betrieb zulässige Signalverstärkung wesentlich erhöht. Dies ermöglicht die Anwendung höherer Verstärkungen (z. B. bei schweren Hörschäden) oder eine angenehme offenere Versorgung (z. B. bei leichten Hörschäden).The present invention models and follows the feedback path Adaptive changes in time using optimized tracking. The Feedback signal components are continuously removed from the input signal. The signal amplification permissible for stable operation thus becomes essential elevated. This enables the use of higher reinforcements (e.g. heavy ones Hearing damage) or a more pleasant open care (e.g. with light Hearing loss).

Die erfindungsgemässe Schaltung kommt bei einem akustischen System mit mindestens einem Mikrophon zur Erzeugung eines elektrischen Eingangssignals, mindestens einem Lautsprecher bzw. Hörer und einem dazwischenliegenden elektronischen Signalverarbeitungsteil zum Einsatz. Sie beinhaltet ein Filter zur Modellierung einer Rückkopplungscharakteristik, eine Aufdatierungseinheit zur Berechnung aktueller Koeffizienten für das Filter, einen Subtrahierer zur Berechnung eines echokompensierten Eingangssignals mittels Subtraktion einer vom Filter gelieferten Echoschätzung von einem digitalen Eingangssignal, ein Verzögerungselement zur Berechnung eines verzögerten Ausgangssignals und zwei adaptive Kreuzglied-Dekorrelationsfilter. Ein erstes Kreuzglied-Dekorrelationsfilter ist zur Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals angeordnet, und ein zweites Kreuzglied-Dekorrelationsfilter ist zur Dekorrelation des verzögerten Ausgangssignals mittels aus dem ersten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter stammender Koeffizienten angeordnet. Die beiden Kreuzglied-Dekorrelationsfilter sind für eine Berechnung ihrer Kreuzglied-Koeffizienten mittels adaptiver Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals konfiguriert.The circuit according to the invention comes with an acoustic system at least one microphone for generating an electrical input signal, at least one speaker or handset and one in between electronic signal processing part for use. It contains a filter for Modeling of a feedback characteristic, an update unit for Calculation of current coefficients for the filter, a subtractor for Calculation of an echo-compensated input signal by subtracting one echo estimate from a digital input signal provided by the filter Delay element for calculating a delayed output signal and two adaptive cross-link decorrelation filters. A first cross-link decorrelation filter is for decorrelation of the echo-compensated input signal arranged, and a second cross-link decorrelation filter is for decorrelation of the delayed output signal by means of the first cross-member decorrelation filter originating coefficients arranged. The two cross-link decorrelation filters are used to calculate their cross-link coefficients adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal configured.

Das erste Dekorrelationsfilter, ein Kreuzglied-Dekorrelator, extrahiert aus dem echokompensierten Signal die darin enthaltenen rauschartigen Komponenten. Parallel dazu wird im zweiten Dekorrelationsfilter, einem Kreuzglied-Filter, mit den aus dem Kreuzglied-Dekorrelator stammenden Koeffizienten das verzögerte Ausgangssignal in ein transformiertes Signal umgewandelt. Das Besondere an dieser Anordnung ist die Vertauschung des Kreuzglied-Dekorrelators und des Kreuzglied-Filters gegenüber der üblichen Anordnung, bei der nämlich nicht das echokompensierte Signal, sondern das verzögerte Ausgangssignal dekorreliert wird. Die erfindungsgemässe Schaltung hat den grossen Vorteil, dass die in der Hörkorrektur vorhandenen spektralen Maxima im transformierten Signal erhalten bleiben. Diese Maxima entsprechen meistens den für die Rückkopplung kritischsten Frequenzen, und diese sollen bei der Aufdatierung der Filterkoeffizienten durchaus mit der entsprechend grossen Gewichtung berücksichtigt werden.The first decorrelation filter, a cross-link decorrelator, extracted from the echo-compensated signal the noise-like components contained therein. At the same time, in the second decorrelation filter, a cross-section filter, with the the delayed coefficient from the cross-link decorrelator Output signal converted into a transformed signal. The special thing about this arrangement is the exchange of the cross-link decorrelator and the Cross-link filter compared to the usual arrangement, in which not that echo-compensated signal, but decorrelated the delayed output signal becomes. The circuit according to the invention has the great advantage that the Preservation of existing spectral maxima in the transformed signal stay. These maxima mostly correspond to those for the feedback most critical frequencies, and these should be used when updating the Filter coefficients with the correspondingly large weighting be taken into account.

Beim erfindungsgemässen Verfahren zur adaptiven Unterdrückung der akustischen Rückkopplung wird mit mindestens einem Mikrophon ein elektrisches Eingangssignal erzeugt, mit einem Filter eine Rückkopplungscharakteristik modelliert, mit einer Aufdatierungseinheit werden aktuelle Koeffizienten für das Filter berechnet, mit einem Subtrahierer wird ein echokompensiertes Eingangssignal mittels Subtraktion einer vom Filter gelieferten Echoschätzung von einem digitalen Eingangssignal berechnet, und mit einem Verzögerungselement wird ein verzögertes Ausgangssignal berechnet. Mit einem ersten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter wird das echokompensierte Eingangssignal dekorreliert, und mit einem zweiten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter wird das verzögerte Ausgangssignal mittels aus dem ersten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter stammender Koeffizienten dekorreliert. Die Kreuzglied-Koeffizienten der beiden Kreuzglied-Dekorrelationsfilter werden mittels adaptiver Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals berechnet.In the inventive method for adaptive suppression of the Acoustic feedback becomes electrical with at least one microphone Input signal generated with a filter a feedback characteristic modeled with an update unit current coefficients for the Filter calculated, with a subtractor is an echo-compensated Input signal by subtracting an echo estimate from the filter calculated with a digital input signal, and with a delay element a delayed output signal is calculated. With a first cross-link decorrelation filter the echo-compensated input signal is decorrelated, and with the delayed output signal becomes a second cross-member decorrelation filter by means of coefficients originating from the first cross-link decorrelation filter decorrelated. The cross-link coefficients of the two cross-link decorrelation filters using adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal calculated.

Die vorliegende Erfindung unterscheidet sich wesentlich von allen bisher publizierten Systemen zur Unterdrückung der akustischen Rückkopplung. Neu sind die besondere Anordnung und Realisierung der Blöcke für die Dekorrelation und die Normierung, die Steuerung des Vergessensfaktors und des Schrittweitefaktors, sowie die Möglichkeit der gestaffelten Aufdatierung in der erfindungsgemässen Kombination. Die vorliegende Erfindung erlaubt maximale Konvergenzgeschwindigkeiten bei minimalen Verzerrungen, da die Aufdatierung der Filterkoeffizienten zeitlich und frequenzmässig hauptsächlich dort stattfindet, wo die grossen Verstärkungen in der Hörkorrektur auftreten.The present invention differs significantly from all of them so far published systems for the suppression of acoustic feedback. Are new the special arrangement and implementation of the blocks for decorrelation and the standardization, the control of the forgetting factor and the step size factor, and the possibility of staggered updating in the inventive Combination. The present invention allows maximum Convergence speeds with minimal distortion as the update the filter coefficients mainly take place there in terms of time and frequency, where the big gains in hearing correction occur.

Im folgenden wird die Erfindung und zum Vergleich auch der Stand der Technik anhand von Figuren detailliert beschreiben. Dabei zeigen in Blockdiagrammen:

Fig. 1
ein allgemeines System zur adaptiven Unterdrückung der akustischen Rückkopplung gemäss Stand der Technik,
Fig. 2
ein System mit Verwendung eines Rauschsignals gemäss Stand der Technik,
Fig. 3
ein System mit Verwendung von orthogonalen Transformationen gemäss Stand der Technik,
Fig. 4
ein System mit Verwendung von adaptiven Dekorrelationsfiltern gemäss Stand der Technik,
Fig. 5
das erfindungsgemässe System,
Fig. 6
eine Detailzeichnung eines Verzögerungselements des erfindungsgemässen Systems,
Fig. 7
eine Detailzeichnung eines Filters des erfindungsgemässen Systems,
Fig. 8
eine Detailzeichnung einer Aufdatierungseinheit des erfindungsgemässen Systems,
Fig. 9
eine Detailzeichnung einer Normierungseinheit des erfindungsgemässen Systems,
Fig. 10
eine Detailzeichnung einer Geschwindigkeitssteuerungseinheit des erfindungsgemässen Systems,
Fig.11
eine Detailzeichnung eines Kreuzglied-Dekorrelators des erfindungsgemässen Systems,
Fig. 12
eine Detailzeichnung eines Kreuzglied-Filters des erfindungsgemässen Systems und
Fig. 13
eine Detailzeichnung einer Kontrolleinheit des erfindungsgemässen Systems.
In the following the invention and for comparison also the prior art will be described in detail with reference to figures. The block diagrams show:
Fig. 1
a general system for adaptive suppression of acoustic feedback according to the prior art,
Fig. 2
a system using a noise signal according to the prior art,
Fig. 3
a system using orthogonal transformations according to the prior art,
Fig. 4
a system using adaptive decorrelation filters according to the prior art,
Fig. 5
the system according to the invention,
Fig. 6
2 shows a detailed drawing of a delay element of the system according to the invention,
Fig. 7
2 shows a detailed drawing of a filter of the system according to the invention,
Fig. 8
2 shows a detailed drawing of an update unit of the system according to the invention,
Fig. 9
a detailed drawing of a standardization unit of the system according to the invention,
Fig. 10
1 shows a detailed drawing of a speed control unit of the system according to the invention,
Fig. 11
2 shows a detailed drawing of a cross-link decorrelator of the system according to the invention,
Fig. 12
a detailed drawing of a cross-link filter of the system according to the invention and
Fig. 13
a detailed drawing of a control unit of the system according to the invention.

Ein allgemein bekanntes System zur adaptiven Unterdrückung der akustischen Rückkopplung ist in Figur 1 dargestellt. Ein akustisches Eingangssignal ain(t) wird von einem Mikrophon 1 aufgenommen und vorerst in ein elektrisches Signal d(t) umgewandelt. Ein nachfolgender AD-Wandler 2 ermittelt daraus ein digitales Eingangssignal dn. Davon wird in einem Subtrahierer 3 eine Echoschätzung yn abgezogen. Das echokompensierte Signal en wird mit einer an die jeweilige Anwendung anpassbaren Korrektur 4, bspw. einer individuellen Hörkorrektur für einen Hörbehinderten, in ein digitales Ausgangssignal un transformiert. Der DA-Wandler 5 vollzieht eine Umwandlung in ein elektrisches Signal u(t), das über einen Lautsprecher bzw. Hörer 6 als akustisches Ausgangssignal aout(t) abgestrahlt wird. Das akustische Ausgangssignal aout(t) wird auf seinem Weg zurück zum Mikrophon 1 entsprechend einer durch eine Impulsantwort h(t) charakterisierten Rückkopplungscharakteristik 7 zu einem Signal y(t) verformt und einem von aussen einfallenden akustischen Signal s(t) überlagert (8). Die restlichen Komponenten im System sind ein Verzögerungselement 9, ein Filter 10 und eine Aufdatierungseinheit 11. Das Verzögerungselement 9 bildet die fixen, im System enthaltenen Verzögerungen nach, wodurch ein verzögertes Signal xn entsteht. Das Filter 10 modelliert die unbekannte Rückkopplungscharakteristik. In der Aufdatierungseinheit 11 werden laufend die aktuellen Koeffizienten w n für das Filter berechnet. Dabei wird üblicherweise eine Variante des LMS-Algorithmus (Least Mean Square) angewendet.A generally known system for adaptive suppression of acoustic feedback is shown in FIG. 1 . An acoustic input signal a in (t) is picked up by a microphone 1 and initially converted into an electrical signal d (t). A subsequent AD converter 2 determines a digital input signal d n therefrom. An echo estimate y n is subtracted from this in a subtractor 3. The echo-compensated signal e n is transformed into a digital output signal u n with a correction 4 that can be adapted to the respective application, for example an individual hearing correction for a hearing impaired person. The DA converter 5 carries out a conversion into an electrical signal u (t), which is emitted via a loudspeaker or receiver 6 as an acoustic output signal a out (t). On its way back to the microphone 1, the acoustic output signal a out (t) is deformed into a signal y (t) in accordance with a feedback characteristic 7 characterized by an impulse response h (t) and is superimposed on an acoustic signal s (t) incident from the outside (8 ). The remaining components in the system are a delay element 9, a filter 10 and an update unit 11. The delay element 9 simulates the fixed delays contained in the system, which results in a delayed signal x n . The filter 10 models the unknown feedback characteristic. The current coefficients w n for the filter are continuously calculated in the update unit 11. A variant of the LMS algorithm (Least Mean Square) is usually used.

Das allgemein bekannte System genügt wegen der nicht zu vernachlässigenden Autokorrelationsfunktion realer akustischer Signale s(t) nicht, um in realistischer Umgebung eine verzerrungsarme Übertragung bei gleichzeitig befriedigendem Konvergenzverhalten zu erzielen. Das System kann verbessert werden, wenn die Aufdatierungseinheit mit dekorrelierten Signalen arbeitet.The generally known system is sufficient because of the not negligible Autocorrelation function of real acoustic signals s (t) not to be realistic Environment a low-distortion transmission with satisfactory at the same time To achieve convergence behavior. The system can be improved if the Update unit works with decorrelated signals.

Figur 2 zeigt ein System, welches zur Dekorrelation der Signale ein künstliches Rauschsignal verwendet. Ein solches System ist bspw. aus den europäischen Patentanmeldungen EP-415 677, EP-634 084 und EP-671 114 der Firma GN Danavox AS bekannt. Das künstliche Rauschsignal wird in einem Rauschgenerator 17 erzeugt und via einer Leistungsregelungseinheit 18 zum digitalen Ausgangssignal un addiert (19). Das künstliche Rauschsignal wird auch über ein Verzögerungselement 20 zur Aufdatierungseinheit 11 geführt. Das Rauschsignal wird entweder nur bei Bedarf anstelle des Ausgangssignals un zugeschaltet oder laufend zum Ausgangssignal un addiert. FIG. 2 shows a system which uses an artificial noise signal to decorrelate the signals. Such a system is known, for example, from European patent applications EP-415 677, EP-634 084 and EP-671 114 from GN Danavox AS. The artificial noise signal is generated in a noise generator 17 and added to the digital output signal u n via a power control unit 18 (FIG. 19). The artificial noise signal is also fed to the update unit 11 via a delay element 20. The noise signal is either switched on only when required instead of the output signal u n or is continuously added to the output signal u n .

Figur 3 zeigt ein System, welches zur Dekorrelation der Signale fixe orthogonale Transformationen verwendet. Ein solches System der Firma Phonak AG wurde bspw. als europäische Patentanmeldung EP-585 976 veröffentlicht. Das echokompensierte Signal en und das Ausgangssignal un werden über Transformationseinheiten 21 und 22 in den Frequenzbereich transformiert bzw. die Echoschätzung yn wird über eine inverse Transformation 23 zurückgewonnen. Die Filterung und Aufdatierung der Koeffizienten erfolgt bei diesen Systemen nicht direkt im Zeitbereich. FIG. 3 shows a system which uses fixed orthogonal transformations for the decorrelation of the signals. Such a system from Phonak AG was published, for example, as a European patent application EP-585 976. The echo-compensated signal e n and the output signal u n are transformed into the frequency range via transformation units 21 and 22, and the echo estimate y n is recovered via an inverse transformation 23. The filtering and updating of the coefficients is not carried out directly in the time domain in these systems.

Figur 4 zeigt ein System, welches zur Dekorrelation der Signale adaptive Dekorrelationsfilter 12, 13 verwendet. Ein solches System wurde bspw. in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis", Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4; 1-4, 1992, beschrieben. Das echokompensierte Signal en und das verzögerte Ausgangssignal xn werden durch die adaptiven Dekorrelationsfilter 12, 13 dekorreliert. Die Koeffizienten a n der beiden Dekorrelationsfilter 12, 13 werden im Block 13 mittels Dekorrelation des verzögerten Ausgangssignals xn berechnet. FIG. 4 shows a system which uses adaptive decorrelation filters 12, 13 for the decorrelation of the signals. Such a system has been described, for example, in Mamadou Mboup et al., "Coupled Adaptive Prediction and System Identification: A Statistical Model and Transient Analysis", Proc. 1992 IEEE ICASSP, 4; 1-4, 1992. The echo-compensated signal e n and the delayed output signal x n are decorrelated by the adaptive decorrelation filters 12, 13. The coefficients a n of the two decorrelation filters 12, 13 are calculated in block 13 by means of decorrelation of the delayed output signal x n .

Ein Ausführungsbeispiel eines erfindungsgemässen Systems ist in Figur 5 dargestellt. Nebst den oben beschriebenen Blöcken 1 bis 11 verwendet das erfindungsgemässe System adaptive Kreuzglied-Dekorrelationsfilter, nämlich einen Kreuzglied-Dekorrelator 12 und ein parallel dazu mitlaufendes Kreuzglied-Filter 13. Für die schnelle Dekorrelation erweisen sich die aus der Sprachsignalverarbeitung bekannten Kreuzglied-Filterstrukturen als besonders geeignet. Sie werden dort für die lineare Prädiktion eingesetzt. Algorithmen für die Dekorrelation eines Signals mittels Kreuzglied-Filter sind bekannt. An exemplary embodiment of a system according to the invention is shown in FIG. 5 . In addition to the blocks 1 to 11 described above, the system according to the invention uses adaptive cross-link decorrelation filters, namely a cross-link decorrelator 12 and a cross-link filter 13 running in parallel therewith. The cross-link filter structures known from speech signal processing have proven to be particularly suitable for fast decorrelation . They are used there for linear prediction. Algorithms for the decorrelation of a signal using a cross-link filter are known.

Der Kreuzglied-Dekorrelator 12 extrahiert aus dem echokompensierten Signal en darin enthaltene rauschartige Komponenten eM n. Parallel dazu wird im Kreuzglied-Filter 13 mit aus dem Kreuzglied-Dekorrelator 12 stammenden Koeffizienten k n das verzögerte Ausgangssignal xn in ein transformiertes Signal xM n umgewandelt. Das Besondere an dieser Anordnung ist die Vertauschung der beiden adaptiven Dekorrelationsfilter 12 und 13 gegenüber der üblichen Vorgehensweise, bei der nämlich nicht das echokompensierte Signal en, sondern das verzögerte Signal xn dekorreliert wird. Die erfindungsgemässe Anordnung hat aber den grossen Vorteil, dass die in der Hörkorrektur 4 vorhandenen spektralen Maxima im transformierten Signal xM n erhalten bleiben. Diese Maxima entsprechen meistens den für die Rückkopplung kritischsten Frequenzen, und diese sollen bei der Aufdatierung der Filterkoeffizienten w n durchaus mit der entsprechend grossen Gewichtung berücksichtigt werden.The cross-correlator member 12 extracted from the echo-canceled signal e noise-like component given by e n M n therein. In parallel, the cross-over element filters 13 from the cross-correlator 12 member-derived coefficient k, the delayed output signal of n x n in a transformed signal x M n converted. The special feature of this arrangement is the interchanging of the two adaptive decorrelation filters 12 and 13 compared to the usual procedure, in which the delayed signal x n is decorrelated rather than the echo-compensated signal e n . However, the arrangement according to the invention has the great advantage that the spectral maxima present in the hearing correction 4 are retained in the transformed signal x M n . These maxima mostly correspond to the most critical frequencies for the feedback, and these should be taken into account with the correspondingly large weighting when updating the filter coefficients w n .

Die Ordnung der beiden Kreuzgleid-Dekorrelationsfilter 12, 13 bestimmt sich aus einem Kompromiss zwischen gewünschtem Dekorrelationsgrad und dem damit verbundenen Rechenaufwand. Für den Spezialfall von Filtern zweiter Ordnung (M=2) wird mittels einer oberen Begrenzung des zweiten Kreuzglied-Koeffizienten k2n nochmals eine erhebliche Verbesserung des Systemverhaltens erzielt. Diese obere Begrenzung des zweiten Kreuzglied-Koeffizienten hat zur Folge, dass reine Sinustöne nicht vollständig dekorreliert werden. Das wiederum hat den grossen Vorteil, dass die bei instabilem Betrieb auftretenden Pfeiftöne wesentlich schneller kompensiert werden.The order of the two cross slide decorrelation filters 12, 13 is determined from a compromise between the desired degree of decorrelation and the computational effort involved. For the special case of filters of the second order (M = 2), a considerable improvement in the system behavior is again achieved by means of an upper limitation of the second cross-link coefficient k 2n . This upper limit of the second cross-link coefficient means that pure sine tones are not completely decorrelated. This in turn has the great advantage that the whistling tones that occur during unstable operation are compensated for much more quickly.

Ferner enthält das erfindungsgemässe System eine Kontrolleinheit 14. Die Kontrolleinheit 14 vergleicht laufend die Leistung des Eingangssignals dn mit der Leistung des echokompensierten Signals en. Das Verhältnis der beiden Leistungen bestimmt, welcher Vergessensfaktor λn in der Aufdatierungseinheit 11 zur Anwendung kommt. Ist nämlich die Leistung des echokompensierten Signals grösser als die Leistung des Eingangssignals, so ist dies fast immer ein Indiz dafür, dass die Echoschätzung yn und somit die Koeffizienten w n des Filters 10 betragsmässig zu gross sind. Durch Setzen von λn<1 konvergieren die Koeffizienten schnell zu einem geeigneteren Wert. Im normalen Betrieb hingegen wird λn=1 gesetzt. Die beschriebene Steuerung des Vergessensfaktor λn liefert ein verbessertes Konvergenzverhalten bei schnellen Veränderungen des Rückkopplungspfades. Eine interne, temporär durch das System erzeugte Rückkopplung wird sofort erkannt und sehr schnell wieder dem externen Rückkopplungspfad angepasst.Furthermore, the system according to the invention contains a control unit 14. The control unit 14 continuously compares the power of the input signal d n with the power of the echo-compensated signal e n . The ratio of the two powers determines which forgetting factor λ n is used in the update unit 11. If the power of the echo-compensated signal is greater than the power of the input signal, this is almost always an indication that the echo estimate y n and thus the coefficients w n of the filter 10 are too large in terms of amount. By setting λ n <1, the coefficients quickly converge to a more suitable value. In normal operation, however, λ n = 1 is set. The described control of the forgetting factor λ n provides an improved convergence behavior with rapid changes in the feedback path. An internal feedback generated temporarily by the system is recognized immediately and quickly adapted to the external feedback path.

Als weiteren Unterschied zu anderen Systemen enthält die Aufdatierungseinheit 11 eine Normierungseinheit 15 und eine Geschwindigkeitssteuerungseinheit 16. Die Anordnung der nachfolgend beschriebenen Blöcke ist aus der Figur 8 ersichtlich, die eine Präzisierung der Aufdatierungseinheit 11 darstellt. Die Normierungseinheit 15 ermöglicht die Anwendung des NLMS-Algorithmus (Normalized Least Mean Square). Sie berechnet die Leistung des Signals eM n. Das Spezielle an dieser Anordnung ist, dass die Normierung bezüglich eM n und nicht wie üblich bezüglich xM n erfolgt. Damit wird die Konvergenzgeschwindigkeit abhängig vom Verhältnis der Leistungen von xM n und eM n. Dieses Verhältnis ist im Wesentlichen gegeben durch die in der Hörkorrektur 4 enthaltene Verstärkung. Die Verstärkung in der Hörkorrektur ist im allgemeinen, nichtlinearen Fall (z. B. Kompressionsverfahren) zeitlich nicht konstant. Beim erfindungsgemässen Verfahren ist also das Konvergenzverhalten des die Rückkopplungscharakteristik 7 modellierenden adaptiven Filters 10 vom zeitlichen Verhalten der Hörkorrektur 4, d. h. vom zeitlichen Verlauf von deren Verstärkung und Frequenzgang, abhängig. In Zeiten grosser Verstärkung mit besonders kritischem Rückkopplungsverhalten erfolgt eine schnelle Anpassung der Koeffizienten w n und in Zeiten kleiner Verstärkung mit unkritischem Rückkopplungsverhalten erfolgt eine entsprechend langsamere Anpassung. Die Aufdatierung erfolgt also hauptsächlich in den Zeiten, wo es tatsächlich nötig ist. Dieses Vorgehen vereinigt eine schnelle Konvergenz im kritischen Fall mit einer annähernd verzerrungsfreien Verarbeitung im unkritischen Fall.As a further difference from other systems, the update unit 11 contains a standardization unit 15 and a speed control unit 16. The arrangement of the blocks described below can be seen from FIG. 8, which represents a more precise description of the update unit 11. The normalization unit 15 enables the NLMS (Normalized Least Mean Square) algorithm to be used. It calculates the power of the signal e M n . The special thing about this arrangement is that the standardization is done with respect to e M n and not with x M n as usual. The rate of convergence thus becomes dependent on the ratio of the powers of x M n and e M n . This ratio is essentially given by the amplification contained in the hearing correction 4. The gain in the hearing correction is generally not constant over time in the non-linear case (e.g. compression method). In the method according to the invention, the convergence behavior of the adaptive filter 10 modeling the feedback characteristic 7 therefore depends on the temporal behavior of the hearing correction 4, ie on the temporal course of its amplification and frequency response. In times of large amplification with particularly critical feedback behavior, the coefficients w n are rapidly adapted and in times of small amplification with non-critical feedback behavior, a correspondingly slower adaptation takes place. The update takes place mainly in the times when it is actually necessary. This procedure combines rapid convergence in the critical case with almost distortion-free processing in the uncritical case.

Die Geschwindigkeitssteuerungseinheit 16 liefert einen Schrittweitefaktor βn für den NLMS-Algorithmus. Die Geschwindigkeitssteuerungseinheit 16 liefert Werte für βn beginnend beim Stanwert βmax und innerhalb der ersten Sekunden nach dem Aufstarten schrittweise abnehmend bis zum Endwert βmin. Dieses Vorgehen erlaubt nach dem Aufstarten eine sehr schnelle Konvergenz der Filterkoeffizienten w n von Null auf ihre Sollwerte. Die dadurch entstehenden anfänglichen Signalverzerrungen sind weniger gravierend als das andernfalls viel länger andauernde Rückkopplungspfeifen.The speed control unit 16 supplies a step size factor β n for the NLMS algorithm. The speed control unit 16 supplies values for β n starting with the standard value β max and gradually decreasing within the first seconds after starting up to the final value β min . After starting, this procedure allows the filter coefficients w n to converge very quickly from zero to their target values. The resulting initial signal distortion is less serious than the otherwise much longer feedback whistle.

Die Aufdatierungseinheit 11 kann so ausgeführt werden, dass zu jedem diskreten Zeitpunkt jeweils nur ein bestimmter kleiner, zyklisch wechselnder Teil der (N+1) Filterkoeffizienten aufdatiert wird. Dies reduziert den benötigten Rechenaufwand beträchtlich. Das System muss dabei nicht zusätzlich langsamer gemacht werden, als es zur Verhinderung von hörbaren Verzerrungen ohnehin sein muss.The updating unit 11 can be designed so that each discrete Time only a certain small, cyclically changing part of the (N + 1) Filter coefficients is updated. This reduces the computing effort required considerably. The system does not have to be slowed down, than it has to be to prevent audible distortion anyway.

Im folgenden wird eine spezielle Ausführungsform der vorliegenden Erfindung ausgehend von Figur 5 ausführlicher beschrieben. Das Mikrophon 1, der AD-Wandler 2, der DA-Wandler 5 und der Hörer 6 werden in der Betrachtung als ideal angenommen. Die Charakteristiken der realen akustischen und elektrischen Wandler können als Teil der Rückkopplungscharakteristik 7 betrachtet werden. Für den AD-Wandler 2 und den DA-Wandler 5 gelten die nachfolgenden Beziehungen. Dabei bezeichnen T und fs die Abtastperiode bzw. Abtastfrequenz und der Index n den diskreten Zeitpunkt. dn = d(n·T)   u(n·T) = un T = 1/fs   fs = 16kHz A specific embodiment of the present invention is described in more detail below on the basis of FIG. 5. The microphone 1, the AD converter 2, the DA converter 5 and the receiver 6 are assumed to be ideal in the consideration. The characteristics of the real acoustic and electrical transducers can be viewed as part of the feedback characteristic 7. The following relationships apply to the AD converter 2 and the DA converter 5. T and f s denote the sampling period or sampling frequency and the index n the discrete point in time. d n = d (n * T) u (n * T) = u n T = 1/ f s f s = 16 kHz

Für den Subtrahierer 3 und die Hörkorrektur 4 gelten die nachfolgenden Beziehungen. Die Funktion f() steht für eine beliebige nichtlineare Funktion ihrer Argumente. Sie ergibt sich aufgrund des ausgewählten Verfahrens zur Korrektur des individuellen Hörverlustes. en = dn - yn un = f(e 0 ,e 1 ,e 2 ,...,en) The following relationships apply to the subtractor 3 and the hearing correction 4. The function f () stands for any nonlinear function of its arguments. It results from the selected procedure for correcting individual hearing loss. e n = d n - y n u n = f (e 0 , e 1 , e 2nd , ..., e n )

Die akustische Übertragungsstrecke wird mittels der Rückkopplungscharakteristik 7 und einem Addierer 8 modelliert. Dabei ist der Operator * als Faltungsoperator zu verstehen und h(τ) steht für die Impulsantwort der Rückkopplung. Das von aussen einfallende Signal ist mit s(t) bezeichnet. y(t) = α out(t)*h(τ) α in(t) = s(t) + y(t) The acoustic transmission path is modeled by means of the feedback characteristic 7 and an adder 8. The operator * is to be understood as a convolution operator and h (τ) stands for the impulse response of the feedback. The signal coming in from outside is denoted by s (t). y (t) = α out (t) * h (τ) α in (t) = s (t) + y (t)

Das Verzögerungselement 9 ist in Figur 6 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Die Verzögerungslänge L muss auf die Summe der Verzögerungen der akustischen und elektrischen Wandler abgestimmt sein. xn = un-L L = 16...24   (L·T = 1ms...1.5ms) The delay element 9 is shown in Figure 6 and the following relationships apply. The delay length L must be matched to the sum of the delays of the acoustic and electrical transducers. x n = u nL L = 16 ... 24 ( L · T = 1 ms ... 1.5 ms )

Das Filter 10 ist in Figur 7 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Dabei bedeuten unterstrichene Grössen die zu Vektoren zusammengefassten gleichartigen Elemente. Der Faktor r erlaubt eine Bereichswahl, so dass die Filterkoeffizienten unabhängig von der Hörkorrektur 4 immer im Bereich -1 ≤ wkn < 1 gehalten werden können. Die Filterordnung N muss auf die Länge der Impulsantwort h(τ) abgestimmt sein. yn = r· w T n · x n = r· k=0 N wk,n ·xn-k r = 1/128,1/64,1/32,1/16,1/8,1/4,1/2,1/1 N = 32...64   (N·T = 2ms...4ms) Filter 10 is shown in Figure 7 and the following relationships apply. Underlined sizes mean the similar elements combined into vectors. The factor r allows a range to be selected so that the filter coefficients can always be kept in the range -1 ≤ w kn <1 regardless of the hearing correction 4. The filter order N must be matched to the length of the impulse response h (τ). y n = r · w T n · x n = r · k = 0 N w k, n · x nk r = 1 / 128.1 / 64.1 / 32.1 / 16.1 / 8.1 / 4.1 / 2.1 / 1 N = 32 ... 64 ( N · T = 2 ms ... 4 ms )

Die Aufdatierungseinheit 11 ist in Figur 8 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Die Formel ist in Vektorschreibweise und in Elementschreibweise angegeben. w n +1 = λ n · w n +β n · eM n nn · x M n wk,n +1 = λ n ·wk,n +β n · eM n nn ·x M n-k    (0 ≤ k ≤ N) The update unit 11 is shown in FIG. 8 , and the following relationships apply. The formula is given in vector notation and in element notation. w n +1 = λ n · w n + β n · e M n n n · x M n w k, n +1 = λ n · w k, n + β n · e M n n n · x M nk (0 ≤ k ≤ N )

In der bevorzugten Ausführungsform werden nicht alle (N+1) Filterkoeffizienten gleichzeitig aufdatiert, sondern jeweils nur K. Es gelten die nachfolgenden Beziehungen unter der Annahme, dass K ein ganzzahliger Teiler von (N+1) ist. Die Variable cn wird als Zählvariable verwendet. k = K·int cn -1 K ,...,K·int cn -1 K +K-1 cn = (cn-1 +2)mod(N+1) N = 47   K = 4 In the preferred embodiment, not all (N + 1) filter coefficients are updated simultaneously, but only K in each case. The following relationships apply assuming that K is an integer divisor of (N + 1). The variable c n is used as a counter variable. k = K Int c n -1 K , ..., K Int c n -1 K + K -1 c n = ( c n-1 +2) mod ( N +1) N = 47 K = 4

Die Aufdatierungseinheit 11 enthält ihrerseits die Normierungseinheit 15 und die Geschwindigkeitssteuerungseinheit 16. Die Normierungseinheit 15 ist in Figur 9 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Die Koeffizienten g und h bestimmen die Länge des Zeitintervalls, über das eine Mittelung der Leistung von eM n stattfindet. nn = g·nn- 1+h·(eM n )2 g = 63/64   h = 1-g = 1/64 The updating unit 11 in turn contains the normalization unit 15 and the speed control unit 16. The normalization unit 15 is shown in FIG. 9 , and the following relationships apply. The coefficients g and h determine the length of the time interval over which the power of e M n is averaged. n n = G · n n- 1 + H · ( e M n ) 2nd G = 63/64 H = 1- G = 1/64

Die Geschwindigkeitssteuerungseinheit 16 ist in Figur 10 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Der Schrittweitefaktor βn wird ausgehend von βmax schrittweise um den Faktor 0.5 verkleinert bis βmin. Die optimalen Werte für βmax und ßmin hängen von der individuellen Hörkorrektur (4) ab. Die Variable cn wird als Zählvariable verwendet.

Figure 00150001
The speed control unit 16 is shown in Figure 10 and the following relationships apply. The step size factor β n is gradually reduced from β max by a factor of 0.5 to β min . The optimal values for β max and ß min depend on the individual hearing correction (4). The variable c n is used as a counter variable.
Figure 00150001

Der Kreuzglied-Dekorrelator 12 ist in Figur 11 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Neben den Rekursionsformeln für die Berechnung von ei n und bi n müssen auf jeder Stufe auch die Grössen di n und ni n ermittelt werden für die Nachführung der Koeffizienten kin. Die Filterordnung M ergibt sich aus einem Kompromiss zwischen gewünschtem Dekorrelationsgrad und dem benötigten Rechenaufwand.

Figure 00160001
Cross-link decorrelator 12 is shown in Figure 11 and the following relationships apply. In addition to the recursion formulas for the calculation of e i n and b i n , the quantities d i n and n i n must also be determined at each level for the tracking of the coefficients k in . The filter order M results from a compromise between the desired degree of decorrelation and the required computing effort.
Figure 00160001

In der bevorzugten Ausführungsform mit Filterordnung M=2 wird eine vollständige Dekorrelation durch Begrenzung des zweiten Koeffizienten k2n verhindert. Es gelten die nachfolgenden Beziehungen. k 2,n = min(k 2,n ,k max) k max = 0.921875 In the preferred embodiment with filter order M = 2, complete decorrelation is prevented by limiting the second coefficient k 2n . The following relationships apply. k 2, n = min ( k 2, n , k Max ) k Max = 0.921875

Das Kreuzglied-Filter 13 ist in Figur 12 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen.

Figure 00160002
The cross-link filter 13 is shown in Figure 12 and the following relationships apply.
Figure 00160002

Die Kontrolleinheit 14 ist in Figur 13 dargestellt, und es gelten die nachfolgenden Beziehungen. Der Vergessensfaktor λn ergibt sich aus dem Verhältnis der beiden Leistungen nd n und ne n. Im mittleren Bereich ist eine Hysterese vorhanden.

Figure 00170001
The control unit 14 is shown in FIG. 13 and the following relationships apply. The forgetting factor λ n results from the ratio of the two powers n d n and n e n . There is a hysteresis in the middle area.
Figure 00170001

Die bevorzugte Ausführungsform kann problemlos auf einem handelsüblichen Signalprozessor programmiert oder in einer integrierten Schaltung realisiert werden. Dazu müssen alle Variablen geeignet quantisiert und die Operationen auf die vorhandenen Architekturblöcke hin optimiert werden. Ein besonderes Augenmerk gilt dabei der Behandlung der quadratischen Grössen (Leistungen) und den Divisionsoperationen. Abhängig vom Zielsystem gibt es dazu optimierte Vorgehensweisen. Diese sind aber an und für sich nicht Gegenstand der vorliegenden Erfindung.The preferred embodiment can easily be on a commercial Signal processor programmed or implemented in an integrated circuit become. To do this, all variables must be appropriately quantized and the operations based on the existing architectural blocks are optimized. A special Attention is paid to the treatment of square sizes (services) and the division operations. Depending on the target system, there are optimized ones Procedures. But in and of themselves these are not the subject of present invention.

Claims (10)

Schaltung zur adaptiven Unterdrückung der akustischen Rückkopplung bei einem akustischen System mit mindestens einem Mikrophon (1) zur Erzeugung eines elektrischen Eingangssignals (d(t)), mindestens einem Lautsprecher bzw. Hörer (6) und einem dazwischenliegenden elektronischen Signalverarbeitungsteil, beinhaltend ein Filter (10) zur Modellierung einer Rückkopplungscharakteristik (7), eine Aufdatierungseinheit (11) zur Berechnung aktueller Koeffizienten (w n) für das Filter (10), einen Subtrahierer (3) zur Berechnung eines echokompensierten Eingangssignals (en) mittels Subtraktion einer vom Filter (10) gelieferten Echoschätzung (yn) von einem digitalen Eingangssignal (dn), ein Verzögerungselement (9) zur Berechnung eines verzögerten Ausgangssignals (xn), ein erstes adaptives Dekorrelationsfilter (12) sowie ein zweites adaptives Dekorrelationsfilter (13), dadurch gekennzeichnet, dass die beiden Dekorrelationsfilter (12, 13) als Kreuzglied-Dekorrelationsfilter ausgebildet sind, dass das erste Dekorrelationsfilter (12) zur Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals (en) sowie das zweite Dekorrelationsfilter (13) zur Dekorrelation des verzögerten Ausgangssignals (xn) mittels aus dem ersten Dekorrelationsfilter (12) stammender Koeffizienten (k n) angeordnet ist, und dass die beiden Dekorrelationsfilter (12, 13) für eine Berechnung ihrer Kreuzglied-Koeffizienten (k n) mittels adaptiver Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals (en) konfiguriert sind.Circuit for adaptive suppression of acoustic feedback in an acoustic system with at least one microphone (1) for generating an electrical input signal (d (t)), at least one loudspeaker or receiver (6) and an electronic signal processing part in between, including a filter (10 ) for modeling a feedback characteristic (7), an update unit (11) for calculating current coefficients ( w n ) for the filter (10), a subtractor (3) for calculating an echo-compensated input signal (e n ) by subtracting one from the filter (10 ) provided echo estimate (y n ) from a digital input signal (d n ), a delay element (9) for calculating a delayed output signal (x n ), a first adaptive decorrelation filter (12) and a second adaptive decorrelation filter (13), characterized in that that the two decorrelation filters (12, 13) are designed as cross-link decorrelation filters et are that the first decorrelation filter (12) for decorrelation of the echo-compensated input signal (e n ) and the second decorrelation filter (13) for decorrelation of the delayed output signal (x n ) by means of coefficients ( k n ) originating from the first decorrelation filter (12) and that the two decorrelation filters (12, 13) are configured for calculating their cross-link coefficients ( k n ) by means of adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal (e n ). Schaltung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine in der Aufdatierungseinheit (11) angeordnete Normierungseinheit (15) zur Normierung eines durch das erste Dekorrelationsfilter (12) gelieferten dekorrelierten echokompensierten Eingangssignals (eM n). Circuit according to Claim 1, characterized by a normalization unit (15) arranged in the update unit (11) for normalizing a decorrelated echo-compensated input signal (e M n ) supplied by the first decorrelation filter (12). Schaltung nach Anspruch 1 oder 2, gekennzeichnet durch eine Kontrolleinheit (14) zur Überwachung des Verhältnisses der Leistungen des digitalen Eingangssignals (dn) und des echokompensierten Eingangssignals (en) und zur Steuerung eines Vergessensfaktors (λn) in der Aufdatierungseinheit (11).Circuit according to Claim 1 or 2, characterized by a control unit (14) for monitoring the ratio of the powers of the digital input signal (d n ) and the echo-compensated input signal (e n ) and for controlling a forgetting factor (λ n ) in the updating unit (11) . Schaltung nach einem der Ansprüche 1-3, gekennzeichnet durch eine Geschwindigkeitssteuerungseinheit (16) zur Berechnung eines Schrittweitefaktors βn in der Aufdatierungseinheit (11).Circuit according to one of claims 1-3, characterized by a speed control unit (16) for calculating a step size factor β n in the updating unit (11). Verfahren zur adaptiven Unterdrückung der akustischen Rückkopplung, ausführbar mittels der Schaltung nach Anspruch 1, wobei mit mindestens einem Mikrophon (1) ein elektrisches Eingangssignals (d(t)) erzeugt wird, mit einem Filter (10) eine Rückkopplungscharakteristik (7) modelliert wird, mit einer Aufdatierungseinheit (11) aktuelle Koeffizienten (w n) für das Filter (10) berechnet werden, mit einem Subtrahierer (3) ein echokompensiertes Eingangssignal (en) mittels Subtraktion einer vom Filter (10) gelieferten Echoschätzung (yn) von einem digitalen Eingangssignal (dn) berechnet wird und mit einem Verzögerungselement (9) ein verzögertes Ausgangssignal (xn) berechnet wird, dadurch gekennzeichnet, dass mit einem ersten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter (12) das echokompensierte Eingangssignal (en) dekorreliert wird sowie mit einem zweiten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter (13) das verzögerte Ausgangssignal (xn) mittels aus dem ersten Kreuzglied-Dekorrelationsfilter (12) stammender Koeffizienten (k n) dekorreliert wird, und dass die Kreuzglied-Koeffizienten (k n) der beiden Dekorrelationsfilter (12, 13) mittels adaptiver Dekorrelation des echokompensierten Eingangssignals (en) berechnet werden. Method for adaptively suppressing acoustic feedback, which can be carried out by means of the circuit according to claim 1, wherein an electrical input signal (d (t)) is generated with at least one microphone (1), a feedback characteristic (7) is modeled with a filter (10), current coefficients ( w n ) for the filter (10) are calculated with an update unit (11), with an subtractor (3) an echo-compensated input signal (e n ) by subtracting an echo estimate (y n ) supplied by the filter (10) from a digital input signal (d n ) is calculated and a delayed output signal (x n ) is calculated with a delay element (9), characterized in that the echo-compensated input signal (e n ) is decorrelated with a first cross-member decorrelation filter (12) and with second cross-member decorrelation filter (13) the delayed output signal (x n ) by means of the first cross-member decorrelation filter (12) originating coefficients ( k n ) is decorrelated, and that the cross-link coefficients ( k n ) of the two decorrelation filters (12, 13) are calculated by means of adaptive decorrelation of the echo-compensated input signal (e n ). Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass eine Normierung eines durch das erste Dekorrelationsfilter (12) gelieferten dekorrelierten echokompensierten Eingangssignals (eM n) in der Aufdatierungseinheit (11) erfolgt.Method according to Claim 5, characterized in that a decorrelated echo-compensated input signal (e M n ) supplied by the first decorrelation filter (12) is normalized in the updating unit (11). Verfahren nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, dass eine Kontrolleinheit (14) das Verhältnis der Leistungen des digitalen Eingangssignals (dn) und des echokompensierten Eingangssignals (en) überwacht und einen Vergessensfaktor (λn) in der Aufdatierungseinheit (11) steuert.Method according to Claim 5 or 6, characterized in that a control unit (14) monitors the ratio of the powers of the digital input signal (d n ) and the echo-compensated input signal (e n ) and controls a forgetting factor (λ n ) in the updating unit (11) . Verfahren nach einem der Ansprüche 5-7, dadurch gekennzeichnet, dass in der Aufdatierungseinheit (11) ein Schrittweitefaktor βn nach dem Aufstarten des Hörgeräts ausgehend von einem Startwert schrittweise reduziert wird, bis der optimale Betriebswert erreicht ist.Method according to one of claims 5-7, characterized in that in the update unit (11) a step size factor β n after starting the hearing aid is gradually reduced starting from a starting value until the optimum operating value is reached. Verfahren nach einem der Ansprüche 5-8, dadurch gekennzeichnet, dass Kreuzglied-Dekorrelationsfilter (12, 13) zweiter Ordnung eingesetzt werden und eine obere Begrenzung auf den zweiten Kreuzglied-Koeffizienten k2n angewendet wird.Method according to one of Claims 5-8, characterized in that second-order cross-link decorrelation filters (12, 13) are used and an upper limit is applied to the second cross-link coefficient k 2n . Verfahren nach einem der Ansprüche 5-9, dadurch gekennzeichnet, dass in der Aufdatierungseinheit (11) nicht alle Filterkoeffizienten (w n) gleichzeitig, sondern jeweils nur ein kleiner, zyklisch wechselnder Teil davon aufdatiert wird.Method according to one of claims 5-9, characterized in that not all filter coefficients ( w n ) are updated in the update unit (11) at the same time, but rather only a small, cyclically changing part thereof.
EP98811273A 1998-01-14 1998-12-30 Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback Expired - Lifetime EP0930801B1 (en)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
CH6498 1998-01-14
CH6498 1998-01-14

Publications (3)

Publication Number Publication Date
EP0930801A2 true EP0930801A2 (en) 1999-07-21
EP0930801A3 EP0930801A3 (en) 2006-05-24
EP0930801B1 EP0930801B1 (en) 2008-11-05

Family

ID=4178488

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
EP98811273A Expired - Lifetime EP0930801B1 (en) 1998-01-14 1998-12-30 Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback

Country Status (5)

Country Link
US (1) US6611600B1 (en)
EP (1) EP0930801B1 (en)
AU (1) AU745946B2 (en)
DE (1) DE59814316D1 (en)
DK (1) DK0930801T3 (en)

Cited By (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001022775A2 (en) * 1999-09-20 2001-03-29 Sonic Innovations, Inc. Subband acoustic feedback cancellation in hearing aids
EP1154674A2 (en) * 2000-02-02 2001-11-14 Bernafon AG Circuit and method for adaptive noise suppression
DE10254407A1 (en) * 2002-11-21 2004-06-17 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Device and method for suppressing feedback
US7627129B2 (en) 2002-11-21 2009-12-01 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Apparatus and method for suppressing feedback
US7756276B2 (en) 2003-08-20 2010-07-13 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US7778426B2 (en) 2003-08-20 2010-08-17 Phonak Ag Feedback suppression in sound signal processing using frequency translation
US8351626B2 (en) 2004-04-01 2013-01-08 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US9380387B2 (en) 2014-08-01 2016-06-28 Klipsch Group, Inc. Phase independent surround speaker

Families Citing this family (20)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6829289B1 (en) * 2000-12-05 2004-12-07 Gossett And Gunter, Inc. Application of a pseudo-randomly shuffled hadamard function in a wireless CDMA system
US7545849B1 (en) 2003-03-28 2009-06-09 Google Inc. Signal spectrum spreading and combining system and method
US8385470B2 (en) * 2000-12-05 2013-02-26 Google Inc. Coding a signal with a shuffled-Hadamard function
US8374218B2 (en) * 2000-12-05 2013-02-12 Google Inc. Combining signals with a shuffled-hadamard function
US6982945B1 (en) 2001-01-26 2006-01-03 Google, Inc. Baseband direct sequence spread spectrum transceiver
US7453921B1 (en) * 2001-12-11 2008-11-18 Google Inc. LPC filter for removing periodic and quasi-periodic interference from spread spectrum signals
US7352833B2 (en) * 2002-11-18 2008-04-01 Google Inc. Method and system for temporal autocorrelation filtering
KR100898082B1 (en) * 2003-12-24 2009-05-18 노키아 코포레이션 A method for efficient beamforming using a complementary noise separation filter
US20050147258A1 (en) * 2003-12-24 2005-07-07 Ville Myllyla Method for adjusting adaptation control of adaptive interference canceller
EP1675374B1 (en) * 2004-12-22 2010-08-04 Televic NV. Circuit and method for estimating a room impulse response
JP2006197075A (en) * 2005-01-12 2006-07-27 Yamaha Corp Microphone and loudspeaker
JP4215015B2 (en) * 2005-03-18 2009-01-28 ヤマハ株式会社 Howling canceller and loudspeaker equipped with the same
US20070104335A1 (en) * 2005-11-09 2007-05-10 Gpe International Limited Acoustic feedback suppression for audio amplification systems
EP1793645A3 (en) 2005-11-09 2008-08-06 GPE International Limited Acoustical feedback suppression for audio amplification systems
US8767972B2 (en) * 2006-08-16 2014-07-01 Apherma, Llc Auto-fit hearing aid and fitting process therefor
DK2165567T3 (en) * 2007-05-22 2011-01-31 Phonak Ag Method of feedback cancellation in a hearing aid and a hearing aid
EP2475192A3 (en) * 2007-12-11 2015-04-01 Bernafon AG A hearing aid system comprising a hearing instrument and a remote control
DE102010009459B4 (en) * 2010-02-26 2012-01-19 Siemens Medical Instruments Pte. Ltd. Hearing device with parallel operated feedback reduction filters and method
US20170188147A1 (en) 2013-09-26 2017-06-29 Universidade Do Porto Acoustic feedback cancellation based on cesptral analysis
US10751524B2 (en) * 2017-06-15 2020-08-25 Cochlear Limited Interference suppression in tissue-stimulating prostheses

Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1520148A (en) * 1975-10-09 1978-08-02 Standard Telephones Cables Ltd Adaptive lattice filter
JPH02278926A (en) * 1989-04-19 1990-11-15 Nec Corp Fir lattice hybrid echo canceller
WO1993020668A1 (en) * 1992-03-31 1993-10-14 Gn Danavox A/S Hearing aid compensating for acoustic feedback
EP0585976A2 (en) * 1993-11-10 1994-03-09 Phonak Ag Hearing aid with cancellation of acoustic feedback

Family Cites Families (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US5259033A (en) 1989-08-30 1993-11-02 Gn Danavox As Hearing aid having compensation for acoustic feedback
US5680467A (en) 1992-03-31 1997-10-21 Gn Danavox A/S Hearing aid compensating for acoustic feedback
DK169958B1 (en) 1992-10-20 1995-04-10 Gn Danavox As Hearing aid with compensation for acoustic feedback
US5991418A (en) * 1996-12-17 1999-11-23 Texas Instruments Incorporated Off-line path modeling circuitry and method for off-line feedback path modeling and off-line secondary path modeling

Patent Citations (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
GB1520148A (en) * 1975-10-09 1978-08-02 Standard Telephones Cables Ltd Adaptive lattice filter
JPH02278926A (en) * 1989-04-19 1990-11-15 Nec Corp Fir lattice hybrid echo canceller
WO1993020668A1 (en) * 1992-03-31 1993-10-14 Gn Danavox A/S Hearing aid compensating for acoustic feedback
EP0585976A2 (en) * 1993-11-10 1994-03-09 Phonak Ag Hearing aid with cancellation of acoustic feedback

Non-Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
MBOUP M ET AL: "Coupled adaptive prediction and system identification: a statistical model and transient analysis" DIGITAL SIGNAL PROCESSING 2, ESTIMATION, VLSI. SAN FRANCISCO, MAR. 23, Bd. VOL. 5 CONF. 17, 23. März 1992 (1992-03-23), Seiten IV1-IV4, XP010059154 ISBN: 0-7803-0532-9 *
PATENT ABSTRACTS OF JAPAN Bd. 015, Nr. 046 (E-1029), 4. Februar 1991 (1991-02-04) & JP 02 278926 A (NEC CORP), 15. November 1990 (1990-11-15) *

Cited By (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2001022775A2 (en) * 1999-09-20 2001-03-29 Sonic Innovations, Inc. Subband acoustic feedback cancellation in hearing aids
US7020297B2 (en) 1999-09-21 2006-03-28 Sonic Innovations, Inc. Subband acoustic feedback cancellation in hearing aids
WO2001022775A3 (en) * 1999-09-21 2001-12-06 Sonic Innovations Inc Subband acoustic feedback cancellation in hearing aids
US6480610B1 (en) 1999-09-21 2002-11-12 Sonic Innovations, Inc. Subband acoustic feedback cancellation in hearing aids
EP1154674A2 (en) * 2000-02-02 2001-11-14 Bernafon AG Circuit and method for adaptive noise suppression
EP1154674A3 (en) * 2000-02-02 2007-03-21 Bernafon AG Circuit and method for adaptive noise suppression
DE10254407A1 (en) * 2002-11-21 2004-06-17 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Device and method for suppressing feedback
DE10254407B4 (en) * 2002-11-21 2006-01-26 Fraunhofer-Gesellschaft zur Förderung der angewandten Forschung e.V. Apparatus and method for suppressing feedback
US7627129B2 (en) 2002-11-21 2009-12-01 Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. Apparatus and method for suppressing feedback
US7756276B2 (en) 2003-08-20 2010-07-13 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US7778426B2 (en) 2003-08-20 2010-08-17 Phonak Ag Feedback suppression in sound signal processing using frequency translation
US8351626B2 (en) 2004-04-01 2013-01-08 Phonak Ag Audio amplification apparatus
US9380387B2 (en) 2014-08-01 2016-06-28 Klipsch Group, Inc. Phase independent surround speaker

Also Published As

Publication number Publication date
US6611600B1 (en) 2003-08-26
DE59814316D1 (en) 2008-12-18
AU745946B2 (en) 2002-04-11
EP0930801A3 (en) 2006-05-24
DK0930801T3 (en) 2009-02-23
EP0930801B1 (en) 2008-11-05
AU9826598A (en) 1999-08-05

Similar Documents

Publication Publication Date Title
EP0930801B1 (en) Circuit and method for adaptive suppression of acoustic feedback
DE60004539T2 (en) SUBBAND SUPPRESSION OF ACOUSTIC FEEDBACK IN HEARING AID
DE60028779T2 (en) FEEDBACK CANCELLATION WITH LOW FREQUENCY INPUT
DE69922940T2 (en) DEVICE AND METHOD FOR COMBINING AUDIO COMPRESSION AND FEEDBACK SUPPRESSION IN A HEARING DEVICE
DE69906560T2 (en) COCHLEA COMPRESSION MODEL-BASED HEARING AID
DE69933141T2 (en) TONE PROCESSOR FOR ADAPTIVE DYNAMIC RANGE IMPROVEMENT
DE60120949T2 (en) A HEARING PROSTHESIS WITH AUTOMATIC HEARING CLASSIFICATION
DE60116255T2 (en) NOISE REDUCTION DEVICE AND METHOD
DE60222813T2 (en) HEARING DEVICE AND METHOD FOR INCREASING REDEEMBLY
EP0656737B1 (en) Hearing aid with cancellation of acoustic feedback
DE69731573T2 (en) Noise reduction arrangement
EP0614304A1 (en) Process for improvement of acoustic feedback suppression in electro-acoustic devices
EP1103956B1 (en) Exponential reduction of echo and noise during speech pauses
EP1189419B1 (en) Method and device for eliminating the loudspeaker interference on microphone signals
EP1155561B1 (en) Method and device for suppressing noise in telephone devices
DE69632426T2 (en) Acoustic echo canceler
DE102018117557B4 (en) ADAPTIVE FILTERING
DE60317368T2 (en) NONLINEAR ACOUSTIC ECHO COMPENSATOR
EP1055317A1 (en) Method for improving acoustic noise attenuation in hand-free devices
AT504164B1 (en) DEVICE FOR NOISE PRESSURE ON AN AUDIO SIGNAL
DE602004006912T2 (en) A method for processing an acoustic signal and a hearing aid
DE112005003681T5 (en) Hearing aid with feedback signal reduction function
EP1407544B1 (en) Filter circuit and method for processing an audio signal
DE60303278T2 (en) Device for improving speech recognition
EP1453355A1 (en) Signal processing in a hearing aid

Legal Events

Date Code Title Description
PUAI Public reference made under article 153(3) epc to a published international application that has entered the european phase

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009012

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A2

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE

AX Request for extension of the european patent

Free format text: AL;LT;LV;MK;RO;SI

PUAL Search report despatched

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009013

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: A3

Designated state(s): AT BE CH CY DE DK ES FI FR GB GR IE IT LI LU MC NL PT SE

AX Request for extension of the european patent

Extension state: AL LT LV MK RO SI

17P Request for examination filed

Effective date: 20061121

AKX Designation fees paid

Designated state(s): CH DE DK FR GB LI

17Q First examination report despatched

Effective date: 20070611

GRAP Despatch of communication of intention to grant a patent

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR1

GRAS Grant fee paid

Free format text: ORIGINAL CODE: EPIDOSNIGR3

GRAA (expected) grant

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009210

AK Designated contracting states

Kind code of ref document: B1

Designated state(s): CH DE DK FR GB LI

REG Reference to a national code

Ref country code: GB

Ref legal event code: FG4D

Free format text: NOT ENGLISH

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: EP

REF Corresponds to:

Ref document number: 59814316

Country of ref document: DE

Date of ref document: 20081218

Kind code of ref document: P

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: NV

Representative=s name: FREI PATENTANWALTSBUERO AG

REG Reference to a national code

Ref country code: DK

Ref legal event code: T3

PLBE No opposition filed within time limit

Free format text: ORIGINAL CODE: 0009261

STAA Information on the status of an ep patent application or granted ep patent

Free format text: STATUS: NO OPPOSITION FILED WITHIN TIME LIMIT

26N No opposition filed

Effective date: 20090806

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Payment date: 20101222

Year of fee payment: 13

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: GB

Payment date: 20101229

Year of fee payment: 13

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: CH

Payment date: 20111214

Year of fee payment: 14

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Payment date: 20120118

Year of fee payment: 14

PGFP Annual fee paid to national office [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DE

Payment date: 20111227

Year of fee payment: 14

REG Reference to a national code

Ref country code: CH

Ref legal event code: PL

REG Reference to a national code

Ref country code: DK

Ref legal event code: EBP

GBPC Gb: european patent ceased through non-payment of renewal fee

Effective date: 20121230

REG Reference to a national code

Ref country code: FR

Ref legal event code: ST

Effective date: 20130830

REG Reference to a national code

Ref country code: DE

Ref legal event code: R119

Ref document number: 59814316

Country of ref document: DE

Effective date: 20130702

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: LI

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20121231

Ref country code: CH

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20121231

Ref country code: DE

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130702

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: FR

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130102

Ref country code: GB

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20121230

PG25 Lapsed in a contracting state [announced via postgrant information from national office to epo]

Ref country code: DK

Free format text: LAPSE BECAUSE OF NON-PAYMENT OF DUE FEES

Effective date: 20130102